CN1783698A - 相电流检测方法、逆变器控制方法、电动机控制方法及其装置 - Google Patents

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Abstract

一种相电流检测装置，具有：输出时间检测部，输入电压矢量指令，对有必要扩大输出时间的电压矢量进行检测；输出时间扩大部，输入电压矢量指令和由输出时间检测部检测的电压矢量，进行输出时间的扩大处理；减法部，其从电压矢量指令中减去实际输出的电压矢量长度，并输出误差；输出误差累计部，其对来自减法部的误差进行累计，并算出与电压矢量指令对应的输出的累计误差；逆矢量发生部，其输出对扩大的电压矢量的表1中的ON/OFF进行更换而获得的矢量；以及选择部，其根据来自输出误差累计部的累计误差的正负进行切换动作，并选择来自输出时间扩大部的输出和来自逆矢量发生部的输出。可实现成本降低，并稳定检测期望定时处的相电流，同时大幅减低电压波形失真。

Description

相电流检测方法、逆变器控制方法、电动机控制方法及其装置
本申请是2002年9月27日提出的国际申请号为PCT/JP02/10132(国家申请号为02802798.1)、发明名称为“相电流检测方法、逆变器控制方法、电动机控制方法及其装置”的发明专利申请的分案申请。
技术领域
本发明涉及相电流检测方法、逆变器控制方法、电动机控制方法及其装置，具体涉及适用于在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流，并进行电流控制或者无位置传感器的控制的装置的相电流检测方法、逆变器控制方法、电动机控制方法及其装置。
背景技术
以往，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，一般检测电动机的相电流，进行电流控制。
于是，为了检测电动机的相电流，提出了以下两种方法：
(1)使用直流电流互感器来检测相电流的方法，以及
(2)使用并联电阻并根据并联电阻的端子间电压来检测相电流的方法。
当采用上述(1)的方法时，由于直流电流互感器价格昂贵，因而存在电动机驱动装置整体成本提高的不良情况。
当采用上述(2)的方法时，由于脉冲宽度因运转状态而显著变窄，并且相电流的测定误差变大，因而对脉冲宽度进行限制，以使脉冲宽度不会窄到某个程度以下。然而，如果进行这种处理，则存在电流波形失真的不良情况，以及在起动时不能检测相电流的不良情况等。具体地说，正如“[PWMインバ一タの三相出力電流の直流即での検出法(PWM逆变器的三相输出电流的直流侧的检测法)”，谷沢等人，IEA-94-17(以下称为引用文献)所示，当使用逆变器输入来检测相电流时，存在以下不良情况，即：脉冲宽度在相电压输出邻接的部分变窄、相电流检测产生大的误差、不能进行相电流检测。因此，对以下对策作了探讨，即：在脉冲宽度变窄的部分使PWM变形，使窄脉冲宽度的脉冲不会出现，来对相电流进行测定等，然而由于PWM的变形，电流波形发生失真。
并且，由于脉冲宽度变窄的现象，在低速旋转等电压非常低时，脉冲宽度的窄部分以相电压邻接的部分为中心扩大并连续发生，因而仅采用上述对策在电动机的所有运转范围内运转电动机是困难的。
发明内容
本发明是鉴于上述问题而作出的，目的是提供一种能实现成本降低并能稳定检测期望定时处的相电流，同时能大幅减低电压波形失真的相电流检测方法、使用该相电流检测方法的逆变器控制方法及其装置。
本发明第1方面的相电流检测方法在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，当检测直流链路电流，并算出电动机的相电流时，
判定是否可在空载时间中进行电流检测，并对可进行电流检测作出响应，进行电流检测。
本发明第2方面的相电流检测方法在通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间中央对电流进行抽样。
本发明第3方面的相电流检测方法在输出电压矢量的期间中央对电流进行抽样。
本发明第4方面的相电流检测方法在除了从通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间开始到硬件稳定为止的期间之外的期间中央对电流进行抽样。
本发明第5方面的相电流检测方法对受到响应时间制约不能在期间中央进行抽样作出响应，从期间开始经过响应时间之后对电流进行抽样。
本发明第6方面的相电流检测方法在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，
对施加电压矢量短到难以进行电流测定的程度作出响应，根据过去的电流值来估计电流。
本发明第7方面的相电流检测方法在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，
根据由过去的电流检测值生成的电流预测值来校正电流检测值，对期望定时处的电流值进行预测。
本发明第8方面的相电流检测方法通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正。
本发明第9方面的相电流检测方法通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正。
本发明第10方面的相电流检测方法根据振幅的大小，采用第8方面的方法、第9方面的方法进行电流值的预测。
本发明第11方面的逆变器控制方法在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流，并进行电流控制或者无位置传感器的控制时，
使用载波周期内的两个电流测定定时处的电流测定值来进行控制。
本发明第12方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，检测直流链路电流，并算出电动机的相电流，
该相电流检测装置包含电流检测部件，用于判定是否可在空载时间中进行电流检测，并对可进行电流检测作出响应，进行电流检测。
本发明第13方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述电流检测部件，该部件在通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间中央对电流进行抽样。
本发明第14方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述电流检测部件，该部件在输出电压矢量的期间中央对电流进行抽样。
本发明第15方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述电流检测部件，该部件在除了从通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间开始到硬件稳定为止的期间之外的期间中央对电流进行抽样。
本发明第16方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述电流检测部件，该部件对受到响应时间制约不能在期间中央进行抽样作出响应，从期间开始经过响应时间之后对电流进行抽样。
本发明第17方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流，
该相电流检测装置包含电流估计部件，用于对施加电压矢量短到难以进行电流测定的程度作出响应，根据过去的电流值来估计电流。
本发明第18方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流，
该相电流检测装置包含电流预测部件，用于根据由过去的电流检测值所估计的电流估计值来校正电流检测值，对期望定时处的电流值进行预测。
本发明第19方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述电流预测部件，该部件通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正。
本发明第20方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述电流预测部件，该部件通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正。
本发明第21方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述电流预测部件，该部件对振幅较大作出响应，通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正；对振幅较小作出响应，通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正。
本发明第22方面的逆变器控制装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流，并进行电流控制或者无位置传感器的控制，
该逆变器控制装置包含控制部件，用于使用载波周期内的两个电流测定定时处的电流测定值进行控制。
本发明第23方面的相电流检测方法在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，对最小脉冲宽度进行限制，
该方法推测电流检测时的电流方向，并根据该推测结果使最小脉冲宽度发生变化。
本发明第24方面的相电流检测方法采用选通脉冲宽度作为上述脉冲宽度。
本发明第25方面的相电流检测方法根据电流的流动方向和输出的矢量图形来算出电流在直流链路上出现的期间，并设定选通脉冲宽度使算出的期间为用于直流链路的电流检测的最小矢量输出期间。
本发明第26方面的相电流检测方法对引起输出矢量变化的开关动作的图形进行预测，并根据该预测结果使最小选通脉冲宽度发生变化。
本发明第27方面的相电流检测方法根据构成上述PWM逆变器的开关元件来设定响应时间，配合引起电流变化的开关元件，使最小选通脉冲宽度发生变化。
本发明第28方面的相电流检测方法根据电流的相位信息来推测上述电流方向。
本发明第29方面的相电流检测方法根据电流值系列来推测上述电流方向。
本发明第30方面的相电流检测方法根据电动机的转速，对根据电流的相位信息来推测电流方向的处理和根据电流值系列来推测电流方向的处理进行切换。
本发明第31方面的相电流检测方法对所推测的电流在电流估计误差内作出响应，在除空载时间以外的矢量输出期间应用脉冲宽度限制。
本发明第32方面的相电流检测方法仅在电流检测所必需的时间使构成上述PWM逆变器的开关元件中的一个断开。
本发明第33方面的电动机控制方法当根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压，或者根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测相电流，并根据算出的电动机电压或者检测的相电流来控制电动机时，
根据电动机所要求的电压的高状态、低状态，把直流链路电压控制得较高或者较低。
本发明第34方面的电动机控制方法在低转速时或者轻负载时，减低功率因数，提高输出电压或者输出电流。
本发明第35方面的电动机控制方法根据电流的方向和输出矢量图形来算出电压变化时的开关图形，根据算出结果来算出器件的延迟时间，并校正电动机电压。
本发明第36方面的相电流检测方法对矢量输出期间比最小矢量输出期间长作出响应，算出选通脉冲宽度，以使指令电压矢量长度和矢量输出期间相等。
本发明第37方面的相电流检测方法使进行开关动作的变换器与上述PWM逆变器串联连接，并在电流检测时，禁止变换器、PWM逆变器开关。
本发明第38方面的相电流检测方法把电流检测部设置成与直流链路上的平滑电容器串联，并对变换器电流和逆变器电流进行检测。
本发明第39方面的相电流检测装置在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，对最小脉冲宽度进行限制，
该相电流检测装置包含最小脉冲宽度变化部件，用于推测电流检测时的电流方向，并根据该推测结果使最小脉冲宽度发生变化。
本发明第40方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据电流的流动方向和输出的矢量图形来算出电流在直流链路上出现的期间，并设定选通脉冲宽度使算出的期间为用于直流链路的电流检测的最小矢量输出期间。
本发明第41方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件对引起输出矢量变化的开关动作的图形进行预测，并根据该预测结果使最小选通脉冲宽度发生变化。
本发明第42方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据构成上述PWM逆变器的开关元件来设定响应时间，配合引起电流变化的开关元件，使最小选通脉冲宽度发生变化。
本发明第43方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据电流的相位信息来推测上述电流方向。
本发明第44方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据电流值系列来推测上述电流方向。
本发明第45方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据电动机的转速，对根据电流的相位信息来推测电流方向的处理和根据电流值系列来推测电流方向的处理进行切换。
本发明第46方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件对所推测的电流在电流估计误差内作出响应，在除空载时间以外的矢量输出期间应用脉冲宽度限制。
本发明第47方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件仅在电流检测所必需的时间使构成上述PWM逆变器的开关元件中的一个断开。
本发明第48方面的电动机控制装置根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压，或者根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测相电流，并根据算出的电动机电压或者检测的相电流来控制电动机，
在该电动机控制装置中包含电动机电压控制部件，用于根据电动机所要求的电压的高状态、低状态，把直流链路电压控制得较高或者较低。
本发明第49方面的电动机控制装置采用以下部件作为上述电动机电压控制部件，该部件在低转速时或者轻负载时，减低功率因数，提高输出电压或者输出电流。
本发明第50方面的电动机控制装置采用以下部件作为上述电动机电压控制部件，该部件根据电流的方向和输出矢量图形来算出电压变化时的开关图形，根据算出结果来算出器件的延迟时间，并校正电动机电压。
本发明第51方面的相电流检测装置采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件对矢量输出期间比最小矢量输出期间长作出响应，算出选通脉冲宽度，以使指令电压矢量长度和矢量输出期间相等。
本发明第52方面的相电流检测装置使进行开关动作的变换器与PWM逆变器串联连接，并采用以下部件作为变换器逆变器控制部件，该部件在电流检测时，禁止变换器、PWM逆变器开关。
本发明第53方面的相电流检测装置为了对变换器电流和逆变器电流进行检测，把电流检测部设置成与直流链路上的平滑电容器串联。
根据本发明第1方面的相电流检测方法，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，检测直流链路电流，并算出电动机的相电流时，
判定是否可在空载时间中进行电流检测，并对可进行电流检测作出响应，进行电流检测，因而即使在空载时间期间中也能检测相电流。
根据本发明第2方面的相电流检测方法，在通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间中央对电流进行抽样，因而除了可在平均电流和直流链路电流大致一致的时刻检测电流并抑制高次谐波误差以外，还可达到本发明第1方面同样的作用。
根据本发明第3方面的相电流检测方法，在输出电压矢量的期间中央对电流进行抽样，因而除了可简化处理以外，还可达到与本发明第1方面同样的作用。
根据本发明第4方面的相电流检测方法，在除了从通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间开始到硬件稳定为止的期间之外的期间中央对电流进行抽样，因而除了可确实排除硬件不稳定期间的影响以外，还可达到与本发明第1方面同样的作用。
根据本发明第5方面的相电流检测方法，对受到响应时间制约不能在期间中央进行抽样作出响应，从期间开始经过响应时间之后对电流进行抽样，因而除了可在响应时间较长时也能正确检测相电流以外，还可达到与本发明第2或第3方面同样的作用。
根据本发明第6方面的相电流检测方法，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，
对施加电压矢量短到难以进行电流测定的程度作出响应，根据过去的电流值来估计电流，因而即使在不能进行正确的电流测定时，也能采用某种程度正确的相电流。
根据本发明第7方面的相电流检测方法，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，
根据由过去的电流检测值生成的电流预测值来校正电流检测值，对期望定时处的电流值进行预测，因而即使在检测时刻和电流获得定时不同时，也能获得误差少的相电流值。
根据本发明第8方面的相电流检测方法，通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正，因而仅进行简单运算就能达到与第7方面同样的作用。
根据本发明第9方面的相电流检测方法，通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正，因而可达到与第7方面同样的作用。
根据本发明第10方面的相电流检测方法，根据振幅的大小，采用第8、第9方面的方法进行电流值的预测，因而总是可进行良好的相电流估计。
根据本发明第11方面的逆变器控制方法，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流，并进行电流控制或者无位置传感器的控制时，
使用载波周期内的两个电流测定定时处的电流测定值来进行控制，因而可实现跟从电流指令的电流控制，并可提高电流控制环路的控制速度。
根据本发明第12方面的相电流检测装置，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，检测直流链路电流，并算出电动机的相电流时，
通过电流检测部件，可判定是否可在空载时间中进行电流检测，并对能进行电流检测作出响应，进行电流检测。因此，即使在空载时间期间中也能检测相电流。
根据本发明第13方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述电流检测部件，该部件在通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间中央对电流进行抽样，因而可在平均电流和直流链路电流大致一致的时刻检测电流并抑制高次谐波误差以外，还可达到与本发明第12方面同样的作用。
根据本发明第14方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述电流检测部件，该部件在输出电压矢量的期间中央对电流进行抽样，因而除了可简化处理以外，还可达到与本发明第12方面同样的作用。
根据本发明第15方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述电流检测部件，该部件在除了从通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间开始到硬件稳定为止的期间之外的期间中央对电流进行抽样，因而除了可确实排除硬件不稳定期间的影响以外，还可达到与本发明第12方面同样的作用。
根据本发明第16方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述电流检测部件，该部件对受到响应时间制约不能在期间中央进行抽样作出响应，从期间开始经过响应时间之后对电流进行抽样，因而除了可在响应时间较长时也能正确检测相电流以外，还可达到与本发明第13～15方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第17方面的相电流检测装置，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，
通过电流估计部件，可对施加电压矢量短到难以进行电流测定的程度作出响应，使用过去的电流值来估计电流。因此，即使在不能进行正确的电流测定时，也能采用某种程度正确的相电流。
根据本发明第18方面的相电流检测装置，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，
通过电流预测部件，可根据由过去的电流检测值所估计的电流估计值来校正电流检测值，并可对期望定时处的电流值进行预测。
因此，即使在检测时刻与电流取得定时不同时，也能获得误差少的相电流值。
根据本发明第19方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述电流预测部件，该部件通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正，因而仅进行简单运算就能达到与本发明第18方面同样的作用。
根据本发明第20方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述电流预测部件，该部件通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正，因而可达到与本发明第18方面同样的作用。
根据本发明第21方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述电流预测部件，该部件对振幅较大作出响应，通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正；对振幅较小作出响应，通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正，因而总是可进行良好的相电流估计。
根据本发明第22方面的逆变器控制装置，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流，并进行电流控制或者无位置传感器的控制时，
通过控制部件，可使用载波周期内的两个电流测定定时处的电流测定值进行控制。
因此，可实现跟从电流指令的电流控制，并可提高电流控制环路的控制速度。
根据本发明第23方面的相电流检测方法，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，为了对最小脉冲宽度进行限制，
推测电流检测时的电流方向，并根据该推测结果使最小脉冲宽度发生变化，因而可实现准确的相电流检测。
根据本发明第24方面的相电流检测方法，采用选通脉冲宽度作为上述脉冲宽度，因而根据选通脉冲宽度，可达到与本发明第23方面同样的作用。
根据本发明第25方面的相电流检测方法，根据电流的流动方向和输出的矢量图形来算出电流在直流链路上出现的期间，并设定选通脉冲宽度使算出的期间为用于直流链路的电流检测的最小矢量输出期间，因而可实现准确的相电流检测。
根据本发明第26方面的相电流检测方法，对引起输出矢量变化的开关动作的图形进行预测，并根据该预测结果使最小选通脉冲宽度发生变化，因而可实现正确的相电流检测。
根据本发明第27方面的相电流检测方法，根据构成上述PWM逆变器的开关元件来设定响应时间，配合引起电流变化的开关元件，使最小选通脉冲宽度发生变化，因而可考虑各开关元件的响应时间来设定最小选通脉冲宽度，并可达到与本发明第24～26方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第28方面的相电流检测方法，根据电流的相位信息来推测上述电流方向，因而即使当电动机高速旋转时，也能高精度估计电流的方向，并可达到与本发明第24～27方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第29方面的相电流检测方法，根据电流值系列来推测上述电流方向，因而即使当电动机低速旋转时，以及当高速控制电动机转矩时等，也能高精度估计电流的方向，并可达到与本发明第24～27方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第30方面的相电流检测方法，根据电动机的转速，对根据电流的相位信息来推测电流方向的处理和根据电流值系列来推测电流方向的处理进行切换，因而总是可高精度估计电流的方向，并可达到与本发明第24～27方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第31方面的相电流检测方法，对所推测的电流在电流估计误差内作出响应，在除空载时间以外的矢量输出期间应用脉冲宽度限制，因而可准确进行电流检测，并可达到与本发明第24～30方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第32方面的相电流检测方法，仅在电流检测所必需的时间使构成上述PWM逆变器的开关元件中的一个断开，因而即使在如输出最大电压时那样，在载波周期内连续输出仅一个矢量时，也能利用最小限度的电压降低来进行电流检测，并可达到与本发明第24～30方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第33方面的电动机控制方法，当根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压，或者根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测相电流，并根据算出的电动机电压或者算出的相电流来控制电动机时，
根据电动机所要求的电压的高状态、低状态，把直流链路电压控制得较高或者较低，因而可稳定控制电动机，并可进行脉冲宽度限制影响少的良好波形输出，同时总是可准确进行电流检测。
根据本发明第34方面的电动机控制方法，在低转速时或者轻负载时，减低功率因数，提高输出电压或者输出电流，因而除了可容易进行电流检测以外，还可达到与本发明第33方面同样的作用。
根据本发明第35方面的电动机控制方法，根据电流的方向和输出矢量图形来算出电压变化时的开关图形，根据算出结果来算出器件的延迟时间，并校正电动机电压，因而可实现高精度的电压检测。
根据本发明第36方面的相电流检测方法，对矢量输出期间比最小矢量输出期间长作出响应，算出选通脉冲宽度，以使指令电压矢量长度和矢量输出期间相等，因而除了可一面抑制波形失真，一面准确进行电流检测以外，还可达到与本发明第24～27方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第37方面的相电流检测方法，使进行开关动作的变换器与上述PWM逆变器串联连接，并在电流检测时，禁止变换器、PWM逆变器开关，因而可排除噪声影响，并可准确进行电流检测。
根据本发明第38方面的相电流检测方法，把电流检测部设置成与直流链路上的平滑电容器串联，并对变换器电流和逆变器电流进行检测，因而除了可简化结构并容易实施噪声对策以外，还可达到与本发明第37方面同样的作用。
根据本发明第39方面的相电流检测装置，在把来自PWM逆变器的输出提供给电动机并驱动电动机的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流时，对最小脉冲宽度进行限制时，
通过最小脉冲宽度变化部件，可推测电流检测时的电流方向，并可根据该推测结果使最小脉冲宽度发生变化。
因此，可实现准确的相电流检测。
根据本发明第40方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据电流的流动方向和输出的矢量图形来算出电流在直流链路上出现的期间，并设定选通脉冲宽度使算出的期间为用于直流链路的电流检测的最小矢量输出期间，因而可实现准确的相电流检测。
根据本发明第41方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件对引起输出矢量变化的开关动作的图形进行预测，并根据该预测结果使最小选通脉冲宽度发生变化，因而可实现准确的相电流检测。
根据本发明第42方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据构成上述PWM逆变器的开关元件来设定响应时间，配合引起电流变化的开关元件，使最小选通脉冲宽度发生变化，因而可考虑各开关元件的响应时间来设定最小选通脉冲宽度，并可达到与本发明第39～41方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第43方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据电流的相位信息来推测上述电流方向，因而即使当电动机高速旋转时，也能高精度估计电流的方向，并可达到与本发明第39～42方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第44方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据电流值系列来推测上述电流方向，因而即使当电动机低速旋转时，以及当高速控制电动机转矩时等，也能高精度估计电流的方向，并可达到与本发明第39～42方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第45方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件根据电动机的转速，对根据电流的相位信息来推测电流方向的处理和根据电流值系列来推测电流方向的处理进行切换，因而总是可高精度估计电流的方向，并可达到与本发明第39～42方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第46方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件对所推测的电流在电流估计误差内作出响应，在除空载时间以外的矢量输出期间应用脉冲宽度限制，因而可准确进行电流检测，并可达到与本发明第39～45方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第47方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件仅在电流检测所必需的时间使构成上述PWM逆变器的开关元件中的一个断开，因而即使如最大电压输出时那样，在载波周期内连续输出仅一个矢量时，也能以最小限度的电压降低来进行电流检测，并可达到与本发明第39～45方面中的任何一项同样的作用。
本发明第48方面的电动机控制装置当根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压，或者根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测相电流，并根据算出的电动机电压或者算出的相电流来控制电动机时，
通过电动机电压控制部件，可根据电动机所要求的电压的高状态、低状态，把直流链路电压控制得较高或者较低。
因此，可稳定控制电动机，并可进行脉冲宽度限制影响少的良好波形输出，同时总是可准确进行电流检测。
根据本发明第49方面的电动机控制装置，采用以下部件作为电动机电压控制部件，该部件根据电流的方向和输出矢量图形来算出电压变化时的开关图形，根据算出结果来算出器件的延迟时间，并校正电动机电压，因而除了可容易进行电流检测以外，还可达到与本发明第48方面同样的作用。
根据本发明第50方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述电动机电压控制部件，该部件在低转速时或者轻负载时，减低功率因数，提高输出电压或者输出电流，因而可实现高精度的电压检测。
根据本发明第51方面的相电流检测装置，采用以下部件作为上述最小脉冲宽度变化部件，该部件对矢量输出期间比用于电流检测的矢量长度长作出响应，算出选通脉冲宽度，以使指令电压矢量长度和矢量输出期间相等，因而除了可一面抑制波形失真，一面准确进行电流检测以外，还可达到与本发明第39～42方面中的任何一项同样的作用。
根据本发明第52方面的相电流检测装置，使进行开关动作的变换器与上述PWM逆变器串联连接，并采用以下部件作为变换器逆变器控制部件，该部件在电流检测时，禁止变换器、PWM逆变器开关，因而可排除噪声影响，并可准确进行电流检测。
根据本发明第53方面的相电流检测装置，为了对变换器电流和逆变器电流进行检测，把电流检测部设置成与直流链路上的平滑电容器串联，因而除了可简化结构并可容易实施噪声对策以外，还可达到与本发明第52方面同样的作用。
附图说明
图1是示出使用逆变器的电动机驱动装置的结构的图。
图2是示出电压矢量和相电压的关系的图。
图3是对电压矢量V1输出时的电流进行说明的图。
图4是对流过直流链路的电流进行说明的图。
图5是示出本发明的相电流检测装置的一实施例的方框图。
图6是对本发明的相电流检测方法的一实施例进行说明的流程图。
图7是对图5的相电流检测装置的概括的动作进行说明的图。
图8是示出本发明的相电流检测装置的另一实施例的方框图。
图9是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
图10是对本发明的相电流检测方法的又一实施例进行说明的流程图。
图11是对图9的相电流检测装置的概括的动作进行说明的图。
图12是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
图13是对本发明的相电流检测方法的又一实施例进行说明的流程图。
图14是示出流过直流链路的实际电流波形的一例的图。
图15是示出相电流的瞬时变化和平均电流的一例的图。
图16是对流过直流链路的实际电流波形、空载时间期间、以及过渡响应期间的一例进行说明的图。
图17是对流过直流链路的实际电流波形、响应时间、以及抽样时间的一例进行说明的图。
图18是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
图19是对电流值的预测方法的一例进行说明的图。
图20是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
图21是对电流值的预测方法的另一例进行说明的图。
图22是示出本发明的逆变器控制装置的一实施例的方框图。
图23是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
图24是示出功率器件根据选通信号的响应的一例的图。
图25是示出根据电流的相位信息来算出电流的方向的处理的概略图。
图26是对根据电流的相位信息来算出电流的方向的处理进行说明的流程图。
图27是示出根据电流值系列来预测电流的方向的处理的概略图。
图28是示出为了电流检测而使开关元件断开的处理的一例的概略图。
图29是示出为了电流检测而使开关元件断开的处理的优选例的概略图。
图30是示出本发明的电动机控制装置的一实施例的电路图。
图31是示出功率器件根据选通信号的响应的另一例的图。
图32是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的电路图。
图33是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的电路图。
具体实施方式
以下将参照附图，对本发明的相电流检测方法、逆变器控制方法及其装置的实施例进行详细说明。
图1是示出使用逆变器的电动机驱动装置的结构的图。表1示出了逆变器(功率器件)的输出电压矢量和开关元件的开关状态的关系。
表1
  Tu +   Tv +   Tw +
  V0V1V2V3V4V5V6V7   OFFOFFOFFOFFONONONON   OFFOFFONONOFFOFFONON   OFFONOFFONOFFONOFFON
其中，Tu +、Tv +、Tw +分别表示u相、v相、w相的上桥臂的开关元件，Tu -、Tv -、Tw -分别表示u相、v相、w相的下桥臂的开关元件，在表1中，ON表示上桥臂的开关元件为ON并且下桥臂的开关元件为OFF的状态，OFF表示上桥臂的开关元件为OFF并且下桥臂的开关元件为ON的状态。
在上述电动机驱动装置中，在直流电源E的输出端子间连接第一电容器2a，使三相逆变器3与第一电容器2a并联连接，并把三相逆变器3的输出提供给电动机4。然后，在三相逆变器3的输入侧和第一电容器2a之间连接电流检测器5。
该电流检测器5具有：并联电阻5a，其插入在第一电容器2a和第二电容器3a之间的布线上；以及电流检测部5b，其输入并联电阻5a的端子间电压，并作为检测电流输出。
因此，当电压矢量为V0和V7时，电动机4的所有端子与电源的负(-)线或者正(+)线连接，不向电动机4施加使电流增减的电压(以下仅称为电压)。并且，当电压矢量例如为V1时，电动机的w相的端子与电源的正(+)线连接，其他相的端子与电源的负(-)线连接，从而在使w相电流增加的方向(u相和v相为负方向)施加电压。
对于PWM来说，电压大小由在载波内输出电压矢量的时间比率来决定，因而当各相的电压大致相等时，输出与相间电压差相当的极短期间的电压矢量(以下将其称为电压矢量较短)。并且，当输出电压较低时，输出特别短的电压矢量，并且不向电动机4施加电压的电压矢量V0和V7占用载波内的大部分期间。
图2是用二维表示的向电动机4施加的施加电压图。把向u相施加正电压并向v相和w相施加负电压的情况定义为u相方向，同样定义v相方向和w相方向，并且电压大小用矢量长度来表示。
在此情况下，电压矢量V0~v7如图2所示配置，例如，当输出夹在电压矢量V1和电压矢量V3之间的a矢量时，使用一般空间矢量法，例如，按照V0、V1、V3和V7的顺序适当改变电压矢量的同时输出该电压矢量。
当减小输出电压(缩短矢量长度)时，为了延长电压矢量V0和V7的输出时间并保存a矢量的方向，只要使电压矢量V1和V3的输出时间比率保持恒定即可。
当从直流链路检测相电流时，例如，当输出a矢量时，使用以下性质，即：在输出电压矢量V1的期间，w相电流流过直流链路(参照图3中的箭头)，并在输出电压矢量V3的期间，u相电流的正负相反的电流流入直流链路的这种性质，可从直流链路检测相电流{参照图4，以及“PWMインバ一タの三相出力電流の直流即での検出法(PWM逆变器的三相输出电流的直流侧的检测法)”，谷沢等人，IEa-94-17(以下称为参考文献)}。
如参考文献所示，当使用逆变器输入来检测电动机的相电流时，有时脉冲宽度在相电压输出邻接的部分变窄，相电流发生大的误差，或不能进行检测。因此，正在探讨在脉冲宽度变窄的部分使PWM变形，以使脉冲宽度窄的脉冲不会出现，来对相电流进行测定等的对策。然而，脉冲变窄的现象，在低速旋转等电压极低时，脉冲宽度的窄部分以相电压邻接部分为中心扩大并连续发生，因而仅使用现有的对策在电动机的所有运转范围内进行运转是困难的。
如果考虑这种不良情况，则当要求电压矢量变短的低电压时、当相间电位差较小时，可设定最小电压矢量输出时间，并且当因最小矢量输出时间限制而使输出电压比期望电压值大时，通过施加反向电压，可平均获得期望电压。
图5是示出本发明的相电流检测装置的一实施例的方框图。
在该相电流检测装置中，在输入交流电源1的整流电路2的输出端子间连接第一电容器2a，并且连接三相逆变器3，并把三相逆变器3的输出提供给电动机4。而且，在三相逆变器3的输入侧和第一电容器2a之间设置电流检测器5。
而且，该相电流检测装置具有：输出时间检测部6a，其输入电压矢量指令，并对有必要扩大输出时间的电压矢量进行检测；输出时间扩大部6b，其输入电压矢量指令和由输出时间检测部6a所检测的电压矢量，并进行输出时间的扩大处理(在电流检测器5中扩大到可检测的长度)；减法部6g，其从电压矢量指令中减去实际输出的电压矢量长度，并输出误差；输出误差累计部6d，其对来自减法部6g的误差进行累计，并算出与电压矢量指令的输出的累计误差；逆矢量发生部6e，其输出对扩大了的电压矢量的表1的ON/OFF进行更换而获得的矢量(逆矢量)；以及选择部6f，其根据来自输出误差累计部6d的累计误差的正负进行切换动作，并选择来自输出时间扩大部6b的输出和来自逆矢量发生部6e的输出。
图6是对本发明的相电流检测方法的一实施例进行说明的流程图。
当提供电压矢量指令时，在步骤SP1，判定电压矢量长度是否比预设定的规定值小，当判定为电压矢量长度比预设定的规定值小时，在步骤SP2，进行扩大电压矢量长度的处理。
在步骤SP1，当判定为电压矢量长度在预设定的规定值以上时，或者在进行了步骤SP2的处理时，在步骤SP3，判定累计误差是否在0以上，如果累计误差小于0，则在步骤SP4产生逆矢量。
在步骤SP3，当判定为累计误差在0以上时，或者在进行了步骤SP4的处理时，在步骤SP5，输出电压矢量，在步骤SP6，从电压矢量指令中减去输出电压并算出误差，在步骤SP7，对误差进行累计，并直接返回到最初处理。
以下参照图7，对上述相电流检测装置和方法的作用进行说明。
如图7所示，当电压矢量指令包含短电压矢量V1时，输出时间扩大部6b根据来自输出时间检测部6a的输出把电压矢量V1扩大到最小矢量长度。
然后，通过输出误差累计部6d对由此产生的误差进行累计(参照图7中的区间a)。这里，由于累计结果为负，因而在随后的载波中，逆矢量发生部6e产生最小矢量长度的逆矢量V6(参照图7中的区间b)。
如果进行该处理，则由于累计误差为正，因而在随后的载波中，再次输出扩大到最小矢量长度的电压矢量V1。
这样，可减小与电压矢量指令的误差，同时可输出最小矢量长度以上长度的电压矢量。结果，可提高相电流的检测精度。
图8是示出本发明的相电流检测装置的另一实施例的方框图。
该相电流检测装置与图5的相电流检测装置的不同点仅在于，根据电流指令和电动机电流的差来进行电压矢量长度的扩大和逆矢量的输出，而不是根据误差电压的累计值来进行电压矢量长度的扩大和逆矢量的输出。这里，由于流过线圈的电流为电压积分，因而通过图8的相电流检测装置，可达到与图5的相电流检测装置同样的作用。
以下进一步说明。
图8的相电流检测装置具有：电流控制部7a，其输入电流指令和来自电流检测器5的检测电流并进行电流控制运算，并输出电压指令；电压矢量发生部7b，其输入电压指令，根据电压指令的相位角和振幅来生成电压矢量指令，并生成切换信号；逆矢量发生部6e，其输入电压矢量指令，并进行逆矢量的输出；选择部7c，其根据切换信号来选择电压矢量指令和逆矢量中的一方；输出时间检测部6a，其输入从选择部7c输出的电压矢量指令，并对有必要扩大输出时间的电压矢量进行检测；以及输出时间扩大部6b，其输入电压矢量指令和由输出时间检测部6a检测的电压矢量，并进行输出时间的扩大处理(在电流检测器5中扩大到可检测的长度)。
当采用该相电流检测装置时，由电流控制部7a根据电流指令和检测电流来生成电压指令。然后，电压矢量发生部7b根据电压指令的相位角和振幅来生成电压矢量指令。
然而，由于最小矢量长度受到输出时间检测部6a和输出时间扩大部6b的限制，因而存在以下情况，即：实际施加给电动机4的电压大于该值，电流流得过多，电压指令为负。
在这种情况下，通过控制选择部7c输出逆矢量发生部6e生成的逆矢量，可减小与指令电流的差，同时可输出最小矢量长度以上长度的电压矢量。
图9是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
该相电流检测装置与图8的相电流检测装置的不同点仅在于，采用仅输出电压矢量指令的电压矢量发生部7b，省略选择部7c，省略逆矢量发生部6e，并采用输出时间检测部6c用于对检测比最小矢量长度短的电压矢量作出响应，还输出输出停止指令，并仅在规定时间(例如，1个载波)把该输出停止指令提供给电压矢量发生部7b。
图10是对本发明的相电流检测方法的又一实施例进行说明的流程图。
当提供电流指令时，在步骤SP1，使用电流检测器5来检测直流链路电流，在步骤SP2，进行电流控制运算获得电压指令，在步骤SP3，判定是否指示输出停止。
然后，当未指示输出停止时，在步骤SP4，发生电压矢量，在步骤SP5，判定电压矢量长度是否比预设定的规定值小。
当在步骤SP3判定出已处于指示输出停止的状态时，在步骤SP6解除输出停止。
当在步骤SP5判定为电压矢量长度比预设定的规定值小时，在步骤SP7，扩大矢量长度，在步骤SP8，输出电压矢量，在步骤SP9，指示输出停止。
当在步骤SP5判定为电压矢量长度在预设定的规定值以上时，在步骤SP10，输出电压矢量。然后，当进行了步骤SP6的处理时、进行了步骤SP9的处理时、或者进行了步骤SP10的处理时，直接返回到最初处理。
以下参照图11，对上述相电流检测装置和方法的作用进行说明。
如图11所示，当电压矢量指令包含短电压矢量V1时，输出时间扩大部6b根据来自输出时间检测部6a的输出把电压矢量V1扩大到最小矢量长度。
这样，输出电流产生误差(参照图11中的区间a)。
通过在进行了矢量长度扩大的随后的载波中停止电压矢量的输出，可减小输出电流的误差，或者可改变正负。
在该随后的载波中，再次输出电压矢量。
以下，同样通过在扩大了电压矢量的随后的载波中停止电压矢量的输出，可减小与电流指令的误差，同时可输出最小矢量长度以上长度的电压矢量。
并且，在该实施例中，虽然把输出停止时间设定为1个载波，但是优选的是根据电压矢量的扩大宽度、宽度的扩大比例使输出停止时间发生变化。
并且，也可采用对误差电压进行累计而获得的累计误差，而不采用电流偏差。
图12是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
该相电流检测装置与图9的相电流检测装置的不同点仅在于，还设有：电流图形算出部7d，其输入从电流检测器5输出的相电流，并算出相电流的方向；空载时间可否映射(map)7e，其输入相电流的方向和电压矢量指令，并算出是否可在空载时间中进行电流检测，当可进行电流检测时，输出空载时间许可信号；以及抽样定时算出部7f，其根据电压矢量输出和来自空载时间可否映射7e的输出信号，在包含空载时间的矢量输出期间中的规定定时处输出电流检测定时信号，并把该信号提供给电流检测器5，并且作为输出时间检测部6c，还具有以下功能，即：接收空载时间许可信号，把空载时间包含在输出时间内，并对比最小矢量长度短的电压矢量进行检测。
图13是对本发明的相电流检测方法的又一实施例进行说明的流程图。
当提供电流指令时，在步骤SP1，使用电流检测器5来检测直流链路电流，在步骤SP2，根据检测的直流链路电流(相电流)来算出电流图形，在步骤SP3，进行电流控制运算获得电压指令，在步骤SP4，根据电压指令来发生电压矢量，在步骤SP5，算出是否可在空载时间中进行电流检测，在步骤SP6，判定是否可利用空载时间。
然后，当在步骤SP6判定为可利用空载时间时，在步骤SP7，判定把电压矢量长度和空载时间相加所得的值是否比预设定的规定值小。
当在步骤SP7判定为把电压矢量长度和空载时间相加所得的值比预设定的规定值小时，在步骤SP8，扩大电压矢量长度，直到相加值为规定值。
当在步骤SP6判定为不可利用空载时间时，在步骤SP9，判定电压矢量长度是否比预设定的规定值小。
当在步骤SP9判定为电压矢量长度比预设定的规定值小时，在步骤SP10，扩大电压矢量长度。
当在步骤SP7判定为相加值在规定值以上时、当在步骤SP9判定为电压矢量长度在规定值以上时、在进行了步骤SP8的处理时、或者进行了步骤SP10的处理时，在步骤SP11，输出电压矢量，在步骤SP12，判定是否可利用空载时间。
当在步骤SP12判定为可利用空载时间时，在步骤SP13，把空载时间加到电压矢量长度上。
当在步骤SP12判定为不可利用空载时间时，或者进行了步骤SP13的处理时，在步骤SP14，算出抽样定时，并直接结束一连串处理。
以下对上述相电流检测装置和方法的作用进行说明。
如图14所示，如图4所示意的电流实际包含空载时间(上桥臂和下桥臂的开关元件的双方为OFF状态)。
在空载时间中流过直流链路的电流由相电流的方向和附加的电压矢量来决定。因此，当与附加的电压矢量对应的应测定的电流与在空载时间流过的电流相等时，除了附加电压矢量的期间之外，空载时间期间也变为可测定电流的期间。也就是说，当在由电流的方向决定的空载时间期间中接通(ON)的回流二极管和与附加的电压矢量对应的接通(ON)的晶体管相同时，在空载时间期间中也可进行电流测定。表2示出了该关系的一例。
表2
Figure A20051011450600341
SW状态 电流方向 端子电压状态 电压矢量 电流方向 直流链路电流
                                                值 极性
在表2中，SW状态和端子电压状态的表1的ON用“1”来表示，并且用d来表示在空载时间期间中。电流的方向也同样，流入电动机用“1”来表示。直流链路电流表示此时在直流链路上出现的电流及其极性。此后，即使在空载时间期间中，也可导出可进行电流测定的图形。同样也可导出其他图形。
因此，虽然常规上仅在排除空载时间的期间中统一进行相电流检测，但是采用本实施例，也可在可利用的空载时间期间中进行相电流检测。
在本实施例中，虽然使用空载时间可否映射来判定是否可在空载时间期间中进行相电流检测，但是可以例如根据电流电压相位差的范围，判定是否可在空载时间期间中进行相电流检测。
在上述各实施例中，优选的是采用通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间中央作为对电流进行抽样的定时。
以下进一步说明。
图15示出了相电流的瞬时波形和平均电流的关系的一例。这里，为了简化说明，使用一个相来表示。
虽然作为相电流，优选的是测定平均电流，但是瞬时电流中包含PWM所引起的高次谐波，因而在PWM接通(ON)时以及在PWM断开(OFF)时，产生大的误差。并且，如上所述，虽然存在相电流在空载时间期间中流过直流链路的情况，但是在这种情况下，虽然电流流过开关元件等有源元件和流入回流二极管是不同的，但是直流链路和电动机各相的连接关系与电压矢量输出时相同，因而可考虑归入PWM ON的时间。
如果考虑这些情况，则通过采用通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间中央，作为在相电流在PWM ON期间和空载时间期间内流过直流链路的期间中，平均电流和直流链路电流大致相互一致的定时，可削减高次谐波误差。
并且，当空载时间通常与PWM ON时间相比十分小，并且PWM ON时间比空载时间短时，电压矢量的出现时间本身较短，因而电流高次谐波变小，难以产生误差。因此，可在除空载时间以外的PWM ON期间的中心进行电流检测，可简化控制。
并且，在空载时间期间中，存在可以进行电流检测的情况和不能进行电流检测的情况，并且，如果考虑实际电流检测，则在从电流值变化到电路稳定的过渡期间，存在不能测定电流的期间。因此，有必要避开过渡状态进行正确测定，在没有无用脉冲限制的状态下测定电流。
如果考虑这种情况，则优选的是，使在除了从通过并联电阻观测与电压矢量对应的电流的期间开始到硬件稳定为止的期间之外的期间中央对电流进行抽样。
图16示出了实际电流波形的一例。
在这种情况下，虽然可在除空载时间和过渡响应期间以外的期间c和f中进行电流检测，然而优选的是，可进行电流检测的空载时间时间d也包含在检测期间内，例如，在电压矢量V1输出时，在期间c和d的中央检测电流，而在电压矢量V3输出时，在期间f的中央检测电流。
并且，当受到电路延迟和稳定时间等的响应时间的制约，不能在上述中央进行抽样时，优选的是从期间开始经过响应时间的时刻以后进行抽样，可正确检测相电流。
具体地说，例如，当如图17所示提供流过直流链路的电流波形时，由于响应时间比期间c和d的1/2大，因而不可能在上述期间中央进行抽样，然而通过在从期间c开始经过响应时间的时刻以后进行抽样，可正确检测相电流。
图18是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
该相电流检测装置具有：d-q轴变换部8a，电流值存储部8b，d-q轴PI控制部8c，电流比较部8d，电压矢量发生部8e，以及抽样定时算出部8f。
上述d-q轴变换部8a输入从电流检测器5输出的直流链路电流，并根据另外算出的转子的旋转位置，将其变换为配合转子旋转的旋转坐标系d-q轴。因此，当电流随着转子旋转而平稳旋转时，该输出变为直流矢量。
上述电流值存储部8b存储1个载波的电流值。
上述d-q轴PI控制部8c通过PI控制，根据电流指令和电流检测值来算出输出电压指令。
上述电流比较部8d通过对来自d-q轴变换部8a的电流值和来自电流值存储部8b的电流值进行比较来判定电流矢量是否变动较大。
上述电压矢量发生部8e根据算出的输出电压指令来生成电压矢量。
上述抽样定时算出部8f根据电压矢量适当输出抽样定时，并把该抽样定时提供给电流检测器5。
并且，8h是选择部，用于根据来自电流比较部8d的输出信号进行切换动作，并在来自d-q轴变换部8a的电流和来自电流值存储部8b的电流中选择其中之一。8g是减法部，用于算出电流指令和所选电流的差。
上述结构的相电流检测装置的作用如下所述。
当输出电压矢量较短，在电流检测器5中不能检测正确电流时，来自d-q轴变换部8a的输出与前次相比变化较大。因此，当在电流比较部8d中判定为电流矢量变动较大时，判断为电流检测失败，使选择部8进行切换动作，选择来自电流值存储部8b的电流值。
并且，减法部8g、d-q轴PI控制部8c和电压矢量发生部8e的作用是现有公知的，因而省略说明。
在上述情况下，虽然不进行电流检测，但是在通常运转时，仅在两个相电压大致相等的情况下，电压矢量长度才变短，并且随着电动机的旋转，电压矢量长度变长，因而不会发生大的问题。
这里，虽然在检测出电流检测失败后，选择来自电流值存储部8b的电流值(电流预测值)，但是也可以在检测出电压矢量输出期间在规定阈值以下时，选择来自电流值存储部8b的电流值。
此外，也可以采用d-q轴PI控制部8c的积分项，而不设置电流存储部8b，因而可简化结构。
在上述实施例中，虽然直接采用来自电流检测部5b的电流值作为电流值，但是可以根据由过去的电流检测值所生成的电流预测值，对由进行d-q变换的定时与抽样定时算出部8f指示的、用于配合脉冲输出的电流检测的抽样定时之间的偏差引起的电流偏差进行校正，对期望定时处的电流值进行预测，此外，还可把来自电流检测部5b的电流测定值反映到每个抽样定时的控制上，使控制实现高速化。
以下参照图19进一步说明。
在图19中，tn-2和tn-1是以前的电流取得值，t0是电流检测定时，tn是期望电流取得定时。
假设应取得的电流值为相电流，则电流值随着转子旋转而大致以正弦波状变化。因此，当电流检测定时和电流取得定时不同时，由于伴随旋转的电流变化而产生误差。
然而，通过根据tn-1以前的取得电流值算出t0和tn的电流预测值，把t0的实际测定值与t0的预测值的差δ加到tn处的电流预测值上，并把该相加值设定为tn处的检测电流值，即使当电流检测时刻和电流取得定时不同时，也能获得误差少的电流值。
图20是示出用于进行上述校正的相电流检测装置的结构的方框图。
该相电流检测装置与图18的相电流检测装置的不同点仅在于，在电流检测器5和d-q轴变换部8a之间设置比较部8i和加法部8j；设置逆d-q轴变换部8k；以及省略电流比较部8d和选择部8h。
上述逆d-q轴变换部8k输入从d-q轴PI控制部8c输出的d-q轴平均电流，并根据另外算出的转子的旋转位置把该d-q轴平均电流变换为相电流。
上述比较部8i把相电流与由电流检测器5所检测的对应的电流值进行比较，算出误差电流(图19的t0的δ)。
因此，如果到了应取得电流的定时(图19的tn)，则可把来自逆d-q轴变换部8k的相电流与来自比较部8i的误差电流相加，并把该相加值作为电流检测值提供给d-q轴变换部8a。
结果，可使用通过加上误差电流而校正的电流值来生成期望的电压矢量。
并且，可通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上，校正预测电流。
以下参照图21进一步说明。
通过根据tn-2和tn-1以前的检测电流值来算出t0和tn处的电流预测值(b和c)，使t0处的实际测定值(a)和t0处的预测值(b)的比δ与tn处的电流预测值(c)相乘，并把该相乘值作为tn处的检测电流值(d)，即使当电流检测时刻与电流获得定时不同时，也能获得误差少的电流值。
在进行该校正的情况下，在图20的相电流检测装置中，可采用除法部8m来替代比较部8i，并可采用乘法部8n来替代加法部8j。
并且，在作为比值算出振幅误差的情况下，如果在电流值较大时，可进行精度高的估计，然而如果电流值较小，则会大幅出现噪声等的影响，并且与实际电流有较大不同。
因此，通过根据电流值，对与图19对应的预测方法和与图21对应的预测方法进行适当切换，总是可实现良好的电流估计。
图22是示出本发明的逆变器控制装置的一实施例的方框图。
该逆变器控制装置具有：逆d-q轴变换部9a，误差电流检测部9b，d-q轴变换部9c，d-q轴PI控制部9d，电压矢量发生部9e，以及抽样定时算出部9f。
上述逆d-q轴变换部9a使用另外算出的转子角度把电流指令变换为相电流指令。
检测直流链路电流的电流检测器5不仅输出检测电流，而且输出表示该电流是哪一相的相信号。
上述误差电流检测部9b仅对所检测的相进行比较，把其他相设定为0，并作为误差电流输出。
上述d-q轴变换部9c把误差电流变换为d-q轴电流。
如果采用该逆变器控制装置，则通过使用误差电流检测部9b输出相电流指令和检测电流值的误差电流，并把该误差电流依次提供给d-q轴变换部9c、d-q轴PI控制部9d和电压矢量发生部9e，可实现跟从电流指令的电流控制。
在这种情况下，由于不进行无用估计，因而误差累积较小，并且由于可在检测后立即开始随后的电压矢量的计算，因而可提高电流控制环路的控制速度。
在应用于电动机的无传感器的控制时也相同。
图23是示出本发明的相电流检测装置的又一实施例的方框图。
电流检测部5b输入并联电阻5a的端子间电压，测定直流链路电流，并把该结果提供给电动机控制部10和电流预测部11a。电流预测部11a通过对前次电流的方向等加以近似使用等，可预测随后电流检测时的电流方向，并提供给矢量图形表11b。矢量图形表11b根据电流方向和来自电动机控制部10的指令电压矢量(图形，长度)，输出所输出的矢量及其长度和电压变化时的开关状态。选通脉冲宽度扩大部11c根据该输出，根据表3算出电流检测所必需的所需选通脉冲宽度，当选通脉冲宽度较短时，扩大为所需的选通脉冲宽度，并把该选通脉冲宽度输出到PWM调制器11d。
表3
  矢量输出前后的开关动作   用于确保Ts的选通脉冲宽度   电流检测定时
  ON→ON   Ts+MAX(Ton)-MIN(Tdon)   Ts+MAX(Ton)
  ON→OFF   Ts+MAX(Ton)-MIN(Tdoff)   Ts+MAX(Ton)
  OFF→ON   Ts+MAX(Toff)-MIN(Tdon)   Ts+MAX(Toff)
  OFF→OFF   Ts+MAX(Toff)-MIN(Tdoff)   Ts+MAX(Toff)
此时，如果同时输出电流检测定时，并且在PWM调制器11d中检测定时到来时，则把该定时通知给电流检测部5b。
并且，矢量图形表11b的内容例如如表4所示。
表4
Figure A20051011450600411
 直流链路变化的定时
Figure A20051011450600412
以下进一步说明。
电流与电压矢量同样，采用把流出方向设定为1的矢量表现。例如，当u相为流出方向，并且v相和w相为流入方向时，为4(＝用二进数表示为100)的方向。此时，根据电流和电压矢量图形出现在直流链路上的电流如表4所示。这里，电压矢量栏包含空载时间并表示作为相电压输出的电压矢量，用d表示的部分表示在空载时间输出的矢量，用v表示的部分表示在开关确定的状态输出的电压矢量。并且，直流链路电流栏表示此时流过直流链路的电流。并且，用粗线表示的部分表示电压和电流变化的定时，并且在下部表示引起该变化的开关状态。这里，需要注意的是：表4是以根据三角波比较的矢量生成为例作成，并且开关动作随着三角波的上升和下降而相反。
从该表4可以知道是否可根据检测时刻的电流方向和输出的电压矢量在空载时间中观测电流，以及由于开关的哪一动作而引起电流变化。
以下对最小选通脉冲宽度的决定方法进行说明。
功率器件根据选通信号的响应如图24所示。并且，在图24中，选通信号是用于ON/OFF功率器件的指令信号，Ic是功率器件的电流，Tdon是从选通信号ON到功率器件电流Ic开始变化的时间，Tr是功率器件电流Ic的上升边时间，Ts是电流测定所必要的抽样时间(最小矢量输出期间)，Tdoff是从选通信号OFF到功率器件电流Ic开始变化的时间，Tf是功率器件电流Ic的下降边的时间。
而且，从选通信号ON到功率器件ON结束的时间Ton和从选通信号OFF到功率器件OFF结束的时间Toff采用下式来确定。
Ton＝Tdon+Tr
Toff＝Tdoff+Tf
此时，为确保Ts所必要的选通脉冲宽度(在选通信号上输出矢量的期间)如表3所示。其中，表3一并记载了把保持时间设定为0时的电流检测定时。
因此，通过估计检测时刻的电流方向，使用表4并根据所估计的检测时刻的电流方向和应输出的电压矢量来算出矢量输出前后的开关动作，算出用于检测的选通脉冲宽度，并当要输出的选通脉冲宽度比该用于检测的选通脉冲宽度短时，把选通脉冲宽度校正为更长，并输出该选通脉冲宽度，可进行准确的电流检测。
并且，优选的是，按照P侧、N侧或者各开关元件来设定响应时间，并配合引起电流变化的开关元件，使该最小选通脉冲宽度发生变化。其中，P侧的开关元件表示与正电压连接的开关元件，N侧的开关元件表示与负电压连接的的开关元件。
还要把考虑元件的响应时间所算出的最小选通脉冲宽度和电流检测定时写入按照图23的矢量图形表11b的电流方向和电压矢量的每个组合所设定的各条目内。当电动机控制的指令电压矢量长度比最小选通脉冲宽度短时，可通过使用一对选通脉冲宽度扩大部11c中的各方来扩大选通脉冲宽度，考虑开关元件的每个区分的响应时间来设定最小选通脉冲宽度。
可根据电流的相位信息，算出上述电流的方向。
以下进一步说明。
如图25所示可知，如果把电动机的电角转速设定为ω，则在UVW坐标上的时刻t处的电流矢量在δt时间后前进ωδt。因此，可估计使电流矢量前进ωδt的电流矢量，并根据该方向算出各相电流的方向。此时，由于不会因旋转产生误差，因而可在高速旋转等情况下进行高精度推测。
图26是对该处理进行说明的流程图，在步骤SP1，检测电流矢量，在步骤SP2，根据检测时刻算出δt，在步骤SP3，算出使电流矢量前进ωδt的矢量，在步骤SP4，算出各相电流的方向，并直接结束一连串处理。
还可根据电流值系列来预测上述电流的方向。
以下进一步说明。
如图27所示，根据与1个相对应的、时刻t1处的检测电流和时刻t2处的检测电流，例如使用线性外插，可算出时刻t3处的电流值，并可根据该值算出电流的方向。在这种情况下，由于不使用转速信息等，因而即使转速有测定误差等，也能检测电流的方向。并且，即使当电流和转速相比变化较快时等，也能减少误差。
这里，虽然对线性预测作了例示，但是当然可以通过进行更高次的预测，来实现高精度化。
并且，优选的是根据转速，对根据电流的相位信息来算出电流方向的处理和根据电流值系列来预测电流方向的处理进行切换。
如上所述，当根据电流的相位信息算出电流方向的处理是高速时，在电流变动较多的情况下，根据电流值系列预测电流方向的处理是有效的。因此，通过根据转速对上述处理进行适当切换和使用，总是可进行高精度的电流的方向推测。
当存在由于推测电流在电流推测误差内而搞错电流方向的可能性时，优选的是在除空载时间以外的矢量输出时间应用脉冲宽度限制。
以下进一步说明。
当电流值变小时，存在电流的方向由于测定误差和估计误差而推测出错的可能性。此时，从表4可知，由于在空载时间期间中出现的矢量发生变化，或者最小选通脉冲限制宽度算错，因而存在不能进行电流测定的可能性。因此，当所推测的电流为电流推测误差以内的大小时，通过假设不能在空载时间中进行电流检测，而算出脉冲宽度限制的大小，可进行准确的电流检测。
例如，当表4的电流的方向为1，输出电压矢量为4和6，U相电流较小并且方向未知时，由于电流的方向为1和5中的任何一项，因而不知道是否在空载时间期间中出现4的矢量。在这种情况下，通过把在空载时间中未出现4矢量的电流方向设定为5，并算出最小选通脉冲宽度，可进行准确的电流检测。
并且，例如，在输出最大电压时进行电流检测的情况下，优选的是通过仅在电流检测所必需的时间使1个开关元件断开来进行电流检测。
以下进一步说明。
当在PWM逆变器中输出高输出电压时，在载波内连续输出1个矢量。此时，由于仅输出一个矢量，因而不能对电动机电流检测所必需的两个电流进行检测。
因此，虽然输出电压稍有下降，但是有必要通过输出用于电流检测的矢量来进行电流检测。在此情况下，与通常调制同样，如果使用互补PWM来输出用于检测的矢量，则用于矢量输出的空载时间和用于返回到原始矢量的空载时间成为必要，应输出的原始矢量的输出期间被大幅削减。
例如，在图3中，通过使Tu -的选通信号断开，可从直流链路检测v相电流。然而在此情况下，如果使Tu +的选通信号接通，则如图28所示，使Tu +分别接通断开需要空载时间td，当该空载时间td比用于电流检测的时间长时，输出电压降低程度超过必要的程度。
因此，在这种情况下，可通过断开开关元件，选择性地断开电流被检测的元件，通过设定空载时间状态，检测电流。此时，即使在空载时间不能进行电流检测的情况下，可通过断开互补连接的开关而使空载时间状态延长，进行电流检测。这样，可以不受空载时间影响，设定任意长度的检测脉冲宽度，可有效输出电压。
并且，在根据流过直流链路的电流来检测电动机电流并对电动机进行控制的装置中，优选的是，响应电动机所要求的电压较低这种情况，通过把直流链路电压控制得较低，使脉冲宽度保持较宽，相反，响应电动机所要求的电压较高这种情况，通过把直流链路电压控制得较高，尽量避免在载波内连续输出一个电压矢量的状态。
以下进一步说明。
图30示出了电路结构例。
直流链路电压控制部12可通过对从商用电源1生成直流电压的变换器部的内部设置的开关元件Tc的通电状态进行切换，对直流链路的电压进行控制。其中，上述开关元件Tc连接在与整流电路2的一个输出端子相互串联连接的电抗器12a和二极管12b的连接点与整流电路2的另一个输出端子之间。而且，开关元件Tc与保护二极管12c并联连接。
逆变器部3输入直流链路电压，并通过实施PWM调制，生成电动机驱动所必要的电压。由于逆变器部3的矢量输出期间由直流链路电压和输出到电动机4的电压之比来决定，因而电动机电压越高、直流链路电压越低，则矢量输出期间就越长。另一方面，矢量输出越长，则对电流检测器的电流检测进行的最小脉冲宽度限制越小等，从而可检测正确电流，因而当电动机要求电压较低时，可通过把直流链路电压控制得较低，以不包含最小脉冲宽度限制的平滑波形高精度地进行电流检测。
相反，如果电动机要求电压变高，则矢量输出期间变长，最终达到在载波内连续输出一个矢量的状态。因此，当电动机要求电压较高时，通过把直流链路电压控制得较高，可在载波内发生与通常时同样的两个矢量，可检测两个相电流。
并且，优选的是控制为通过在低转速或者轻负载时减低功率因数，提高输出电压或者输出电流，容易地实现电流检测。
以下进一步说明。
正如在“正弦波駆動による空調機用IPMモ一タの高効率運転制御法：基于正弦波驱动的空调机用IPM电动机的高效运转控制法”，松野等，电学论D，119卷10号、平成11年(以下称为参考文献2)所公开的那样，即使转矩相同，电动机的端子电压和端子电流也随电流相位而大幅变化。因此，在矢量输出期间变短的低转速时，通过使电流相位超前以提高输出电压，或者在输出电流变小并且电流的方向检测变得困难的低负载时，通过使电流相位超前或者延迟来增加电动机端子电流，可容易进行电流检测。
并且，优选的是当根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压并控制电动机时，根据电流方向和输出矢量图形来算出电压变化时的开关图形，并根据该结果来算出器件的延迟时间，校正电压。
以下进一步说明。
图31示出了选通信号、功率器件电流Ic和功率器件的集电极-发射极间电压Vce的关系。
对于逆变器电路来说，由于即使接通选通信号，功率器件电流Ic流出，成对桥臂的回流二极管仍处于接通状态，因而电压Vce不会立即消失，而在功率器件电流Ic得到维持的时刻，急剧变化为0。而在断开情况下，由于在功率器件电流Ic变少的时刻，回流二极管接通，因而电压Vce急剧变大。因此，可以把与电压相关的瞬时时间在接通时设定为Ton，在断开时设定为Tdoff。
因此，通过对空载时间期间中的矢量输出加以考虑，根据电流方向和输出电压矢量图形算出矢量输出期间，进而，根据开关动作，把瞬时时间在接通时设定为Ton，在断开时设定为Tdoff，来并校正电压，可进行高精度的电压检测。
并且，当矢量输出期间比最小矢量输出期间长时，优选的是算出选通脉冲宽度，以使指令电压矢量长度和矢量输出期间相等。
以下进一步说明。
如果使用包含空载时间在内的输出矢量长度、引起电流变化的开关变化及其瞬时时间的信息，则可容易地控制选通脉冲宽度，以使电动机控制的输出的指令电压矢量长度与电压矢量输出期间的长度一致。
并且，优选的是使进行开关动作的变换器与逆变器串联连接，并进行控制，使在电流检测时，不进行变换器和逆变器的所有开关动作。
以下进一步说明。
通常，电流检测需要电流的抽样时间，此间如果混入噪声，则电流检测结果产生误差。对于使变换器和逆变器串联连接的电动机控制装置来说，如图32所示，变换器部12和逆变器部3都需要检测电流，逆变器部3和变换器12在电路上由电容器2a进行隔离，不存在相互影响。然而，实际上相互受到由于开关产生的噪声的影响。因此，当变换器部12和逆变器部3的各自电流检测器进入用于电流检测的抽样等电流检测动作时，通过控制成对所有开关元件的开关动作进行抑制，可防止噪声的影响，进行高精度的电流检测。
并且，优选的是使电流检测器与直流链路上的平滑电容器2a串联连接，并对变换器电流和逆变器电流双方进行检测。
以下进一步说明。
图33示出了电路结构。将用于电流检测的电阻器5a与连接在直流链路上的平滑电容器2a串联连接，当电流从变换器流入时，电流沿箭头A表示的方向流动，当电流流入逆变器部时，电流沿箭头B表示的方向流动，因而都可在电阻器5a中进行电流检测。
在进行动作时，如果箭头A和箭头B的电流同时流动，则不能进行独立的电流检测，因而例如当电动机电压上升，并且箭头B的电流的切断期间极短时等，可在测定箭头B的电流之后测定A-B，并算出箭头A的电流等来求出电流。
通过采用这种结构，由于只要采用一个电流检测电路即可，因而可降低成本，此外还由于无需在多点接地，因而可容易实施噪声对策。
本发明第1方面可达到即使在空载时间期间中也能检测相电流的特有效果。
本发明第2方面除了可在平均电流和直流链路电流大致一致的时刻检测电流并抑制高次谐波误差以外，还可达到与本发明第1方面同样的效果。
本发明第3方面除了可简化处理以外，还可达到与本发明第1方面同样的效果。
本发明第4方面除了可确实排除硬件不稳定期间的影响以外，还可达到与本发明第1方面同样的效果。
本发明第5方面除了可在响应时间较长时也能正确检测相电流以外，还可达到与本发明第2或3方面同样的效果。
本发明第6方面可达到即使在不能进行正确的电流测定时，也能采用某种程度正确的相电流的特有效果。
本发明第7方面可达到即使在检测时刻和电流取得定时不同时，也能获得误差少的相电流值的特有效果。
本发明第8方面仅通过进行简单运算就能达到与本发明第7方面同样的效果。
本发明第9方面可达到与本发明第7方面同样的效果。
本发明第10方面可达到总是能进行良好的相电流估计的特有效果。
本发明第11方面可达到能实现跟从电流指令的电流控制，并能提高电流控制环路的控制速度的特有效果。
本发明第12方面可达到即使在空载时间期间中也能检测相电流的特有效果。
本发明第13方面除了可在平均电流和直流链路电流大致一致的时刻检测电流并抑制高次谐波误差以外，还可达到与本发明第12方面同样的效果。本发明第14方面除了可简化处理以外，还可达到与本发明第12方面同样的效果。
本发明第15方面除了可确实排除硬件不稳定期间的影响以外，还可达到与本发明第12方面同样的效果。
本发明第16方面除了可在响应时间较长时也能正确检测相电流以外，还可达到与本发明第13～15方面中的任何一项同样的效果。
本发明第17方面可达到即使在不能进行正确的电流测定时，也能采用某种程度正确的相电流的特有效果。
本发明第18方面可达到即使在检测时刻和电流取得定时不同时，也能获得误差少的相电流值的特有效果。
本发明第19方面仅通过进行简单运算就能达到与本发明第18方面同样的效果。
本发明第20方面可达到与本发明第18方面同样的效果。
本发明第21方面可达到总是能进行良好的相电流估计的特有效果。
本发明第22方面可达到能实现跟从电流指令的电流控制，并能提高电流控制环路的控制速度的特有效果。
本发明第23方面可达到能实现准确的相电流检测的特有效果。
本发明第24方面可根据选通脉冲宽度达到与本发明第23方面同样的效果。
本发明第25方面可达到能实现准确的相电流检测的特有效果。
本发明第26方面可达到能实现准确的相电流检测的特有效果。
本发明第27方面可通过考虑各开关元件的响应时间来设定最小选通脉冲宽度，达到与本发明第24～26方面中的任何一项同样的效果。
本发明第28方面可即使当电动机高速旋转时，也能高精度估计电流的方向，达到与本发明第24～27方面中的任何一项同样的效果。
本发明第29方面可即使当电动机低速旋转时、当高速控制电动机转矩时等，也能高精度估计电流的方向，达到与本发明第24～27方面中的任何一项同样的效果。
本发明第30方面总是可高精度估计电流的方向，可达到与本发明第24～27方面中的任何一项同样的效果。
本发明第31方面可准确进行电流检测，达到与本发明第24～30方面中的任何一项同样的效果。
本发明第32方面即使在如最大电压输出时那样，在载波周期内连续输出仅一个矢量时，也能以最小限度的电压降低进行电流检测，达到与本发明第24～30方面中的任何一项同样的效果。
本发明第33方面可达到以下特有效果，即：可稳定控制电动机，并可进行脉冲宽度限制影响少的良好波形输出，同时总是可准确进行电流检测。
本发明第34方面除了可容易进行电流检测以外，还可达到与本发明第33方面同样的效果。
本发明第35方面可实现高精度的电压检测。
本发明第36方面除了可一面抑制波形失真，一面准确进行电流检测以外，还可达到能准确进行电流检测的特有效果。
本发明第37方面可达到能排除噪声影响，准确进行电流检测的特有效果。
本发明第38方面除了可简化结构，并容易实施噪声对策以外，还可达到与本发明第37方面同样的效果。
本发明第39方面可达到能实现准确的相电流检测的特有效果。
本发明第40方面可达到能实现准确的相电流检测的特有效果。
本发明第41方面可达到能实现准确的相电流检测的特有效果。
本发明第42方面可通过考虑各开关元件的响应时间来设定最小选通脉冲宽度，达到与本发明第39～41方面中的任何一项同样的效果。
本发明第43方面可即使当电动机高速旋转时，也能高精度估计电流的方向，达到与本发明第39～42方面中的任何一项同样的效果。
本发明第44方面可即使当电动机低速旋转时、当高速控制电动机转矩时等，也能高精度估计电流的方向，达到与本发明第39～42方面中的任何一项同样的效果。
本发明第45方面总是可高精度估计电流的方向，达到与本发明第39～42方面中的任何一项同样的效果。
本发明第46方面可准确进行电流检测，达到与本发明第39～45方面中的任何一项同样的效果。
本发明第47方面即使在如最大电压输出时那样，在载波周期内连续输出仅一个矢量时，也能以最小限度的电压降低进行电流检测，达到与本发明第39～45方面中的任何一项同样的效果。
本发明第48方面可达到能稳定控制电动机，并可进行脉冲宽度限制影响少的良好波形输出，同时总是可准确进行电流检测的特有效果。
本发明第49方面除了可容易进行电流检测以外，还可达到与本发明第48方面同样的效果。
本发明第50方面可实现高精度的电压检测。
本发明第51方面除了可一面抑制波形失真，一面准确进行电流检测以外，还可达到与本发明第39～42方面中的任何一项同样的效果。
本发明第52方面可达到能排除噪声影响，准确进行电流检测的特有效果。
本发明第53方面除了可简化结构，容易实施噪声对策以外，还可达到与本发明第52方面同样的效果。

Claims (53)

1.一种相电流检测方法，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，检测直流链路电流，并算出电动机(4)的相电流；其特征在于，
判定是否可在空载时间中进行电流检测，并对可进行电流检测作出响应，进行电流检测。
2.根据权利要求1所述的相电流检测方法，其特征在于，在通过并联电阻(5a)观测与电压矢量对应的电流的期间中央对电流进行抽样。
3.根据权利要求1所述的相电流检测方法，其特征在于，在输出电压矢量的期间中央对电流进行抽样。
4.根据权利要求1所述的相电流检测方法，其特征在于，在除了从通过并联电阻(5a)观测与电压矢量对应的电流的期间开始到硬件稳定为止的期间之外的期间中央对电流进行抽样。
5.根据权利要求2至权利要求3中的任何一项所述的相电流检测方法，其特征在于，对受到响应时间制约不能在期间中央进行抽样作出响应，从期间开始经过响应时间之后对电流进行抽样。
6.一种相电流检测方法，其特征在于，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机(4)的相电流时，
对施加电压矢量短到难以进行电流测定的程度作出响应，根据过去的电流值来估计电流。
7.一种相电流检测方法，其特征在于，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机(4)的相电流时，
根据由过去的电流检测值生成的电流预测值来校正电流检测值，对期望定时处的电流值进行预测。
8.根据权利要求7所述的相电流检测方法，其特征在于，通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正。
9.根据权利要求7所述的相电流检测方法，其特征在于，通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正。
10.根据权利要求7所述的相电流检测方法，其特征在于，根据振幅的大小，采用权利要求8的方法、权利要求9的方法进行电流值的预测。
11.一种逆变器控制方法，其特征在于，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机(4)的相电流，并进行电流控制或者无位置传感器的控制时，
使用载波周期内的两个电流测定定时处的电流测定值进行控制。
12.一种相电流检测装置，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，检测直流链路电流，并算出电动机(4)的相电流；其特征在于，
该相电流检测装置包含电流检测部件(5)(7e)(7f)，用于判定是否可在空载时间中进行电流检测，并对可进行电流检测作出响应，进行电流检测。
13.根据权利要求12所述的相电流检测装置，其特征在于，上述电流检测部件(5)(7e)(7f)在通过并联电阻(5a)观测与电压矢量对应的电流的期间中央对电流进行抽样。
14.根据权利要求12所述的相电流检测装置，其特征在于，上述电流检测部件(5)(7e)(7f)在输出电压矢量的期间中央对电流进行抽样。
15.根据权利要求12所述的相电流检测装置，其特征在于，上述电流检测部件(5)(7e)(7f)在除了从通过并联电阻(5a)观测与电压矢量对应的电流的期间开始到硬件稳定为止的期间之外的期间中央对电流进行抽样。
16.根据权利要求13至权利要求15中的任何一项所述的相电流检测装置，其特征在于，上述电流检测部件(5)(7e)(7f)对受到响应时间制约不能在期间中央进行抽样作出响应，从期间开始经过响应时间之后对电流进行抽样。
17.一种相电流检测装置，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流；其特征在于，
该相电流检测装置包含电流估计部件(8b)(8d)(8h)，用于对施加电压矢量短到难以进行电流测定的程度作出响应，根据过去的电流值来估计电流。
18.一种相电流检测装置，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流；其特征在于，
该相电流检测装置包含电流预测部件(8i)(8j)，用于根据由过去的电流检测值所估计的电流估计值来校正电流检测值，对期望定时处的电流值进行预测。
19.根据权利要求18所述的相电流检测装置，其特征在于，上述电流预测部件(8i)(8j)通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正。
20.根据权利要求18所述的相电流检测装置，其特征在于，上述电流预测部件(8i)(8j)通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正。
21.根据权利要求18所述的相电流检测装置，其特征在于，上述电流预测部件(8i)(8j)对振幅较大作出响应，通过根据误差电流运算振幅误差，并累加到期望定时处的预测电流上来进行电流检测值的校正；对振幅较小作出响应，通过把误差电流加到期望定时处的预测电流值上来进行电流检测值的校正。
22.一种逆变器控制装置，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机的相电流，并进行电流控制或者无位置传感器的控制；其特征在于，
该逆变器控制装置包含控制部件(9a)(9b)(9c)(9d)(9e)，用于使用载波周期内的两个电流测定定时处的电流测定值进行控制。
23.一种相电流检测方法，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机(4)的相电流时，对最小脉冲宽度进行限制；其特征在于，
推测电流检测时的电流方向，并根据该推测结果使最小脉冲宽度发生变化。
24.根据权利要求23所述的相电流检测方法，其特征在于，上述脉冲宽度是选通脉冲宽度。
25.根据权利要求24所述的相电流检测方法，其特征在于，根据电流的流动方向和输出的矢量图形算出电流在直流链路上出现的期间，并设定选通脉冲宽度使算出的期间为用于直流链路的电流检测的最小矢量输出期间。
26.根据权利要求24或者权利要求25所述的相电流检测方法，其特征在于，对引起输出矢量变化的开关动作的图形进行预测，并根据该预测结果使最小选通脉冲宽度发生变化。
27.根据权利要求24至权利要求26中的任何一项所述的相电流检测方法，其特征在于，根据构成上述PWM逆变器(3)的开关元件设定响应时间，配合引起电流变化的开关元件，使最小选通脉冲宽度发生变化。
28.根据权利要求24至权利要求27中的任何一项所述的相电流检测方法，其特征在于，根据电流相位信息来推测上述电流方向。
29.根据权利要求24至权利要求27中的任何一项所述的相电流检测方法，其特征在于，根据电流值系列来推测上述电流方向。
30.根据权利要求24至权利要求27中的任何一项所述的相电流检测方法，其特征在于，根据电动机(4)的转速，对根据电流的相位信息来推测电流方向的处理和根据电流值系列来推测电流方向的处理进行切换。
31.根据权利要求24至权利要求30中的任何一项所述的相电流检测方法，其特征在于，对所推测的电流在电流估计误差内作出响应，在除空载时间以外的矢量输出期间应用脉冲宽度限制。
32.根据权利要求24至权利要求30中的任何一项所述的相电流检测方法，其特征在于，仅在电流检测所必需的时间使构成上述PWM逆变器(3)的开关元件中的一个断开。
33.一种电动机控制方法，根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压，或者根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测相电流，并根据算出的电动机电压或者算出的相电流来控制电动机；其特征在于，
根据电动机所要求的电压的高状态、低状态，把直流链路电压控制得较高或者较低。
34.一种电动机控制方法，根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压，或者根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测相电流，并根据算出的电动机电压或者算出的相电流来控制电动机；其特征在于，
在低转速时或者轻负载时，减低功率因数，提高输出电压或者输出电流。
35.一种电动机控制方法，其特征在于，根据电流的方向和输出矢量图形来算出电压变化时的开关图形，根据算出结果来算出器件的延迟时间，并校正电动机电压。
36.根据权利要求24至权利要求27中的任何一项所述的相电流检测方法，其特征在于，对矢量输出期间比最小矢量输出期间长作出响应，算出选通脉冲宽度，以使指令电压矢量长度和矢量输出期间相等。
37.一种相电流检测方法，根据直流链路电流和附加的矢量图形来算出相电流；其特征在于，使进行开关动作的变换器与上述PWM逆变器(3)串联连接，并在电流检测时，禁止变换器、PWM逆变器开关。
38.根据权利要求37所述的相电流检测方法，其特征在于，把电流检测部设置成与直流链路上的平滑电容器串联，并对变换器电流和逆变器电流进行检测。
39.一种相电流检测装置，在把来自PWM逆变器(3)的输出提供给电动机(4)并驱动电动机(4)的电动机驱动装置中，根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测电动机(4)的相电流时，对最小脉冲宽度进行限制；其特征在于，
该相电流检测装置包含最小脉冲宽度变化部件，用于推测电流检测时的电流方向，并根据该推测结果使最小脉冲宽度发生变化。
40.根据权利要求39所述的相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件根据电流的流动方向和输出的矢量图形来算出电流在直流链路上出现的期间，并设定选通脉冲宽度使算出的期间为用于直流链路的电流检测的最小矢量输出期间。
41.根据权利要求39或者权利要求40所述的相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件对引起输出矢量变化的开关动作的图形进行预测，并根据该预测结果使最小选通脉冲宽度发生变化。
42.根据权利要求39至权利要求41中的任何一项所述的相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件根据构成上述PWM逆变器(3)的开关元件设定响应时间，配合引起电流变化的开关元件，使最小选通脉冲宽度发生变化。
43.根据权利要求39至权利要求42中的任何一项所述的相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件根据电流的相位信息来推测上述电流方向。
44.根据权利要求39至权利要求42中的任何一项所述的相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件根据电流值系列来推测上述电流方向。
45.根据权利要求39至权利要求42中的任何一项所述的相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件根据电动机(4)的转速，对根据电流的相位信息来推测电流方向的处理和根据电流值系列来推测电流方向的处理进行切换。
46.根据权利要求39至权利要求45中的任何一项所述的相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件对所推测的电流在电流估计误差内作出响应，在除空载时间以外的矢量输出期间应用脉冲宽度限制。
47.根据权利要求39至权利要求45中的任何一项所述的相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件仅在电流检测所必需的时间使构成上述PWM逆变器(3)的开关元件中的一个断开。
48.一种电动机控制装置，根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压，或者根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测相电流，并根据算出的电动机电压或者算出的相电流来控制电动机；其特征在于，
在该电动机控制装置中包含电动机电压控制部件，用于根据电动机所要求的电压的高状态、低状态，把直流链路电压控制得较高或者较低。
49.一种电动机控制装置，根据直流链路电压和选通脉冲宽度来算出电动机电压，或者根据直流链路电流和附加的矢量图形来检测相电流，并根据算出的电动机电压或者算出的相电流来控制电动机；其特征在于，
上述电动机电压控制部件在低转速时或者轻负载时，减低功率因数，提高输出电压或者输出电流。
50.一种相电流检测装置，其特征在于，上述电动机电压控制部件根据电流的方向和输出矢量图形来算出电压变化时的开关图形，根据算出结果来算出器件的延迟时间，并校正电动机电压。
51.一种相电流检测装置，其特征在于，上述最小脉冲宽度变化部件对矢量输出期间比用于电流检测的矢量长度长作出响应，算出选通脉冲宽度，以使指令电压矢量长度和矢量输出期间相等。
52.一种相电流检测装置，其特征在于，使进行开关动作的变换器与PWM逆变器(3)串联连接，并且变换器逆变器控制部件在电流检测时，禁止变换器、PWM逆变器开关。
53.根据权利要求52所述的相电流检测装置，其特征在于，为了对变换器电流和逆变器电流进行检测，把电流检测部设置成与直流链路上的平滑电容器串联。
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Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101447755B (zh) * 2007-11-26 2011-07-06 欧姆龙汽车电子株式会社 多相电动机控制装置
CN102223132A (zh) * 2011-06-22 2011-10-19 中国科学院光电技术研究所 一种用于大型望远镜的多定子弧形电机控制方法
CN102460934A (zh) * 2009-06-08 2012-05-16 三菱电机株式会社 电力变换装置
US8203292B2 (en) 2007-11-26 2012-06-19 Omron Corporation Controller of multi-phase electric motor
CN103229414A (zh) * 2011-10-17 2013-07-31 松下电器产业株式会社 电动机驱动系统及其控制方法
CN103958894A (zh) * 2011-11-30 2014-07-30 爱信精机株式会社 泵控制单元
CN111044784A (zh) * 2020-01-03 2020-04-21 云南电网有限责任公司电力科学研究院 一种负载阻抗角获取方法及装置

Families Citing this family (78)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100488529B1 (ko) * 2003-05-20 2005-05-11 삼성전자주식회사 3상모터구동용 인버터의 제어장치 및 제어방법
EP1659680B1 (en) * 2003-08-25 2017-04-19 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Controller for power converter
JP4121475B2 (ja) * 2004-03-30 2008-07-23 三菱電機株式会社 車両用発電機の発電制御装置
JP4506263B2 (ja) * 2004-04-30 2010-07-21 日本精工株式会社 電動パワーステアリング装置の制御装置
US7578185B2 (en) * 2005-02-15 2009-08-25 Honeywell International Inc. Resolver-based wheel speed sensor and method of using same
JP4734984B2 (ja) * 2005-03-22 2011-07-27 パナソニック株式会社 モータ駆動用インバータ制御装置
KR20070021573A (ko) * 2005-08-18 2007-02-23 삼성전자주식회사 모터 제어 장치, 그 제어방법 및 인버터부의 고장검출장치
US7411801B2 (en) * 2005-12-14 2008-08-12 Gm Global Technology Operations, Inc. Method and apparatus for controlling voltage linearity of voltage source inverters
JP5230068B2 (ja) * 2006-01-13 2013-07-10 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 インバータ装置
WO2008013578A2 (en) * 2006-02-03 2008-01-31 Bae Systems Land & Armaments L.P. High speed motor control
CN101416379B (zh) * 2006-04-03 2011-02-09 松下电器产业株式会社 逆变器装置和空调机
US7518335B2 (en) * 2006-08-04 2009-04-14 Gm Global Technology Operations, Inc. Method and apparatus for PWM control of voltage source inverter to minimize current sampling errors in electric drives
JP2008067556A (ja) * 2006-09-11 2008-03-21 Sanyo Electric Co Ltd モータ制御装置
KR20080041451A (ko) * 2006-11-07 2008-05-13 엘지전자 주식회사 공기조화기 및 그 역상감지방법
FI119493B (fi) * 2006-12-21 2008-11-28 Vacon Oyj Taajuusmuuttajan virran mittausjärjestely
ITVA20070008A1 (it) * 2007-01-17 2008-07-18 St Microelectronics Srl Metodo e relativo dispositivo per stimare valori assunti in un certo istante da una corrente circolante in un avvolgimento di un carico elettrico polifase
US8274265B1 (en) 2007-02-28 2012-09-25 Netlogic Microsystems, Inc. Multi-phase power system with redundancy
JP2009055748A (ja) * 2007-08-29 2009-03-12 Sanyo Electric Co Ltd 電流検出ユニット及びモータ制御装置
EP2034322B1 (en) * 2007-09-06 2013-01-23 Infineon Technologies Austria AG Control circuit for driving a semiconductor switch
EP2037565B1 (en) * 2007-09-12 2011-02-23 OMRON Automotive Electronics Co., Ltd. Multi-phase AC motor driving device
JP5057908B2 (ja) * 2007-09-13 2012-10-24 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相交流モータ駆動装置
JP5252475B2 (ja) * 2007-11-06 2013-07-31 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 多相電動機の制御装置
JP4301341B2 (ja) * 2007-11-16 2009-07-22 ダイキン工業株式会社 モータ電流算出装置ならびに空気調和装置
US20090191821A1 (en) * 2008-01-25 2009-07-30 Spyridon Charalabos Kavadias Method and system for transmit path filter and mixer co-design
JP4623218B2 (ja) 2008-03-31 2011-02-02 ダイキン工業株式会社 モータ制御方法、モータ制御装置、ファン装置、圧縮機及びポンプ装置
US8154892B2 (en) * 2008-04-02 2012-04-10 Arraypower, Inc. Method for controlling electrical power
DE102008001586A1 (de) * 2008-05-06 2009-11-12 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Fehlerkorrektur bei einer Strommessung in einem mehrphasigen Stromnetz
US7977898B2 (en) * 2008-07-21 2011-07-12 GM Global Technology Operations LLC Current sensing for a multi-phase DC/DC boost converter
US8050543B2 (en) * 2008-09-14 2011-11-01 Honeywell International Inc. Trigger mechanism for current acquisition used for motor control applications
CA2740404C (en) 2008-09-23 2014-07-22 Aerovironment, Inc. Sensorless optimum torque control for high efficiency ironless permanent magnet machine
CA2740401C (en) 2008-09-23 2014-11-18 Aerovironment, Inc. Predictive pulse width modulation for an open delta h-bridge driven high efficiency ironless permanent magnet machine
JP5081131B2 (ja) * 2008-11-13 2012-11-21 本田技研工業株式会社 電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置
JP4746667B2 (ja) * 2008-11-26 2011-08-10 本田技研工業株式会社 電動機の相電流推定装置および電動機の磁極位置推定装置
WO2010110013A1 (ja) * 2009-03-24 2010-09-30 株式会社Ihi 同一負荷パターンを有する装置の省電力駆動装置及び方法
US8455794B2 (en) 2009-06-03 2013-06-04 Illinois Tool Works Inc. Welding power supply with digital control of duty cycle
US8604384B2 (en) 2009-06-18 2013-12-10 Illinois Tool Works Inc. System and methods for efficient provision of arc welding power source
US8482156B2 (en) * 2009-09-09 2013-07-09 Array Power, Inc. Three phase power generation from a plurality of direct current sources
JP2011200105A (ja) * 2010-02-26 2011-10-06 Denso Corp 回転機の制御装置
CN102792580B (zh) * 2010-03-08 2016-01-13 江森自控科技公司 用于控制永磁同步马达的方法和系统
KR101167778B1 (ko) 2010-04-22 2012-07-31 엘지전자 주식회사 모터 제어 장치 및 이의 제어 방법
KR101207749B1 (ko) 2011-02-25 2012-12-03 아주대학교산학협력단 간접 매트릭스 컨버터의 스위치 고장진단장치 및 방법
US8558496B2 (en) * 2011-03-16 2013-10-15 GM Global Technology Operations LLC Systems and methods for monitoring current in an electric motor
JP5737093B2 (ja) * 2011-09-12 2015-06-17 株式会社デンソー 回転機の制御装置
US9112430B2 (en) 2011-11-03 2015-08-18 Firelake Acquisition Corp. Direct current to alternating current conversion utilizing intermediate phase modulation
CN103765757B (zh) * 2012-08-15 2016-05-11 深圳市英威腾电气股份有限公司 一种相电流重构方法及其装置
KR101508834B1 (ko) 2013-07-02 2015-04-06 엘에스산전 주식회사 인버터에서 출력전류 검출을 위한 전압지령 수정장치
US9923505B2 (en) * 2013-11-26 2018-03-20 Regal Beloit America, Inc. Methods and systems for controlling an electric motor
KR102270421B1 (ko) * 2014-01-29 2021-06-29 엘지이노텍 주식회사 브러쉬리스 직류 모터의 전류 센싱 보정 장치 및 방법
WO2016027357A1 (ja) 2014-08-22 2016-02-25 三菱電機株式会社 電動機駆動装置及びこれを用いた空気調和装置あるいは冷凍空調装置
CN104270058B (zh) * 2014-09-26 2017-01-25 金学成 一种多相电机的控制与驱动方法及装置
JP6203418B2 (ja) * 2014-10-08 2017-09-27 三菱電機株式会社 電力変換装置およびその制御方法、電動パワーステアリングの制御装置
JP6372424B2 (ja) * 2015-06-05 2018-08-15 株式会社安川電機 電力変換装置および電流検出方法
KR101691793B1 (ko) * 2015-07-10 2017-01-09 엘지전자 주식회사 모터 구동장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
JP6369423B2 (ja) * 2015-09-01 2018-08-08 株式会社安川電機 電力変換装置、制御装置および制御方法
JP6243385B2 (ja) 2015-10-19 2017-12-06 ファナック株式会社 モータ電流制御における補正値を学習する機械学習装置および方法ならびに該機械学習装置を備えた補正値計算装置およびモータ駆動装置
CN105450094B (zh) * 2015-12-16 2018-04-27 四川长虹电器股份有限公司 一种电流采样方法及空调设备
US10734918B2 (en) 2015-12-28 2020-08-04 Illinois Tool Works Inc. Systems and methods for efficient provision of arc welding power source
JP6583000B2 (ja) * 2016-01-07 2019-10-02 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
US10320322B2 (en) 2016-04-15 2019-06-11 Emerson Climate Technologies, Inc. Switch actuation measurement circuit for voltage converter
US10305373B2 (en) 2016-04-15 2019-05-28 Emerson Climate Technologies, Inc. Input reference signal generation systems and methods
US10763740B2 (en) 2016-04-15 2020-09-01 Emerson Climate Technologies, Inc. Switch off time control systems and methods
US10656026B2 (en) 2016-04-15 2020-05-19 Emerson Climate Technologies, Inc. Temperature sensing circuit for transmitting data across isolation barrier
US10312798B2 (en) 2016-04-15 2019-06-04 Emerson Electric Co. Power factor correction circuits and methods including partial power factor correction operation for boost and buck power converters
US9933842B2 (en) 2016-04-15 2018-04-03 Emerson Climate Technologies, Inc. Microcontroller architecture for power factor correction converter
US10277115B2 (en) 2016-04-15 2019-04-30 Emerson Climate Technologies, Inc. Filtering systems and methods for voltage control
RU2647699C2 (ru) * 2016-07-15 2018-03-16 Общество с ограниченной ответственностью "Инвертор" Устройство для управления и защиты силового ключа
JPWO2018042636A1 (ja) * 2016-09-02 2018-12-13 三菱電機株式会社 インバータ装置、圧縮機駆動装置及び空気調和機
DE102016222214A1 (de) * 2016-11-11 2018-05-17 Brose Fahrzeugteile GmbH & Co. Kommanditgesellschaft, Würzburg Verfahren zur Bestimmung eines mehrphasigen Motorstroms und elektromotorischer Antrieb
JP6396400B2 (ja) * 2016-12-20 2018-09-26 ファナック株式会社 異常判定装置および異常判定方法
US10566881B2 (en) 2017-01-27 2020-02-18 Franklin Electric Co., Inc. Motor drive system including removable bypass circuit and/or cooling features
KR101922998B1 (ko) 2017-03-21 2018-11-28 엘에스산전 주식회사 인버터의 출력전류 검출 장치
KR102441606B1 (ko) * 2017-05-25 2022-09-07 현대모비스 주식회사 모터 제어 시스템 및 그 방법
EP3419153A1 (en) * 2017-06-20 2018-12-26 Koninklijke Philips N.V. A control circuit for controlling a resonant power converter
CN112740532B (zh) * 2018-09-28 2023-11-07 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN109639192B (zh) * 2018-12-12 2021-08-13 西安交通大学 一种表贴式永磁同步电机分时控制系统及分时控制方法
US11673475B2 (en) 2020-12-07 2023-06-13 Transportation Ip Holdings, Llc Direct current traction motor control system
US11621661B2 (en) * 2021-07-23 2023-04-04 Texas Instruments Incorporated Motor control with reduced back current during braking
CN116054620A (zh) * 2021-10-28 2023-05-02 台达电子工业股份有限公司 功率转换器的控制方法与功率转换器

Family Cites Families (51)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5928148B2 (ja) * 1978-12-30 1984-07-11 ファナック株式会社 誘導電動機の運転制御装置
JPS57177292A (en) * 1981-04-22 1982-10-30 Hitachi Ltd Dc brushless motor
US4461232A (en) 1981-07-10 1984-07-24 Proform, Inc. Lightweight marine barge cover
US4641232A (en) * 1985-01-23 1987-02-03 Allied Corporation Electrical power inverter having a phase modulated, twin-inverter, high frequency link and an energy storage module
KR870000231A (ko) * 1985-06-27 1987-02-17 시끼 모리야 교류엘리베이터의 제어장치
JPS6348180A (ja) * 1986-04-11 1988-02-29 Nippon Electric Ind Co Ltd 辷り速度を用いた加減速制御装置
JPH0199493A (ja) * 1987-10-13 1989-04-18 Komatsu Ltd モータの速度制御方法
JPH01231683A (ja) * 1988-03-11 1989-09-14 Fuji Electric Co Ltd 電流演算方式
JPH02151265A (ja) * 1988-11-30 1990-06-11 Toshiba Audio Video Eng Corp 電源装置
JP2731815B2 (ja) * 1989-03-11 1998-03-25 サンケン電気株式会社 モータ制御方法
JPH03155392A (ja) * 1989-11-10 1991-07-03 Toshiba Corp 電流検出装置
JPH04138096A (ja) * 1990-09-27 1992-05-12 Toyoda Mach Works Ltd モータ制御装置
US5436819A (en) * 1991-07-25 1995-07-25 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Apparatus for and method of compensating for an output voltage error in an inverter output
US5329222A (en) * 1992-11-30 1994-07-12 Westinghouse Electric Corporation Apparatus and method for dynamic voltage restoration of utility distribution networks
US5594670A (en) * 1993-09-03 1997-01-14 Kabushiki Kaisha Meidensha Apparatus for measuring circuit constant of induction motor with vector control system and method therefor
JPH0795775A (ja) * 1993-09-24 1995-04-07 Toshiba Corp インバータ保護装置
US5471125A (en) * 1994-09-09 1995-11-28 Danfoss A/S AC/DC unity power-factor DC power supply for operating an electric motor
JPH08237957A (ja) * 1995-02-24 1996-09-13 Fujitsu General Ltd 空気調和機の制御方法およびその装置
JP3675014B2 (ja) * 1995-06-08 2005-07-27 株式会社デンソー インバータ制御装置
JPH09149690A (ja) * 1995-11-20 1997-06-06 Hitachi Ltd インバータエアコン
US5790396A (en) * 1995-12-19 1998-08-04 Kabushiki Kaisha Toshiba Neutral point clamped (NPC) inverter control system
FR2746982B1 (fr) * 1996-03-28 1998-05-07 Schneider Electric Sa Convertisseur de frequence pour moteur alternatif
US5796194A (en) * 1996-07-15 1998-08-18 General Electric Company Quadrature axis winding for sensorless rotor angular position control of single phase permanent magnet motor
FR2752111B1 (fr) * 1996-07-30 1998-10-30 Texas Instruments France Procede et dispositif de commande d'onduleurs
JP3116831B2 (ja) * 1996-08-08 2000-12-11 富士電機株式会社 誘導電動機の可変速制御装置
JP3296729B2 (ja) * 1996-08-23 2002-07-02 本田技研工業株式会社 交流モータ制御装置
IT1293777B1 (it) * 1997-07-25 1999-03-10 Bracco Spa Processo per la preparazione di tetraazamacrocicli
TW396674B (en) * 1998-12-28 2000-07-01 Delta Electronics Inc Method for converter compensation
DE19903426A1 (de) * 1999-01-29 2000-08-03 Bosch Gmbh Robert Vorrichung und Verfahren zur Regelung eines Generators mit zugeordnetem Spannungswandler
JP2001019311A (ja) * 1999-07-06 2001-01-23 Toshiba Elevator Co Ltd エレベータ制御装置
JP2000060175A (ja) * 1999-08-30 2000-02-25 Hitachi Ltd 電動機の速度制御装置
US6229278B1 (en) * 1999-09-29 2001-05-08 Rockwell Technologies, Llc Voltage and current limiting method and apparatus for a voltage/frequency drive
US6414455B1 (en) * 2000-04-03 2002-07-02 Alvin J. Watson System and method for variable drive pump control
JP3979561B2 (ja) * 2000-08-30 2007-09-19 株式会社日立製作所 交流電動機の駆動システム
JP2002084760A (ja) * 2000-09-07 2002-03-22 Nissan Motor Co Ltd Ｐｗｍインバータの出力電流検出装置
AU2002213229A1 (en) * 2000-10-13 2002-04-22 Solectria Corporation Improved distribution of space-vector pwm conduction losses
CN100334801C (zh) * 2000-12-07 2007-08-29 株式会社安川电机 中性点钳位式脉宽调制逆变器装置
JP3701207B2 (ja) * 2001-02-27 2005-09-28 株式会社日立製作所 モータ制御装置及びそれを用いた電動車両
US6528964B2 (en) * 2001-03-12 2003-03-04 General Motors Corporation Method and system of reducing turn-off loss and noise in a switched reluctance motor drive
JP3695342B2 (ja) * 2001-04-11 2005-09-14 株式会社日立製作所 電動機の制御装置
JP2002315343A (ja) * 2001-04-18 2002-10-25 Hitachi Ltd Ｐｗｍコンバータ装置
US6977874B2 (en) * 2001-04-20 2005-12-20 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Apparatus and method for driving circuit elements based on groups of instruction values
US6477067B1 (en) * 2001-10-02 2002-11-05 Rockwell Automation Technologies, Inc. Method and apparatus for compensating for device dynamics in inverter based control systems
US6777907B2 (en) * 2001-11-06 2004-08-17 International Rectifier Corporation Current ripple reduction by harmonic current regulation
US6738718B2 (en) * 2002-03-27 2004-05-18 Motorola, Inc. Method and apparatus for measuring torque and flux current in a synchronous motor
GB0213098D0 (en) * 2002-06-07 2002-07-17 Trw Ltd Motor control device
GB0220401D0 (en) * 2002-09-03 2002-10-09 Trw Ltd Motor drive control
AU2005275987B2 (en) * 2004-08-27 2007-11-22 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Three-phase PWM signal generator
JP2006101675A (ja) * 2004-09-30 2006-04-13 Mitsubishi Electric Corp モータ駆動装置
JP4661183B2 (ja) * 2004-10-07 2011-03-30 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動装置
US7075267B1 (en) * 2004-12-29 2006-07-11 Prolific Technology Inc. Space vector-based current controlled PWM inverter for motor drives

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8203292B2 (en) 2007-11-26 2012-06-19 Omron Corporation Controller of multi-phase electric motor
CN101447755B (zh) * 2007-11-26 2011-07-06 欧姆龙汽车电子株式会社 多相电动机控制装置
CN101499758B (zh) * 2007-11-26 2012-06-27 欧姆龙汽车电子株式会社 多相电动机控制装置
CN102460934B (zh) * 2009-06-08 2014-10-15 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN102460934A (zh) * 2009-06-08 2012-05-16 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN102223132B (zh) * 2011-06-22 2013-09-18 中国科学院光电技术研究所 一种用于大型望远镜的多定子弧形电机控制方法
CN102223132A (zh) * 2011-06-22 2011-10-19 中国科学院光电技术研究所 一种用于大型望远镜的多定子弧形电机控制方法
CN103229414A (zh) * 2011-10-17 2013-07-31 松下电器产业株式会社 电动机驱动系统及其控制方法
US8729846B2 (en) 2011-10-17 2014-05-20 Panasonic Corporation Motor drive system and control method thereof
CN103958894A (zh) * 2011-11-30 2014-07-30 爱信精机株式会社 泵控制单元
CN103958894B (zh) * 2011-11-30 2015-07-22 爱信精机株式会社 泵控制单元
US9163625B2 (en) 2011-11-30 2015-10-20 Aisin Seiki Kabushiki Kaisha Current limited pulse width modulation controlled motor
CN111044784A (zh) * 2020-01-03 2020-04-21 云南电网有限责任公司电力科学研究院 一种负载阻抗角获取方法及装置

Also Published As

Publication number Publication date
CN100481708C (zh) 2009-04-22
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US7411369B2 (en) 2008-08-12
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EP1432113A4 (en) 2007-11-28

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