JPH01231683A

JPH01231683A - 電流演算方式

Info

Publication number: JPH01231683A
Application number: JP63056412A
Authority: JP
Inventors: Makoto Hashii; 眞橋井
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1988-03-11
Filing date: 1988-03-11
Publication date: 1989-09-14

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分！！！１本発明は、交流電動機の電流演算方式に関する。

［従来の技術］従来、交流電動Ｍ９．（誘導機）を高精度に可変速制御
する方式として、ベクトル制御方式が知られている。こ
のベクトル制御方式は、電動機の電流、電圧等をベクト
ル量とみなして制御を行うもので、これらのベクトル量
は固定子巻線上から観察すると交流量となっており、こ
れを電動機の回転磁界上から観測（座標変換）して直流
量に変換し、さらに磁界に平行な成分と直交する成分と
に分解してそれぞれを独立に制御するものである。

このようにベクトル制御を行うなめには、例えば電流ベ
クトルの磁束座標軸（Ｍ−Ｔ軸）上での電流成分ｉ　、
ｉ　を求めるため、電Ｔ流ベクトルを任意の座標軸上に変換する座標変換を行う
電流演算手段が必要である。このような座標変換を行う
電流演算手段を有する交流電動機の駆動装置として、第
５図に示すように構成したものが知られている。すなわ
ち、第５図において、参照符号１は交流電動機である誘
導機、２は商用電源を示し、この商用電源２をコンバー
タ３により一旦直流中間電流■、に変換した後、直流リ
アクトル４を介してインバータ５に加え、再び交流電圧
として誘導機１に加えるように構成されている。このよ
うにして駆動される誘導機１の可変速制御を行うなめ、
誘導機１の各相に加えられる電流ｉ　、ｉ　を変流器６
．７によりＣ検出し、この検出電流ｉ　、ｉ　を３相／２Ｃ相変換器８を介してベクトル回転器９に加える。さらに
、ベクトル回転器９には、関数発生器１０からの変換定
数を加えて、ベクトル回転か行われてその出力がＡ／Ｄ
変換器１１へ供給される。従って、Ａ／Ｄ変換器１１で
得られる出力は、データバス１２を介してコンピュータ
処理され、誘導機１の可変速制御が行われる。

電流ベクトルと各座標軸の関係を第６図に示す。ここで
α軸は固定子巻線上（例えばａ相巻線上）にとり、Ｍ軸
は磁束ベクトルψ上にとっである。

このような交流電動機で用いられる座標変換装置は以下
の様に動作する。変流器６．７にて検出された相電流ｉ
　、ｉ　は３相／２Ｃ −づ　　　− 相変換器８により次式（１）に基づいて変換され、固定
子巻線軸（α−β軸）成分ｉα、ｉβか求まる。

関数発生器９には磁束ベクトルの角度ψが与えられ、こ
の角度ψに基づいて演算された演算出力ＣＯＳψおよび
ｓｉｎψかベクトル回転器１０に加えられる。ベクトル
回転器１０は、これらｉα、１βに対して上記演算出力
ＣＯＳψおよびｓｉｎψを用いて次式（２）の演算を行
い、磁束座標軸（Ｍ　−Ｔ軸）上の電流成分ｉ　、ｉ　
を得る。ここで角度ψはα軸をＴ基準としたＭ軸の角度で、通常、ディジタル坂で与えら
れる。

こうして求めた電流成分子、ｈをＣＰＵにてコンピュータ処理するため、Ａ／Ｄ変換器１
１によりテイジタル量に変換する。

−／１　　−一＝［発明が解決しようとする課題］前述した電流演算方式は、電動機１へ供給される電流を
直接検出しているため、精度は高いはすであるが、座標
変換装置自体の特性により精度は大幅に低下する。特に
電流形インバータの場合、負荷状態により電流の大きさ
か大幅に変化し、無負荷時には定格電流の１／１０に減
少することがある。従って、第５図に示すように変流器
６．７の後段に多数のアナログ回路か接続されている場
合、これらアナログ素子の周波数特性やゲイン誤差、オ
フセット誤差等か影響して、総合的にみて電流検出に誤
差が生じる可能性は大である。

以上の問題点を解決するには、周波数特性か良く、ゲイ
ン誤差やオフセット誤差の小さい高性能な素子や回路部
品を用いれはよいが、この様な素子や回路部品は入手か
困難であり、またコストの増加をもたらす原因となる。

従って、本発明の目的は、電流形インバータの出力電流
を精度良く検出し、検出された電流ベクトルを任意の座
標軸上の成分として表す電流演算方式を提供するにある
。

［課題を解決するだめの手段］本発明に係る電流演算方式は、入力直流電流を各相へ供
給する電力用半導体素子を有し、この電力用半導体素子
をインバータパルスにより点消弧して電流ベクトルの角
度を制御する電流形インバータにおいて、インバータパ
ルスから電流ベクトルの角度を検出すると共に該角度の
種類を所定のモードで表し、該モード信号を電流ベクト
ルの任意の座標軸の角度と共に関数発生器に入力し、所
定の大きさの電流ベクトルを有する前記任意の座標軸上
の電流成分をティジタル値で演算することを特徴とする
。

また、前記の電流演算方式において、インバータパルス
から電流ベクトルの角度を検出することに代えて、電流
形インバータの出力電流の極性およびその組合せから電
流ベクトルの角度を検出することにより、同様の方式％
式％により電流成分の演算を行うことかできる。

さらに、前記いずれかの電流演算方式により演算された
テイジタル量と入力直流電流とを乗算することにより、
電流ベクトルの任意の座標軸上の電流成分を演算するこ
とができる。

［作用」本発明に係る電流演算方式によれは、電力用半導体素子
を制御するインバータ、もしくはこの様な制御により得
られる各出力相電流に基づいて電流ベタ１−ルの角度に
対応するモード信号を特定することができ、このモード
信号と所望の座標軸の角度とから所定の演算を行って、
特定の大きさの電流ベクトルに対する所望の座標軸上で
の成分を得ることができる。すなわち、このモード信号
Ｍ１と磁束ベクトルの角度ψとが、関数発生器に入力さ
れ、これらに基づいて単位旦の大きさを持つ電流のＭ−
Ｔ軸成分のディジタルデータが出力される。

また、このディジタルデータは必要に応じてインバータ
への入力直流電流と乗算すれば絶対値も含めて演算する
ことかできる。

［実施例］次に、本発明に係る電流演算方式の好適な実施例につき
、添附図面を参照しながら以下詳細に説明する。

第１図は、本発明の電流演算方式を実施する交流電動機
の制御系のブロック回路を示す。

第１図において、参照符号２０は交流電動機としての誘
導機、２２は商用電源を示し、この商用電源２２をコン
バータ２４により一旦直流中間電流■、に変換した後、
直流リアクトル２６を介してインバータ２８に加え、再
び交流電圧として誘導ＭＡ２０に加えるように構成され
ている。

本実施例において、インバータ２８としては、サイリス
タ電流形インバータが用いられ、各サイリスタの点消弧
信号として制御部３０からインバータ２８に対しインバ
ータパルス信号を供給する。また、このインバータパル
ス信号は、モード判定論理図ｉ３２へ供給し、このモー
ド判定論理図＃Ｉ３２の出力を磁束ベクトルの角度ψと
共に関数発生器３４に加えて所定の演算を行い、得られ
た出力をＤ／Ａ変換器３６へ加える。一方、コンバータ
２４によって得られる直流中間電流を電流検出器３８に
より検出し、この電流検出値をＤ／Ａ変換器３６へ乗算
入力として加える。

以上の構成からなる本実施例回路の動作について以下詳
細に説明する。

制御部３０からインバータ２８に加えられるインバータ
パルス信号により、インバータ２８の出力電流が制御さ
れ、この出力電流により誘導機２０は駆動される。この
インバータパルス信号から、モード判定論理回路３２は
電流ベクトルの角度の種類に対応した後述のモード信号
Ｍ１を演算する。

ここで、３相の電流形インバータ２８は、制御部３０か
らのインバータパルス信号によ−　１〇　− って、６アームのサイリスタを制御することにより、コ
ンバータ２４で作られた直流中間電流■ｄを各相に分配
し、電流ベクトルの角度を制御する。従って、電流ベク
トルの他炉は６個となり、モード信号Ｍ１はＭｌ、Ｍ２
、Ｍ　、Ｍ４、Ｍ５およびＭ６の６種類となる。

第２図（ａ）には、前記モード信号Ｍｒに対応して与え
られる各相電流ｉ　、ｉゎ、ｉＣの電流波形およびａ相
を基準としたこれら電流ベクトルの角度εか示されてい
る。図中に示しなＵ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚの符号は、各
相電流の状態を示すもので、各相電流ｉ　、ｌ　ｂ−１
ｃが正方向の場合Ｕ、Ｖ、Ｗとし、各相電流ｉ　　、ｌ
　　、ｉ　　が負方向の場合Ｘ、ｂｃＹ、Ｚとしな、また、第２図（１））には、各相電流と
各モードに対する電流ベクトルのベクトル図が示されて
いる。各モードＭｒに対する各相電流の状態を分類する
と表１となる。

表　　１この様に、電流ベク）−ルの種類を示すモード信号は６
個であるから、３ピツ１〜のデータで表わすことかでき
る。従って、モード判定論理回路３２は、インバータパ
ルス信号に基づいて、６個のモード信号Ｍｒのうちの１
つを判定し、これをディジタルデ°−夕で出力する。

次に、関数発生器３４では、電流ベクトルおよび磁束ベ
クトルにつきα軸がらの角度をそれぞれεおよびψとし
たとき、この電流ベクトルに対する磁束座標軸（Ｍ−Ｔ
軸）上の電流成分１　　、ＩＴを次式（３）に基づいて
決定する。この式で１１は電流ベクｊ・ルの太きさを示
しており、これは前記直流中間電流Ｉ、の大きさに比例
しな量となる。

前記式（３）での電流ベクｌ〜ルのα軸からの角度εは
、電流形インバータの場合、第２図（ａ）、　（ｂ）お
よび表１に示したように、モード信号Ｍ１が決定される
と、これに対応して６個の値のうち一つか定まる。例え
ば、モード１．２．３の場合の磁束座標軸上の電流成分
ＩＮ、ＩＴは次式（４）〜（６）に示すようになる。

モード１モード２モード３前記式（４）〜（６）から明らかなように、電流成分ｉ
　、ｊ　は初期位相の異なった三角Ｔ関数で表わすことができる。

また、前記各モード信号Ｍ１に対応して、表１の如く電
流ベクトルの角度εが定まり、これを上述の三角関数の
初期位相とすればよい。従って、第１図に示す関数発生
器３４をＲＯＭ４こより構成し、これに単位量の電流ベ
クトルについての前記三角関数を各磁束ベクトルの角度
ψに対応させて書き込んでおけばよい。

この関数発生器３４で用いるＲＯＭのメモリ空間の一例
を表２に示す。

このＲＯＭのアドレスとしては、上位３ビツトで表わし
なモード信号Ｍ■と、８ピツｌ〜で表わした磁束ベクト
ルの角度ψを用いる。

従ってアドレスの上位３ピツ１〜のモード信号Ｍ１に対
応して、表２の如く求める電流成分ＩＮ、Ｊか初期位相
の異なるそれぞれ６種類の三角関数として記憶されてい
る。

表２は、電流成分ｉ　用と電流成分１１用の２個のＲＯ
Ｍにより、それぞれ関数発生器３４を構成した場合の例
であるか、アドレスに電流成分ｊ　、ｉ　選択用のピッ
トを付加４Ｔずれは、１個のＲＯＭで実現できる。

このようにｊ−て、単位量の電流ベタ１ヘルに対して作
られた磁束座標上の電流成分ＩＨ１１１のディジタルデ
ータは、Ｄ／Ａ変換器３６に加えられる。ここで、実際
の電流ベクトルの大きさは単位量ではなく、前述したよ
うに直流中間電流１．に比例した値となるので、Ｄ／Ａ
変換器３６では、関数発生器３４の出力と前記直流中間
電流Ｉ、とを乗算して、求める電流成分ｉ　、ｉ　を演
算する。

Ｔなお、直流中間電流の大きさをコンバータ２４により制
御している場合は、コンバータ２４に加えられる三相交
流電流を全波整流したものを直流中間電流Ｉ、の代わり
として用いてもよい。

第３図にモード１．２．３を所望の配列で繰り返したと
きの磁束座標軸上の電流成分１Ｎ、ＩＴの波形例につい
て、電流ベクトル角度ε、各相電流ｉ　　、’　　、ｉ
　　および　　１ｂｃｓｉｎψ、ＣＯＳψの各波形と共に示す。このように、
電流成分ｉ　、ｉ　の波形は各モードＴに対応した三角関数となる。

第４図は、第１図における関数発生器３４のディジタル
出力を、直接ＣＰＵ部のデータバス４２に接続した場合
の要部を示すブロック回路図である。ここで、関数発生
器３４の出力はディジタル址であるので、第１図に示す
Ｄ／Ａ変換器３６を用いることなく、直接データバスに
供給できる。なお、直流中間型一　　１６　− 流■ｄはアナログ量であるから、Ａ／Ｄ変換器４０を介
してディジタル１に変換してデータバス４２に供給し、
ＣＰＵにて電流成分１Ｎ、ＩＴをコンピュータ処理する
。

以上の実施例では、電流ベクトルのモードをモード判定
論理口１？＋３２により演算して求めたが、他の手段、
例えば各相電流１ａ、ｌ　Ｂ　−１ｃの極性およびその
組合せを検出し、表１もしくは第２図に従ってモードを
決定してもよい。

また、第１図に示す実施例では、電流ベクトルを磁束軸
上に座標変換する座標変換器の一種として関数発生器３
４以降の構成を採用したが、磁束軸に限らず、任意の軸
について変換する様にしてもよい９例えは、電圧ベクト
ル軸上へ座標変換する場合には、磁束ベクトルの角度ψ
の代わりに、電圧ベクトルとα軸との角度を用いればよ
い。

なお、以上述べた実施例中の個々の回路部分は、公知の
ティジタル技術、ラフ１〜ウエア＝　１８− 技術で容易に実現できるものであるから、これら部分に
ついての詳細な説明は省略する。

［発明の効果］前述したところから明らかなように、本発明によれは、
電流ベクトルの種類に対応したモード信号を決定し、こ
れを任意の座標軸上の角度と共に用いて演算し、電流ベ
クトルの任意の座標軸上の成分のティジタル値を求める
ことにより、遅れ要素かなく、低い速度まで精度良く電
流を演算することかできる。さらに、使用部品はディジ
タル素子を多く用いることかできるため、小形化および
コストの低廉化が図れる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明に係る電流演算方式の一実施例を示す交
流電動機の制御系のブロック回路図、第２図（ａ）、　
（ｂ）は第１図に示す回路の動作状態を示し、第２図（
ａ）は電流ベクトルのモードとこれに対応する各相電流
の電流波形および電流ベクトルの角度を示す説明図、第
２図（ｂ）は各相電流と各モードに対する電流ベクトル
のベクＩ・ル図、第３図は第１図に示す回路における各
モードと電流ベクトルの角度に対する各相電流および電
流成分に関する波形図、第４図は本発明の電流演算方式
の別の実施例を示す交流電動機の制御系の要部ブロック
回路図、第５図は従来の電流演算方式を実施する交流電
動機の制御系のブロック回路図、第６図は第５図に示す
回路による電流演算方式の内容を示す電流ベクトルと座
標軸の関係を示す線図である。 ■、２０・・・電動機２．２２・・・商用電源３．２４・・・コンバータ４．２６・・・直流リアクトル５．２８・・・インバータ６．７・・・変流器８・・・３相／２相変換器９・・・関数発生器 −２〇　− １０・・・ベクトル回転器１１・・・Ａ／Ｄ変換器１２・・・データバス３０・・・制御部３２・・・モード判定論理回路３４・・・関数発生器３６・・・Ｄ／Ａ変換器３８・・・電流検出器４０・・・Ａ／Ｄ変換器４２・・・データバスヘ Σ −：９　　２　　　＝Ｌ　　０ −〇へ ■ 山怜ＦＩＧ、６

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力直流電流を各相へ供給する電力用半導体素子
を有し、この電力用半導体素子をインバータパルスによ
り点消弧して電流ベクトルの角度を制御する電流形イン
バータにおいて、インバータパルスから電流ベクトルの
角度を検出すると共に該角度の種類を所定のモードで表
わし、該モード信号を電流ベクトルの任意の座標軸の角
度と共に関数発生器に入力し、所定の大きさの電流ベク
トルを有する前記任意の座標軸上の電流成分をディジタ
ル値で演算することを特徴とする電流演算方式。
（２）入力直流電流を各相へ供給する電力用半導体素子
を有し、この電力用半導体素子をインバータパルスによ
り点消弧して電流ベクトルの角度を制御する電流形イン
バータにおいて、電流形インバータの出力電流の極性お
よびその組合せから電流ベクトルの角度を検出すると共
に該角度の種類を所定のモードで表わし、該モード信号
を電流ベクトルの任意の座標軸の角度と共に関数発生器
に入力し、所定の大きさの電流ベクトルを有する前記任
意の座標軸上の電流成分をディジタル値で演算すること
を特徴とする電流演算方式。
（３）請求項１または請求項２記載の電流演算方式によ
り演算されたディジタル量と入力直流電流とを乗算する
ことにより、電流ベクトルの任意の座標軸上の電流成分
を演算することを特徴とする電流演算方式。