CN101447755B - 多相电动机控制装置 - Google Patents

多相电动机控制装置 Download PDF

Info

Publication number
CN101447755B
CN101447755B CN2008101740614A CN200810174061A CN101447755B CN 101447755 B CN101447755 B CN 101447755B CN 2008101740614 A CN2008101740614 A CN 2008101740614A CN 200810174061 A CN200810174061 A CN 200810174061A CN 101447755 B CN101447755 B CN 101447755B
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
cycle
control cycle
mutually
detect
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN2008101740614A
Other languages
English (en)
Other versions
CN101447755A (zh
Inventor
滨崎真充
鞍谷真一
中村健信
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nidec Mobility Corp
Original Assignee
Omron Automotive Electronics Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Omron Automotive Electronics Co Ltd filed Critical Omron Automotive Electronics Co Ltd
Publication of CN101447755A publication Critical patent/CN101447755A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN101447755B publication Critical patent/CN101447755B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

提供一种多相电动机控制装置，可使用单一的电流检测部件在每个控制周期高精度地检测各相的电流值，并且可防止噪声的产生。在之前的控制周期T1中的规定相的相位的移动量和该控制周期T2中的规定相的相位的移动量不同的情况下，相位移动部件使该控制周期T2中的规定相的相位的移动量，从之前的控制周期T1中的规定相的相位的移动量缓慢地每次改变1/5，使得该控制周期T2的最终周期中的规定相的相位的移动量设为该控制周期T2的最终周期中的规定相的相位的移动量。

Description

多相电动机控制装置
技术领域
本发明涉及3相无刷电动机等的多相电动机的脉冲宽度调制(PWM)驱动控制。特别，涉及在PWM驱动的驱动电路和直流电源(高电压侧或者低电压侧)之间设置了单一的电流检测器的多相电动机控制装置的噪声防止技术。
背景技术
在对3相无刷电动机等的多相电动机进行驱动的控制装置中，在多相电动机的各相中，通过将锯齿状或三角状的载波(锯齿状信号、三角状信号)与对应于目标电流值的占空比(Duty)设定值进行比较，从而生成决定用于驱动多相电动机的开关元件的ON/OFF的定时的PWM信号。即，根据锯齿状信号或三角状信号的值(PWM计数值)为占空比设定值以上还是小于占空比设定值来决定PWM信号为高电平还是低电平。
在基于锯齿状信号或三角状信号而生成PWM信号，驱动多相电动机的多相电动机控制装置中，存在一个相与其他相之间的切换时的时间间隔变得非常小的情况。此时，由于驱动电路的场效应晶体管的开关时间、死区(deadtime：死区时间)的存在、或电子处理电路的响应延迟，电流变得不稳定，所以导致在这个期间中无法进行电流检测器的正确的电流值的测定。
例如，在使用A/D变换器作为电流检测器的情况下，若没有根据A/D变换器的规格而至少连续地输入例如2μs的期间的稳定的信号，则无法检测正确的电流值。输入信号没有连续地在2μs的期间稳定地输入的情况下，A/D变换器无法检测各相的正确的电流值。
在专利文献1记载的车辆用转向装置中，在电动机驱动电路和地之间的电流路径上，设置了用于检测流过其电流路径的电流值的单一的电流传感器，将用于生成各相PWM信号的锯齿波的相位偏移，将各相PWM信号的向低电平的下降定时偏移。由此，基于在V相PWM信号下降到低电平之后经过规定时间为止的期间中的电流传感器的输出信号，得到流过电动机的U相电流值。此外，基于在W相PWM信号下降到低电平之后经过规定时间为止的期间中的电流传感器的输出信号，得到流过电动机的U相电流以及V相电流的合计电流值。
在专利文献2记载的控制3相或者多相逆变器的方法中，在PWM期间内，在一个相位的晶体管的开关时和对应于下一个相位的晶体管的开关时之间的时间间隔小于规定的阈值的情况下，禁止测定，产生用于定义充分的持续期间的测定时间间隔的PWM信号，可测定对于线电流的开关的影响。将相同从属期间的其他PWM信号的持续期间缩短某一值，求出这些其他PWM信号的缩短之和，补偿用于定义测定间隔的PWM信号的增加量。
在专利文献3记载的用于3相无刷AC电动机的驱动系统中，为了使用单一传感器在所有相中可测量电流的同时提高功率输出，而构成为使晶体管切换模式最佳化。这是通过如下方法实现的，即为了满足通过单一传感器法所决定的最小状态时间要素而规定请求了三个以上的状态时的电压请求矢量x，使依然可进行单一电流检测的同时计算生成请求矢量x的三个以上的状态矢量。
在专利文献4记载的在电动机运行中可补偿输出信号中的某些漂移(drift)的无刷电动机进行监视的方法中，使用电流测定部件而监视流入或流出电动机的各个绕线的电流，从而生成显示电流的输出信号，在通过电流测定部件而被告知流过的瞬间电流实质上为零时，测定电流测定部件的输出，生成用于补偿实际测定输出信号值与理想输出信号值之间的某些差的修正输出信号。
在专利文献5中，使用三角状信号作为载波，使用h相、m相、1相的用语来代替U相、V相、W相的用语，h相与m相之间的时间间隔表示为t1，m相与1相之间的时间间隔表示为t2。如专利文献5的图7所示，在时间间隔t1、t2分别小于阈值(mw)时，进行Case2的处理。在时间间隔t1、t2的任一个小于阈值(mw)时，进行Case3或者Case4的处理。在Case2的处理的情况下(参照图13)，占空比最大相沿左侧偏移，占空比最小相沿右侧偏移(参照图12B)。在Case3的处理的情况(参照图15)并且判断为仅一个相的偏移即可时(步骤148为“否”)，占空比最大相沿左侧偏移(参照图14B)。在Case4的处理的情况(参照图17)并且判断为仅一个相的偏移即可时(步骤166为“否”)，占空比最小相沿左侧偏移(参照图16B)。
这样在一个相和其他相的切换时的时间间隔小的情况下，例如进行将规定相的相位偏移的校正，从而一个相和其他相的切换时的时间间隔变大，可使用单一的电流检测器而检测多相电动机的各相的正确的电流值。但在进行了偏移的校正的结果，若用于驱动多相电动机的开关元件的ON/OFF的频率包含在可听频率内，则作为噪声被用户听到，会带来不悦。
例如，在上述专利文献2的控制方法中，对PWM信号进行了校正的情况下，控制频率和校正后的电流波动频率成为相同。在专利文献2的控制方法中，由于控制循环时间(周期)为400μs，所以控制频率和校正后的电流波动频率成为2.5kHz。基于校正后的PWM信号，对开关元件进行ON/OFF，从而在开关时产生电流波动。在该电流波动的频率包含在可听范围的情况下，对于用户来说，作为噪声听到，会感到不悦。通常，人体可以感觉从20Hz，根据个体差而到15kHz至20kHz左右的声音，该频带被称为可听区域。即，在具有从50μs到50ms的控制循环时间的情况下，产生噪声。为了防止这样的噪声，考虑如下那样的技术。
在专利文献6记载的电动式功率转向的电动机控制装置中，在2对的开关元件中，由于将各对的一个开关元件设为导通保持用，将另一个开关元件设为高速开关用，同时将用于高速开关的脉冲宽度调制信号的频率设为高于可听频率区域，所以能够有效利用惯性二极管(fly wheel diode)的电流续流效应来提高对于转向转矩的电动机的输出转矩的线性，同时防止了振动声音的产生而与脉冲宽度调制信号的开关无关。
在专利文献7记载的逆变器装置中，对与来自外部的频率指令成比例的磁束指令信号、和通过对逆变器输出电压进行积分的积分电路所输出的电动机电压积分信号的误差放大所得的已调波信号、和作为非可听频率的载波频率的三角波信号进行比较，从而产生PWM信号。
在专利文献8记载的电动车辆的控制装置是，通过PWM控制部件对设置在电池以及电动机之间的逆变器进行PWM控制，从而以电池的功率来驱动电动机的装置，为了降低逆变器的开关噪声，通常将PWM控制部件的频率设定得高于可听频率。在电动机运行状态检测部件检测出电动机处于低速高负荷运行状态，逆变器的开关元件有过热的可能性的情况下，频率变更部件降低PWM控制部件的频率，从而防止了逆变器的开关元件的过热所导致的损伤。
但是，还没有提供基于锯齿状信号或三角状信号而生成PWM信号，可使用单一的电流检测器在每个控制周期高精度地检测各相的电流值的多相电动机控制装置，且具有充分的噪声防止效果的多相电动机控制装置。
图8是表示没有根据本发明的情况的比较例子的图，是2相都不可检测的情况的定时图。一个控制周期为250μsec，其结构由基于50μsec周期的锯齿状信号的PWM信号的5个周期构成。在图中，表示上次的控制周期T1的第4个和第5个周期以及本次的控制周期T2的第1个至第5个周期为止的动作。在上次的控制周期T1中，表示A相PWM信号为占空比52％、B相PWM信号为占空比47％、C相PWM信号为占空比51％的情况。由于占空比最小相的B相和中间相的C相之间、中间相的C相和最大相的A相之间的时间间隔分别为4％以及1％较短，所以若不进行相位的偏移，则不能收敛在此期间的开关噪声，不能取得用于正确地检测电流值的A/D变换时间，因此，将最小相的B相的PWM信号沿左侧(以提前相位)偏移8％相位，将最大相的A相的PWM信号沿右侧(以延迟相位)偏移11％相位。由此，B相和C相、以及A相和C相的开关时间间隔都大于12％，在各PWM周期中可检测A相以及B相的正确的电流值。
接着，叙述在本次的控制周期T2的第1个到第5个周期为止的动作。在本次的控制周期T2中，A相PWM信号的占空比从52％减少为51％，B相PWM信号为占空比47％没有变化，C相PWM信号的占空比从51％增加到52％。因此，占空比最大相从A相改变为C相，占空比中间相从C相改变为A相。另外，占空比最小相本次也是B相。由于占空比最小相的B相和中间相的A相之间、中间相的A相和最大相的C相之间的时间间隔分别为4％以及1％较短，所以若不进行相位的偏移，则不能收敛在此期间的开关噪声，不能取得用于正确地检测电流值的A/D变换时间，因此，将最小相的B相的PWM信号沿左侧(以提前相位)偏移8％相位，将最大相的C相的PWM信号沿右侧(以延迟相位)偏移11％相位，将中间相的A相的PWM信号不进行偏移。
由此，在本次的控制周期T2的5个周期的各PWM周期中，A相和B相、以及C相和A相的切换时间间隔都大于12％，在各PWM周期中可检测A相以及B相的正确的电流值。对于A/D变换的实施定时，在任一周期中，以偶数矢量状态(1，0，1)，在中间相的A相PWM信号下降之前的A/D变换所需的期间进行B相的电流值的检测，以奇数矢量状态(0，0，1)，在最大相的C相PWM信号下降之前的A/D变换所需的期间进行C相的电流值的检测。另外，对于矢量，在本发明的实施方式的说明部分在后面叙述。
另外，该例子是，对A相从有偏移变化为没有偏移，对B相一直有偏移且不改变偏移量，对C相从没有偏移变化为有偏移的情况。这样，通过在上次和本次的控制周期T1、T2中，各相的占空比的大小关系变化，从而在上次的控制周期T1的结束的时刻，即在本次的控制周期T2的开始时刻，如分流波形(在电流检测用的分流电阻的两端产生的电压的波形)所示，产生瞬间的电流变动。伴随该急剧的电流变动，存在从电动机产生基于电流波动的噪声的问题。另外，在上次的控制周期T1中，分流波形表示A相和-B相的电流，此外，在本次的控制周期T2中，分流波形表示C相和-B相的电流。它们为不同的波形。
[专利文献1](日本)特开2007-112416号公报
[专利文献2](日本)特开平10-155278号公报
[专利文献3](日本)特表2005-531270号公报
[专利文献4](日本)特开2001-95279号公报
[专利文献5]美国专利第6735537号说明书
[专利文献6](日本)特许第2540140号公报
[专利文献7](日本)特开昭63-73898号公报
[专利文献8](日本)特开平9-191508号公报
如上所述，在各控制周期T1、T2中的偏移状态变化，从而存在由于伴随急剧的电流变动的电流波动的影响而产生噪声的情况。偏移状态的变化有三组。
(1)没有偏移→变化为有偏移
(2)有偏移→变化为没有偏移
(3)有偏移(偏移量A)→有偏移(偏移量B)，且偏移量变化(即，A≠B)。
发明内容
本发明鉴于上述的问题点，其目的在于，提供一种可使用单一的电流检测部件在每个控制周期高精度地检测各相的电流值，可防止伴随PWM信号的变化的电流波动所引起的噪声的产生的多相电动机控制装置。
本发明的多相电动机控制装置，其特征在于，包括：驱动部件，由上臂开关元件和下臂开关元件的对构成，用于驱动多相电动机；单一的电流检测部件，检测多相电动机的电流值；PWM信号生成部件，基于由电流检测部件所检测的电流值以及载波信号，在一个控制周期内生成多个各相PWM信号；以及相位移动部件，缓慢地改变在1个控制周期内的相位的移动量地移动PWM信号生成部件所生成的规定相的PWM信号，并将其输出到驱动部件。
这样，由于相位移动部件使规定相的PWM信号，以缓慢地改变在1个控制周期内的相位的移动量地移动，并将其输出到驱动部件，所以可以抑制PWM信号的变化所引起的电流的急剧变化，可以防止基于电流波动的噪声的发生，同时即使本来规定相和其他相之间的切换的时间间隔短到不能检测电流值的程度的情况下，相位被移动的规定相和其他相之间的切换的时间间隔变大，可以在被移动的规定相的电流值稳定的状态下检测电流值，所以可使用单一的电流检测部件在每个控制周期高精度地检测各相的电流值而无需改变各相的占空比。
在本发明中，在所述的多相电动机控制装置中，也可以在之前的控制周期中的规定相的相位的移动量和该控制周期中的规定相的相位的移动量不同的情况下，相位移动部件使该控制周期中的规定相的相位的移动量，从之前的移动量缓慢地改变，使得该控制周期的最终周期中的规定相的相位的移动量设为该控制周期中的规定相的相位的移动量。
这样，在之前的控制周期中的规定相的相位的移动量和该控制周期中的规定相的相位的移动量不同的情况下，使一个控制周期内的相位的移动量从之前的移动量缓慢地改变，从而可以抑制PWM信号的变化所产生的电流的急剧变化，可以防止基于电流波动的噪声的产生。
此外，在本发明中，在所述的多相电动机控制装置中，也可以包括可否检测电流判定部件，基于由PWM信号生成部件生成的各相PWM信号，判定可否通过电流检测部件检测电流值，在可否检测电流判定部件判定为不可检测电流的情况下，相位移动部件使PWM信号生成部件生成的规定相的PWM信号的相位移动。此外，也可以还包括开关个数判定部件，在可否检测电流判定部件判定为不可检测电流的情况下，判定上臂开关元件导通的个数为偶数还是奇数，相位移动部件基于开关个数判定部件的判定结果，移动PWM信号生成部件生成的规定相的PWM信号的相位。
这样，即使本来规定相和其他相之间的切换的时间间隔短到不能检测电流值的程度的情况下，相位被移动的规定相和其他相之间的切换的时间间隔变大，可以在被移动的规定相的电流值稳定的状态下检测电流值，所以可使用单一的电流检测部件在每个控制周期高精度地检测各相的电流值而无需改变各相的占空比。
此外，在本发明中，在所述的多相电动机控制装置中，也可以包括：电流检测期间决定部件，在该控制周期的最终周期中，基于各相PWM信号变化的时刻，决定电流检测部件的电流检测期间。
这样，在该控制周期的最终周期中，规定相和其他相之间的开关的时间间隔变得最大，所以能够在规定相的PWM信号变化的时刻之前的基本上没有开关噪声的影响的电流值稳定的状态中，检测电流值，所以可使用单一的电流检测部件在每个控制周期高精度地检测各相的电流值而无需改变各相的占空比。
根据本发明的多相电动机控制装置，由于相位移动部件使规定相的PWM信号，以缓慢地改变在1个控制周期内的相位的移动量地移动，并将其输出到驱动部件，所以可以抑制PWM信号的变化所引起的电流的急剧变化，可以防止基于电流波动的噪声的发生。此外，即使本来规定相和其他相之间的切换的时间间隔短到不能检测电流值的程度的情况下，相位被移动的规定相和其他相之间的切换的时间间隔变大，可以在被移动的规定相的电流值稳定的状态下检测电流值，所以可使用单一的电流检测部件在每个控制周期高精度地检测各相的电流值而无需改变各相的占空比。
附图说明
图1是本发明的实施方式的多相电动机控制装置的方框图。
图2是本发明的实施方式的多相电动机控制装置的电路图。
图3是本发明的实施方式的多相电动机控制装置的流程图。
图4是对于控制周期内的5个周期中的偏移量的计算的流程图。
图5是2相都不可检测、且模式变化的情况的定时图。
图6是模式不变化、且只有偏移量变化的情况的定时图。
图7是2相都不可检测、且模式变化的情况的定时图以及分流波形的图。
图8是比较例子中的2相都不可检测的情况的定时图。
标号说明
1  多相电动机控制装置
2  PWM信号生成部件
3  可否检测电流判定部件
4  开关个数判定部件
5  相位移动部件
6  驱动部件
7  多相电动机
8  电流检测部件
9  各相电流计算部件
10 电流检测期间决定部件
22 CPU
23 死区时间生成模块
24 驱动器IC
25 FET桥路
26 分流电阻
27 电流检测电路
T1、T2 控制周期
具体实施方式
以下，参照附图，说明本发明的实施方式。
图1是本发明的实施方式的多相电动机控制装置的方框图。本发明的实施方式的多相电动机7的控制装置1为如下那样的结构。如在图2的电路图的说明中后述那样，驱动部件6连接在电源和地之间，由上臂开关元件和下臂开关元件的对构成，用于驱动多相电动机7。电流检测部件8连接在驱动部件6和地之间，在规定时刻检测流过多相电动机7的电流值。PWM信号生成部件2基于由电流检测部件8检测的电流值以及具有规定的频率的锯齿状信号，生成各相PWM信号。
可否检测电流判定部件3基于由PWM信号生成部件2所生成的各相PWM信号，判定可否由电流检测部件8检测电流值，即判定是否具有可由电流检测部件8检测正确的电流值的切换的时间间隔。在可否检测电流判定部件3判定为不可检测电流的情况下，开关个数判定部件4判定三个上臂开关元件中开关元件导通的个数是否为偶数。相位移动部件5基于开关个数判定部件4的判定结果，在一个控制周期内缓慢地改变移动量，使PWM信号生成部件2所生成的规定相的PWM信号的相位提前或延迟后，将相位被移动的PWM信号输出到驱动部件6。电流检测期间决定部件10基于由相位移动部件5决定的各相的PWM信号的下降时刻，决定电流检测部件8的电流检测开始定时以及电流检测期间。各相电流计算部件9基于由电流检测部件8检测的电流值和由PWM信号生成部件2生成的PWM信号，计算不能直接检测的剩余的相的电流值。
图2是本发明的实施方式的多相电动机控制装置1的电路图。CPU22将U相上段、V相上段以及W相上段的各PWM信号输出到死区时间生成模块23。死区时间生成模块23输入这些信号，设置两个信号都成为OFF的微小的时间间隔，生成U相上段、U相下段、V相上段、V相下段、W相上段以及W相下段的各个PWM信号后输出到驱动器IC24，以使为了电路保护而对于各相的上臂开关元件和下臂开关元件的信号不会两个都成为ON。另外，也可以由CPU22内的软件构成死区时间生成模块23的功能。
驱动器IC24输入这些信号，控制FET桥路25。FET桥路25连接在电源VR和地之间，由上臂开关元件和下臂开关元件的3对构成。上臂开关元件和下臂开关元件的3对的中间部分连接到3相电动机的各相。单一的分流电阻26连接在FET桥路25和地之间。分流电阻26的两端电压通过由运算放大器和电阻等构成的电流检测电路27而输入到CPU22的A/D变换端口。
另外，本电路的基本功能为如下所述。相电流检测周期为250μsec、检测方式为2相检测/1相估计方式、PWM模式为锯齿波PWM。
在图2的结构中，CPU22构成图1中的可否检测电流判定部件3、开关个数判定部件4、相位移动部件5、各相电流计算部件9以及电流检测期间决定部件10，CPU22以及死区时间生成模块23构成图1中的PWM信号生成部件2，FET桥路25构成图1中的驱动部件6，分流电阻26以及电流检测电路27构成图1中的电流检测部件8。此外，在本实施方式中，使用3相电动机作为图1的多相电动机7。3相电动机是，例如用于车辆的电动功率转向(steering)装置的无刷电动机。
图3是本发明的实施方式的多相电动机控制装置1的流程图。最初，PWM信号生成部件2决定UVW的各相的PWM指令值(S1)。接着，细节如后面叙述，基于UVW的各相的占空比，进行模式判定(S2)。接着，区分可否检测电流判定部件3的可否检测的情况(S3～S5)。首先，判定3相中可否检测2相(S3)。若不能检测2相(S3中为“否”)，则判定3相中可否检测1相(S4)。这里，若还可以检测1相(S4中为“是”)，则开关个数判定部件4判定是否可检测偶数矢量(S5)。若不可检测偶数矢量(S5中“否”)，则成为可检测奇数矢量。对于偶数矢量和奇数矢量在后面叙述。
接着，相位移动部件5基于可否检测判定条件，计算需要移动的相和需要的偏移量。首先，在可检测2相的情况下(S3中为“是”)，可以无需移动且PWM各相的相位偏移量为零(S6)。在仅可以检测偶数矢量的情况下(S5中为“是”)，使占空比为最大的相的相位延迟，计算其偏移量(S7)。在仅可以检测奇数矢量的情况下(S5中为“否”)，使占空比为最小的相的相位提前，计算其偏移量(S8)。在1相也不能检测的情况下(S4中为“否”)，将占空比最大的相的相位和占空比最小的相的相位两个都偏移，计算各自的偏移量(S9)。接着，电流检测期间决定部件10基于由相位移动部件5决定的各相的PWM信号的下降时刻，决定电流检测部件8的电流检测开始定时(S10)。对于电流检测开始定时，在后面叙述。
接着，相位移动部件5按所计算的偏移量进行各相的PWM相位偏移(S11)。另外，关于在一个控制周期内的5个周期的各周期中的偏移量的计算的说明，在图4中进行详细叙述。其中，在没有PWM相位偏移的情况下(S6)，相位偏移量为零。接着，在成为后述的两处的电流检测开始定时时(S12中为“是”)，电流检测部件8开始A/D变换(S13)。在该A/D变换期间中不产生各相的切换，在经过了A/D变换所需的必要时间的时刻，规定相的PWM信号下降。这样，在电流检测部件8检测了2相的电流之后，各相电流计算部件9根据基尔霍夫定律(流入3相电动机的3个电流的合计为零。即，假设U相电流为Iu、V相电流为Iv、W相电流为Iw时，Iu+Iv+Iw＝0)，计算没有检测的剩余的1相的电流值(S14)。
图4是关于在本发明的实施方式的多相电动机控制装置1的控制周期内的5个周期的各周期中的偏移量的计算的流程图。在本控制中，控制周期为250μsec，由基于50μsec周期的锯齿状信号的PWM信号的5个周期构成。最初，对各相计算本次的控制周期的相位偏移量和上次的控制周期的相位偏移量之间的差D(S21)。接着，对各相，将本次的控制周期的第n个周期中的相位偏移量设为(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D·n/5(S22)。即，将第1个周期中的相位偏移量设为(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D/5，将第2个周期中的相位偏移量设为(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D·2/5，将第3个周期中的相位偏移量设为(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D·3/5，将第4个周期中的相位偏移量设为(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D·4/5，而且，将最后的第5个周期中的相位偏移量设为(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D。
特别地，在之前的控制周期中的规定相的相位的移动量和本次的控制周期中的规定相的相位的移动量相同的情况下，成为D＝0，在本次的控制周期的所有的周期中的相位偏移量成为与上次的第5个周期中的相位偏移量相同。即，在之前的控制周期和本次的控制周期中的偏移的状态没有变化。
此外，在之前的控制周期中的规定相的相位的移动量为零，在本次的控制周期中的规定相的相位的移动量不是零的情况下，在本次的控制周期的第n个周期中的相位偏移量成为D·n/5。即，在本次的控制周期中，成为将偏移量从零开始缓慢地加大。
此外，在之前的控制周期中的规定相的相位的移动量不是零，在本次的控制周期中的规定相的相位的移动量为零的情况下，成为D＝-(上次的第5个周期中的相位偏移量)，所以本次的控制周期的第n个周期中的相位偏移量成为(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D·n/5＝(上次的第5个周期中的相位偏移量)·(1-n/5)。即，在本次的控制周期中，缓慢地减小偏移量，在最终的周期中偏移量成为零。
表1是表示PWM模式判定条件、可检测矢量、检测电流以及A/D变换定时的表。w_pwmU、w_pwmV、w_pwmW分别表示U相、V相、W相的指令值的占空比。根据3相的占空比的大小关系，被分类为6个模式。例如，在w_pwmU≥w_pwmW≥w_pwmV的情况下，成为表1的模式3。在各个模式中，有以下的四种情况。即，
(1)可检测2相的情况
(2)仅可检测奇数矢量的情况
(3)仅可检测偶数矢量的情况
(4)2相都不能检测的情况。
[表1]
Figure G2008101740614D00121
例如在模式3检测奇数矢量的情况是，3相中检测U相的情况，可检测的矢量成为(1，0，0)。该矢量表示在第1要素(1)中上臂开关元件中U相为ON，在第2要素(0)中V相为OFF，在第3要素(0)中W相为OFF的状态，由于在3要素中ON(1)的开关元件的个数为1个，所以为奇数矢量。在电流值稳定的期间内进行A/D变换所需的最小时间设为50μsec周期的12％的情况下，此时的可否检测判定条件为(w_pwmU)-(w_pwmW)≥12％，可检测定时以U相上段OFF的定时为基准。即，若考虑A/D变换所需的时间，从U相上段OFF的定时提前A/D变换所需的时间的定时开始A/D变换，则A/D变换的结束时刻与U相上段OFF的定时一致，所以其成为电流值稳定的最佳的定时。
此外，在检测偶数矢量的情况是，检测-V相的情况，可检测的矢量成为(1，0，1)。该矢量表示在第1要素(1)中上臂开关元件中U相为ON，在第2要素(0)中V相为OFF，在第3要素(1)中W相为ON的状态，由于在3要素中ON(1)的开关元件的个数为2个，所以为偶数矢量。此时的可否检测判定条件为(w_pwmW)-(w_pwmV)≥12％，可检测定时以W相上段OFF的定时为基准。即，若考虑A/D变换所需的时间，从占空比中间相的W相上段OFF的定时提前A/D变换所需的时间的定时开始A/D变换，则A/D变换的结束时刻与W相上段OFF的定时一致，所以其成为电流值稳定的最佳的定时。由于对于其他的模式也是同样的考虑方法，所以省略模式3以外的说明。
在不能确保A/D变换器的电流值的充分的检测时间(例如，MIN_DUTY＝12％)，由于电流值不稳定而不能检测正确的电流值的情况下，在其控制周期(50μsec×5周期)的期间，对驱动器IC的各个PWM输入信号如下那样偏移相位。另外，在可检测2相的情况下，无需PWM相位偏移。
表2是表示仅可检测偶数矢量的情况的表。在仅可检测偶数矢量的情况下，由于2相都能确保电流值稳定的可检测的时间，所以如表2那样偏移。即，仅对占空比最大相，以MIN_DUTY(12％)-(最大相占空比％-中间相占空比％)的偏移量沿右侧(延迟相位的侧)偏移。对于占空比中间相和占空比最小相，没有偏移。
[表2]
Figure G2008101740614D00131
Figure G2008101740614D00141
表3是表示仅可检测奇数矢量的情况的表。在仅可检测奇数矢量的情况下，为了2相都确保电流值稳定的可检测的时间，所以如表3那样偏移。即，仅对占空比最小相，以MIN_DUTY(12％)-(中间相占空比％-最小相占空比％)的偏移量沿左侧(提前相位的侧)偏移。对于占空比最大相和占空比中间相，没有偏移。
[表3]
Figure G2008101740614D00142
表4是表示2相都不能检测的情况的表。在2相都不可检测的情况下，为了2相都确保电流值稳定的可检测的时间，所以如表4那样偏移。即，对占空比最大相，以MIN_DUTY(12％)-(最大相占空比％-中间相占空比％)的偏移量沿右侧(延迟相位的侧)偏移。此外，对占空比最小相，以MIN_DUTY(12％)-(中间相占空比％-最小相占空比％)的偏移量沿左侧(提前相位的侧)偏移。对于占空比中间相，没有偏移。
[表4]
Figure G2008101740614D00143
图5是2相都不可检测且模式变化的情况的定时图。一个控制周期为250μsec，由基于50μsec周期的锯齿状信号的PWM信号的5个周期构成。在图中，表示上次的控制周期T1的第4个和第5个周期以及本次的控制周期T2的第1个至第5个周期为止的动作。在上次的控制周期T1中，表示A相PWM信号为占空比52％、B相PWM信号为占空比47％、C相PWM信号为占空比51％的情况。该状态对应于上述表1中的模式3。由于占空比最小相的B相和中间相的C相之间、中间相的C相和最大相的A相之间的时间间隔分别为4％以及1％较短，所以若不进行相位的偏移，则不能收敛在此期间的开关噪声，不能取得用于正确地检测电流值的A/D变换时间，因此，需要将最小相的B相的PWM信号沿左侧(以提前相位)偏移8％相位，将最大相的A相的PWM信号沿右侧(以延迟相位)偏移11％相位。由此，B相和C相、以及A相和C相的切换时间间隔都变为12％而较大，在控制周期T1的最终的第5个PWM周期中可检测A相以及B相的正确的电流值。
接着，叙述在本次的控制周期T2的第1个到第5个周期为止的动作。在本次的控制周期T2中，A相PWM信号的占空比从52％减少为51％，B相PWM信号为占空比47％没有变化，C相PWM信号的占空比从51％增加到52％。因此，占空比最大相从A相改变为C相，占空比中间相从C相改变为A相。另外，占空比最小相在本次也是B相。该状态对应于上述表1中的模式4。由于占空比最小相的B相和中间相的A相之间、中间相的A相和最大相的C相之间的时间间隔分别为4％以及1％较短，所以不能收敛在此期间的开关噪声，不能取得用于正确地检测电流值的A/D变换时间，因此，将最小相的B相的PWM信号沿左侧(以提前相位)偏移8％相位，将最大相的C相的PWM信号沿右侧(以延迟相位)偏移11％相位，将中间相的A相的PWM信号不进行偏移。本次的控制周期T2的相位偏移量和上次的控制周期T1的相位偏移量之间的差D，对A相成为-11％、对B相成为0％、对C相成为11％。
接着，对各相，使用(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D·n/5的式子，计算在本次的控制周期T2的第n个周期中的相位偏移量。即，对A相，第1个周期中的相位偏移量为11％-11％/5＝11％×4/5，第2个周期中的相位偏移量为11％-11％×2/5＝11％×3/5，第3个周期中的相位偏移量为11％-11％×3/5＝11％×2/5，第4个周期中的相位偏移量为11％-11％×4/5＝11％×1/5，而且，最终的第5个周期中的相位偏移量为11％-11％＝0％。
对B相，第1个周期中的相位偏移量为-8％+0％/5＝-8％，第2个周期中的相位偏移量为-8％+0％×2/5＝-8％，第3个周期中的相位偏移量为-8％+0％×3/5＝-8％，第4个周期中的相位偏移量为-8％+0％×4/5＝-8％，而且，最终的第5个周期中的相位偏移量为-8％+0％×5/5＝-8％。即，在哪个周期中，偏移量都没有变化。
对C相，第1个周期中的相位偏移量为0％+11％/5＝11％/5，第2个周期中的相位偏移量为0％+11％×2/5＝11％×2/5，第3个周期中的相位偏移量为0％+11％×3/5＝11％×3/5，第4个周期中的相位偏移量为0％+11％×4/5＝11％×4/5，而且，最终的第5个周期中的相位偏移量为0％+11％×5/5＝11％。
由此，在最终的第5个周期中，A相和B相、以及C相和A相的切换时间间隔都变为12％而较大，在最终的第5个PWM周期中，可检测A相以及B相的正确的电流值。对于A/D变换的实施定时，在第5个PWM周期中，以偶数矢量状态(1，0，1)，在中间相的A相PWM信号下降之前的A/D变换所需的期间进行B相的电流值的检测(左侧的网格部分)，以奇数矢量状态(0，0，1)，在最大相的C相PWM信号下降之前的A/D变换所需的期间进行C相的电流值的检测(右侧的网格部分)。
另外，在该例子中，对A相是从有偏移变化为没有偏移，偏移量减少的情况；对B相是一直有偏移且偏移量不变化的情况；对C相是从没有偏移变化为有偏移，偏移量增加的情况。
如图5所示，各相的PWM信号的偏移在各控制周期的5个周期的所有期间进行，相位的移动量缓慢地变化，所以在PWM信号的偏移时不产生急剧的电流变化，可知可以防止噪声的产生。
图6是模式不变化，只有偏移量变化时的定时图。根据占空比的变化，从2相都不可检测的状态变化为2相都可检测的状态的情况。在图中，表示上次的控制周期T1的第4个和第5个周期以及本次的控制周期T2的第1个至第5个周期中的动作。在上次的控制周期T1中，表示A相PWM信号的占空比为52％、B相PWM信号的占空比为47％、C相PWM信号的占空比为51％的情况。该状态相当于上述表1中的模式3。由于占空比最小相的B相和中间相的C相之间、中间相的C相和最大相的A相之间的时间间隔分别为4％以及1％较短，所以若不进行相位的偏移，则不能收敛在此期间的开关噪声，不能取得用于正确地检测电流值的A/D变换时间，因此，需要将最小相的B相的PWM信号沿左侧(以提前相位)偏移8％相位，将最大相的A相的PWM信号沿右侧(以延迟相位)偏移11％相位。由此，B相和C相、以及A相和C相的切换时间间隔都变为12％而较大，在控制周期T1的最终的第5个PWM周期中可检测A相以及B相的正确的电流值。
接着，叙述在本次的控制周期T2的第1个到第5个周期为止的动作。在本次的控制周期T2中，A相PWM信号的占空比从52％增加到75％，B相PWM信号的占空比从47％减少到25％，C相PWM信号的占空比从51％减少到50％。因此，占空比最大相为A相，占空比中间相为C相，占空比最小相为B相，没有变化。因此，该状态对应于上述表1中的模式3。由于占空比最小相的B相和中间相的C相之间、中间相的C相和最大相的A相之间的时间间隔都是25％充分长，所以能够收敛在此期间的开关噪声，取得用于正确地检测电流值的A/D变换时间。因此，相当于将各相的PWM信号不进行偏移。本次的控制周期T2的相位偏移量和上次的控制周期T1的相位偏移量之间的差D，对A相成为-11％、对B相成为8％、对C相成为0％。
接着，对各相，使用(上次的第5个周期中的相位偏移量)+D·n/5的式子，计算在本次的控制周期T2的第n个周期中的相位偏移量。即，对A相，第1个周期中的相位偏移量为11％-11％/5＝11％×4/5，第2个周期中的相位偏移量为11％-11％×2/5＝11％×3/5，第3个周期中的相位偏移量为11％-11％×3/5＝11％×2/5，第4个周期中的相位偏移量为11％-11％×4/5＝11％×1/5，而且，最终的第5个周期中的相位偏移量为11％-11％＝0％。
对B相，第1个周期中的相位偏移量为-8％+8％/5＝-8％×4/5，第2个周期中的相位偏移量为-8％+8％×2/5＝-8％×3/5，第3个周期中的相位偏移量为-8％+8％×3/5＝-8％×2/5，第4个周期中的相位偏移量为-8％+8％×4/5＝-8％×1/5，而且，最终的第5个周期中的相位偏移量为-8％+8％×5/5＝0％。
对C相，第1个周期中的相位偏移量为0％+0％/5＝0％，第2个周期中的相位偏移量为0％+0％×2/5＝0％，第3个周期中的相位偏移量为0％+0％×3/5＝0％，第4个周期中的相位偏移量为0％+0％×4/5＝0％，而且，最终的第5个周期中的相位偏移量为0％+0％×5/5＝0％。即，在哪个周期中，都不进行偏移。
由此，在最终的第5个周期中，A相和C相、以及C相和B相的切换时间间隔都变为25％而较大，在最终的第5个PWM周期中，可检测A相以及B相的正确的电流值。对于A/D变换的实施定时，在第5个PWM周期中，以偶数矢量状态(1，0，1)，在中间相的C相PWM信号下降之前的A/D变换所需的期间进行B相的电流值的检测(左侧的网格部分)，以奇数矢量状态(1，0，0)，在最大相的A相PWM信号下降之前的A/D变换所需的期间进行A相的电流值的检测(右侧的网格部分)。
另外，在该例子中，对A相是从有偏移变化为没有偏移，偏移量减少的情况；对B相是从有偏移变化为没有偏移，偏移量增加的情况；对C相是一直没有偏移不变的情况。
如图6所示，各相的PWM信号的偏移在各控制周期的5个周期的所有期间进行，相位的移动量缓慢地变化，所以在PWM信号的偏移时不产生急剧的电流变化，可知可以防止噪声的产生。
图7是表示2相都不可检测、且模式变化的情况的定时图以及分流波形的图。对于表示分流波形的部分以外的A相、B相、C相的PWM信号的开关定时，与图5相同，所以省略说明。对于分流波形，在上述的控制周期T1中表示A相和-B相的电流，此外，在本次的控制周期T2中表示C相和-B相的电流。从该分流波形可知，根据本发明的多相电动机的控制装置，缓慢地改变一个控制周期内的相位的移动量，使规定相的PWM信号移动，所以在上次的控制周期T1的结束时刻，即在本次的控制周期T2的开始时刻，急剧的电流变化被抑制，变化量被分散在5个周期中。因此，开关的电流波动的周期不会与1个控制周期的控制循环时间250μsec相同，相当于锯齿状信号的载波周期的50μsec加减百分之几，所以与该周期对应的频率不会进入可听区域中。因此，可知可以防止噪声的产生。
此外，在使用了三角状信号的情况中，与至此进行说明的锯齿状信号的情况相同地可适用本发明的方法。即，若进行各相的PWM信号的偏移，以在各控制周期的5个周期期间缓慢地变化，则基于PWM信号的开关的电流波动的频率不会包含在可听区域中，可以防止噪声的产生，并且可使用单一的电流检测部件在每个控制周期高精度地检测各相的电流值。
在本发明中，除了以上所述的实施方式以外还可以采用各种实施方式。例如，在上述实施方式中，将一个控制周期的结构设为5个周期，但比5个周期短的周期或长的周期当然也可以。此外，将相位的移动量分为5等分而缓慢地改变，但也可以将在各周期中的移动量的差设为不相等，在各周期中改变权重来决定移动量。
此外，在上述实施方式中，在上臂开关元件和下臂开关元件中使用了FET，但例如也可以使用IGBT(绝缘栅型双极晶体管)那样的其他的开关元件。此外，电流检测部件可以采用在实施方式中所示的结构以外的结构，可以设置在电源和FET桥路之间。
此外，作为多相电动机，举了无刷电动机为例子，但本发明可以适用于对感应电动机或同步电动机等具有多个相的电动机进行控制的控制装置整体中。

Claims (4)

1.一种多相电动机控制装置，其特征在于，包括：
驱动部件，由上臂开关元件和下臂开关元件的对构成，用于驱动多相电动机；
单一的电流检测部件，检测所述多相电动机的电流值；
脉冲宽度调制信号生成部件，基于由所述电流检测部件所检测的电流值以及载波信号，在一个控制周期内生成多个各相脉冲宽度调制信号；以及
相位移动部件，缓慢地改变在1个控制周期内的相位的移动量地移动所述脉冲宽度调制信号生成部件所生成的规定相的脉冲宽度调制信号，并将其输出到所述驱动部件，
其中，在之前的控制周期中的规定相的相位的移动量和该控制周期中的规定相的相位的移动量不同的情况下，所述相位移动部件使该控制周期中的规定相的相位的移动量，从之前的移动量缓慢地改变，使得该控制周期的最终周期中的规定相的相位的移动量设为该控制周期中的规定相的相位的移动量。
2.如权利要求1所述的多相电动机控制装置，其特征在于，
包括可否检测电流判定部件，基于由所述脉冲宽度调制信号生成部件生成的各相脉冲宽度调制信号，判定可否通过所述电流检测部件检测电流值，
在所述可否检测电流判定部件判定为不可检测电流的情况下，所述相位移动部件使所述脉冲宽度调制信号生成部件生成的规定相的脉冲宽度调制信号的相位移动。
3.如权利要求2所述的多相电动机控制装置，其特征在于，
包括开关个数判定部件，在所述可否检测电流判定部件判定为不可检测电流的情况下，判定上臂开关元件导通的个数为偶数还是奇数，
所述相位移动部件基于所述开关个数判定部件的判定结果，移动所述脉冲宽度调制信号生成部件生成的规定相的脉冲宽度调制信号的相位。
4.如权利要求1所述的多相电动机控制装置，其特征在于，包括：
电流检测期间决定部件，在该控制周期的最终周期中，基于各相脉冲宽度调制信号变化的时刻，决定所述电流检测部件的电流检测期间。
CN2008101740614A 2007-11-26 2008-11-13 多相电动机控制装置 Active CN101447755B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007304091A JP4884356B2 (ja) 2007-11-26 2007-11-26 多相電動機の制御装置
JP304091/07 2007-11-26

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN101447755A CN101447755A (zh) 2009-06-03
CN101447755B true CN101447755B (zh) 2011-07-06

Family

ID=40210543

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2008101740614A Active CN101447755B (zh) 2007-11-26 2008-11-13 多相电动机控制装置

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8228012B2 (zh)
EP (1) EP2066022B1 (zh)
JP (1) JP4884356B2 (zh)
CN (1) CN101447755B (zh)

Families Citing this family (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5252475B2 (ja) * 2007-11-06 2013-07-31 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
JP4884355B2 (ja) * 2007-11-26 2012-02-29 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
JP4650518B2 (ja) * 2008-04-10 2011-03-16 株式会社デンソー モータ制御装置
JP5613441B2 (ja) * 2009-04-16 2014-10-22 アスモ株式会社 ブラシレスモータ制御装置、ブラシレスモータ装置、及びブラシレスモータの駆動方法
JP5392025B2 (ja) * 2009-11-24 2014-01-22 日本精工株式会社 モータ制御装置及びそれを用いた電動パワーステアリング装置
EP2621074A1 (en) * 2012-01-24 2013-07-31 ABB Research Ltd. Multicore implemented weight-function based predictive control of an electric converter
JPWO2014024460A1 (ja) * 2012-08-08 2016-07-25 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 モータ制御装置
JP2014121896A (ja) * 2012-12-20 2014-07-03 Jtekt Corp 電動パワーステアリング装置
JP6067402B2 (ja) * 2013-02-13 2017-01-25 株式会社東芝 モータ制御装置
US9270168B2 (en) 2013-03-15 2016-02-23 Hamilton Sundstrand Corporation Electromagnetic interference (EMI) reduction in multi-level power converter
US20140268948A1 (en) * 2013-03-15 2014-09-18 Hamilton Sundstrand Corporation Electromagnetic interference (emi) reduction in interleaved power converter
JP5908424B2 (ja) * 2013-03-25 2016-04-26 日立オートモティブシステムズステアリング株式会社 モータ制御装置およびパワーステアリング装置
CN104871425B (zh) * 2013-04-17 2017-07-11 日本精工株式会社 多相电动机控制装置及使用该多相电动机控制装置的电动助力转向装置
CN103353546B (zh) * 2013-05-31 2015-07-08 宁波高新区日新科技有限公司 一种利用mosfet导通电阻的逆变器过载检测电路
JP2015050909A (ja) 2013-09-04 2015-03-16 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 モータ制御装置
JP6099148B2 (ja) 2013-09-04 2017-03-22 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 モータ制御装置
CN103713185B (zh) * 2013-12-25 2016-06-01 吉林大学 交流变频电机的机端电压测量装置
JP6385691B2 (ja) * 2014-03-06 2018-09-05 株式会社東芝 モータ制御装置及び空気調和機
CN104333282B (zh) * 2014-11-21 2017-04-05 杭州电子科技大学 直流电机式电动推杆的精确定位控制方法
JP6583000B2 (ja) * 2016-01-07 2019-10-02 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
US10097115B2 (en) * 2016-11-07 2018-10-09 Infineon Technologies Ag Auto-synchronization of brushless DC motors
US10320323B1 (en) * 2018-03-28 2019-06-11 Infineon Technologies Austria Ag Pulse width modulation (PWM) scheme for single shunt motor control
US10784810B1 (en) * 2019-04-29 2020-09-22 Allegro Microsystems, Llc Motor controller with accurate current measurement
CN110865225B (zh) * 2019-12-02 2021-11-09 合肥工业大学 一种比例阀电流采集方法、系统及电子设备

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1589650A2 (en) * 2002-06-07 2005-10-26 TRW Limited Motor drive control
CN1716753A (zh) * 2004-06-30 2006-01-04 株式会社日立制作所 电机驱动装置、电动调节器及电动动力转向装置
CN1783698A (zh) * 2001-09-29 2006-06-07 大金工业株式会社 相电流检测方法、逆变器控制方法、电动机控制方法及其装置
CN1983795A (zh) * 2005-09-22 2007-06-20 株式会社捷太格特 车辆用操舵装置

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1985002505A1 (en) * 1983-11-28 1985-06-06 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Pwm inverter apparatus
JPS6373898A (ja) 1986-09-12 1988-04-04 Matsushita Electric Ind Co Ltd インバ−タ装置
JP2540140B2 (ja) 1987-01-13 1996-10-02 オムロン株式会社 電動式パワ−ステアリングのモ−タ駆動装置
JP3200346B2 (ja) 1995-12-29 2001-08-20 本田技研工業株式会社 電動車両の制御装置
FR2752111B1 (fr) * 1996-07-30 1998-10-30 Texas Instruments France Procede et dispositif de commande d'onduleurs
US6121736A (en) * 1998-07-10 2000-09-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Control apparatus for motor, and motor unit having the control apparatus
GB9920988D0 (en) 1999-09-07 1999-11-10 Trw Lucas Varity Electric Motor control
JP2002291284A (ja) * 2001-03-26 2002-10-04 Toshiba Kyaria Kk 電動機の電流検出方法及び制御装置
US6674258B2 (en) * 2001-06-21 2004-01-06 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Motor driver and motor drive method
JP2003047280A (ja) * 2001-07-27 2003-02-14 Mitsubishi Electric Corp モータ駆動騒音低減装置およびモータ駆動騒音低減信号の作成方法
US6735537B2 (en) * 2002-03-15 2004-05-11 Motorola, Inc. Procedure for measuring the current in each phase of a three-phase device via single current sensor
JP3993502B2 (ja) * 2002-10-21 2007-10-17 株式会社ルネサステクノロジ 多相直流モータの回転駆動制御装置および起動方法
JP3683259B2 (ja) * 2003-06-03 2005-08-17 松下電器産業株式会社 モータ駆動装置
JP4380247B2 (ja) * 2003-08-25 2009-12-09 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電動駆動制御装置、電動駆動制御方法及びプログラム
US7049778B2 (en) * 2004-02-09 2006-05-23 Nippon Yusoki Co., Ltd. Inverter control apparatus and inverter control method
JP2006025499A (ja) * 2004-07-06 2006-01-26 Favess Co Ltd モータ制御装置
US7193388B1 (en) * 2006-02-02 2007-03-20 Emerson Electric Co. Offset PWM signals for multiphase motor
US7893638B2 (en) * 2006-11-30 2011-02-22 Denso Corporation Apparatus and method for driving rotary machine
JP2008193825A (ja) * 2007-02-06 2008-08-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ａｄ変換制御回路およびその関連技術
JP5252475B2 (ja) * 2007-11-06 2013-07-31 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
JP4884355B2 (ja) * 2007-11-26 2012-02-29 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1783698A (zh) * 2001-09-29 2006-06-07 大金工业株式会社 相电流检测方法、逆变器控制方法、电动机控制方法及其装置
EP1589650A2 (en) * 2002-06-07 2005-10-26 TRW Limited Motor drive control
CN1716753A (zh) * 2004-06-30 2006-01-04 株式会社日立制作所 电机驱动装置、电动调节器及电动动力转向装置
CN1983795A (zh) * 2005-09-22 2007-06-20 株式会社捷太格特 车辆用操舵装置

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
JP特开2001-95279A 2001.04.06
JP特开平10-155278A 1998.06.09

Also Published As

Publication number Publication date
EP2066022A2 (en) 2009-06-03
US8228012B2 (en) 2012-07-24
EP2066022A3 (en) 2014-03-26
EP2066022B1 (en) 2018-01-10
CN101447755A (zh) 2009-06-03
US20090134822A1 (en) 2009-05-28
JP4884356B2 (ja) 2012-02-29
JP2009131065A (ja) 2009-06-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101447755B (zh) 多相电动机控制装置
CN101499758B (zh) 多相电动机控制装置
CN101494431B (zh) 多相电动机控制装置
JP4985395B2 (ja) 電流制御装置とその電流オフセット補正方法
JP3844060B2 (ja) Ｐｗｍパルス制御方法
CN107148739B (zh) 电力变换装置和应用该电力变换装置的车辆驱动系统
US6978213B2 (en) Voltage conversion system and method and recording medium
CN104426436A (zh) 电机控制装置
CN103001568A (zh) 马达控制装置
JP4833186B2 (ja) 多相電動機の制御装置
JP2007110811A (ja) インバータ装置とその制御方法
JP5252476B2 (ja) 多相電動機の制御装置
JP2009118681A (ja) 多相電動機の制御装置
JP4055992B2 (ja) インバータの電流検出装置
US20230152375A1 (en) Deterioration estimation device and deterioration estimation program for power conversion device
JPH01270793A (ja) Ｐｗｍ制御における電流制御装置
KR100316638B1 (ko) 데드-타임발생회로를없앤펄스폭변조인버터
CN115769483A (zh) 功率转换装置和电动助力转向装置

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
ASS Succession or assignment of patent right

Owner name: OMRON AUTOMOTIVE ELECTRONICS CO.,LTD.

Free format text: FORMER OWNER: OMRON CORP.

Effective date: 20100818

C41 Transfer of patent application or patent right or utility model
COR Change of bibliographic data

Free format text: CORRECT: ADDRESS; FROM: KYOTO PREFECTURE, JAPAN TO: AICHI, JAPAN

TA01 Transfer of patent application right

Effective date of registration: 20100818

Address after: Aichi

Applicant after: Omron Automotive Electronics Co., Ltd.

Address before: Kyoto Japan

Applicant before: Omron Corporation

C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant