JP2008061486A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型軽量高信頼性と低騒音低振動とを両立できるインバータ装置の提供を目的とする。
【解決手段】インバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させる制御回路とを備え、制御回路は電流センサによりモータの相電流の検出を可能とするために、１キャリア周期もしくは２キャリア周期単位で第１の補正と第２の補正とをそれぞれの隣接する１キャリア周期もしくは２キャリア周期で行い、第１の補正によるリップル電流と第２の補正によるリップル電流とは逆極性とする。
【選択図】図２０

Description

本発明は、ＰＷＭ変調を行うインバータ装置の相電流検出方法に関するものである。

従来、この種の相電流検出方法として、直流電源ラインの電流から検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

この回路について以下説明する。図３７に電気回路図を示す。インバータ装置２０の制御回路７は、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、スイッチング素子２を制御してバッテリー１の電力を直流交流変換する。これにより、モータの固定子巻線４へ交流電流が供給され、磁石回転子５が駆動される。ダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。電流センサ６の検出電流値は、制御回路７へ送られ、消費電力算出、スイッチング素子２保護等のための判断に用いられ、更に磁石回転子５の位置検出に用いられる。

次に、電流センサ６にて相電流を検出する方法について、正弦波駆動を例に説明する。まず、３相変調の波形を示す。Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、中性点電圧２９に関し、図３８に最大変調５０％のＤｕｔｙを、図３９に最大変調１０％のＤｕｔｙを示す。図４０に、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚの通電の一例を示している。この場合、図３８の最大変調５０％の３相変調において、位相がおおよ１２０度での通電である。通電パターンとして、（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）の４パターンがある。同一相の上アームスイッチング素子がＯＮならば下アームスイッチング素子はＯＦＦ、上アームスイッチング素子がＯＦＦならば下アームスイッチング素子はＯＮの関係にある。但し、表示を簡明にするために、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との短絡防止用デッドタイムは省略している。

詳細は割愛するが、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ，ＯＦＦ状態で電流センサ６により検出できる相電流が決定される。即ち、１相のみＯＮ時はその相の電流、２相ＯＮ時は残りの相の電流が検出可能であり、３相ともＯＮ時及び３相ともＯＦＦ時は検出不可となる。そのため、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。但し、電流センサ６による電流検出において、上記ＯＮ時間が、電流検出するために必要な最低限の時間以上あることが条件になる。

図４１において、図３８の最大変調５０％の３相変調における位相３０度、４５度、６０度、７５度、９０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮＤｕｔｙを中央から均等に振り分け表示している。なお、Ｕ相の通電期間を細実線で、Ｖ相の通電期間を中実線で、Ｗ相の通電期間を太実線で表わしている。さらに、各通電期間の下に矢印で示したＵ，ＶはそれぞれＵ相の電流検出可能期間とＶ相の電流検出可能期間を示している。同様に、図４２に最大変調１０％の場合を示す。

ここで、図４１、図４２の位相３０度、９０度においては、２相の通電時間が一致しているために、電流センサ６による検出時間が確保できず、１相分の電流しか検出できない状況になっている。また、図４２の位相４５度、６０度、７５度においては、電流センサ６による検出時間が確保できず、１相分の電流も検出できない。磁石回転子５の位置検出のためには、少なくとも２相分の相電流検出が必要になる。

この検出時間が確保できないことへの対応方法の一例を次に示す。ＰＷＭ変調においては、各相同じ値で通電をプラスもしくはマイナスしても相電圧は変わらないので、次の様に対応することができる。

図４３（ａ）は、最大変調１０％における位相７５度の場合を示している。３相の通電時間うち、最大通電時間をＡ、中間の通電時間をＢ、最小通電時間をＣとする。最大通電時間Ａと中間の通電時間Ｂとの差の半分〔（Ａ−Ｂ）／２〕をαとする。中間の通電時間Ｂと最小通電時間Ｃとの差の半分〔（Ｂ−Ｃ）／２〕をβとする。また、電流センサ６が電流検出するために必要な最小時間をδとする。α＋β＜δとする。図４３（ｂ）において、最大通電時間（Ｕ相）に２δを通電期間後半に追加する。また、中間の通電時間（Ｗ相）に２δを通電期間前半に追加する。図４３（ｃ）において、最小通電時間（Ｖ相）に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間後半において、Ｕ相の電流検出時間は、δ以上のδ＋α＋βとなり、Ｕ相の電流検出が可能である。また、通電期間前半において、Ｗ相の電流検出時間はδ以上のδ＋βとなり、Ｗ相の電流検出が可能となる。

このような補正をした場合、補正をしない場合に比べ、キャリア周期を通しての相電流の増減は変化しないが、キャリア周期内での相電流にリップル電流が現れる。このリップル電流について、以下詳細に説明する。図４４に図４３（ａ）の補正をしない場合、図４５に図４３（ｃ）の補正をする場合における、キャリア周期内でのＵ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷの挙動を示す。ここで、説明を簡明にするため、モータの固定子巻線４には、インダクタンスＬのみが存在し、抵抗Ｒは０とする。また、キャリア周期での相電流の変化（リップル）を把握できれば良いので、キャリア周期では殆ど変化しない誘起電圧は考慮しないものとする。

図４４において、図４０に示すパターン（ａ）の領域においては、図４６（イ）の状態であり、各相電流は変化しない。パターン（ｂ）の領域においては、図４７（ハ）の状態であり、Ｕ相電流ｉＵは上昇（実線矢印で示す）し、下降（破線矢印で示す）するＶ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷの倍変化する。この時、電流は、直線的に変化する。即ち、固定子巻線のインダクタンスをＬ、直流電圧をＥ、電流をｉとすると、Ｅ＝Ｌｄｉ／ｄｔであり、電流ｉの時間変化率ｄｉ／ｄｔは定数となるためである。パターン（ｃ）の領域においては、図４８（ホ）の状態であり、Ｖ相電流ｉＶは下降し、上昇するＵ相電流ｉＵ、Ｗ相電流ｉＷの倍変化する。パターン（ｄ）の領域においては、図４６（ロ）の状態であり、各相電流は変化しない。

図４５の補正をする場合においては、キャリア周期スタートの左から、図４６（イ）、図４７（ニ）、図４８（ヘ）、図４６（ロ）、図４８（ト）、図４７（ハ）、図４６（イ）の状態となる。

図より明らかなように、図４４の補正をしない場合は各電流が徐々に変化しているのに対し、図４５の補正をする場合は、Ｕ相電流ｉＵは増加する途中で一旦減少し、Ｗ相電流ｉＷは減少する途中で一旦増加している。即ち、図４５においてはリップル電流が発生している。但し、キャリア周期終端では、Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷともに、補正をしない場合と同じ値になる。即ち、キャリア周期を通しての相電流の増減は同じであり、ＰＷＭ変調に変化はない。

上記リップル電流は、他の補正方法でも同様に発生する。一方、このような電流センサを一つのみの構成とすることにより、他の方式（例えば、特許文献２、特許文献３参照）に比べ、構成部品が減少するため、小型軽量化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができる。上アーム及び下アームともにスイッチング素子に流れる最大電流を
検出できるので、スイッチング素子及び並列のダイオードを保護することができる。また、電流センサ６により検出される電流は、バッテリー１からの直流電流であるので、バッテリー１からの供給電力演算が容易である。
特開２００４−２８２８８４号公報（第１４頁、第１図） 特開２００３−２８４３７４号公報（第７頁、第１図） 特開２０００−３３３４６５号公報（第８頁、第１図）

上記のように、電流センサが一つのみの相電流検出方法においては、電流センサを２個乃至３個用いる他の方式に比べて構成部品が少ない。そのため、小型軽量化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができるなどの利点がある。然しながら、他の方式は相電流検出のための通電補正は必要としないのに対し、上記の如く当該方式においては、相電流を検出するために通電補正が必要になる。そして、このためにリップル電流が発生する。このリップル電流は電磁力となり、モータの固定子巻線、メカ、ハウジングなどに作用し、騒音振動を発生させることとなる。一方、他の方式においては、構成部品が多く小型軽量化が困難であるが、相電流検出のための通電補正は必要なく、リップル電流に起因する騒音振動は発生せず低騒音低振動である。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電流センサが一つのみで小型軽量高信頼性を確保するとともに、相電流検出時における騒音振動を抑制すること、即ち、小型軽量高信頼性と低騒音低振動とを両立できるインバータ装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させる制御回路とを備え、制御回路は電流センサによりモータの相電流の検出を可能とするために、１キャリア周期もしくは２キャリア周期単位で第１の補正と第２の補正とをそれぞれの隣接する１キャリア周期もしくは２キャリア周期で行い、第１の補正によるリップル電流と第２の補正によるリップル電流とは逆極性とするものである。

上記構成により、同一極性のリップル電流繰り返しが防止され、高い周波数の騒音振動が抑制される。そして、第一の補正により発生するリップル電流に起因する騒音振動は、第二の補正により発生する逆極性のリップル電流に起因する騒音振動によりキャンセルされる。また、リップル電流の極性が正負交互に変化するので、発生する周波数が低く滑らかになる。従って、小型軽量高信頼性と低騒音低振動とを両立させることができる。

本発明のインバータ装置は、小型軽量高信頼性と低騒音低振動とを両立できる。

第１の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させる制御回路とを備え、制御回路は電流センサによりモータの相電流の検出を可能とするために、１キャリア周期もしくは２キャリア周期単位で第１の補正と第２の補正とをそれぞれの隣接する１キャリア周期もしくは２キャリア周期で行い、第１の補正によるリップル電流と第２の補正によるリップル電流とは逆極性とする。制御
回路は、第一の補正をする通電とは別の通電に、第一の補正により発生するリップル電流とは逆極性のリップル電流を発生させる第二の補正を行う。

上記構成により、同一極性のリップル電流繰り返しが防止され、高い周波数の騒音振動が抑制される。そして、第一の補正により発生するリップル電流に起因する騒音振動は、第二の補正により発生する逆極性のリップル電流に起因する騒音振動によりキャンセルされる。また、リップル電流の極性が正負交互に変化するので、発生する周波数が低く滑らかになる。従って、小型軽量高信頼性と低騒音低振動とを両立できる。

第２の発明は、第１の発明のインバータ装置において、キャリア周期２回で２相分の相電流を検出する。上記構成により、リップル電流のレベルが小さくなり、発生する周波数が更に低く滑らかになる。これにより、更に低騒音低振動化を図ることができる。

第３の発明は、第１の発明のインバータ装置において、キャリア周期４回で２相分の相電流を検出する。上記構成により、リップル電流のレベルが小さくなり、発生する周波数が更に低く滑らかになる。これにより、更に低騒音低振動化を図ることができる。

第４の発明は、第１乃至第３の発明のインバータ装置において、第一の補正及び第二の補正ともに行わないキャリア周期を、第一の補正を行うキャリア周期及び第二の補正を行うキャリア周期と組み合わせて設けるものである。上記構成により、発生する周波数が更に低く滑らかになる。単位時間当たりのエネルギーも低下する。これにより、更に低騒音低振動化を図ることができる。

第５の発明は、第４の発明のインバータ装置において、第一の補正及び第二の補正ともに行わないキャリア周期において、相電流の検出が可能な場合、当該相電流を検出するものである。低変調（低出力）の場合、補正をしないキャリア周期では、相電流を検出できない場合が多い。然しながら、検出できる場合もある。このような場合、当該相電流を１相分でも検出し、制御に用いることで、位置検出の精度などを向上させることができる。

第６の発明は、第１の発明のインバータ装置において、起動時においては、キャリア周期ごとに２相分の相電流を検出するものである。モータの起動時においては、回転数が低く誘起電圧が小さいため、位置検出が容易ではない。また、短時間の起動時であれば、騒音振動の影響は小さい。そのため、第２の発明２から第５の発明の内容は実施することなく、キャリア周期ごとに、２相分の相電流を検出し、位置検出するのが好ましい。これにより、起動性能の低下を防止することができる。

第７の発明は、第１乃至第６の発明のインバータ装置において、モータが低回転時において、第一の補正及び第二の補正を行うものである。低回転時（２０Ｈｚ前後）においては、モータの回転に伴う機械騒音が小さいため、リップル電流に起因する騒音が目立ち易く、本発明の大きい効果を得られる。また、第２乃至第５の発明においては、２相分の相電流を検出できないキャリア周期が存在するが、キャリア周期に対して回転周期が充分に大きいため、キャリア周期当りの位置検出への影響を小さくすることができる。

第８の発明は、第１乃至第７の発明のインバータ装置において、モータへの出力が低出力時において、第一の補正及び第二の補正を行うものである。上記構成により、低出力時（１０％前後の低変調時）は、ＰＷＭ変調による電流増減に対して、補正による電流のリップルが相対的に大きいので、本発明の大きい効果を得られる。

第９の発明は、第１乃至第８の発明のインバータ装置において、電動圧縮機に搭載されるものである。エアコンの運転においては静粛性が求められる。また、電動圧縮機に搭載
されるインバータ装置は、取付スペースに制約があり小型化が必要で、モータからの振動に対して耐振性が必要であるため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出し、低騒音低振動を実現する本インバータ装置は有用である。

第１０の発明は、第１乃至第５、第８の発明のインバータ装置において、交流電流をモータに代わりトランスへ出力するものである。これにより、トランスへ供給される相電流を検出できるとともに、リップル電流に起因するトランスの騒音振動を低減することができる。

第１１の発明は、第１乃至第１０の発明のインバータ装置において、車両に搭載するものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、走行による振動に対する耐振性、静粛性も必要なため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出し、低騒音低振動を実現する本インバータ装置は有用である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置とその周辺の電気回路である。インバータ装置２３の制御回路１２は、電源ラインに設けられた電流センサ６からの電圧により相電流を検出する。２相分の相電流を検出すれば、残りの相の相電流は当該２個の電流値から演算できる（固定子巻線４の中性点においてキルヒホッフの電流の法則を適用する）。

これら３相分の電流値に基づき、制御回路１２は、センサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータ１１と称す）を構成する磁石回転子５による固定子巻線４の誘起電圧を演算し、磁石回転子５の位置検出を行う。そして、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより正弦波状の交流電流を固定子巻線４へ出力する。インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ，Ｙ，Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｘ，Ｙ，Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ，３Ｖ，３Ｗ，３Ｘ，３Ｙ，３Ｚと定義する。

電流センサ６は、ホール素子を用いた電流センサ、シャント抵抗など、瞬時ピーク電流が検出できるものであれば良い。また、電源ラインのプラス側に設けても良い。シャント抵抗ならば小型化耐振性向上が実現し易い。

制御回路１２は、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚと、接続線１８により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子２がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。

誘起電圧の演算は次のようにしてなされる。固定子巻線４には、インダクタンスＬとともに抵抗Ｒも存在している。誘起電圧、インダクタンスＬの電圧、抵抗Ｒの電圧の和がインバータ装置２３からの印加電圧に等しいので、誘起電圧をＥ、相電流をｉ、印加電圧をＶとすると、Ｖ＝Ｅ＋Ｒ・ｉ＋Ｌ・ｄｉ／ｄｔである。誘起電圧Ｅは、Ｅ＝Ｖ−Ｒ・ｉ−Ｌ・ｄｉ／ｄｔで表される。制御回路１２はスイッチング素子２を制御しているので、印加電圧Ｖは既知である。そのため、制御回路１２のプログラムソフトにインダクタンスＬ
と抵抗Ｒの値を入力しておけば、相電流ｉを検出することで誘起電圧Ｅを算出できる。

次に、電流センサ６にて、相電流を検出する方法について述べる。まず、３相変調の波形を示す。Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、中性点電圧２９に関し、図２に最大変調１００％の３相変調を、図３に最大変調５０％の３相変調を、図４に最大変調１０％の３相変調を示す。３相変調においては、変調が上がるにつれ５０％を中心に０％と１００％の両方向に伸びている。

次に、図により例を示して説明する。図５に、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚの通電の一例を示している。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現化される。この場合、図３の最大変調５０％の３相変調において、位相がおおよそ１２０度での通電である。通電パターンとして、（ａ），（ｂ），（ｃ），（ｄ）の４パターンがある。

通電パターン（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＮである。図６に、このときの電流の流れの一例を示す。Ｕ相電流、Ｖ相電流がそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙと並列のダイオード３Ｘ，３Ｙから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出されない。

通電パターン（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ，ＺがＯＮである。図７に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流は、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流は下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオード３Ｙから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｕ相の電流が流れ検出される。

通電パターン（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。図８に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｗ相の電流が流れ検出される。

通電パターン（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ，Ｙ，Ｚ全てがＯＦＦである。図９に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流、Ｖ相電流は、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流は固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオード３Ｗに流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出されない。

上記説明の通り、Ｕ相電流とＷ相電流が検出されるので、残りのＶ相電流は固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用することにより求められる。この場合、Ｕ相電流は固定子巻線４の中性点へ流れ込む電流であり、Ｗ相電流は固定子巻線４の中性点から流れ出る電流なので、Ｖ相電流はＵ相電流とＷ相電流の差をとれば求められる。また、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮ，ＯＦＦ状態で電流センサ６により検出できる相電流が決定されることが分かる。１相のみＯＮ時はその相の電流、２相ＯＮ時は残りの相の電流が検出可能であり、３相ＯＮ時及び３相ＯＦＦ時は検出不可となる。従って、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。

図１０において、図２の最大変調１００％の３相変調における位相３０度、４５度、６０度、７５度、９０度においての１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮＤｕｔｙを中央から均等に振り分け通電期間として表示している。このＯＮＤｕｔｙは、図２に示されるＤｕｔｙである。なお、Ｕ相の通電期間を細実線で、Ｖ相の通電期間を中実線で、Ｗ相の通電期間を太実線で表わしている。さらに、各通電期間の下に矢印で示したＵ，ＶはそれぞれＵ相の電流検出可能期間とＶ相の電流検出可能期間を示している。他の位相でＷ相の電流が検出できる場合、Ｗが表示される。

例えば、３０度においては、図２より、Ｕ相変調は７５％、Ｗ相変調も７５％であるので、１キャリア（キャリア周期）を１００％として、Ｕ相（細線）の変調（通電時間）、Ｗ相（太線）の変調（通電時間）ともに７５％を中央から均等に振り分け表示している。他の位相も同様である。３０度〜９０度としたのは、通電する相は異なるが、この通電時間パターンの繰り返しになっているからである。同様に、図１１に最大変調５０％の場合、図１２に最大変調１０％の場合、図１３に最大変調５％の場合を示す。

ここで、図１０、図１１、図１２の位相３０度、９０度においては、２相の通電時間が一致しているために、電流センサ６による検出時間が確保できず、１相分の電流しか検出できない状況になっている。また、図１２の位相４５度、６０度、７５度、図１３の全位相においては、電流センサ６による検出時間が確保できず、１相分の電流も検出できない。

この検出時間が確保できないことへの対応方法の一例を図１４に示す。ＰＷＭ変調においては、各相同じ値で通電をプラスもしくはマイナスしても相電圧は変わらないので、次の様に対応することができる。

図１４（ａ）は、最大変調１０％における即ち図１２の位相７５度の場合を示している。３相の通電時間うち、最大通電時間をＡ、中間の通電時間をＢ、最小通電時間をＣとする。最大通電時間Ａと中間の通電時間Ｂとの差の半分〔（Ａ−Ｂ）／２〕をαとする。中間の通電時間Ｂと最小通電時間Ｃとの差の半分〔（Ｂ−Ｃ）／２〕をβとする。また、電流センサ６が電流検出するために必要な最小時間をδとする。この場合α＋β＜δとする。図１４（ｂ）において、最大通電時間（Ｕ相）に２δを通電期間後半に追加する。また、中間の通電時間（Ｗ相）に２δを通電期間前半に追加する。図１４（ｃ）において、最小通電時間（Ｖ相）に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間後半において、Ｕ相の電流検出時間は、δ以上のδ＋α＋βとなり、Ｕ相の電流検出が可能である。また、通電期間前半において、Ｗ相の電流検出時間はδ以上のδ＋βとなり、Ｗ相の電流検出が可能となる。以上のようにして、電流センサ６により、相電流を検出することができる。

然しながら、次の問題が生じる。このような通電時間の補正をした場合、補正をしない場合に比べ、キャリア周期を通しての相電流の増減は変化しないが、キャリア周期内での相電流にリップル電流が現れる。

図１５に補正をしない場合即ち図１４（ａ）の、２キャリア周期に渡る、キャリア周期内でのＵ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷの挙動を示す。ここで、２つのキャリア周期では位相変化は小さく、通電状態（ＯＮＤｕｔｙ）は同じとする。一方、図１６に、補正をする場合即ち図１４（ｃ）の、２キャリア周期に渡る、キャリア周期内でのＵ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷの挙動を示す。

図から明らかなように、図１５の補正をしない場合は各電流が徐々に変化しているのに対し、図１６の補正をする場合は、Ｕ相電流ｉＵは増加する途中で一旦減少し、Ｗ相電流
ｉＷは減少する途中で一旦増加している。このように、本来の変調のためには必要のない電流をリップル電流と定義する。Ｕ相電流ｉＵには下方向（以降負極性方向と称す）の、Ｗ相電流ｉＷには上方向（以降正極性方向と称す）のリップル電流が生じる。但し、キャリア周期終端では、Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷともに、補正をしない場合と同じ値になる。即ち、キャリア周期を通しての相電流の増減は同じであり、ＰＷＭ変調に変化はない（キャリア周期を通しての相電圧、相電流に変化はない）。

上記リップル電流は、上記図１４の方法に限らず他の補正方法でも、電流検出するために必要な最小時間δを確保するために通電時間の補正をした場合（例えば時間を追加）、その後、ＰＷＭ変調が変化しないようにしなければならない（例えば同一時間を削減）ので、同様に発生する。そして、このリップル電流は、モータのメカ、ハウジングを振動乃至共振させるため、騒音振動の原因となる。図１６においては、キャリア周期毎に発生する同一方向のリップル電流の繰り返しによりキャリア周期毎に同一方向の振動が生じる即ちキャリア周波数の騒音振動が発生する。

ここで、本発明による上記騒音振動の改善方法を示す。図１７は、本発明の実施の形態１に係る通電改善例の電流の挙動である。左側のキャリア周期に第１の補正を、右側のキャリア周期に第２の補正を行う場合を示す。この場合、どちらも１キャリア周期単位の補正である。左側のキャリア周期においては、従来の図１６における補正と同様である。即ち、Ｕ相電流ｉＵには負極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには正極性方向のリップル電流が生じる。

しかし、右側のキャリア周期においては、図１６における通電をキャリア周期の中央において左右反転させたものにしている。この場合、Ｕ相電流ｉＵは増加する途中で一旦大きく増加し、Ｗ相電流ｉＷは減少する途中で一旦大きく減少している。即ち、図に示す如く、リップル電流は左側のキャリア周期とは逆方向となり、Ｕ相電流ｉＵには正極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには負極性方向のリップル電流が生じる。これにより、従来の図１６におけるキャリア周期毎同一方向のリップル電流繰り返しは生じない。従って、キャリア周波数の騒音振動は発生しなくなり、低騒音低振動を実現できる。

上記図１６、図１７では、ＰＷＭ変調による電流変化も含まれているため、リップル電流が把握しにくい。そこで、以降、ＰＷＭ変調が０の通電に対して補正をする場合について説明する。これにより、補正により生じるリップル電流のみを考察することができる。

図１８にＰＷＭ変調が０の通電を示す。Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷは変化しない。図１３の最大変調５％の場合はこれに近い。

図１９は、図１４と同様の補正を図１８に行ったものである。結果として、電流センサ６が電流検出するために必要な最小時間δが確保され、Ｗ相電流ｉＷ、Ｕ相電流ｉＵが検出可能となっている。図１４において、α，βがともに０の場合に等しい。図に示すように、図１６と同様に、Ｕ相電流ｉＵには負極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには正極性方向のリップル電流が生じている。キャリア周期終端では、Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷともに、補正をしない場合と同じ値になる。即ち、キャリア周期を通しての相電流の増減は同じ０であり、ＰＷＭ変調に変化はない。そして、キャリア周期毎に発生する同一方向のリップル電流の繰り返しにより、キャリア周期毎に同一方向の振動が生じ、キャリア周波数の騒音振動が発生する。同一方向のみのリップル電流の繰り返しであり、逆方向のリップル電流が含まれず不連続のため、歪の多い耳障りな騒音となる。

図２０は図１９の改善例である。左側のキャリア周期においては、図１９における補正と同様である。即ち、Ｕ相電流ｉＵには負極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには正極性方向のリ
ップル電流が生じている。右側のキャリア周期においては、図１９における通電をキャリア周期の中央において左右反転させたものにしている。この場合、図に示す如く、リップル電流は左側のキャリア周期とは逆方向となる。Ｕ相電流ｉＵには正極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには負極性方向のリップル電流が生じる。同一極性のリップル電流は、２キャリア周期毎に発生する（周波数は半分）。

これにより、図１９におけるキャリア周期毎同一方向のリップル電流繰り返しは生じない。リップル電流の方向がキャリア周期で変化し連続しているため滑らかであり、周波数は半分であるため、聴感的騒音が低減される。また、Ｕ相電流ｉＵにおいて、左側キャリア周期の負極性方向リップル電流に起因して発生した騒音振動は、右側キャリア周期の正負極性方向リップル電流に起因して発生する騒音振動によりキャンセル（減衰）される。従って、キャリア周波数の騒音振動は発生しなくなり、低騒音低振動を実現できる。

尚、図２０において、右側のキャリア周期は、図１９における通電をキャリア周期の中央において左右反転させたものである。この場合、右側キャリア周期での相電流検出は、左側でＵ相、右側でＷ相となり、図１９とは逆になるが、２相分検出可能であることは同じである。

（実施の形態２）
図２１〜図２４により、実施の形態２について説明する。図２１の左側キャリア周期は、図１８において、Ｗ相に２δを通電期間前半に追加し、また、Ｕ相及びＶ相に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加したものである。これにより、通電期間前半または後半において、Ｗ相の電流検出時間はδとなり、Ｗ相の電流検出が可能となる。Ｕ相電流ｉＵには負極性方向の、Ｖ相電流ｉＶには負極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには正極性方向のリップル電流が生じる。

右側キャリア周期においては、Ｕ相に２δを通電期間前半に追加する。また、Ｖ相及びＷ相に２δを通電期間前半及び後半に均等に追加する。これにより、通電期間前半または後半において、Ｕ相の電流検出時間はδとなり、Ｕ相の電流検出が可能となる。Ｕ相電流ｉＵには正極性方向の、Ｖ相電流ｉＶには負極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには負極性方向のリップル電流が生じる。これにより、２キャリア周期期で異なる２相の相電流が検出される。Ｕ相、Ｗ相のリップル電流は、図２０同様、左右のキャリア周期で逆方向となる。また、Ｕ相、Ｗ相のリップル電流は、図２０に比べ小さくなる。これにより、更に低騒音低振動化できる。

然しながら、Ｖ相のリップル電流は、キャリア周期毎に同一方向に繰り返し発生する。そのため、キャリア周期毎に同一方向の振動が生じキャリア周波数の騒音振動が発生する。図２２に図２１を２回連続させて４キャリア周期としたものを示す。

図２３は、図２１における通電を、左側キャリア周期及び右側キャリア周期それぞれにおいて、キャリア周期の中央において左右反転させたものにしている。この場合、図に示す如く、リップル電流は図２１とは左側キャリア周期及び右側キャリア周期それぞれ逆方向となる。検出できる相電流は変化しない。１番目のキャリア周期は第１の補正、２番目のキャリア周期は第２の補正となる。

図２４は、左側を図２１、右側を図２３として連続させ、４キャリア周期としたものである。これにより、図２２におけるＶ相のキャリア周期毎同一方向のリップル電流繰り返しは連続しない。従って、キャリア周波数の騒音振動は低減し、低騒音低振動を実現できる。また、Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷともに、リップル電流の方向が４キャリア周期で変化し連続しているため滑らかであり、周波数は４分の一であるため聴感
的騒音が低減される。

（実施の形態３）
図２５〜図２９により、実施の形態３について説明する。本実施の形態においては、キャリア周期４回で２相分の相電流が検出される。即ち、キャリア周期２回で１相分の相電流を検出する。

図２５の左側キャリア周期は、図１８において、Ｗ相にδを通電期間前半に追加したものである。Ｕ相及びＶ相には追加していない。これにより、通電期間前半において、Ｗ相の電流検出時間はδとなり、Ｗ相の電流検出が可能となる。Ｕ相電流ｉＵは負極性方向へ、Ｖ相電流ｉＶは負極性方向へ、Ｗ相電流ｉＷは正極性方向へ変化する右側キャリア周期は、図１８において、Ｗ相の通電期間前半からδを削減したものである。これにより左側キャリア周期での追加がキャンセルされる。Ｕ相及びＶ相は削減していない。また、通電期間前半において、Ｗ相の電流検出時間はδとなり、Ｗ相の電流検出が可能となる。Ｕ相電流ｉＵは正極性方向へ、Ｖ相電流ｉＶは正極性方向へ、Ｗ相電流ｉＷは負極性方向へ変化する。これにより、キャリア周期２回分で、Ｕ相電流ｉＵには負極性方向の、Ｖ相電流ｉＶには負極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには正極性方向のリップル電流が生じる。以上が、２キャリア周期単位の第１の補正となる。

図２６の左側キャリア周期は、図１８において、Ｕ相にδを通電期間前半に追加したものである。Ｖ相及びＷ相には追加していない。これにより、通電期間前半において、Ｕ相の電流検出時間はδとなり、Ｕ相の電流検出が可能となる。Ｕ相電流ｉＵは正極性方向へ、Ｖ相電流ｉＶは負極性方向へ、Ｗ相電流ｉＷは負極性方向へ変化する。右側キャリア周期は、図１８において、Ｕ相の通電期間前半からδを削減している。Ｖ相及びＷ相は削減していない。また、通電期間前半において、Ｕ相の電流検出時間はδとなり、Ｕ相の電流検出が可能となる。Ｕ相電流ｉＵは負極性方向へ、Ｖ相電流ｉＶは正極性方向へ、Ｗ相電流ｉＷは正極性方向へ変化する。これにより、キャリア周期２回分で、Ｕ相電流ｉＵには正極性方向の、Ｖ相電流ｉＶには負極性方向の、Ｗ相電流ｉＷには負極性方向のリップル電流が生じる。以上が、２キャリア周期単位の第２の補正となる。

これにより、４キャリア周期期で異なる２相の相電流が検出される。図２７は、左側を図２５、右側を図２６として連続させ、４キャリア周期としたものである。Ｕ相、Ｗ相のリップル電流は、図２０同様、左右のキャリア周期で逆方向となる。また、Ｕ相、Ｗ相のリップル電流は、図２０に比べ小さくなる。そして、リップル電流は、図２０が１キャリア周期毎であるのに対し、２キャリア周期毎である。これにより、更に低騒音低振動化できる。

然しながら、Ｖ相のリップル電流は２キャリア周期毎に同一方向に繰り返し発生する。そのため、２キャリア周期毎に同一方向の騒音振動が発生する。

図２８は、左側を図２５の左側キャリア周期と右側キャリア周期を入れ替えたもの、右側を図２６の左側キャリア周期と右側キャリア周期を入れ替えたものとして連続させ、４キャリア周期としたものである。これにより、それぞれ図２５、図２６とは逆方向のリップル電流が生じる。検出できる相電流は変化しない。Ｖ相のリップル電流が、２キャリア周期毎に同一方向に繰り返し発生することは、図２７と同じである。１番目と２番目のキャリア周期が２キャリア周期単位の第１の補正、３番目と４番目のキャリア周期が２キャリア周期単位の第２の補正となる。

図２９は、左側を図２７、右側を図２８として連続させ、８キャリア周期としたものである。これにより、図２７、図２８におけるＶ相の２キャリア周期毎同一方向のリップル
電流繰り返しは連続しない。従って、２キャリア周期の騒音振動は低減し、低騒音低振動を実現できる。また、Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷともに、リップル電流の方向が８キャリア周期で変化し連続しているため滑らかであり、周波数は８分の一であるため聴感的騒音が低減される。

なお、図２９において、５番目と６番目の２キャリア周期を１番目と２番目の２キャリア周期の後に、３番目と４番目の２キャリア周期を７番目と８番目の２キャリア周期の後に配置しても良い。同レベルのリップル電流が隣接するので、キャンセル効果が大きい。ただしこの場合、１番目から４番目のキャリア周期ではＷ相の電流、５番目から８番目のキャリア周期ではＵ相の電流が検出されるので、８キャリア周期期で異なる２相の相電流が検出される。１番目と２番目のキャリア周期は２キャリア周期単位の第１の補正、配置変更前の５番目と６番目のキャリア周期は２キャリア周期単位の第２の補正、配置変更前の７番目と８番目のキャリア周期は２キャリア周期単位の第１の補正、配置変更前の３番目と４番目のキャリア周期は２キャリア周期単位の第２の補正となる。

（実施の形態４）
図３０は、本発明の実施の形態４に係る通電改善例である。図２０における左側キャリア周期と右側キャリア周期との間に、補正をしない（ＰＷＭ変調を０で表示）キャリア周期を設けている。これにより、リップル電流のないキャリア周期が設けられるため、周波数が低くなり、また、単位時間当たりのエネルギーも低下するため、図２０から更に低騒音低振動を実現できる。

補正をしないキャリア周期は、右側キャリア周期の後など何所に設けても良い。またいくつでも良い。

図３１は、図２４において、中央に補正をしないキャリア周期を挿入したものである。即ち、図２１に示す２キャリア周期と図２３に示す２キャリア周期との間に、補正をしない（ＰＷＭ変調を０で表示）キャリア周期を挿入している。これにより、リップル電流のないキャリア周期が挿入されるため、図２４から更に低騒音低振動を実現できる。

図３２は、図３１の左側から１番目と２番目のキャリア周期を入れ替えたものである。補正をしないキャリア周期の前後のキャリア周期、５キャリア周期を単位としたときの隣接するキャリア周期において、Ｕ相とＷ相のリップル電流は、キャリア周期ごとにその極性が替わるので、更に改善できる。

図３３は、図３２の左側から２番目と４番目のキャリア周期を入れ替えたものである。図３２と同様に、Ｕ相とＷ相のリップル電流は、キャリア周期ごとにその極性が替わる。また、同レベルのリップル電流が隣接しているので、キャンセル効果が大きい。ただしこの場合、１番目と２番目のキャリア周期ではＵ相の電流、４番目と５番目のキャリア周期ではＷ相の電流が検出されるので、前記実施の形態３の例と方式は異なるが、４キャリア周期期で異なる２相の相電流が検出される。１番目のキャリア周期は第１の補正、２番目のキャリア周期は第２の補正、また、４番目のキャリア周期は第１の補正、５番目のキャリア周期は第２の補正となる。１番目と２番目のキャリア周期を２キャリア周期単位の第１の補正、４番目と５番目のキャリア周期を２キャリア周期単位の第２の補正としても良い。

尚、補正をしないキャリア周期は、右側キャリア周期の後など何所に設けても良い。またいくつでも良い。

（実施の形態５）
補正をしないキャリア周期では、変調が小さいと、相電流を検出できない場合が多いが、図１２に示す如く、位相３０度、位相９０度において、１相分であるが、検出できる場合がある。このような場合、当該相電流を検出し、制御に用いることで、位置検出の精度などを向上させることができる。

（実施の形態６）
モータの起動時においては、回転数が低く誘起電圧が小さいため、位置検出が容易ではない。また、短時間の起動であれば、騒音振動の影響は小さい。そのため、実施の形態２から実施の形態５の内容は実施することなく、キャリア周期ごとに、２相分の相電流を検出し、位置検出するのが好ましい。これにより、起動性能の低下を防止することができる。起動性能向上のために、起動時に回転数を一旦３０Ｈｚ前後まで急速に上昇させ、その後２０Ｈｚ前後で定常運転するような場合に好適である。

（実施の形態７）
上記実施の形態２においては、キャリア周期２回分で２相分の相電流が検出される。即ち、キャリア周期１回では１相分の相電流しか検出できない。実施の形態３においては、キャリア周期４回分で２相分の相電流検出となる。また、実施の形態４において、補正をしないキャリア周期では相電流を検出できない場合が多い。そのため、特定のキャリア周期では他のキャリア周期で検出される相電流を流用する等の方策が必要になる。

従って、キャリア周期に対して回転周期が充分に大きい低回転時において（１キャリア周期当りの相電流検出が位置検出に与える影響は小さい）、好適である。例えば、最大回転数１２０Ｈｚ、キャリア周期７５μＳの場合、２０Ｈｚ前後の回転数が相当する。

（実施の形態８）
図１４（ａ）において、時間α、時間βは、ＰＷＭ変調により、電流センサ６に電流が流れる期間である。即ち、バッテリー１から電力供給され、ＰＷＭ変調により電流が増減する期間である。この時間α、時間βは、図１２の１０％変調、図１３の５％変調に示す如く、低出力時においてはδより短くなる。

一方、図１４（ｃ）に示す如く、電流検出するために補正を行うと、電流センサ６に電流が流れる期間はδ以上に長くなる。これにより、ＰＷＭ変調による電流増減に対して補正による電流のリップルが相対的に大きくなり、電流リップルによる騒音振動が目立ち大きくなる。逆に、図１０の１００％変調、図１１の５０％変調においては、ＰＷＭ変調による電流増減に対して補正による電流のリップルは相対的に小さくなる。これにより、高出力時においては電流リップルによる騒音振動が目立たなくなる。従って、低出力時においては本発明の効果が大きくなる。

（実施の形態９）
図３４に、電動圧縮機４０の右側にインバータ装置２３を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ１１等が設置されている。冷媒は吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ１１で駆動されることにより圧縮される。この圧縮された冷媒はモータ１１を通過する際にモータ１１を冷却し、吐出口３４より吐出される。

インバータ装置２３は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部１０は、低圧配管３８を介して低圧冷媒で冷却される。電動圧縮機４０の内部でモータ１１の巻き線に接続されているターミナル３９は、インバータ回路部１０の出力部に接続される。保持部３５でインバータ装置２３に固定される接続線３６には、バッテリー１への電源線と回転数信号を送信するエアコンコントロー
ラ（図示せず）との信号線がある。

このようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置２３が小さいこと、振動に強いことが必要になる。また、エアコンの運転においては運転時間が長いため静粛性が求められる。そのため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出し、低騒音低振動を実現する本発明の実施の形態として好適である。

（実施の形態１０）
図３５は、本発明の実施の形態１０に係るトランスを介してモータに接続する電気回路図である。トランス５０の入力側コイル５１〜５３はインバータ装置２３の出力へ接続される。また、トランス５０の出力側コイル５４〜５６はモータ１１へ接続される。これにより、インバータ装置２３からモータ１１へ電気絶縁した状態で交流電流を供給できるようになる。また、トランスへ供給される相電流を検出できるとともに、リップル電流に起因するトランスの騒音振動も低減することができる。上記例に限らず、単相インバータ装置と単相トランス、負荷として各種電気器具などに適用できる。

（実施の形態１１）
図３６は、本発明のインバータ装置を圧縮機に一体に構成し（実施の形態９）、空調装置に適用して車両に搭載した一例を示す。インバータ装置一体型電動圧縮機６１及び室外熱交換器６３、室外ファン６２が、車両６０の前方のエンジンルームに搭載される。一方、車両室内には室内送風ファン６５、室内熱交換器６７、エアコンコントローラ６４が配置されている。空気導入口６６から車外空気を吸込み、室内熱交換器６７で熱交換した空気を車室内に吹き出す。

車両、特に電気自動車やハイブリッドカーにおいては、走行性能確保、搭載性の面から、車両用空調装置にも小型軽量が求められ、その中でも重量があり、しかも狭いモータルーム乃至エンジンルーム内やその他のスペースに取り付けられる電動圧縮機の小型軽量化は重要課題である。また、モータによる走行など静粛性が高く、低騒音低振動が求められる。走行時などの振動に対する耐振性も必要である。

本発明のインバータ装置は、上記各実施の形態に示すシャント抵抗など電流センサ１個の構成により小型化と耐振性が実現でき、低騒音低振動も達成できる。従って、本発明のインバータ装置はこれら車両用として大変好適である。

尚、上記各実施の形態において、低回転時（２０Ｈｚ前後）においてはモータの回転に伴う機械騒音が小さいためリップル電流に起因する騒音が目立ち易く、本発明の効果が大きい。数個のキャリア周期が連続している例においては位相変化は小さく、通電状態（ＯＮＤｕｔｙ）は同じとしている。直流電源をバッテリーとしたがこれに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源などでもよい。モータ１１をセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、リラクタンスモータ、誘導モータ等にも適用できる。正弦波駆動以外にも適用できる。また、２相変調においても適用できるが、電流波形が滑らかな３相変調の場合において効果が大きい。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、電流センサが一つのみで小型軽量高信頼性、低騒音低振動であり、相電流の検出、直流電流の検出、スイッチング素子及びダイオードの保護ができるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。負荷としてモータ以外のトランスなど交流機器にも適用可能である。

本発明の実施の形態に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相変調の最大変調１００％における各相の変調を示す波形図 ３相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図 ３相変調の最大変調１０％における各相の変調を示す波形図 相電流検出方法に係る通電タイミングチャート 図５に示す通電タイミング（ａ）における電流経路を示す電気回路図 同通電タイミング（ｂ）における電流経路を示す電気回路図 同通電タイミング（ｃ）における電流経路を示す電気回路図 同通電タイミング（ｄ）における電流経路を示す電気回路図 ３相変調の最大変調１００％の位相毎における上アームの通電を示す説明図 ３相変調の最大変調５０％の位相毎における上アームの通電を示す説明図 ３相変調の最大変調１０％の位相毎における上アームの通電を示す説明図 ３相変調の最大変調５％の位相毎における上アームの通電を示す説明図 本発明の実施形態に係る３相変調の相電流検出を示す説明図 電流検出のための通電補正をしない場合の２キャリア周期に渡る相電流変化説明図 電流検出のための通電補正をする場合の２キャリア周期に渡る相電流変化説明図 本発明の実施の形態１に係る２キャリア周期に渡る相電流変化改善の説明図 ＰＷＭ変調が０における２キャリア周期に渡るリップル電流説明図 ＰＷＭ変調を０における電流検出のための通電補正をする場合の２キャリア周期に渡るリップル電流説明図 本発明の実施の形態１に係る２キャリア周期に渡るリップル電流改善説明図 本発明の実施の形態２に係る２キャリア周期で２相分の相電流を検出する場合のリップル電流説明図 同２キャリア周期で２相分の相電流を検出する場合の４キャリア周期に渡るリップル電流説明図 同通電を左右反転させた２キャリア周期で２相分の相電流を検出する場合のリップル電流説明図 同４キャリア周期に渡るリップル電流改善説明図 本発明の実施の形態３に係る２キャリア周期で１相分の相電流を検出する場合の２キャリア周期に渡るリップル電流説明図 同２キャリア周期で他の１相分の相電流を検出する場合の２キャリア周期に渡るリップル電流説明図 同４キャリア周期で２相分の相電流を検出する場合の４キャリア周期に渡るリップル電流説明図 同キャリア周期を入れ替え４キャリア周期で２相分の相電流を検出する場合の４キャリア周期に渡るリップル電流説明図 同８キャリア周期に渡るリップル電流改善説明図 本発明の実施の形態４に係る２キャリア周期に渡るリップル電流改善説明図 同５キャリア周期に渡るリップル電流改善説明図 同上記図３１のキャリア周期を入れ替えたリップル電流改善説明図 同上記図３２のキャリア周期を入れ替えたリップル電流改善説明図 本発明の実施の形態９に係るインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図 本発明の実施の形態１０に係るトランス周辺回路図 本発明の実施の形態１１に係るインバータ装置を搭載した車両の模式図 従来の電源ラインの電流センサで相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図 ３相変調の最大変調１０％における各相の変調を示す波形図 相電流検出方法に係る通電タイミングチャート ３相変調の最大変調５０％の位相毎における上アームの通電を示す説明図 ３相変調の最大変調１０％の位相毎における上アームの通電を示す説明図 ３相変調の相電流検出を示す説明図 電流検出のための通電補正をしない場合の相電流変化説明図 電流検出のための通電補正をする場合の相電流変化説明図 全相がプラス側もしくはマイナス側に接続される場合の相電流変化説明用電気回路図 １相がプラス側に接続される場合の相電流変化説明用電気回路図 ２相がプラス側に接続される場合の相電流変化説明用電気回路図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ 電流センサ
１０ インバータ回路
１１ センサレスＤＣブラシレスモータ
１２ 制御回路
１８ 接続線
２３ インバータ装置
４０ 電動圧縮機
５０ トランス
６０ 車両
６１ インバータ装置一体型電動圧縮機

Claims (11)

1. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサと、前記インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させる制御回路とを備えたインバータ装置において、前記制御回路は前記電流センサにより前記モータの相電流の検出を可能とするために、１キャリア周期もしくは２キャリア周期単位で第１の補正と第２の補正とをそれぞれの隣接する１キャリア周期もしくは２キャリア周期で行い、前記第１の補正によるリップル電流と前記第２の補正によるリップル電流とは逆極性であることを特徴とするインバータ装置。
2. キャリア周期２回で２相分の相電流を検出する請求項１に記載のインバータ装置。
3. キャリア周期４回で２相分の相電流を検出する請求項１に記載のインバータ装置。
4. 第一の補正及び第二の補正ともに行わないキャリア周期を、第一の補正を行うキャリア周期及び第二の補正を行うキャリア周期と組み合わせて設ける請求項１から請求項３のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
5. 第一の補正及び第二の補正ともに行わないキャリア周期において、相電流の検出が可能な場合、当該相電流を検出する請求項４に記載のインバータ装置。
6. モータの起動時においては、キャリア周期ごとに２相分の相電流を検出する請求項１に記載のインバータ装置。
7. モータが低回転時において、第一の補正及び第二の補正を行う請求項１から請求項６のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
8. モータへの出力が低出力時において、第一の補正及び第二の補正を行う請求項１から請求項７のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
9. 電動圧縮機に搭載される請求項１から請求項８のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
10. 前記交流電流をモータに代わりトランスへ出力する請求項１から請求項５、請求項８のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
11. 車両に搭載される請求項１から請求項１０のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。