KR100757977B1 - 모터제어방법 및 이들의 장치 - Google Patents

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다이킨 고교 가부시키가이샤
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Abstract

전압벡터지령을 입력으로 하여 출력시간을 확대할 필요가 있는 전압벡터를 검출하는 출력시간검출부(6a)와, 전압벡터지령 및 출력시간검출부(6a)에 의해 검출된 전압벡터를 입력으로 하여 출력시간의 확대처리를 행하는(전류검출기(5)에 있어서 검출이 가능한 길이까지 확대하는) 출력시간확대부(6b)와, 전압벡터지령으로부터 실제로 출력된 전압벡터의 길이를 감산하여 오차를 출력하는 감산부(6c)와, 감산부(6c)로부터의 오차를 적산하여 전압벡터지령에 대한 출력을 적산오차를 산출하는 출력오차적산부(6d)와, 확대된 전압벡터의 표 1에 있어서의 ON/OFF를 전환 입력하여 얻어지는 벡터(역벡터)를 출력하는 역벡터발생부(6e)와, 출력오차적산부(6d)로부터의 적산오차의 부호에 의해 전환 동작하여 출력시간확대부(6b)로부터의 출력과 역벡터발생부(6e)로부터의 출력을 선택하는 선택부(6f)를 갖고 있어, 비용절감을 달성할 수 있으며, 또한, 소망의 타이밍의 상전류를 안정하게 검출할 수 있음과 동시에, 전압파형의 왜곡을 대폭적으로 저감할 수 있다.

Description

모터제어방법 및 이들의 장치{Motor control method and apparatus thereof}
제 1 도는, 인버터를 사용하는 모터구동장치의 구성을 나타내는 도면이다.
제 2 도는, 전압벡터와 상전압과의 관계를 나타내는 부분이다.
제 3 도는, 전압벡터 V1 출력시의 전류를 설명하는 도면이다.
제 4 도는, DC링크에 흐르는 전류를 설명하는 도면이다.
제 5 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 하나의 실시형태를 나타내는 블록도이다.
제 6 도는, 이 발명의 상전류검출방법의 하나의 실시형태를 설명하는 플로차트이다.
제 7 도는, 제 5 도의 상전류검출장치의 개념적 동작을 설명하는 도면이다.
제 8 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
제 9 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
제 10 도는, 이 발명의 상전류검출방법의 또 다른 실시형태를 설명하는 플로차트이다.
제 11 도는, 제 9 도의 상전류검출장치의 개념적 동작을 설명하는 도면이다.
제 12 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
제 13 도는, 이 발명의 상전류검출방법의 또 다른 실시형태를 설명하는 플로차트이다.
제 14 도는, DC링크에 흐르는 실제의 전류파형의 한 예를 나타내는 도면이다.
제 15 도는, 상전류의 순간 변화 및 평균전류의 한 예를 나타내는 도면이다.
제 16 도는, DC링크에 흐르는 실제의 전류파형, 데드타임기간, 및 과도(過渡)응답기간의 한 예를 설명하는 도면이다.
제 17 도는, DC링크에 흐르는 실제의 전류파형, 응답시간, 및 샘플링시간의 한 예를 설명하는 도면이다.
제 18 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
제 19 도는, 전류값의 예측방법의 한 예를 설명하는 도면이다.
제 20 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
제 21 도는, 전류값의 예측방법의 다른 예를 설명하는 도면이다.
제 22 도는, 이 발명의 인버터제어장치의 하나의 실시형태를 나타내는 블록도이다.
제 23 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
제 24 도는, 게이트신호에 의한 파워디바이스의 응답의 한 예를 나타내는 도면이다.
제 25 도는, 전류의 위상정보로부터 전류의 방향을 산출하는 처리를 나타내는 개략도이다.
제 26 도는, 전류의 위상정보로부터 전류의 방향을 산출하는 처리를 설명하는 플로차트이다.
제 27 도는, 전류값의 계열로부터 전류의 방향을 예측하는 처리를 나타내는 개략도이다.
제 28 도는, 전류검출을 위하여 스위칭소자를 OFF하는 처리의 한 예를 나타내는 개략도이다.
제 29 도는, 전류검출을 위하여 스위칭소자를 OFF하는 처리의 바람직한 예를 나타내는 개략도이다.
제 30 도는, 이 발명의 모터제어장치의 하나의 실시형태를 나타내는 전기회로도이다.
제 31 도는, 게이트신호에 의한 파워디바이스의 응답의 다른 예를 나타내는 도면이다.
제 32 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 전기회로도이다.
제 33 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 전기회로도이다.
이 발명은 모터제어방법 및 이들의 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게 설명하면, PWM인버터로부터의 출력을 모터에 공급하여 모터를 구동하는 모터구동장치에 있어서, DC링크의 전류 및 인가하는 벡터패턴에 의거하여 모터의 상전류(相電流)를 검출하여 전류제어 혹은 위치센서레스제어를 행하는 장치에 적합한 모터제어방법 및 이들의 장치에 관한 것이다.
종래부터, PWM인버터로부터의 출력을 모터에 공급하여 모터를 구동하는 모터구동장치에 있어서는, 모터의 상전류를 검출하여 전류제어를 행하는 것이 일반적으로 행하여지고 있다.
그리고, 모터의 상전류를 검출하기 위하여,
(1) 직류전류트랜스를 사용하여 상전류를 검출하는 방법, 및
(2) 션트저항을 이용하고, 션트저항의 단자 사이의 전압에 의거하여 상전류를 검출하는 방법
이 제안되고 있다.
상기 (1)의 방법을 채용하는 경우에는, 직류전류트랜스가 고가(高價)이기 때문에, 모터구동장치가 전체로서 비용이 비싸져 버린다는 문제가 있다.
상기 (2)의 방법을 채용하는 경우에는, 운전 상태에 의해서는 펄스폭이 현저하게 가늘어져 버리고, 상전류의 측정 오차가 커지기 때문에, 펄스폭이 어느 정도 이하로는 가늘어지지 않도록 펄스폭을 제한하는 일이 행하여지지만, 이와 같은 처리를 행하면, 전류파형이 뒤틀린다는 문제, 기동시에는 상전류를 검출하는 일이 불가능하다는 문제 등이 있다. 구체적으로는, 「PWM인버터의 3상출력전류의 직류측에서의 검출법」, 다니사와(谷澤) 외, IEA-94-17(이하, 인용문헌이라고 함)에 나타내는 바와 같이 상전류를 인버터출력에 의해 검출하는 경우에는, 상전압 출력이 근접하는 부분에서는 펄스폭이 가늘어져, 상전류의 검출에 큰 오차가 생기거나, 상전류의 검출이 불가능하게 되거나 하는 문제가 있다. 이 때문에, 펄스폭이 가늘어지는 부분에서 PWM을 변형시켜, 가는 펄스폭의 펄스가 나오지 않게 하여 상전류를 측정하는 등의 대책이 검토되고 있지만, PWM의 변형에 기인하여 전류파형이 뒤틀리게 되어 버린다.
또, 펄스폭이 가늘어지는 현상은, 저속회전 등 전압이 매우 낮은 경우에는, 상전압이 근접하는 부분을 중심으로 펄스폭의 가는 부분이 확대되어, 연속하여 발생되기 때문에, 상기의 대책만으로는 모터의 운전범위 전체에 있어서 모터를 운전하는 것이 곤란하다.
이 발명은 상기의 문제점을 감안하여 이루어진 것으로, 비용절감을 달성할 수 있으며, 또한 소망의 타이밍의 상전류를 안정하게 검출할 수 있음과 동시에 전압파형의 왜곡을 대폭적으로 저감할 수 있는 상전류검출방법, 이 상전류검출방법을 이용하는 모터제어방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 하고 있다.
청구항 1의 모터제어방법은, DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전압을 산출, 또는 DC링크의 전류 및 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하는, 산출된 모터전압, 또는 검출한 상전류에 의거하여 모터를 제어함에 있어서,
모터가 요구하는 전압의 높은 상태, 낮은 상태에 따라 DC링크전압을 높게, 또는 낮게 제어하는 방법이다.
청구항 2의 모터제어방법은, 저회전속도시 또는 경부하시에, 역률을 저하시키고, 출력전압 또는 출력전류를 높게 하는 방법이다.
청구항 3의 모터제어방법은, 전류의 방향과 출력벡터패턴으로부터 전압변화시의 스위치패턴을 산출하고, 산출 효과에 의거하여 디바이스의 지연시간을 산출하고, 모터전압을 보정하는 방법이다.
청구항 4의 모터제어장치는, DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전압을 산출, 또는 DC링크의 전류 및 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하는, 산출된 모터전압, 또는 검출한 상전류에 의거하여 모터를 제어하는 모터제어장치에 있어서,
모터가 요구하는 전압의 높은 상태, 낮은 상태에 따라 DC링크전압을 높게, 또는 낮게 제어하는 모터전압제어수단을 포함하는 것이다.
청구항 5의 모터제어장치는, 상기 모터전압제어수단으로서, 저회전속도시 또는 경부하시에, 역률을 저하시키고, 출력전압 또는 출력전류를 높게 하는 것을 채용하는 것이다.
청구항 6의 모터제어장치는, 상기 모터전압제어수단으로서, 전류의 방향과 출력벡터패턴으로부터 전압변화시의 스위치패턴을 산출하고, 산출 결과에 의거하여 디바이스의 지연시간을 산출하고, 모터전압을 보정하는 것을 채용하는 것이다.
청구항 1의 모터제어방법이라면, DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전압을 산출, 또는 DC링크의 전류 및 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하고, 산출된 모터전압, 또는 산출된 상전류에 의거하여 모터를 제어함에 있어서,
모터가 요구하는 전압의 높은 상태, 낮은 상태에 따라 DC링크전압을 높게, 또는 낮게 제어하기 때문에, 모터를 안정하게 제어할 수 있으며, 펄스폭 제한의 영향이 적은 양호한 파형 출력을 행하면서 항상 확실하게 전류검출을 행할 수 있다.
청구항 2의 모터제어방법이라면, 저회전속도시 또는 경부하시에, 역률을 저하시키고, 출력전압 또는 출력전류를 높게 하기 때문에, 전류검출을 용이하게 행할 수 있을 뿐만 아니라, 청구항 37와 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 3의 모터제어방법이라면, 전류의 방향과 출력벡터패턴으로부터 전압변화시의 스위치패턴을 산출하고, 산출 결과에 의거하여 디바이스의 지연시간을 산출하고, 모터전압을 보정하기 때문에, 고정밀도의 전압검출을 달성할 수 있다.
청구항 4의 모터제어장치라면, DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전 압을 산출, 또는 DC링크의 전류 및 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하고, 산출된 모터전압, 또는 산출된 상전류에 의거하여 모터를 제어함에 있어서,
모터전압 제어수단에 의해, 모터가 요구하는 전압의 높은 상태, 낮은 상태에 따라 DC링크전압을 높게, 또는 낮게 제어할 수 있다.
따라서, 모터를 안정하게 제어할 수 있으며, 펄스폭 제한의 영향이 적은 양호한 파형 출력을 행하면서 항상 확실하게 전류검출을 행할 수 있다.
청구항 5의 모터제어장치라면, 모터전압 제어수단으로서, 전류의 방향과 출력벡터패턴으로부터 전압변화시의 스위치패턴을 산출하고, 산출 결과에 의거하여 디바이스의 지연시간을 산출하고, 모터전압을 보정하는 것을 채용하기 때문에, 전류검출을 용이하게 행할 수 있을 뿐만 아니라, 청구항 52와 동일한 작용을 달성할 수 있다.
청구항 6의 모터제어장치라면, 상기 모터전압 제어수단으로서, 저회전속도시 또는 경부하시에, 역률을 저하시키고, 출력전압 또는 출력전류를 높게 하는 것을 채용하기 때문에, 고정밀도의 전압검출을 달성할 수 있다.
이하, 첨부 도면을 참조하여, 이 발명의 상전류검출방법, 인버터제어방법 및 이들의 장치의 실시형태를 상세하게 설명하겠다.
도 1은 인버터를 사용하는 모터구동장치의 구성을 나타내는 도면으, 표 1은 인버터(파워디바이스)의 출력전압벡터와 스위칭소자의 스위치 상태와의 관계를 나 타내는 것이다.
표 1
Figure 112006067339323-pat00001
또한, Tu+, Tv+, Tw+는, 각각 u상, v상, w상 상(相上) 암의 스위칭소자, Tu-, Tv-, Tw-는, 각각 u상, v상, w상 하(相下) 암의 스위칭소자를 나타내며, 표 1에 있어서, ON은 상 암의 스위칭소자가 ON이며, 또한, 하 암의 스위칭소자가 OFF인 상태를 나타내고, OFF는 상 암의 스위칭소자가 OFF이며, 또한, 하 암의 스위칭소자가 ON인 상태를 나타내고 있다.
상기의 모터구동장치는, 직류전원(E)의 출력단자 사이에 제 1 콘덴서(2a)를 접속하고, 제 1 콘덴서(2a)와 병렬로 3상인버터(3)를 접속하고, 3상인버터(3)의 출력을 모터(4)에 공급하고 있다. 그리고, 3상인버터(3)의 입력측과 제 1 콘덴서(2a) 사이에 전류검출기(5)를 접속하고 있다.
이 전류검출기(5)는, 제 1 콘덴서(2a)와 제 2 콘덴서(3a) 사이의 배선에 끼워진 션트저항(5a)과, 션트저항(5a)의 단자 사이 전압을 입력으로 하고, 검출전류 로서 출력하는 전류출력부(5b)를 갖고 있다.
따라서, 전압벡터가 V0, V7의 경우에는, 모터(4)의 모든 단자가 전원의 -라인, 또는 +라인에 접속되게 되고, 모터(4)에는, 전류를 증감시키는 전압(이하, 단순히 전압이라고 함)이 걸리지 않는다. 또, 전압벡터가 예를 들면 V1의 경우에는, 모터의 w상의 단자가 전원의 +라인에, 다른 상의 단자가 전원의 -라인에 접속되게 되고, w상전류를 증가시키는 방향(u상, v상은 부의 방향)으로 전압이 걸리게 된다.
PWM의 경우, 전압의 크기는, 캐리어내에서 전압벡터가 출력되는 시간의 비율에 의해 결정되기 때문에, 각 상의 전압이 거의 같은 경우에는, 상 사이의 전압차에 상당하는 매우 짧은 기간의 전압벡터가 출력되게 된다(이하, 이것을 전압벡터가 짧다고 함). 또, 출력전압이 낮을 때는, 특히 짧은 전압벡터가 출력되고, 모터(4)에 전압이 걸리지 않는 전압벡터 V0, V7이 캐리어내의 거의 기간을 차지하게 된다.
제 2 도는 모터(4)에의 인가 전압을 2차원으로 나타낸 것으로, u상에 정(正), v상, w상에 부(負)의 전압이 걸리는 경우를 u상 방향으로 정의하고, 동일하게 v상 방향, w상 방향을 정의하고, 전압의 크기를 벡터의 길이로 나타내고 있다.
이 경우, 전압벡터 V0∼V7은 제 2 도와 같이 배치되고, 예를 들면, 전압벡터 V1과 전압벡터 V3으로 좁혀지는 a벡터를 출력하는 경우에는, 일반적인 공간벡터법에서는, 예를 들면, V0, V1, V3, V7의 순으로 적절하게 전압벡터를 바꾸면서 출력한다.
출력전압을 작게 할(벡터길이를 짧게 할) 경우에는, 전압벡터 V0, V7의 출력시간을 길게 하고, a벡터의 방향을 보존하기 위해서는, 전압벡터 V1, V3의 출력시 간의 비율을 일정하게 유지하면 좋다.
DC링크로부터 상전류를 검출함에 있어서는, 예를 들면, a벡터를 출력할 때에, 전압벡터 V1을 출력하고 있는 기간은 w상전류가 DC링크를 흐르고(도 3 중의 화살표 참조), 전압벡터 V3를 출력하고 있는 기간은 u상전류의 정부역(正負逆)의 전류가 DC링크에 흐른다는 성질을 이용하여, DC링크로부터 상전류를 검출할 수 있다{제 4 도, 및 「PWM인버터의 3상 출력전류의 직류측에서의 검출법」, 다니사와 외, IEa-94-17(이하, 참고문헌이라 함), 참조}
참고문헌에 나타낸 바와 같이 모터의 상전류를 인버터 입력에 의해 검출하는 경우, 상전압 출력이 근접하는 부분에서 펄스폭이 가늘어져, 상전류에 큰 오차가 생기거나, 검출이 불가능하게 되거나 하는 경우가 있다. 이 때문에, 펄스폭이 가늘어지는 부분에서 PWM을 변형시키고, 가는 펄스폭의 펄스가 나오지 않도록 하여 상전류를 측정하는 등의 대책이 검토되고 있다. 그러나, 펄스가 가늘어지는 현상은, 저속회전 등 전압이 매우 낮은 경우에는, 상전압이 근접하는 부분을 중심으로 펄스폭의 가늘한 부분이 확대되고, 연속하여 발생하기 때문에, 종래의 대책만으로는 모터운전범위의 모든 것으로 운전하는 것은 곤란하다.
이 문제점을 고려하면, 전압벡터가 짧아지는 낮은 전압이 요구되는 경우나 상 사이의 전위차가 작은 경우에, 최소의 전압벡터출력시간을 설정함과 동시에, 최소의 벡터출력시간의 제한에 의해 출력전압이 소망의 전압값보다도 커진 경우에는 역방향의 전압을 인가함으로서 평균적으로 소망의 전압을 얻도록 할 수 있다.
제 5 도는 이 발명의 상전류검출장치의 하나의 실시형태를 나타내는 블록도 이다.
이 상전류검출장치는, 교류전원(1)을 입력으로 하는 정류회로(2)의 출력단자 사이에 제 1 콘덴서(2a)를 접속하고 있음과 동시에, 3상인버터(3)를 접속하고, 3상인버터(3)의 출력을 모터(4)에 공급하고 있다. 그리고, 3상인버터(3)의 입력측과 제 1 콘덴서(2a) 사이에 전류검출기(5)를 설치하고 있다.
그리고, 전압벡터지령을 입력으로 하고 출력시간을 확대할 필요가 있는 전압벡터를 검출하는 출력시간검출부(6a)와, 전압벡터지령 및 출력시간검출부(6a)에 의해 검출된 전압벡터를 입력으로 하여 출력시간의 확대처리를 행하는(전류검출기(5)에 있어서 검출이 가능한 길이까지 확대하는) 출력시간확대부(6b)와, 전압벡터지령으로부터 실제로 출력된 전압벡터의 길이를 감산하여 오차를 출력하는 감산부(6g)와, 감산부(6g)로부터의 오차를 적산하여 전압벡터지령에 대한 출력의 적산오차를 산출하는 출력오차적산부(6d)와, 확대된 전압벡터의 표 1에 있어서의 ON/OFF를 입력전환할 수 있는 벡터(역 벡터)를 출력하는 역벡터발생부(6e)와, 출력오차적산부(6d)로부터의 적산오차의 부호에 의해 전환 동작하여 출력시간확대부(6b)로부터의 출력과 역벡터발생부(6e)로부터의 출력을 선택하는 선택부(6f)를 갖고 있다.
제 6 도는 이 발명의 상전류검출방법의 하나의 실시형태를 설명하는 플로차트이다.
전압벡터지령이 주어진 경우에, 스텝 SP1에 있어서, 전압벡터길이가 미리 설정된 규정값보다도 작은지 아닌지를 판정하고, 전압벡터길이가 미리 설정된 규정값보다도 작다고 판정된 경우에는, 스텝 SP2에 있어서, 전압벡터길이를 확대하는 처 리를 행한다.
스텝 SP1에 있어서 전압벡터길이가 미리 설정된 규정값 이상이라고 판정된 경우, 또는 스텝 SP2의 처리가 행하여진 경우에는, 스텝 SP3에 있어서, 적산오차가 0 이상인지 아닌지를 판정하고, 적산오차가 0보다도 작으면, 스텝 SP4에 있어서, 역벡터를 발생한다.
스텝 SP3에 있어서 적산오차가 0 이상이라고 판정된 경우, 또는 스텝 SP4의 처리가 행하여진 경우에는, 스텝 SP5에 있어서, 전압벡터를 출력하고, 스텝 SP6에 있어서, 전압벡터지령으로부터 출력전압을 감산하여 오차를 산출하고, 스텝 SP7에 있어서, 오차를 적산하여, 그대로 원래의 처리로 돌아간다.
이어서, 제 7 도를 참조하여 상기의 상전류검출장치 및 방법의 작용을 설명하겠다.
제 7 에 나타내는 바와 같이, 전압벡터지령에 짧은 전압벡터 V1이 포함되어 있는 경우, 출력시간검출부(6a)로부터의 출력에 의해, 출력시간확대부(6b)가 전압벡터 V1을 최소의 벡터길이까지 확대한다.
그리고, 이것에 의해 발생하는 오차를 출력오차적산부(6d)에 의해 적산한다(제 7 도 중의 구간(a) 참조). 여기에서는, 적산 결과가 부로 되어 있기 때문에, 다음의 캐리어에 있어서는 역벡터발생부(6e)가 최소의 벡터길이의 역벡터 V6를 발생한다(제 도 중의 구간(b) 참조).
이 처리를 행하면, 적산 오차가 정(正)으로 되기 때문에, 다음 캐리어에서는 다시 최소의 벡터길이까지 확대된 전압벡터 V1이 출력된다.
이와 같이 하여, 전압벡터지령과의 오차를 작게 하면서 최소의 벡터길이 이상의 길이의 전압벡터를 출력할 수 있다. 이 결과, 상전류의 검출정밀도를 높일 수 있다.
제 8 도는 이 발명의 상전류검출장치의 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
이 상전류검출장치가 제 5 도의 상전류검출장치와 다른 점은, 오차 전압의 적산값에 의거하여 전압벡터길이의 확대, 역벡터의 출력을 행하는 대신에, 전류지령과 모터전류와의 차이에 의거하여 전압벡터길이의 확대, 역벡터의 출력을 행하도록 한 점뿐이다. 여기에서, 코일을 흐르는 전류는 전압의 적분이기 때문에, 제 8 도의 상전류검출장치에 의해, 제 5 도의 상전류검출장치와 동일한 작용을 달성할 수 있다.
더욱 설명하겠다.
제 8 도의 상전류검출장치는, 전류지령과 전류검출기(5)로부터의 검출전류를 입력으로 하여 전류제어연산을 행하고, 전압지령을 출력하는 전류제어부(7a)와, 전압지령을 입력으로 하여, 전압지령의 위상각도, 진폭으로부터 전압벡터지령을 생성함과 동시에, 전환신호를 생성하는 전압벡터발생부(7b)와, 전압벡터지령을 입력으로 하여 역벡터의 출력을 행하는 역벡터발생부(6e)와, 전환신호에 의거하여 전압벡터지령, 역벡터의 한쪽을 선택하는 선택부(7c)와, 선택부(7c)로부터 출력되는 전압벡터지령을 입력으로 하여 출력시간을 확대할 필요가 있는 전압벡터를 검출하는 출력시간검출부(6a)와, 전압벡터지령 및 출력시간검출부(6a)에 의해 검출된 전압벡터 를 입력으로 하여 출력시간의 확대 처리를 행하는(전류검출기(5)에 있어서 검출이 가능한 길이까지 확대하는) 출력시간확대부(6b)를 갖고 있다.
이 상전류검출장치를 채용한 경우에는, 전류지령과 검출전류로부터 전류제어부(7a)에 의해 전압지령을 생성한다. 그리고, 전압벡터발생부(7b)는 전압지령의 위상각도, 진폭으로부터 전압벡터지령을 생성한다.
그러나, 출력시간검출부(6a)와 출력시간확대부(6b)에 의해 최소의 벡터길이가 제한되어 있기 때문에, 실제로 모터(4)에 인가되는 전압이 이 값보다도 커져, 전류가 너무 흘러 전압지령이 부로 되어 버리는 경우가 있다.
이 경우에는, 역벡터발생부(6e)가 생성하는 역벡터를 출력하도록 선택부(7c)를 억제함으로서, 지령전류와의 차이를 작게 하면서 최소의 벡터길이 이상의 길이의 전압벡터를 출력할 수 있다.
제 9 도는 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
이 상전류검출장치가 제 8 도의 상전류검출장치와 다른 점은, 전압벡터발생부(7b)로서 전압벡터지령만을 출력하는 것을 채용한 점, 선택부(7c)를 생략한 점, 및 역벡터발생부(6e)를 생략한 점, 출력시간검출부(6c)로서, 최소의 벡터길이보다도 짧은 전압벡터를 검출한 것에 응답하고, 출력휴지(休止)지령도 출력하여, 이 출력휴지지령을 소정의 시간(예를 들면, 1캐리어)만 전압벡터발생부(7b)에 공급하는 것을 채용한 점뿐이다.
제 10 도는 이 발명의 상전류검출방법의 또 다른 실시형태를 설명하는 플로 차트이다.
전류지령이 공급된 경우에, 스텝 SP1에 있어서, 전류검출기(5)에 의해 DC링크전류를 검출하고, 스텝 SP2에 있어서, 전류제어연산을 행하여 전압지령을 얻고, 스텝 SP3에 있어서, 출력휴지가 지시되어 있는지 아닌지를 판정한다.
그리고, 출력휴지가 지시되어 있지 않는 경우에는, 스텝 SP4에 있어서, 전압벡터를 발생하고, 스텝 SP5에 있어서, 전압벡터길이가 미리 설정된 규정값보다도 작은지 아닌지를 판정한다.
스텝 SP3에 있어서 출력휴지가 지시되어 있다고 판정된 경우에는, 스텝 SP6에 있어서 출력휴지를 해제한다.
스텝 SP5에 있어서 전압벡터길이가 미리 설정된 규정값보다도 작다고 판정된 경우에는, 스텝 SP7에 있어서, 벡터길이를 확대하고, 스테 SP8에 있어서, 전압벡터를 출력하고, 스텝 SP9에 있어서, 출력휴지를 지시한다.
스텝 SP5에 있어서 전압벡터길이가 미리 설정된 규정값 이상이라고 판정된 경우에는, 스텝 SP10에 있어서, 전압벡터를 출력한다. 그리고, 스텝 SP6의 처리가 행하여진 경우, 스텝 SP9의 처리가 행하여진 경우, 또는 스텝 SP10의 처리가 행하여진 경우에는 그대로 원래의 처리로 돌아간다.
이어서, 제 11 도를 참조하여 상기의 상전류검출장치 및 방법의 작용을 설명하겠다.
제 11 도에 나타내는 바와 같이, 전압벡터지령에 짧은 전압벡터 V1이 포함되어 있는 경우, 출력시간검출부(6a)로부터의 출력에 의해, 출력시간확대부(6b)가 전 압벡터 V1을 최소의 벡터길이까지 확대한다.
그리고, 이것에 의해, 출력전류에 오차가 생긴다(제 11 도 중의 구간(a) 참조).
벡터길이의 확재를 행한 다음의 캐리어에서는 전압벡터의 출력을 휴지함으로서, 출력전류의 오차를 삭감하고, 또는 부호를 반전시킬 수 있다.
그 다음 캐리어에서는 다시 전압벡터를 출력한다.
이하, 동일하게 하여 전압벡터의 확대 다음의 캐리어에서 전압벡터의 출력을 휴지함으로서, 전류지령과의 오차를 작게 하면서 최소의 벡터길이 이상의 길이의 전압벡터를 출력할 수 있다.
또한, 이 실시형태에 있어서는, 출력휴지시간을 1캐리어로 설정하고 있지만, 출력휴지시간을 전압벡터의 확대폭, 폭의 확대 비율에 따라 변화시키는 것이 바람직하다.
또, 전류편차 대신에, 오차 전압을 적산하여 얻어지는 적산오차를 채용하는 것도 가능하다.
제 12 도는 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
이 상전류검출장치가 제 9 도의 상전류검출장치와 다른 점은, 전류검출기(5)로부터 출력되는 상전류를 입력으로 하여 상전류의 방향을 산출하는 전류패턴 산출부(7d)와, 상전류의 방향 및 전압벡터지령을 입력으로 하여 데드타임 중에 전류검출이 가능한지 아닌지를 산출하고, 가능한 경우에 데드타임 허가신호를 출력하는 데드타임가부(可否)맵(7e)과, 전압벡터출력 및 데드타임가부맵(7e)으로부터의 출력신호로부터, 데드타임을 포함한 벡터출력기간 중의 소정의 타이밍으로 전류검출타이밍신호를 출력하고, 전류검출기(5)에 공급하는 샘플타이밍산출부(7f)를 또한 설치한 점, 출력시간검출부(6c)로서, 데드타임 허가신호를 받아, 데드타임시간을 출력시간에 포함하여 최소의 벡터길이보다도 짧은 전압벡터를 검출하는 기능을 또한 갖는 것을 채용한 점뿐이다.
제 13 도는, 이 발명의 상전류검출방법의 또 다른 실시형태를 설명하는 플로차트이다.
전류지령이 주어진 경우에, 스텝 SP1에 있어서, 전류검출기(5)에 의해 DC링크전류를 검출하고, 스텝 SP2에 있어서, 검출한 DC링크전류(상전류)로부터 전류패턴을 산출하고, 스텝 SP3에 있어서, 전류제어연산을 행하여 전압지령을 얻고, 스텝 SP4에 있어서, 전압지령에 의거하여 전압벡터를 발생하고, 스텝 SP5에 있어서, 데드타임 중에 전류검출이 가능한지 아닌지를 산출하고, 스텝 SP6에 있어서, 데드타임의 이용이 가능한지 아닌지를 판정한다.
그리고, 스텝 SP6에 있어서 데드타임의 이용이 가능하다고 판정된 경우에는, 스텝 SP7에 있어서 전압벡터길이와 데드타임을 가산한 값이 미리 설정한 규정값보다도 작은지 아닌지를 판정한다.
스텝 SP7에 있어서 전압벡터길이와 데드타임을 가산한 값이 미리 설정된 규정값보다도 작다고 판정된 경우에는, 스텝 SP8에 있어서, 가산값이 규정값이 될 때까지 전압벡터길이를 확대한다.
스텝 SP6에 있어서 데드타임의 이용이 가능하지 않다고 판정된 경우에는, 스텝 SP9에 있어서, 전압벡터길이가 미리 설정된 규정값보다도 작은지 아닌지를 판정한다.
스텝 SP9에 있어서 전압벡터길이가 미리 설정된 규정값보다도 작다고 판정된 경우에는, 스텝 SP10에 있어서, 전압벡터길이를 확대한다.
스텝 SP7에 있어서 가산값이 규정값 이상이라고 판정된 경우, 스텝 SP9에 있어서 전압벡터길이가 규정값 이상이라고 판정된 경우, 스텝 SP8의 처리가 행하여진 경우, 또는 스텝 SP10의 처리가 행하여진 경우에는, 스텝 SP11에 있어서, 전압벡터를 출력하고, 스텝 SP12에 있어서, 데드타임의 이용이 가능한지 아닌지를 판정한다.
스텝 SP12에 있어서 데드타임의 이용이 가능하다고 판정된 경우에는, 스텝 SP13에 있어서, 전압벡터길이에 데드타임을 가산하다.
스텝 SP12에 있어서 데드타임의 이용이 가능하지 않다고 판정된 경우, 또는 스텝 SP13의 처리가 행하여진 경우에는, 스텝 SP14에 있어서, 샘플타이밍을 산출하고, 그대로 일련의 처리를 종료한다.
이어서, 상기의 상전류검출장치 및 방법의 작용을 설명한다.
제 4 도에 모식적으로 나타낸 전류는, 실제로는 제 14 도에 나타내는 바와 같이, 데드타임(상 암, 하 암의 스위칭소자의 쌍방이 OFF인 상태)을 포함하고 있다.
데드타임 중에 DC링크에 흐르는 전류는, 상전류의 방향과 가하여진 전압벡터 에 의해 결정된다. 따라서, 가하는 전압벡터에 대응한 측정되는 전류와 데드타임 중에 흐르는 전류가 같은 경우에는, 전압벡터를 가하는 기간에 가하여 데드타임기간도 전류측정이 가능한 기간이 된다. 즉, 전류의 방향에 의해 결정되는 데드타임기간 중에 ON 하는 환류다이오드와, 가하는 전압벡터에 대응한 ON 하는 트랜지스터가 같은 경우, 데드타임기간 중에도 전류측정이 가능하게 된다. 이 관계의 한 예를 표 2에 나타낸다.
표 2
Figure 112006067339323-pat00002
표 2에 있어서, SW의 상태 및 단자 전압의 상태는, 표 1의 ON을 "1"로 나타내고 있으며, 또한 데드타임기간 중인 것을 d로 나타내고 있다. 전류의 방향도 동일하게 모터에의 흐름을 "1"로 나타내고 있다. DC링크전류는, 이 때에 DC링크에 나타나는 전류 및 그 극성을 나타내고 있다. 이로부터, 데드타임기간 중이라도 전류측정이 가능한 패턴을 이끌어낼 수 있다. 다른 패턴에 대해서도 동일하게 이끌어낼 수 있다.
따라서, 종래는 획일적으로 데드타임을 배제한 기간에 있어서만 상전류의 검출을 행하고 있었지만, 이 실시형태를 채용하면, 이용이 가능한 데드타임기간 중에 있어서도 상전류의 검출을 행할 수 있다.
이 실시형태에 있어서는, 데드타임의 가부맵을 이용하여 데드타임기간 중에 있어서의 상전류의 검출 가부를 판정하도록 하고 있지만, 예를 들면, 전류전압위상차이의 범위에 의해 데드타임기간 중에 있어서의 상전류의 검출 가부를 판정하는 것이 가능하다.
상기의 각 실시형태에 있어서, 전류를 샘플하는 타이밍으로서, 전압벡터에 대응하는 전류가 션트저항을 통하여 관측되는 기간의 중앙을 채용하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
상전류의 순간 파형과 평균전류의 관계의 한 예를 제 15 도에 나타낸다. 여기에서는, 설명의 간단화를 위하여 단상(單相)으로 나타내고 있다.
상전류로서는 평균전류를 측정하는 것이 바람직하지만, 순간 전류에는 PWM에 의한 고조파(高調波)가 포함되어 있기 때문에, PWM이 ON일 때, 및 PWM이 OFF일 때에는 큰 오차가 생긴다. 또, 상술한 바와 같이, 데드타임기간 중에 DC링크에 상전류가 흐르고 있는 경우가 있지만, 이 경우, 전류가 스위칭소자 등의 능동소자를 흐르거나, 환류다이오드가 흐르거나의 차이는 있지만, DC링크와 모터의 각 상과의 접속관계는 전압벡터출력시와 동일하기 때문에, PWM이 ON일 시간에 포함시켜 생각하면 좋다.
이들을 고려하면, PWM이 ON인 기간과 데드타임기간과의 안의 DC링크에 상전류가 흐르고 있는 기간 중에, 또한 대략 평균전류와 DC링크전류가 서로 일치하는 타이밍으로서, 전압벡터에 대응하는 전류가 션트저항을 통하여 관측되는 기간의 중앙을 채용함으로서, 고조파 오차를 삭감할 수 있다.
또한 데드타임은, 통상은 PWM이 ON인 시간에 비하여 충분하게 작으며, 또, 데드타임에 비하여 PWM이 ON인 시간이 짧은 경우에는 전압벡터의 출현시간 자체가 짧기 때문에, 전류 고조파가 작게 되거나 오차가 생기기 어렵다. 따라서, 데드타임을 제외하는 PWM이 ON인 기간의 중심으로 전류검출을 행할 수 있으며, 제어를 간단화할 수 있다.
또한, 데드타임기간 중에는, 전류검출이 가능한 경우와 그렇지 않는 경우가 있으며, 또, 실제의 전류검출을 생각하면, 전류값이 변화한 후, 회로가 안정될 때까지의 과도(過渡)기간에서는 전류를 측정할 수 없는 기간이 있다. 그러므로, 과도(過渡)상태를 피하여 정확하게 측정하고, 또한 불필요한 펄스 제한없이 전류를 측정할 필요가 있다.
이 점을 고려하면, 전압벡터에 대응하는 전류가 션트저항을 통하여 관측되는 기간의 처음부터 하드웨어가 안정될 때까지의 기간을 배제한 기간의 중앙에서 전류를 샘플하는 것이 바람직하다.
제 16 도에 실제의 전류파형의 한 예를 나타낸다.
이 경우에는, 데드타임과 과도응답기간을 제외한 기간(c, f) 중에 전류검출을 행하면 좋지만, 전류검출이 가능한 데드타임기간(d)도 검출기간에 포함하고, 예를 들면, 전압벡터 V1 출력시에는 기간(c, d)의 중앙에서 전류를 검출하고, 전압벡터 V3 출력시에는 기간(f)의 중앙에서 전류를 검출하는 것이 바람직하다.
또한, 회로의 지연이나 세트링타임 등의 응답시간의 제약을 받아, 상술한 바와 같은 중앙에서의 샘플링이 불가능한 경우에는, 기간의 처음부터 응답시간이 경과한 시점 이후에 샘플링을 행하는 것이 바람직하며, 상전류를 정확하게 검출할 수 있다.
구체적으로는, 예를 들면, DC링크에 흐르는 전류파형이 제 17 도에 나타내는 바와 같이 주어진 경우에는, 응답시간이 기간(c, d)의 1/2 보다도 크기 때문에 상술한 바와 같은 중앙에서의 샘플링이 불가능하지만, 기간(c)의 개시부터 응답시간이 경과한 시점 이후에 샘플링을 행함으로서, 상전류를 정확하게 검출할 수 있다.
제 18 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
이 상전류검출장치는, d-q축변환부(8a)와, 전류값기억부(8b)와, d-q축 PI제어부(8c)와, 전류비교부(8d)와, 전압벡터발생부(8e)와, 샘플타이밍산출부(8f)를 갖 고 있다.
상기 d-q축변환부(8a)는, 전류검출기(5)로부터 출력되는 DC링크전류를 입력으로 하고, 별도로 산출되는 회전자의 회전위치를 따라, 회전자에 맞추어 회전되는 회전좌표계 d-q축으로 변환하는 것이다. 따라서, 이 출력은, 전류가 회전자의 회전에 따라 원활하게 회전한 경우, 직류벡터로 된다.
상기 전류값기억부(8b)는, 전류값을 1캐리어분 기억하는 것이다.
상기 d-q축 PI제어부(8c)는, 전류지령과 전류검출값으로부터 출력전압지령을 PI제어에 의해 산출하는 것이다.
상기 전류비교부(8d)는, d-q축변환부(8a)로부터의 전류값과 전류값기억부(8b)로부터의 전류값을 비교함으로서 전류벡터가 크게 변동하였는지 아닌지를 판정하는 것이다.
상기 전압벡터발생부(8e)는, 산출된 출력전압지령으로부터 전압벡터를 생성하는 것이다.
상기 샘플타이밍산출부(8f)는, 전압벡터에 따라 적절하게 샘플타이밍을 출력하고, 전류검출기(5)에 공급하는 것이다.
또한, (8h)는, 전류비교부(8d)로부터의 출력신호에 의해 전환 동작하여 d-q축변환부(8a)로부터의 전류, 전류값기억부(8b)로부터의 전류에 한쪽을 선택하는 선택부이며, 8g는 전류지령과 선택된 전류와의 차이를 산출하는 감산부이다.
상기 구성의 상전류검출장치의 작용은 다음과 같다.
출력전압벡터가 짧고, 전류검출기(5)에 있어서 정확한 전류를 검출하지 못하 였을 경우에는, d-q축변환부(8a)로부터의 출력이 전회(前回)에 비하여 크게 변화한다. 그러므로, 전류비교부(8d)에 있어서 전류벡터가 크게 변동하였다고 판정된 경우에는, 전류검출을 실패하였다고 판단하고, 선택부(8h)를 전환 동작시켜서 전류값기억부(8b)로부터의 전류값을 선택한다.
또한, 감산부(8g), d-q축 PI제어부(8c), 전압벡터발생부(8e)의 작용은 종래 공지되어 있으므로 그 설명을 생략한다.
상기의 경우에는, 전류검출이 행하여지지 않는 것이 되지만, 통상 운전시에는 전압벡터길이가 짧게 되는 것은 2개의 상전압이 대략 같게 되는 경우만이며, 모터의 회전과 동시에 전압벡터길이가 길게 되기 때문에, 큰 문제는 발생하지 않는다.
여기에서는, 전류검출의 실패를 검출하여 전류값기억부(8b)로부터의 전류값(전류예측값)을 선택하도록 하고 있지만, 전압벡터출력기간이 소정의 역값(??値) 이하로 된 것을 검출하여 전류값기억부(8b)로부터의 전류값을 선택하도록 하여도 좋다.
또, 전류값기억부(8b)를 설치하는 대신에, d-q축 PI제어부(8c)의 적분항을 채용하는 것이 가능하며, 구성을 간단화할 수 있다.
상기의 실시형태에 있어서는, 전류값으로서 전류검출부(5b)로부터의 전류값을 그대로 채용하고 있지만, d-q 변환을 행하는 타이밍과 샘플타이밍산출부(8f)가 지시하는, 펄스출력에 맞춘 전류검출을 위한 샘플링타이밍과의 어긋남에 의한 전류의 어긋남을 과거의 전류검출값으로부터 생선된 전류예측값에 의해 보정하고 소망 의 타이밍에서의 전류값을 예측하는 것이 가능할 뿐만 아니라, 전류검출부(5b)로부터의 전류측정값을 샘플링타이밍마다 제어에 반영하고, 제어를 고속화하는 것도 가능하다.
제 19 도를 참조하여 더욱 설명하겠다.
제 19 도 중 tn-2, tn-1은 이전의 전류취득값, t0는 전류검출타이밍이며, tn은 소망의 전류취득타이밍이다.
그리고, 취득하는 전류값이 상전류라고 한다면, 전류값은 회전자의 회전에 따라 대략 정현파(正弦波) 모양으로 변화한다. 이 때문에, 전류검출타이밍과 전류취득타이밍이 다른 경우, 그대로는 회전에 따르는 전류변화 때문에 오차가 생긴다.
그러나, tn-1 이전의 취득전류값으로부터 t0 및 tn에 있어서의 전류예측값을 산출하고, t0에 있어서의 실제의 측정값과 t0에 있어서의 예측값과의 차δ를 tn에 있어서의 전류예측값에 가산하고, tn에 있어서의 검출전류값으로 함으로서, 전류검출시각과 전류취득타이밍이 다른 경우라도 오차가 적은 전류값을 얻을 수 있다.
제 20 도는 상기의 보정을 행하도록 한 상전류검출장치의 구성을 나타내는 블록도이다.
이 상전류검출장치가 제 18 도의 상전류검출장치와 다른 점은, 전류검출기(5)와 d-q축변환부(8a) 사이에 비교부(8i) 및 가산부(8j)를 설치한 점, 역d-q축변환부(8k)를 설치한 점, 전류비교부(8d) 및 선택부(8h)를 생략한 점뿐이다.
상기 역d-q축변환부(8k)는, d-q축 PI제어부(8c)로부터 출력되는 d-q축 평균전류를 입력으로 하고, 별도로 산출되는 회전자의 회전위치를 따라 상전류로 변환 하는 것이다.
상기 비교부(8i)는, 상전류와 전류검출기(5)에 의해 검출된 대응하는 전류값과를 비교하고, 오차 전류(제 19 도의 t0에 있어서의 δ)를 산출하는 것이다.
따라서, 전류를 취득하는 타이밍(제 19 도의 tn)이 되면, 역d-q축변환부(8k)로부터의 상전류와 비교부(8i)로부터의 오차 전류를 가산하고, 전류검출값으로서의 d-q축변환부(8a)에 공급할 수 있다.
이 결과, 오차 전류의 가산에 의해 보정된 전류값을 이용하여 소망의 전압벡터를 생성할 수 있다.
또한, 오차 전류로부터 진폭 오차를 연산하고, 소망의 타이밍에서의 예측 전류에 적산하므로서 예측 전류를 보정하는 것이 가능하다.
제 21 도를 참조하여 더욱 설명하겠다.
tn-2, tn-1 이전의 검출전류값으로부터 t0 및 tn에 있어서의 전류예측값(b 및 c)을 산출하고, t0에 있어서의 실제의 측정값(a)과 t0에 있어서의 예측값(b)과의 비δ를 tn에 있어서의 전류예측값(c)에 더하고, tn에 있어서의 검출전류값(d)로 함으로서, 전류검출시각과 전류취득타이밍이 다른 경우라도, 오차가 적은 전류값을 얻을 수 있다.
이 보정을 행하게 하는 경우에는, 제 20 도의 상전류검출장치에 있어서, 비교부(8i) 대신에 제산부(8m)를 채용함과 동시에, 가산부(8j) 대신에 승산부(8n)를 채용하면 좋다.
또, 진폭의 오차를 비(比)로 하여 산출한 경우에는, 전류값이 크면 정밀도가 높은 추정을 행할 수 있지만, 전류값이 작으면 노이즈 등의 영향이 크게 나타나, 실제의 전류와 크게 다르게 된다.
따라서, 전류값에 따라 제 19 도에 대응하는 예측방법과 제 21 도에 대응하는 예측방법과를 적절하게 전환함으로서, 항상 양호한 전류추정을 달성할 수 있다.
제 22 도는, 이 발명의 인버터제어장치의 하나의 실시형태를 나타내는 블록도이다.
이 인버터제어장치는, 역d-q축변환부(9a)와, 오차전류검출부(9b)와, d-q축변환부(9c)와, d-q축 PI제어부(9d)와, 전압벡터발생부(9e)와, 샘플타이밍산출부(9f)를 갖고 있다.
상기 역d-q축변환부(9a)는, 전류지령을, 별도로 산출되는 회전자 각도를 이용하여 상전류지령으로 변환하는 것이다.
DC링크전류를 검출하는 전류검출기(5)는, 검출전류뿐만 아니라, 그 전류가 어느 상(相)인가를 나타내는 상신호를 출력한다.
상기 오차전류검출부(9b)는, 검출된 상(相)만을 비교하고, 다른 상은 0으로 하여 오차 전류로서 출력하는 것이다.
상기 d-q축변환부(9c)는, 오차 전류를 d-q축 전류로 변환하는 것이다.
이 인버터제어장치를 채용하면, 오차전류검출부(9b)에 의해 상전류지령과 검출전류값과의 오차전류를 출력하고, d-q축변환부(9c), d-q축 PI제어부(9d), 전압벡터발생부(9e)에 차례로 공급함으로서, 전류지령에 추종한 전류제어를 실현할 수 있다.
이 경우에는, 불필요한 추정을 행하지 않기 때문에, 오차의 축적이 작고, 또 검출 후 바로 다음 전압벡터의 계산을 스타트시킬 수 있기 때문에, 전류제어루프의 제어속도를 높이는 것이 가능하다.
모터의 센서레스제어에 적용하는 경우도 동일하다.
제 23 도는, 이 발명의 상전류검출장치의 또 다른 실시형태를 나타내는 블록도이다.
전류검출부(5b)는 션트저항(5a)의 단자 사이의 전압을 입력으로 하여 DC링크전류를 측정하고, 그 결과를 모터제어부(10) 및 전류예측부(11a)를 공급한다. 전류예측부(11a)는, 전회(前回)의 전류의 방향 등을 근사적으로 이용함으로서, 다음 전류검출시에 있어서의 전류의 방향을 예측하고, 벡터패턴테이블(11b)에 공급한다. 벡터패턴테이블(11b)은, 전류의 방향과 모터제어부(10)로부터의 지령전압벡터(패턴, 길이)에 의거하여, 출력되는 벡터와 그 길이, 전압변화시의 스위치의 상태를 출력한다. 게이트펄스폭확대부(11c)는 이 출력에 의거하여 표 3으로부터 전류검출에 필요한 소요의 게이트펄스폭을 산출하고, 게이트펄스폭이 짧은 경우에는 소요의 게이트펄스폭으로 확대하여 PWM변조기(11d)에 출력한다.
표 3
Figure 112006067339323-pat00003
이 때, 동시에 전류검출타이밍을 출력하고, PWM변조기(11d)에 있어서 검출타이밍이 도래하면 전류검출부(5b)에 그 타이밍을 알린다.
또, 벡터패턴테이블(11b)의 내용은, 예를 들면, 표 4에 나타내는 바와 같다.
표 4
Figure 112006067339323-pat00004
더욱 설명하겠다.
전류도 전압벡터와 동일하게 흘러나오는 방향을 1로 하여 벡터표현을 취한다. 예를 들면, u상이 흘러나오는 방향, v상, w상이 흘러들어가는 방향의 경우 4(=이진수로 100)의 방향이 된다. 이 때, 전류와 전압벡터패턴에 의해 DC링킁 출현하는 전류는, 표 4와 같이 된다. 여기에서, 전압벡터의 란은 데드타임을 포함하 여 상전압으로서 출력되는 전압벡터를 나타내고 있으며, d로 나타난 부분은 데드타임에 출력되는 벡터, v로 나타난 부분은 스위치가 확정된 상태로 출력되는 전압벡터를 나타내고 있다. 또, DC링크전류의 란은, 이 때에 DC에 흐르는 전류를 나타내고 있다. 또한, 두꺼운 선으로 나타난 부분은 전압, 전류의 변화의 타이밍을 나타내고 있으며, 또, 하부에는 그 변화를 일으키는 스위치의 상태가 나타나 있다. 여기에서는, 삼각파 비교에 의한 벡터 생성을 예로 표 4에 작성하였으며, 삼각파의 상승하강에 의해 스위치의 동작이 역으로 되는 점에 주의가 필요하다.
이 표 4에서 알 수 있는 바와 같이 검출시점에서의 전류의 방향, 출력하고 있는 전압벡터에 의해 데드타임 중에 전류의 관측이 가능한지 아닌지, 그리고 스위치의 어떠한 동작에 의해 전류변화가 일어나는가를 알 수 있다.
이어서, 최소의 게이트펄스폭의 결정방법을 설명하겠다.
게이트신호에 의한 파워디바이스의 응답은 제 24 도에 나타내는 바와 같다. 또한 제 24 도에 있어서, 게이트신호는, 파워디바이스 ON/OFF를 위한 지령신호이며, Ic는 파워디바이스의 전류이며, Tdon은 게이트신호 ON에서 파워디바이스전류Ic가 변화를 시작할 때까지의 시간이며, Tr은 파워디바이스전류Ic의 상승시간이며, Ts는 전류측정에 필요한 샘플시간(최소의 벡터출력기간)이며, Tdoff는 게이트신호 OFF에서 파워디바이스전류Ic가 변화를 시작하기까지의 시간이며, Tf는 파워디바이스전류Ic의 하강시간이다.
그리고, 게이트신호 ON에서 파워디바이스가 ON으로 끝날 때까지의 시간 Ton 및 게이트신호 OFF에서 파워디바이스가 OFF로 끝날 때까지의 시간 Toff를 다음과 같이 정의한다.
Ton = Tdon + Tr
Toff = Tdoff + Tf
이 때, Ts를 확보하기 위하여 필요한 게이트펄스폭(게이트신호 상에서 벡터가 출력되는 기간)은, 표 3과 같아진다. 또한, 표 3에는, 홀드시간을 0으로 한 경우의 전류검출타이밍을 병기하고 있다.
따라서, 검출시점에서의 전류의 방향을 추정하고, 추정된 검출시점에서의 전류의 방향과 출력하는 전압벡터로부터 표 4를 이용하여 벡터출력 전후의 스위치동작을 산출하고, 검출을 위한 게이트펄스폭을 산출하고, 출력하려고 하는 게이트펄스폭이 이것보다도 짧을 경우에는 게이트펄스폭을 길게 보정하여 출력함으로서, 확실한 전류검출이 가능해진다.
또, P사이드, N사이드 혹은 스위칭소자마다 응답시간이 설정되어 있고, 최소의 게이트펄스폭을, 전류변화를 일으키는 스위칭소자에 맞춰서 변화시키는 것이 바람직하다. 또한, P사이드의 스위칭소자는 정전압에 접속된 것, N사이드의 스위칭소자는 부전압에 접속된 것을 각각 나타내고 있다.
제 23 도의 벡터패턴테이블(11b)의 전류방향과 전압벡터의 조합마다 설치된 각 엔트리마다에, 다시 소자의 응답시간을 고려하여 산출된 최소의 게이트펄스폭과 전류검출타이밍을 입력해 놓고, 모터제어의 지령전압벡터의 길이가 최소의 게이트펄스폭보다도 짧을 경우에는 한쌍의 게이트펄스폭확대부(11c)의 각각에 의해 게이트펄스폭을 확대함으로서, 스위칭소자의 각 구분마다의 응답시간을 고려하여 최소 의 게이트펄스폭을 설정하는 것이 가능해진다.
상기 전류의 방향은 전류의 위상정보로부터 산출할 수 있다.
더욱 설명하겠다.
제 25 도에 나타내는 바와 같이 모터의 전기각도 회전속도를 ω로 하면, UVW 좌표상의 시각t에서의 전류벡터는 δt시간후에는 ωδt만 진행된다는 것을 알 수 있다. 그러므로, 전류벡터가 ωδt만 진행된 전류벡터를 추정하고, 그 방향에 의해 각 상의 전류의 방향을 산출할 수 있다. 이 경우, 회전에 의한 오차가 생기지 않기 때문에, 고속회전하는 경우 등에 고정밀도인 추측을 가능하게 할 수 있다.
제 26 도는 이 처리를 설명하는 플로차트로, 스텝 SP1에 있어서, 전류벡터를 검출하고, 스텝 SP2에 있어서, 검출시각으로부터 δt를 산출하고, 스텝 SP3에 있어서, 전류벡터를 ωδt만 진행시킨 벡터를 산출하고, 스텝 SP4에 있어서, 각 상의 전류의 방향을 산출하여, 그대로 일련의 처리를 종료한다.
상기 전류의 방향은 전류값의 계열로부터 예측할 수도 있다.
더욱 설명하겠다.
제 27 도에 나타내는 바와 같이, 1개의 상에 대응하는 시각 t1에 있어서의 검출전류와 시각t2에 있어서의 검출전류로부터, 예를 들면 선형 외삽(外揷)에 의해 시각t3에 있어서의 전류값을 산출하고, 이 값에 의해 전류의 방향을 산출하는 것이 가능하다. 이 경우에는, 회전속도정보 등을 이용하지 않기 때문에, 회전속도에 측정오차 등이 있어도 전류의 방향을 검출하는 것이 가능하다. 또, 전류가 회전속도에 대하여 비교적 빨리 변화하는 경우 등에 있어서도 오차를 적게 할 수 있다.
여기에서는 선형에서의 예측을 예시하였지만, 물론 보다 고차적인 예측을 행함으로서 고정밀도화하는 것이 가능하다.
또, 회전속도에 의해, 전류의 위상정보로부터 전류의 방향을 산출하는 처리와 전류값의 계열로부터 전류의 방향을 예측하는 처리를 전환하는 것이 바람직하다.
상술한 바와 같이, 전류의 위상정보로부터 전류의 방향을 산출하는 처리는 고속일 경우, 전류값의 계열로부터 전류의 방향을 예측하는 처리는 전류변동이 많은 경우에 유효하다. 그러므로, 회전속도에 따라 상기 처리를 적절하게 전환하여 사용함으로서 항상 고정밀도인 전류방향의 추측을 가능하게 할 수 있다.
또, 추측된 전류가 전류추측오차내이기 때문에 전류의 방향을 틀릴 가능성이 있는 경우, 데드타임을 제외한 벡터출력시간에 펄스폭 제한을 적용하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
전류의 방향은, 전류값이 작아졌을 때, 측정오차나 추정오차에 의해 틀려 추측될 가능성이 있다. 이 때, 표 4에서 알 수 있듯이 데드타임기간 중에 출현하는 벡터가 변하고, 또는, 최소의 게이트펄스 제한폭을 틀리게 산출함으로서, 전류측정을 할 수 없게 될 가능성이 있다. 그러므로, 추측된 전류가 전류추측오차이내의 크기로 되었을 경우에는, 데드타임 중에는 전류검출을 할 수 없는 것으로서 펄스폭 제한의 크기를 산출함으로서 확실한 전류검출을 가능하게 할 수 있다.
예를 들면, 표 4의 전류의 방향(1), 출력전압벡터(4, 6)이며, U상의 전류가 작아 방향을 모를 경우, 전류의 방향은 1, 5중 어느 한쪽이 되기 때문에, 데드타임기간 중에 있어서 4의 벡터가 출현하는지 아닌지가 불분명하다. 이 경우에는, 데드타임 중에 4 벡터가 출현하지 않는 전류의 방향(5)으로 하여 최소의 게이트펄스폭을 산출함으로서 확실한 전류검출을 행하는 것이 가능하다.
또, 예를 들면, 최대의 전압을 출력하고 있을 때에 전류검출을 행하는 바와 같은 경우에, 1개의 스위칭소자를 전류검출에 필요한 시간만 OFF함으로서 전류검출을 행하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
PWM인버터에 있어서 높은 출력전압을 출력하는 경우, 캐리어내에 1개의 벡터를 계속 출력하는 것이 행하여진다. 이 경우, 1개의 벡터밖에 출력되지 않기 때문에 모터전류검출에 필요한 2개의 전류를 검출할 수 없게 되어 버린다.
이 때문에, 약간 출력전압은 저하하지만 전류검출을 위한 벡터를 출력함으로서 전류검출을 행할 필요가 생긴다. 이 경우, 통상의 변조와 동일하게 검출하기 위한 벡터를 상보(相補) PWM을 이용하여 출력해 버리면, 벡터출력을 위한 데드타임이 원래의 벡터로 돌아기기 위한 데드타임이 필요하게 되고, 출력하는 원래의 벡터의 출력기간이 크게 삭감되어 버린다.
예를 들면, 도 3에 있어서 TU -의 게이트신호를 OFF로 함으로서 v상전류를 DC링크로부터 검출할 수 있지만, 이 경우 TU +의 게이트신호를 ON으로 해 버리면 제 28 도와 같이 TU +의 ON/OFF 각각에 데드타임 td가 필요하게 되고, 이것이 전류검출을 위한 시간보다도 길 경우에는, 출력전압이 필요 이상으로 저하되어 버린다.
그러므로, 이와 같은 경우에는, 스위칭소자를 OFF로 함으로서 전류가 검출되는 소자를 선택적으로 OFF로하고, 데드타임 상태를 만들어 냄으로서 전류를 검출할 수 있다. 이 때, 데드타임시간만으로는 전류검출을 할 수 없는 경우라도, 상보 접속된 스위치를 ON으로 하는 일 없이 데드타임 상태를 길게 지속함으로서 전류검출을 행할 수 있다. 이것에 의해, 데드타임에 영향받는 일 없이 임의의 길이의 검출펄스를 만들어 낼 수 있으며, 전압을 유효하게 출력할 수 있다.
또, DC링크를 흐르는 전류로부터 모터전류를 검출하여 모터를 제어하는 장치에 있어서, 모터가 요구하는 전압이 낮은 것에 따라, DC링크전압을 낮게 제어함으로서 펄스폭을 넓게 유지하고, 반대로 모터가 요구하는 전압이 높은 것에 따라, DC링크전압을 높게 제어함으로서 캐리어내에 1개의 전압벡터가 계속 출력되는 상태로 되는 것을 극력 회피하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
제 30 도에 회로구성예를 나타낸다.
DC링크전압제어부(12)는, 상업용 전원(1)로부터 직류전압을 만들어내는 콘버터부의 내부에 설치된 스위칭소자Tc의 통전 상태를 전환함으로서 DC링크의 전압을 제어할 수 있도록 구성되어 있다. 또한, 상기 스위칭소자Tc는, 정류회로(2)의 한쪽의 출력단자에 서로 직렬로 접속된 리액터(12a) 및 다이오드(12b)의 접속점과 다 른 쪽의 출력단자와의 사이에 접속되어 있다. 그리고, 스위칭소자Tc와 병렬로 보호다이오드(12c)가 접속되어 있다.
인버터부(3)는, DC링크전압을 입력으로 하여, PWM변조를 행함으로서, 모터구동에 필요한 전압을 만들어내는 것이다. 인버터부(3)에 있어서의 벡터출력기간은, DC링크전압과 모터(4)에 출력되는 전압과의 비(比)로 결정되기 때문에, 모터전압이 높고 DC링크전압이 낮을수록 길어진다. 한편, 전류검출기에 있어서의 전류검출은, 벡터출력기간이 길수록 최소의 펄스폭 제한 등을 행하지 않고 정확한 전류를 검출하기 위하여, 모터요구전압이 낮을 경우에 DC링크전압을 낮게 제어함으로서 고정밀도이면서도 최소의 펄스폭 제한을 하지 않는 원활한 파형으로 전류검출을 행할 수 있다.
또, 반대로, 모터요구전압이 높아지면 벡터출력기간이 길어져, 최종적으로는 캐리어내에 1개의 벡터가 계속 출력되는 상태로 된다. 이 때문에, 모터의 요구전압이 높을 경우에는 DC링크전압을 높게 제어함으로서 캐리어내에 통상시와 동일한 2개의 벡터를 발생시켜 2개의 상전류를 검출하는 것을 가능하게 할 수 있다.
또, 저회전속도 또는 경부하시에 역률을 저하시켜 출력전압 또는 출력전류를 높게 함으로서 전류검출이 용이하게 되도록 제어하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
모터의 단자전압, 단자전류는, 「정현파 구동에 의한 공조기용 IPM모터의 고효율 운전제어법」, 마츠노(松野) 외, 전학론D, 119권 10호, 평성11년(1999)(이하, 참고문헌 2라고 함)에 나타난 바와 같이, 같은 토크라도 전류위상보다 크게 변화한 다. 그러므로, 벡터출력기간이 짧아지는 저회전속도시에는 출력전압이 높아지도록 전류위상을 진행시키고, 혹은, 출력전류가 작아져 전류의 방향검출이 어렵게 되는 저부하시에는 전류위상을 진행시키거나, 혹은 지연시킴으로서 모터단자전류를 증가시킴으로서 전류검출을 용이하게 행할 수 있다.
또, DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 전압을 산출하고 모터를 제어함에 있어서, 전류의 방향과 출력벡터패턴으로부터 전압변화시의 스위치패터을 산출하고, 그 결과에 의해 디바이스의 지연시간을 산출하여, 전압을 보정하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
게이트신호, 파워디바이스전류Ic와 파워디바이스의 컬렉터-이미터 사이의 전압Vce와의 관계를 제 31 도에 나타낸다.
인버터회로의 경우, 게이트신호를 ON으로 하고, 파워디바이스전류Ic가 흘러나와도, 쌍을 이루는 암의 환류다이오드가 ON으로 되어 있기 때문에, 바로 전압Vce은 없어지지 않고, 모터의 전류 전부를 파워디바이스전류Ic가 공급되도록 된 시점에서 급격하게 0으로 된다. 또, OFF의 경우에는, 파워디바이스전류Ic가 적어진 시점에서, 환류다이오드가 ON으로 되기 때문에 급격하게 전압Vec가 커진다. 이 때문에, 전압에 관한 트랜젠트시간은 ON일 때에는 Ton, OFF일 때에는 Tdoff로서 상관없다.
그러므로, 전류의 방향과 출력전압벡터패터으로부터 데드타임기간 중에 있어서의 벡터의 출력을 고려하여 벡터출력기간을 산출하고, 또한, 스위치동작에 의해 ON일 때에는 Ton, OFF일 때에는 Tdoff를 트랜젠트시간으로서 전압을 보정함으로서 고정밀도인 전압검출을 가능하게 할 수 있다.
또, 벡터출력기간이 최소의 벡터출력기간보다도 길 경우에는 지령전압벡터의 길이와 벡터출력기간이 같아지도록 게이트펄스폭을 산출하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
데드타임을 포함하여 출력되는 벡터길이, 전류변화를 일으키는 스위치의 변화와 그 트랜젠트시간의 정부를 이용하면, 모터제어가 출력하는 지령전압벡터의 길이와 전압벡터출력기간의 길이를 맞추도록 게이트펄스폭을 제어하는 것은 용이하다.
또, 인버터와 직렬로 스위칭동작을 행하는 콘버터를 접속하고, 전류검출시에는 콘버터와 인버터의 모든 스위칭을 행하여지지 않도록 제어하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
통상 전류검출에는 전류의 샘플시간이 필요하며, 이 사이에 노이즈가 들어오면 전류검출 결과에 오차가 생긴다. 콘버터와 인버터를 직렬로 접속하여 이루어지는 모터제어장치의 경우, 제 32 도에 나타내는 바와 같이, 콘버터부(12) 및 인버터부(3)도 전류를 검출할 필요가 있으며, 회로상(上)은 콘덴서(2a)에 의해 인버터부(3)와 콘버터부(12)가 아이소레이트되어 있고, 서로 영향은 없도록 구성되어 있지만, 실제로는 스위칭 노이즈에 의한 영향을 서로 받는다. 이 때문에, 콘버터부(12), 인버터부(3)의 각각의 전류검출기가 전류검출을 위한 샘플링 등 전류검출 동작으로 되어 있는 경우에는 모든 스위칭소자의 스위칭동작을 억제하도록 제어함으로서 노이즈의 영향을 방지하여 고정밀도인 전류검출을 가능하게 할 수 있다.
또, DC링크 상의 평활한 콘덴서(2a)에 직렬로 전류검출기를 접속하여, 콘버터전류, 인버터전류의 양쪽을 검출하는 것이 바람직하다.
더욱 설명하겠다.
제 33 도에 회로구성을 나타낸다. DC링크에 접속된 평활한 콘덴서(2a) 에 직렬로 전류검출을 위한 저항기(5a)를 접속하고 있으며, 콘버터로부터 전류가 흘러들어올 때에는 화살표A로 나타내는 방향으로 전류가 흐르고, 인버터부에 전류가 흐를 때에는 화살표B로 나타내는 방향으로 전류가 흐르기 때문에, 모두 저항기(5a)에 있어서 전류의 검출이 가능하다.
동작시에는, 화살표A와 화살표B의 전류가 동시에 흐르면 독립된 전류검출이 불가능하게 되기 때문에, 예를 들면 모터전압이 상승 화살표B의 전류가 끊기는 기간이 매우 짧아진 경우 등에는, 화살표B의 전류를 측정한 후 A-B를 측정하고, 화살표A의 전류를 산출하는 등으로 하여 전류를 구할 수 있다.
이와 같은 구성을 채용함으로서, 전류검출회로가 1개로 충분하기 때문에 비용절감을 달성할 수 있을 뿐만 아니라, 복수의 포인트로 어스를 취할 필요성도 없어지기 때문에 노이즈대책을 용이하게 할 수 있다.
청구항 1의 발명은, 모터를 안정하게 제어할 수 있으며, 펄스폭 제한의 영향 이 적은 양호한 파형 출력을 행하면서 항상 확실하게 전류검출을 행할 수 있다는 특유의 효과를 갖는다.
청구항 2의 발명은, 전류검출을 용이하게 행할 수 있을 뿐만 아니라, 청구항 37과 동일한 효과를 갖는다.
청구항 3의 발명은, 고정밀도의 전압검출을 달성할 수 있다.
청구항 4의 발명은, 모터를 안정하게 제어할 수 있으며, 펄스폭 제한의 영향이 적은 양호한 파형 출력을 행하면서 항상 확실하게 전류검출을 행할 수 있다는 특유의 효과를 갖는다.
청구항 5의 발명은, 전류검출을 용이하게 검출할 수 있을 뿐만 아니라, 청구항 52와 동일한 효과를 갖는다.
청구항 6의 발명은, 고정밀도의 전압검출을 달성할 수 있다.

Claims (6)

  1. DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전압을 산출하고, DC링크의 전류와 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하며, 상기 산출된 모터전압 또는 상기 산출된 상전류에 의거하여 모터를 제어하는 모터제어방법에 있어서,
    모터가 요구하는 전압의 높은 상태, 낮은 상태에 따라 DC링크전압을 높게, 또는 낮게 제어하는 것을 특징으로 하는 모터제어방법.
  2. DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전압을 산출하고, DC링크의 전류와 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하며, 상기 산출된 모터전압 또는 상기 산출된 상전류에 의거하여 모터를 제어하는 모터제어방법에 있어서,
    저회전속도시 또는 경부하시에, 역률을 전하시키고, 출력전압 또는 출력전류를 높게 하는 모터제어방법.
  3. 전류의 방향과 출력벡터패턴으로부터 전압변화시의 스위치패턴을 산출하고, 산출 결과에 의거하여 인버터의 지연시간을 산출하고, 모터전압을 보정하는 모터제어방법.
  4. DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전압을 산출하고, DC링크의 전류와 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하며, 상기 산출된 모터전압 또는 상기 산출된 상전류에 의거하여 모터를 제어하는 모터제어방법에 있어서,
    모터가 요구하는 전압의 높은 상태, 낮은 상태에 따라 DC링크전압을 높게, 또는 낮게 제어하는 모터전압 제어수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 모터제어장치.
  5. DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전압을 산출하고, DC링크의 전류와 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하며, 상기 산출된 모터전압 또는 상기 산출된 상전류에 의거하여 모터를 제어하는 모터전압 제어수단을 포함하는 모터제어장치에 있어서,
    상기 모터전압 제어수단은, 저회전속도시 또는 경부하시에, 역률을 저하시키고, 출력전압 또는 출력전류를 높게 하는 것인 모터제어장치.
  6. DC링크전압 및 게이트펄스폭으로부터 모터전압을 산출하고, DC링크의 전류와 인가하는 벡터패턴으로부터 상전류를 검출하며, 상기 산출된 모터전압 또는 상기 산출된 상전류에 의거하여 모터를 제어하는 모터전압 제어수단을 포함하는 모터제어장치에 있어서,
    상기 모터전압 제어수단은, 전류의 방향과 출력벡터패턴으로부터 전압변화시의 스위치패턴을 산출하고, 산출 결과에 의거하여 인버터의 지연시간을 산출하고, 모터전압을 보정하는 것인 모터제어장치.
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