JPH04138096A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

本発明はインバータ制御による交流モータの制御装置に
関する。特に、トルク変動を防止したものに関する。例
えば、交流サーボモータをディジタル制御するためのデ
ィジタルサーボ制御装置に応用できる。

【従来技術】

近年、インバータ制御により、多相交流モータに回転磁
界を発生させる装置が知られている。 回転磁界を発生させるイバータ制御の一例として、正弦
波ＰＷＭ等が知られている。 インバータ制御する場合には、回転磁界の１周期をｎ分
割した制御周期毎に、インバータの各トランジスタを制
御する一連の制御信号が生成される。 例えば、３相（１１，Ｖ、　Ｗ）の電圧制御インバータ
を例にあげると、３相の制御信号は、第４図に示すよう
にｖ０〜ｖ６の７通りの状態をとり得る。この内、制御
信号Ｖ、＝（０，Ｏ，Ｏ）は、各相に電圧が印加されな
いことを意味し、その制御信号ｖ０の持続時間により回
転磁界の速度を変化させることができる。 そして、各制御周期での一連の制御信号は、状態Ｖ、〜
ｖ６のうち、連続した２つの状態と、状態ν。 との３状態で構成される。又、それぞれの状態の継続時
間は、回転磁界の位相及び回転磁界の周波数により異な
る。 例えば、ある制御周期での一連の制御信号は、Ｖ、＝（
０，１，１）がｔ９秒間、Ｖｓ＝（０，１，Ｏ）カｔｚ
秒間、ｖ０＝（０、０，Ｏ）がｔ５秒間継続する信号と
なる。

【発明が解決しようとする！！１に８１ところで、回転
磁界の分割数ｎは大きい程、電流値にリップルの少ない
、従って、トルク変動の少ない制御が可能となる。 しかしながら、分割数ｎを大きくすれば、正弦波ＰＷＭ
によるオーブンループ制御の場合には、制御信号を記憶
するためのメモリ容量が増加するという問題がある。 一方、電流フィードバックを有するディジタルサーボモ
ータの制御の場合には、制御周期き最大回転数とから分
割数ｎが決定される。又、制御周期毎に、各相電流値が
検出されて、ｄｑ変換、目標電流値に対する偏差演算、
比例積分演算、逆ｄｑ変換、各相指令電流値演算、ＰＷ
Ｍ信号演算が行われており、演算時間との関係からこの
制御周期を短くするには限度がある。従って、分割数ｎ
を増加させることにも限度がある。 このような事情から、電流リップルを減少させることが
困難であり、トルク変動を減少させることが困難であっ
た。 本発明は上記ｉｌ１題を解決するために成されたもので
あり、その目的は、モータ制御において、モータの出力
トルクの振動を防止することである。 【課題を解決するための手段】 上記課題を解決するための発明の構成は、多相交流モー
タの各相電圧又は各相電流をインバータにより制御して
回転磁界を発生させるモータ制御装置において、回転磁
界の１周期のｎ分割を１制御周期として、各制御周期内
におけるインバータの一連の制御信号を生成する信号生
成手段と、信号生成手段により生成された１制御周期内
の一連の制御信号のそれぞれの持続時間をｍ分割して、
１組の分割制御信号を、各制御周期毎に、生成する分割
手段と、各制御周期毎に、分割手段により分割された１
組の分割制御信号を繰り返してｍ回出力する信号出力手
段とを有することを特徴とする。

【作用】

信号生成手段は、インバータにより多相モータの回転磁
界を電気角で２π／ｎだけ回転させるための一連の制御
信号を、制御周期毎に生成する。 分割手段は、各制御周期内におけるこの一連の制御信号
のそれぞれの持続時間をｍ分割する。 信号出力手段は分割手段により分割された１組の分割制
御信号を繰り返してｍ回出力する。 これにより、インバータの制御信号の持続時間が１　／
　ｍに短くなり、インバータのトランジスタのオンオフ
周期が１／ｍに短くなる。即ち、略等価的に回転磁界の
分割数がｎ”ｍに増加したこよになる。従って、相電流
のリップルが少なくなり、出力トルクの変動が小さくな
る。 尚、望ましくは、信号出力手段は、分割手段により分割
された１組の分割制御信号を、この１組の分割制御信号
の順序である正順と、その逆の逆順とを交互に繰り返し
てｍ回出力するのが良い。 この場合には、各相電流のリップルはさらに減少する。

【実施例】

以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。 第１図は本発明に係るディジタルサーボ制御装置の構成
を示したブロックダイヤグラムである。 ディジタルサーボ制御装置１０は主として、ＣＰｕ１ｌ
、ＲＯＭ１２、ＲＡＭ１３、ディジタルシグナルプロセ
ッサ（以下「ＤＳＰ」という）　１４、共通ＲＡＭＩ　
７．Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂ及び現在値カウンタ１
６から構成されている。 ＣＰＵＩＩにはインタフェース１９を介してキーボード
２１及びＣＲＴ表示装置１２２が接続されている。 ＤＳＰ１４の出力はインバータ２５に入力され、そのイ
ンバータ２５はＤＳＰ　１４の出力信号に応じてサーボ
モータ３１を駆動する。サーボモータ３１には同期モー
タが用いられ、インバータ２５のＰＷＭ電圧制御により
サーボモータ３１（７）負荷電流が制御され、その結果
、出力トルクが制御される。 サーボモータ３工のＵ相及びＶ相の負荷電流はＣＴ３２
ａ、３２ｂにより検出され、増幅器１８ａ、１８ｂによ
り増幅される。その増幅器１８ａ１８ｂの出力は、Ａ／
Ｄ変換器１５ａ、１５ｂに入力され、所定の周期でサン
プリングされ、ディジタル値に変換される。そのサンプ
リングされた値は、瞬時負荷電流のフィードバック値と
して、ＤＳＰ１４に入力する。 又、サーボモータ３１にはパルスエンコータ３３が接続
され、その現在位置が検出される。パルスエンコーダ３
３の出力は波形成形・方向判別回路３４を介して現在値
カウンタ１６に接続されている。 波形成形・方向判別回路３４を介して現在値カウンタ１
６に入力されるパルスエンコーダ３３からの出力信号は
現在値カウンタ１６の値を加減させる。ＤＳＰ１４によ
り、現在値カウンタ１６の値は現在位置フィードバック
値として読み込まれ、ＤＳＰ１４により、ＣＰＵＩＩか
ら出力された目標値と比較され位置偏差が算出される。 そして、ＤＳＰ１４により、その位置偏差に基づいて速
度目標値が算出される。 又、ＤＳＰ１４に入力された現在位置フィードバック値
は微分され、速度フィードバック値が算出される。ＤＳ
Ｐ１４により、位置偏差に応じて決定される速度目標値
と速度フィードバック値とが比較され速度偏差が算出さ
れ、その速度偏差に基づいて電流目標値が算出される。 ＤＳＰ１４により、この電流目標値は、増幅器１８．１
８ｂ及びＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂを介してＣＴ３２
ａ、３２ｂにて検出された負荷電流の電流フィードバッ
ク値と比較され、電流偏差が算出される。その時の瞬時
電流偏差と瞬時電流偏差の累積値と電流目標値とに基づ
いて、即ち、比例積分演算により、その時の瞬時電流指
令値が演算される。その瞬時電流指令値は高周波数の三
角波と比較され、インバータ２５の各相のトランジスタ
のオンオフを制御する電圧制御ＰＷＭ信号が生成される
。その電圧制御ＰＷＭ信号は、インバータ２５に出力さ
れ、そのインバータ２５の各相のトランジスタがそれぞ
れ駆動される。このインバータ２５のスイッチングによ
り、各相の負荷電流は電流目標値に制御されることにな
る。 尚、サーボモータ３１の位置決めは、ＣＰＵ１１により
、現在値カウンタ１６の出力値が位置の目標値に等しく
なったと判定された時に完了される。 又、Ａ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂによってサンプリング
されたＵ相、Ｖ相の負荷電流値は、ＤＳＰ１４によりｄ
ｑ変換される。 本実施例のディジタルサーボ制御装置は、上述したよう
に、位置、速度及び電流の３つのフィードバックループ
により構成されている。より下位のフィードバックルー
プ程、より高い応答性が要求され、例えば、最下位の電
流フィードバックループは１００馬、速度フィードバッ
クループはその数倍、位置フィードバックループは更に
その数倍の時間間隔で同期を取ってデータのサンプリン
グが実行され、それぞれのフィードバックループの処理
が実行される。 次に、本実施例装置の作動について説明する。 第２図のプログラムは、ＤＳＰ１４によって、所定の最
小周期毎に繰り返し実行される。 ステップ１００では、現実行サイクルが位置偏差演算タ
イミングか否かが判定され、位置偏差演算タンミングで
あれば、ステップ１０２で現在値カウンタ１６に保持さ
れた位置の現在値が読み込まれ、目標値に対する位置偏
差が演算される。次に、ステップ１０４において、位置
偏差に応じて速度目標値が演算される。この位置のフィ
ードバック制御は、第３図の信号Ｓ１で示すタイミング
で実行される。 次に、ステップ１０６において、現実行サイクルが速度
偏差演算タイミングか否かが判定される。 速度偏差演算タンミングであれば、ステップ１０８で、
現在値カウンタ１６に保持された位置の現在値（電気角
）θ（ｎ）が読み込まれる。 次に、ステップ１１０において、前回の速度偏差演算タ
イミング時に読み込まれた位置の現在値（電気角）θ（
ｎ−１）と、速度制御周期りとから現速度制御期間にお
ける速度の現在値Ｖ（ｎ）が次式によって演算される。 ｖ（ｎ）＝（θ（ｎ）−θ（ｎ−１））／　Ｄ　　　　
　　　　−（１）又、ステップ１０４で設定された速度
目標値に対する偏差、即ち、速度偏差が演算される。そ
して、次のステップ１１２において、その速度偏差に応
じて、ｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値が演算される。 この速度フィードバック制御は、第３図の信号Ｓ２で示
すタイミングで実行される。 次に、ステップ１１４において、現実行サイクルが電流
偏差演算タイミングか否かが判定される。 電流偏差演算タイミングであれば、ステップ１１６へ移
行する。ステップ１１６以下は電流フィードバック制御
であり、この制御は、第３図の信号Ｓ３に示すタイミン
グで実行される。 ステップ１１６では、電流制御期間の先頭から測定した
次のステップ１１８での電流検出時刻Δｔ１と、電流制
御期間の先頭から測定した負荷電流の制御時刻△ｔ、を
用いて、その時刻に対応した電気角である電流検出時電
気角θ、と制御時電気角θ。 が補間演算される。 θ１＝＝θ（ｎ）＋ΔＶ（ｎ）・Δ１＋　　　　　　　
　　−（２）θ、＝＝θ（ｎ）＋ΔＶ　（ｎ）・Δｔｚ
　　　　　　　　　−（３）この時刻Δｔ１．△ｔ２と
電気角θ１．θ、は第３図に示すように対応している。 次に、１１８へ移行して、Ｕ相、Ｖ相の瞬時負荷電流の
現在値１ｕ、　ＩｖがＡ／Ｄ変換器１５ａ、１５ｂから
読み込まれる。 次に、ステップ１２０において、その電流の現在値１ｕ
、Ｉｖはｄｑ変換されて、ｄ軸成分１ｄとｑ軸成分１ｑ
とが次式によって演算される。 ＋ｄ、ＩＴ　（ｌｕ−ｓｉｎ（θ１＋２ｙｒ　／３）−
Ｉｖ−ｓｉｎθｌ　３　　−（４］Ｉｑ＝／Ｎ　（Ｉｕ
−ｃｏｓ（θ＋＋２ｙｒ　／３）Ｊｖ−ｃｏｓθＩ）　
　　−（５）尚、ｄＱ座標系は、良く知られたように、
ｄ軸は励磁磁場と同相にとられ、ｑ軸は励磁磁場と電気
角で９０°の位相差にとられた座標系である。ｄ軸成分
は無効成分をｑ軸成分は有効成分を表す。 次に、ステップ１２２において、ステップ１１２で設定
されたｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値を基準として、
比例積分演算により、現時点でのｄ軸成分とｑ軸成分の
電流指令値１ｄ”　、Ｉｑ”が演算される。 次に、ステップ１２４において、次式により、電流指令
値１ｄ”　、ｌｑ”を逆ｄｑ変換して、各相電流指令値
１　ｕ＊　、　ｈｅ　、　Ｉｗｌが演算される。 Ｉｑ”５ｉｎ（θ２＋２　ｙｒ　／３）　）　　　　　
−（７）尚、１ｗ４は、Ｔｗ”＝−（ｌｕ”＋Ｉｖ”）
によって演算される。 次に、ステップ１２６．１２．９にふいて、各相電流指
令値１ｕ”　＋　Ｉｖ”　＊　Ｉｗ”と高周波数の三角
波とのレベル関係を利用して、即ち、平均電圧法を用い
て、１つの制御周期内における一連のＰＷＭ信号が生成
される。 一連のＰＷＭ信号は、第４図に示すように、各相の電圧
印加状態を示した電圧ベクトルで表すことができる。回
転磁界ベクトルは、この電圧ベクトルの積分として表さ
れる。従って、第５図に示すように、各電圧ベクトルＸ
継続時間の和によって回転磁界ベクトルの先端の軌跡が
描かれる。回転磁界を角度２π／ｎ毎に円周上の点に最
短経路で位置決めするためには、１制御周期毎に、第４
図に示す隣接する２つの電圧ベクトルと零ベクトルｖ０
との３つのベクトルでインバータ２５が制御される必要
がある。この３つの電圧ベクトルの組合せと回転磁界の
位相とは一意的に対応する。回転磁界の位相と電圧ベク
トルの組合せの対応表（零ベクトルｖ０は必ず組合せの
１要素となるので、２つの電圧ベクトルの組だけで良い
）が、第６図に示すように、予めＲＯＭ１２に記憶され
ているステップ１２６では、制御時電気角θ、（回転磁
界の位相）から、ＲＯＭ１２における上記のテーブルを
検索してその時の電圧ベクトルの組合せを求める。 ステップ１２８では、各電圧ベクトルの継続時間ｔ＋、
　ｔｉ、　Ｌｓが演算される。 例えば、その電圧ベクトルの組合せが、第７図に示すよ
うに、Ｖ、＝（１，１，０）、　Ｖ、＝（１，Ｏ，Ｏ）
、　Ｖ、＝（０，０゜０）となったとして、各電圧ベク
トルの継続時間ｔ。 ｔ２．　ｔｓが演算される。その演算方法は、本実施例
では、良く知られた平均電圧法が用いられている。 即ち、各相電流指令値１ｕ”　、ｌｖ”　、１ｗ◆のう
ち、絶対値の大きい２つを大きい順に１．”、＋−とす
るとき、継続時間り、　Ｌｘ、　Ｌｓは次式で求められ
る。 ｔｌ”１２＋２＋１．９１　　・Ｔ　／　Ｖ　ｄｃ　　
　　　−（８）ｔ２＝ｌＩ＋φ−１２＄１　　・Ｔ　／
　Ｖ　ｄｃ　　　　　　　−（９）ｊ、＝　Ｔ　−（ｔ
ｌ＋ｔ２）　　　　　　　　　　　　　　　−Ａｍ但し
、Ｔは周期、Ｖｄｃは印加直流電圧である。 次に、ステップ１３０において、継続時間１＋、　１１
ｔ、を４分割した分割継続時間ｔＩ”　＊　Ｌｔ”　、
　ｔ３”が演算される。 次に、ステップ１３２において、第１のＴ／４周期にお
ける順方向の１組の電圧ベクトルによるＰＷＭ信号が、
それぞれの分割継続時間ｔ＋”　　ｔｚ。 ｔ３Ｉだけ出力される。例えば、第８図に示すように、
ν！＝（１，１，０）、　ＶＩ＝（１，０，０＞、　Ｖ
、＝（０，０，０）ノ順ニ、分割継続時間Ｌｌ”　＋　
　２”　＋　ＬＳＩだけ出力される。又、換言すれば、
Ｕ相はｔＩ′＋ｔ２＊だけ電圧が印加され、Ｖ相はｔ−
だけ電圧が印加され、Ｗ相にはＴ／４０期間、電圧は印
加されない。 次に、第８図に示すように、ステップ１３４において、
第２のＴ／４周期における逆方向の１組の電圧ベクトル
によるＰＷＭ信号が、それぞれの分割継続時間ｔ３′ｔ
ケｔ、′だけ出力される。即ち、Ｖ、＝（０，０，０＞
、Ｖ、＝（１，０，０）、Ｖ、＝（１，１，０）ノ順に
、分割継続時間ｔ３”　　ｔ２”　、　ｔ＋’だけ出力
される。 又、換言すれば、ｌ相は、第２のＴ／４周期の最初から
分割継続時間ｔ？経過した時刻から、ｔ、φ＋ｔ２４だ
け電圧が印加され、Ｖ相は第２のＴ／４周期の最初から
分割継続時間ｔ？＋ｔ２Ｉ経過した時刻からｔｌ″だけ
電圧が印加され、Ｗ相にはＴ／４の期間電圧は印加され
ない。 次に、ステップ１３６において、第８図に示すように、
第３のＴ／４周期として、ステップ１３２と同様に順方
向の電圧ベクトルの組によるＰＷＭ信号が出力される。 次に、ステップ１３８において、第８図に示すように、
第４のＴ／４周期として、ステップ１３４と同様に逆方
向の電圧ベクトルの組によるＰＷＭ信号が出力される。 このようにして、４分割された各制御周期のＰＷＭ信号
の４つの分割周期の出力が完了する。この結果、第８図
に示すように、連続した４つの分割周期により１制御周
期が完了する。 尚、明示していないが、各相のＰＷＭ信号を切り換える
時、同相の２つのトランジスタが同時にオンしないよう
にデッドタイム処理が施されている。 このような制御の結果、制御周期Ｔにおける相電流は目
標電流値に対して、第９図に示すように変動する。最大
振幅△は、従来の制御方法のように、制御周期Ｔで制御
した場合の最大振幅４Δ（第１０図図示）に対して、１
／４に低下する。又、制御周期Ｔの終わりにおいて、従
来の方法では、第１０図に示すように、電流の４Δの跳
躍が見られるが、本実施例では、第９図に示すように、
電流の跳躍は見られない。 実際に、本実施例のように４分割制御による相電流を測
定した。その電流の波形を第１１図に示す。又、従来の
４分割によらない制御による相電流を測定した。その電
流の波形を第１２図に示す。両者を比較すれば明らかな
ように、本実施例では、電流のリップルが少なくなって
いるのが分かる。従って、トルク変動が小さくなる。 このようにして、１つの実行サイクルの処理が完了する
。この実行サイクルは、最小の制御周期で実行されてお
り、その整数倍ｎｌで電流フィードバックループが制御
され、その整数倍ｎ、で速度フィードバックループが制
御され、その整数倍ｎ３で位置フィードバックループが
制御されるように、ステップ１００．１０６．１１４で
判定の基準となる回数が設定されている。但し、ｎ、＜
ｎ２≦ｎ、である。 上記のサイクルが繰り返し実行されることで、第３図に
示すタイミングで、位置、速度、電流のフィードバック
制御が行われる。

【発明の効果】

本発明は、信号生成手段により生成された１制御周期内
の一連の制御信号のそれぞれの持続時間をｍ分割して、
１組の分割制御信号を、各制御周期毎に、生成する分割
手段と、各制御周期毎に、分割手段により分割された１
組の分割制御信号を繰り返してｍ回出力する信号出力手
段とを有しているので、相電流のリップルが減少する。 この結果、トルク変動が小さくなる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の具体的な一実施例に係るディジタルサ
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。第
２図は同実施例装置で使用されているＤＳＰによる処理
手順を示したフローチャート。第３図は同じ＜ＤＳＰに
よる位置、速度、電流フィードバック制御のタイミング
を示したタイミングチャート。第４図はＰＷＭ信号に対
応した電圧ベクトルを示したベクトル図。第５図は電圧
ベクトルと回転磁界との関係を示したベクトル図。第６
図は回転磁界の位相と電圧ベクトルとの組の対応関係を
示した説明図。第７図は分割前のＰＷＭ信号を示したタ
イミングチャート。第８図は分割制御による分割ＰＷＭ
信号を示したタイミングチャート。第９図は分割ＰＷＭ
信号による電流変動を模式的に示した説明図。第１０図
は分割しないＰＷＭ信号による電流変動を模式的に示し
た説明図。第１１図は本実施例に係る分割制御による相
電流の測定図。第１２図は分割制御によらない相電流の
測定図である。 １０　ディジタルサーボ制御装置 １ｌ−ＣＰＵ　　１２−ＲＯＭ　　１３−ＲＡＭ１４・
・−ＤＳＰ　（ディジタルシグナルプロセッサ）１５　
ａ、　　１５　ｂ−Ａ／Ｄ変換器１６パ°現在値カウン
タ ２５　・インバータ　３１・・−サーボモータ３２ａ、
３２ｂ　　・・カレントトランスフォーマ（ＣＴ）３３
−−パルスエンコーダ 特許出願人　　豊田工機株式会社 代理　人　　弁理士　藤谷　修 第 図 第 図 第 図 第 図 −一一制御周期Ｔ−シ 電流（Ａ） 電流（Ａ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 多相交流モータの各相電圧又は各相電流をインバータに
   より制御して回転磁界を発生させるモータ制御装置にお
   いて、 前記回転磁界の１周期のｎ分割を１制御周期として、各
   制御周期内における前記インバータの一連の制御信号を
   生成する信号生成手段と、 前記信号生成手段により生成された前記１制御周期内の
   一連の制御信号のそれぞれの持続時間をｍ分割して、１
   組の分割制御信号を、前記各制御周期毎に、生成する分
   割手段と、前記各制御周期毎に、前記分割手段により分
   割された１組の分割制御信号を繰り返してｍ回出力する
   信号出力手段と を有することを特徴とするモータ制御装置。