JP2006345676A

JP2006345676A - 多相モータ制御装置

Info

Publication number: JP2006345676A
Application number: JP2005171131A
Authority: JP
Inventors: Hikari Hayakawa; 光早川
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2005-06-10
Filing date: 2005-06-10
Publication date: 2006-12-21

Abstract

【課題】 3相の電圧指令値と電圧センサによって検出された電源電圧に基づいて、モータの各相巻線に印加される電圧が電圧指令値に一致する様なデューティ比を算出する構成であるため、電源電圧を検出する電圧センサの検出値に誤差が発生すると制御精度が低下する。
【解決手段】多相モータ制御装置(1)に、インバータ(14)に電圧を供給する電源の電源電圧値を測定する電源電圧測定手段(5)と、電源から供給された電圧を変換して前記インバータから多相モータに印加されるべき電圧の電流指令値に対する実電流値の応答性を測定する応答性測定手段(15a)と、前記測定された応答性に基づき、前記電圧測定手段によって測定された電源電圧値を補正する電源電圧補正手段(15b)とを具える電圧補正部(15)を設け、パルス生成手段(14)が電源補正手段で補正された補正電源電圧値に基づき、各相用のパルスを生成するように構成させる。
【選択図】図１

Description

本発明は多相モータ制御装置に関する。

3相交流モータの制御装置においてはトルク指令値からｄｑ軸電流指令値（Ｉd^＊及びＩq^＊）を算出し、算出したｄq軸電流指令値（Ｉd^＊及びＩq^＊）とモータに流れるｄq軸実電流値（Ｉd及びＩq）とに基づいてPＩ演算を行ってｄｑ軸電圧指令値（Ｖd^＊及びＶq^＊）を算出し、算出したdq軸電圧指令値（Ｖd^＊及びＶq^＊）を2相／3相変換して3相の電圧指令値（Ｖｖ^＊、Ｖｕ^＊、Ｖｗ^＊）を算出し、この算出された3相の電圧指令値と電圧センサによって検出された電源電圧に基づいて、モータの各相巻線に印加される電圧が電圧指令値（Ｖｖ^＊、Ｖｕ^＊、Ｖｗ^＊）に一致する様なデューティ比を算出して、算出したデューティ比に基づいてインバータのスイッチング素子を制御して、モータの制御を行う電動機の制御装置が知られている（特許文献１を参照されたい。）。
特開2002−374698号公報（段落0007-0009、図１）

3相の電圧指令値と電圧センサによって検出された電源電圧に基づいて、モータの各相巻線に印加される電圧が電圧指令値（Ｖｖ^＊、Ｖｕ^＊、Ｖｗ^＊）に一致する様なデューティ比を算出する構成になっていたため、電源電圧を検出する電圧センサの検出値に誤差が発生すると、制御精度が低下するという問題があった。

上述した諸課題を解決すべく、第１の発明による多相モータ制御装置は、
インバータに電圧を供給する電源の電源電圧値を測定する電源電圧測定手段（回路）と、
前記電源から供給された電圧を変換して前記インバータから多相モータに印加されるべき電圧の電流指令値に対する実電流値の応答性を測定する応答性測定手段（回路）と、
前記測定された応答性に基づき、前記電圧測定手段によって測定された電源電圧値を補正する電源電圧補正手段（回路）と、
前記電源補正手段で補正された補正電源電圧値に基づき、各相用のパルスを生成するパルス生成手段（回路）と、
を具える。

また、第２の発明による多相モータ制御装置は、
前記実電流値の応答性が、前記インバータを構成する少なくとも１つのコンデンサの放電時に測定されたものである、
ことを特徴とする。
上述したように本発明の解決手段を装置として説明してきたが、本発明はこれらに実質的に相当する方法、プログラム、プログラムを記録した記憶媒体としても実現し得るものであり、本発明の範囲にはこれらも包含されるものと理解されたい。
例えば、第１の発明を方法として実現させると、多相モータ制御方法は、
インバータに電圧を供給する電源の電源電圧値を電圧センサで測定する電源電圧測定ステップと、
演算手段（マイコン、ＣＰＵなど）を用いて、前記電源から供給された電圧を変換して前記インバータから多相モータに印加されるべき電圧の電流指令値に対する実電流値（電流センサで計測されたもの）の応答性を測定する応答性測定ステップと、
演算手段を使って前記測定された応答性に基づき、前記電圧測定ステップで測定された電源電圧値を補正する電源電圧補正ステップと、
電力変換回路（即ち、ＩＧＢＴ、ダイオードなどで構成されるスイッチング素子）を使って前記電源補正ステップで補正された補正電源電圧値に基づき、各相用のパルスを生成するパルス生成ステップと、
を含むものである。

第１の発明によれば、バッテリなどの電源電圧の検出精度が向上し、電流制御性能が向上する。即ち、より精度の高いモータ制御が実現できるようになる。
第２の発明によれば、コンデンサに蓄積された電荷を放電するときの応答性を利用できるため電圧補正の精度が高くなる。即ち、コンデンサに蓄積された電荷を一気に放出してゼロを目指すような指令値を使うため、応答性を精度良く測定することが可能であり、このようにして高精度に測定された応答性を利用して補正を行うため電圧補正の精度も向上することとなる。コンデンサ放電処理の典型例は、例えば、多相モータを車載した電気自動車などの用途においてイグニッションスイッチをオフしたときに起こる。なお、応答性の測定に適したその他のタイミングとしては、例えば、多相モータを搭載した電気自動車の用途ではパーキングレンジからドライブレンジに変更したとき、ニュートラルレンジからドライブレンジに変更したとき、パーキングレンジからリバースレンジに変更したときなどのタイミングである。このようなタイミングでは、低い指令値からある程度大きな一定の指令値を目指すため、実電流が指令値に追随する追随特性（即ち応答性）を精度良く測定することが可能である。

以降、諸図面を参照しつつ、本発明の実施態様を詳細に説明する。本発明は多相モータを対象とするものであるが、多相モータの典型例である３相モータとして実現させると以下のような構成となる。本発明による３相電動機の制御装置は、トルク指令値からｄq軸電流指令値（Ｉd^＊及びＩq^＊）を算出し、算出したｄq軸電流指令値Ｉd^＊及びＩq^＊）とモータに流れるｄq軸実電流値（Ｉd及びＩq）とに基づいてPＩ演算を行ってｄq軸電圧指令値（Ｖd^＊及びＶq^＊）を算出し、算出したｄq軸電圧指令値（Ｖd^＊及びＶq^＊）を2相／3相変換して3相の電圧指令値（Ｖｖ^＊、Ｖｕ^＊、Ｖｗ^＊）を算出し、この算出された3相の電圧指令値と電源電圧に基づいて、モータの各相巻線に印加される電圧が電圧指令値（Ｖｖ^＊、Ｖｕ^＊、Ｖｗ^＊）に一致する様なデューティ比を算出して、算出したデューティ比に基づいてインバータのスイッチング素子を制御して、モータの制御を行う電動機の制御装置において、実電流値の電流指令値に対する実電流の応答時間に基づいて、電圧センサによって検出された電源電圧値を補正し、補正した補正電源電圧値に基づいてモータの各相巻線に印加される電圧が電圧指令値（Ｖｖ^＊、Ｖｕ^＊、Ｖw^＊）に一致する様なデューティ比を算出して、算出したデューティ比に基づいてインバータのスイッチング素子を制御して、モータの制御を行うことを特徴とする。
なお、パルス生成手段の典型例はＰＷＭ変換回路であり、補正電源電圧値に基づき、前記多相モータに印加される電圧が電圧指令値に一致するようなデューティ比を算出して、算出したデューティ比に基づき各相用のパルスを生成し、インバータが、生成された各相用のパルスで前記インバータを構成するスイッチング素子を制御する。

実施例１
図１は、本発明の第１の実施例にかかわる電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。この図において、1は電動機の制御装置であり、同期モータ2を駆動するものである。該制御装置は直流電源電源であるバッテリ3より供給される直流電圧を3相交流電圧に変換し該3相交流電圧を同期モータ2に印加するインバータ4と直流電圧を検出する電圧センサ5を具えている。回転センサ6は、同期モータ2の回転数、および磁極位置を検出する。電流センサ7はインバータ4から同期モータに供給される3相交流の電流値を検出する。8は、回転角度演算部であり、回転センサ6の回転数および磁極位置から現在の回転子の回転角度を算出する。9は3相／2相変換部であり、インバータ4より同期モータ2へ供給される3相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをd，q軸電流値Ｉd，Ｉqに変換する。10は上位コントローラであり、外部から得られるアクセル開度信号またはイグニッションオフ信号に基づき該制御装置にトルク指令Ｔ^＊、コンデンサ放電指令を与える。11は電流指令値演算部であり、トルク指令Ｔ^＊およびモータ回転数からd，q軸電流指令値Ｉd^＊，Ｉq^＊を算出する。12は電流ＰＩ制御部であり、ｄ軸用の電流ＰＩ制御部12dおよびｑ軸用の電流ＰＩ制御部12qとを含み、d，q軸電流値Ｉd，Ｉqを読み取り、d，q軸電流指令値Ｉd^＊，Ｉq^＊に近づけるように比例制御、および積分制御を行い、電圧目標値Ｖd^＊，Ｖq^＊を算出する。

13は、2相／3相変換部であり電流ＰＩ制御部12からの電圧目標値Ｖd^＊，Ｖq^＊を座標変換し、Ｕ，Ｖ，Ｗからなる3相各相の電圧目標値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊の瞬時値を算出する。14は、パルス生成手段の典型例としてのPWM変換部であり、直流電圧と比較してＵ，Ｖ，Ｗ3相からなる各相の電圧目標値Ｖｕ^＊，Ｖｖ^＊，Ｖｗ^＊のPWMデューティ比を算出し、該デューティ比指令信号をインバータ4に出力する。インバータ該デューティ比に基づいて、強電素子のスイッチングを行い、3相交流電圧を同期モータ2に出力する。15は、電圧補正部であり、d軸電流値Ｉd，およびd軸電流指令値Ｉd^＊から、バッテリ電圧補正値を算出し、ＰＩ変換部14に出力する。電圧補正部15は、応答性測定手段15a、電源電圧補正手段15bを具える。応答性測定手段15aは、前記電源から供給された電圧を変換して前記インバータから多相モータに印加されるべき電圧の電流指令値に対する実電流値の応答性を測定する。電源電圧補正手段15bは、前記測定された応答性に基づき、前記電圧測定手段によって測定された電源電圧値を補正する。

以下、電圧補正部のロジックをさらに詳細に説明する。図２はステップ的に入力された電流指令値に対する電流値の追従性を示すものである。直流電圧センサ5の検出値と実際のバッテリ電圧値に誤差がなければ、電流ＰＩ制御部12の入力である電流値が、電流指令値に対して所定の時定数で追従する。ところが、実際のバッテリ電圧値が直流電圧センサ5の検出値より大きい場合、PWM変換部14において電圧目標値Ｖd^＊，Ｖq^＊をデューティ変換する際の比較電圧が実際より小さくなるため、デューティ比が過大になる。この結果、電流値が過大となるため、電流指令値への追従性が早くなる。これとは逆に、実際のバッテリ電圧値が直流電圧センサ5の検出値より小さい場合、PWM変換部14において電圧目標値Ｖd^＊，Ｖq^＊をデューティ変換する際の比較電圧が実際より大きくなるため算出されるデューティ比が過小になり、この結果電流値は過小となるため、電流指令値への追従性が遅くなる。よって、図３の電流追従性の比較方法に示すようにd軸電流値で囲まれる斜線の部分の面積について、コンデンサ放電のためd軸電流指令値Ｉd^＊がＰＩ制御部12にステップ入力された場合の電圧センサ誤差無き時の値を記憶しておき、実際のコンデンサ放電時の該面積値該電圧検出誤差推定値により直流電圧を補正し、ＰＷＭ変換部14での直流電圧に対するＵ，Ｖ，Ｗ各相の電圧指令値のデューティ比算出に反映させる。このように応答性を面積で求める場合には、面積同士で差が出易いためより高精度な補正が可能となる。

ここで、電圧補正部15による制御内容を図４のフローチャートに基づいて説明する。ステップS1は、コンデンサ放電処理中であることを、車載用途のモータでは、例えば、さらに上位の機器から得られるイグニッションオフ信号などによって判定する。コンデンサ放電指令が発生していれば次のステップに進み、発生していなければ処理を終了する。ステップS2は、ｄ軸電流値がd軸電流指令値に達しているか否かを判定する。d軸電流値がd軸電流指令値に達していなければステップS3に進み、d軸電流値がd軸電流指令値に達していればステップS4に進む。ステップS3では、d軸電流値の瞬時値について加算処理を行いd軸電流値の積算値ＳＵＭを算出する。ステップS4では、d軸電流値の積算値ＳＵＭと、電圧センサ誤差無き時のd軸電流値の積算値ＳＵＭzを比較し、イコールでなければ直流電圧検出値に誤差があると判定し、次のステップヘ進む。イコールであれば直流電圧検出値が正しいと判定し、処理を終了する。ステップS5では、電圧補正値の算出を行う。SUM＞SUMzの場合直流電圧検出値が過大であると判定し、マイナス補正を行う。SUM＜SUMzの場合、直流電圧検出値が過小であると判定し、プラス補正を行う。
電圧検出誤差推定値の計算は下記の式で求める。
ΔＶdc＝（ＳＵＭz−ＳＵＭ）×α
ここで、αは電動機とインバータの組み合わせで決定される値であり、直流電圧が高精度に検出できる状態でモータ制御を行い算出される。かかる構成によれば、コストや場所の制限により、高精度の直流電圧センサが採用できない場合でも、正しい直流電圧が検出できるため、該検出電圧を比較電圧とした電圧指令値から、パルス生成の基礎となる指令値（典型的にはデューティ比指令値）への変換精度が向上するため、確実に電流制御性能を向上させることができ、ひいては多相モータの制御の精度を向上させることができるようになる。

実施例２
次に第１の実施例を示す。ブロック図は第１の実施例と同様であるため説明を省略する。本実施例においては図５に示すように、d軸電流値の追従時間の比較から電圧センサ誤差を算出する。ここで、バッテリ電圧補正部15による実施例２の制御内容を図６のフローチャートに基づいて説明する。ステップK3，K4，K5以外は第１の実施例と同様であるため説明を省略する。ステップK3では、現在時刻Tnについてコンデンサ放電開始時刻T1との差分をとり、コンデンサ放電処理開始からの経過時間を算出する。ステップK4では、コンデンサ放電処理開始からの経過時間Trと、電圧センサ誤差無き時のコンデンサ放電処理開始からの経過時間Trzを比較し、イコールでなければ直流電圧検出値に誤差があると判定し、次のステップヘ進む。イコールであれば直流電圧検出値が正しいと判定し、処理を終了する。ステップK5では、電圧補正値の算出を行う。Tr＞Trzの場合直流電圧検出値が過大であると判定し、マイナス補正を行う。Tr＜Trzの場合、直流電圧検出値が過小であると判定し、プラス補正を行う。
電圧検出誤差推定値の計算は下記の式で求める。
ΔＶdｃ＝（Trz−Tr）×α
ここで、αは電動機とインバータの組み合わせで決定される値であり、直流電圧が高精度に検出できる状態でモータ制御を行い算出される。

本発明を諸図面や実施例に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。従って、これらの変形や修正は本発明の範囲に含まれることに留意されたい。

第１の実施例のモータ制御ブロック図である。電圧センサ誤差による電流追従性変化を示す図である。第１の実施例の電流追従性の比較方法を示す図である。第１の実施例のフローチャートである。第２の実施例の電流追従性の比較方法を示す図である。第２の実施例のフローチャートである。

符号の説明

1 電動機の制御装置
2 同期モータ
3 バッテリ
4 インバータ
5 電圧センサ
6 回転センサ
7 電流センサ
8 回転角度演算部
9 3相／2相変換部
10 上位コントローラ
11 電流指令値演算部
12 電流ＰＩ制御部
13 2相／3相変換部
14 PWM変換部
15 電圧補正部
15a 応答性測定手段
15b 電源電圧補正手段

Claims

インバータに電圧を供給する電源の電源電圧値を測定する電源電圧測定手段と、
前記電源から供給された電圧を変換して前記インバータから多相モータに印加されるべき電圧の電流指令値に対する実電流値の応答性を測定する応答性測定手段と、
前記測定された応答性に基づき、前記電圧測定手段によって測定された電源電圧値を補正する電源電圧補正手段と、
前記電源補正手段で補正された補正電源電圧値に基づき、各相用のパルスを生成するパルス生成手段と、
を具える多相モータ制御装置。
請求項１に記載の多相モータ制御装置において、
前記実電流値の応答性が、前記インバータを構成する少なくとも１つのコンデンサの放電時に測定されたものである、
ことを特徴とする多相モータ制御装置。