JPH04271412A - ディジタルサーボ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル制御のフィ
ードフォワード機能を有するディジタルサーボ制御装置
に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来、サーボ制御装置において、アナロ
グ式のフィードフォワード機能を有するものが知られて
いる。このアナログ式のフィードフォワードは、指令パ
ルスの周波数を電圧に変換して速度フィードバックルー
プに加算出力するものである。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】このアナログ式のフィ
ードフォワード機能を有するものにおいては、フィード
フォワード値がそのＦ／Ｖ変換時にハードウェアのもつ
時定数により所定の時間だけ遅れが発生する。上述の時
間ズレ（位相ズレ）が存在すると、指令速度が不必要に
変化することとなる。その結果、サーボ系が振動して、
工作物の加工面にビビリが発生し、工作物の仕上げ形状
を変形させる原因となっていた。又、カム等の非真円形
工作物を加工する場合には、主軸の回転角θに関する外
形面の中心軸からの位置Ｘは、図１３の（ａ）に示すよ
うに与えられる。しかし、この外形特性は、たとえば、
回転角０．５度毎の位置Ｘで与えられるため、その位置
の回転角θに関する微分値は図１３の（ｂ）に示すよう
に、高周波成分が含まれる。よって、ディジタル制御で
フィードフォワード制御する場合には、この高周波成分
がそのまま速度フィードバックループに加わるために、
追随精度は向上するがサーボモータのトルクに高周波成
分が含まれ、加工面の加工精度が良くないという問題が
生じる。 【０００４】本発明は、上記の課題を解決するために成
されたものであり、その目的とするところは、サーボ系
の振動によって生じる工作物の加工面のビビリをなくし
、工作物の加工形状の精度を向上させることである。 【０００５】 【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の発明の構成は、位置フィードバックループ、速度フィ
ードバックループ、電流フィードバックループを有し、
指令値及び帰還値をディジタル量で与えたディジタルサ
ーボ制御装置において、現在時刻において指令された目
標位置の時間変動から算出された指令速度に対応した現
在時刻のフィードフォワード値を算出するフィードフォ
ワード値演算手段と、フィードフォワード値演算手段に
より算出されたフィードフォワード値の時間変動を滑ら
かにするフィルタ手段と、フィルタ手段の出力を速度フ
ィードバックループに加算出力するフィードフォワード
出力手段とを設けたことである。 【０００６】 【作用】フィードフォワード値演算手段により、目標位
置の時間変動から現在時刻におけるフィードフォード値
が演算される。そのフィードフォワード値はフィルタ手
段により、フィードフォワード値の時間変動における高
周波成分が除去される。その結果、時間的変動が滑らか
な出力がフィルタ手段から得られ、その出力はフィード
フォワード出力により速度フィードバックループに加算
出力される。この結果、速度フィードバックループに加
算されるフィードフォワード値が滑らかに変化すること
から、サーボモータの微小振動が抑制され、加工面の面
精度が向上する。 【０００７】 【実施例】以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説
明する。図１は本発明に係るディジタルサーボ制御装置
の構成を示したブロックダイヤグラムである。ディジタ
ルサーボ制御装置１０は主として、ＣＰＵ１１、ＲＯＭ
１２、ＲＡＭ１３、ディジタルシグナルプロセッサ（以
下「ＤＳＰ」という）１４、共通ＲＡＭ１７，Ａ／Ｄ変
換器１５ａ，１５ｂ及び現在値カウンタ１６から構成さ
れている。ＣＰＵ１１にはインタフェース１９を介して
キーボード２１及びＣＲＴ表示装置２２が接続されてい
る。 【０００８】ＤＳＰ１４の出力はインバータ２５に入力
され、そのインバータ２５はＤＳＰ１４の出力信号に応
じてサーボモータ３１を駆動する。サーボモータ３１に
は同期モータが用いられ、インバータ２５のＰＷＭ電圧
制御によりサーボモータ３１の負荷電流が制御され、そ
の結果、出力トルクが制御される。サーボモータ３１の
ｕ相及びｖ相の負荷電流はＣＴ３２ａ，３２ｂにより検
出され、増幅器１８ａ，１８ｂにより増幅される。その
増幅器１８ａ，１８ｂの出力は、Ａ／Ｄ変換器１５ａ，
１５ｂに入力され、所定の周期でサンプリングされ、デ
ィジタル値に変換される。そのサンプリングされた値は
、瞬時負荷電流のフィードバック値として、ＤＳＰ１４
に入力する。 【０００９】又、サーボモータ３１にはパルスエンコー
ダ３３が接続され、その現在位置が検出される。パルス
エンコーダ３３の出力は波形成形・方向判別回路３４を
介して現在値カウンタ１６に接続されている。波形成形
・方向判別回路３４を介して現在値カウンタ１６に入力
されるパルスエンコーダ３３からの出力信号は現在値カ
ウンタ１６の値を加減させる。ＤＳＰ１４により、現在
値カウンタ１６の値は現在位置フィードバック値として
読み込まれ、ＤＳＰ１４により、ＣＰＵ１１から出力さ
れた目標値と比較され位置偏差が算出される。そして、
ＤＳＰ１４により、その位置偏差に基づいて速度目標値
が算出される。 【００１０】又、ＤＳＰ１４に入力された現在位置フィ
ードバック値は微分され、速度フィードバック値が算出
される。ＤＳＰ１４により、位置偏差に応じて決定され
る速度目標値と速度フィードバック値とが比較され速度
偏差が算出され、その速度偏差に基づいて電流目標値が
算出される。ＤＳＰ１４により、この電流目標値は、増
幅器１８ａ，１８ｂ及びＡ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂを
介してＣＴ３２ａ，３２ｂにて検出された負荷電流の電
流フィードバック値と比較され、電流偏差が算出される
。その時の瞬時電流偏差と瞬時電流偏差の累積値と電流
目標値とに基づいて、即ち、比例積分演算により、その
時の瞬時電流指令値が演算される。 【００１１】その瞬時電流指令値は高周波数の三角波と
比較され、インバータ２５の各相のトランジスタのオン
オフを制御する電圧制御ＰＷＭ信号が生成される。その
電圧制御ＰＷＭ信号は、インバータ２５に出力され、そ
のインバータ２５の各相のトランジスタがそれぞれ駆動
される。このインバータ２５のスイッチングにより、各
相の負荷電流は電流目標値に制御されることになる。 【００１２】尚、サーボモータ３１の位置決めは、ＣＰ
Ｕ１１により、現在値カンウタ１６の出力値が位置の目
標値に等しくなったと判定された時に完了される。又、
Ａ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂによってサンプリングされ
たｕ相、ｖ相の負荷電流値は、ＤＳＰ１４によりｄｑ変
換される。本実施例のディジタルサーボ制御装置は、上
述したように、位置、速度及び電流の３つのフィードバ
ックループにより構成されている。より下位のフィード
バックループ程、より高い応答性が要求され、例えば、
最下位の電流フィードバックループは　１００μｓ　、
速度フィードバックループはその数倍、位置フィードバ
ックループは更にその数倍の時間間隔で同期をとってデ
ータのサンプリングが実行され、それぞれのフィードバ
ックループの処理が実行される。 【００１３】図２は、上述された本実施例装置の位置、
速度及び電流の３つのフィードバックループに対するフ
ィードフォワード制御の概念を示したブロックダイヤグ
ラムである。現在時刻（ｉ）において、指令された目標
位置（ｆｉ　）　は、フィードフォワードループの微分
器Ｓにより微分され、その微分値にフィードフォワード
ゲインＫが掛けられ、現在時刻における速度目標値に対
するフィードフォワード値（Ｋ・ｆｉ　・Ｓ）が演算さ
れる。 そして、それらの値はローパスフィルタに入力してその
値に含まれる高周波成分が除去される。その結果、高周
波成分の除去されたフィードフォワード値（Ｋ′・ｆｉ
・Ｓ）が得られる。そして、現在時刻（ｉ）におけるフ
ィルタリングされたフィードフォワード値（Ｋ′・ｆｉ
　・Ｓ）が速度フィードバックループの指令値に加算さ
れる。 【００１４】一方、現在時刻（ｉ）における指令された
目標位置（ｆｉ　）　　が位置フィードバックループの
指令値として出力される。尚、Ｋｐ　は位置フィードバ
ックループゲインである。 【００１５】次に、本実施例装置の作動について説明す
る。図３、図４のプログラムは、ＤＳＰ１４によって、
所定の最小周期毎に繰り返し実行される。ステップ１０
０では、現実行サイクルが位置偏差演算タイミングか否
かが判定され、位置偏差演算タンミングであればステッ
プ１０２に移行し、共通ＲＡＭからＣＰＵ１１により指
令された目標位置Ｐｏ　が入力され記憶される。又、過
去一定時間ｔ内の目標位置は共通ＲＡＭ１７に記憶され
ている。次に、フィードフォワード値演算手段を達成す
るステップ１０４に移行し、ステップ１０２で記憶され
た目標位置Ｐｏ　を微分演算し、フィードフォワード値
を演算する。次に、フィルタ手段を達成するステップ１
０６に移行し、フィードフォワード値Ａｉ　（＝Ｋ・ｆ
ｉ　・Ｓ）のフィルタリングが行われる。 【００１６】フィルタリングは図１０に示すプログラム
に従って実行される。ステップ２００において、残留値
Ｒに今回のフィードフォワード値Ａｉ　が加算される。 次に、ステップ２０２において、残留値Ｒの関数Ｆの値
Ｆ（Ｒ）がフィルタリング処理後のフィードフォワード
値として演算される。そのフィルタリング後のフィード
フォワード値Ｆ（Ｒ）は共通ＲＡＭ１７に記憶される。 【００１７】関数Ｆは、たとえば、０．７×Ｒのような
関数である。この関数の時、現在の残留値Ｒの７０％が
フィルタリング後のフィードフォワード値として出力さ
れ、残留値Ｒの残りの３０％は現制御サイクル以降のフ
ィードフォワード値に残留される。 【００１８】次に、ステップ２０４において、残留値Ｒ
から現制御サイクルで出力されたフィードフォワード値
Ｆ（Ｒ）が減算され、残留値Ｒが更新される。そして、
新しい残留値Ｒは以後の制御サイクルで出力されるべき
フィードフォワード値の一部として考慮される。 【００１９】目標値がステップ関数で変化した場合には
、その微分値は図１１の（ａ）に示すようにインパルス
となる。しかし、このような残留値Ｒの７０％を出力と
するというフィルタリング処理の結果、フィルタリング
されたフィードフォワード値は、図１１の（ｂ）に示す
ように変化する。即ち、目標値の微分値がインパルスで
あっても、時間的に滑らかに変化するフィードフォワー
ド値が得られる。 【００２０】又、図１２の（ａ）に示すような目標値の
微分値の時間変化に対して、フィルタリング後のフィー
ドフォワード値の時間変化は図１２の（ｂ）に示すよう
に滑らかな変化となる。フィルタリング処理が完了する
と、ＣＰＵの実行ステップは、図３のステップ１０８に
戻る。 【００２１】ステップ１０８において、現在値カウンタ
１６に保持された位置の現在値Ｐａ　が読み込まれる。 次に、ステップ１１０において、現時刻（ｉ）の目標位
置Ｐ（ｉ）と現在位置Ｐａ　との位置偏差ΔＰ（ｉ）が
演算される。次に、ステップ１１２において、速度目標
値が位置偏差ΔＰ（ｉ）に比例した値、即ち、次式によ
り演算される。 【数１】Ｖ＝ｋ・ΔＰ（ｉ） この位置のフィードバック制御は、図５の信号Ｓ１で示
したタイミングで実行される。 【００２２】次に、ステップ１１４において、現実行サ
イクルが速度偏差演算タイミングか否かが判定される。 速度偏差演算タンミングであればステップ１１６に移行
し、現在値カウンタ１６に保持された位置の現在値（電
気角）θ（ｎ）　が読み込まれる。次にステップ１１８
に移行して、現時刻（ｉ）におけるフィルタリングされ
たフィードフォワード値Ｆ（Ｒ）が共通ＲＡＭ１７から
読み出されて、フィードフォワード制御による速度目標
値が次式により演算され更新される。 【数２】Ｖ＝Ｖ＋Ｆ（Ｒ） 【００２３】次に、ステップ１２０において、前回の速
度偏差演算タイミング時に読み込まれた位置の現在値（
電気角）θ（ｎ−１）　と、速度制御周期Ｄとから現速
度制御期間における速度の現在値Ｖ（ｎ）が次式によっ
て演算される。 【数３】ｖ（ｎ）＝（θ（ｎ）−θ（ｎ−１））／Ｄ　
　【００２４】又、ステップ１１２で設定された速度目
標値に対する偏差、即ち、速度偏差が演算される。そし
て、次のステップ１２２において、その速度偏差に応じ
て、ｄ軸成分とｑ軸成分の電流目標値が演算される。こ
の速度フィードバック制御は、図５の信号Ｓ２で示した
タイミングで実行される。 【００２５】次に、ステップ１２４において、現実行サ
イクルが電流偏差演算タイミングか否かが判定される。 電流偏差演算タイミングであれば、ステップ１２６に移
行する。ステップ１２６以下は電流フィードバック制御
であり、この制御は、図５の信号Ｓ３に示したタイミン
グで実行される。ステップ１２６では、電流制御期間の
先頭から測定した次のステップ１２８での電流検出時刻
Δｔ１　、電流制御期間の先頭から測定した負荷電流の
制御時刻Δｔ２　を用いて、その時刻に対応した電気角
である電流検出時電気角θ１　と制御時電気角θ２　が
補間演算される。 【００２６】 【数４】θ１　＝θ（ｎ）＋ΔＶ（ｎ）・Δｔ１　【数
５】θ２　＝θ（ｎ）＋ΔＶ（ｎ）・Δｔ２　【００２
７】この時刻Δｔ１　，Δｔ２　と電気角θ１　，　θ
２　とは図５に示したように対応している。次にステッ
プ１２８に移行して、ｕ相、ｖ相の瞬時負荷電流の現在
値Ｉｕ，Ｉｖ　がＡ／Ｄ変換器１５ａ，１５ｂから読み
込まれる。次に、ステップ１３０において、その電流の
現在値Ｉｕ，Ｉｖ　はｄｑ変換されて、ｄ軸成分Ｉｄと
ｑ軸成分Ｉｑとが次式によって演算される。 【数６】Ｉｄ＝２１／２｛ｌｕｓｉｎ（θ１＋２π／３
）−Ｉｖｓｉｎθ１｝【数７】Ｉｑ＝２１／２｛Ｉｕｃ
ｏｓ（θ１＋２π／３）−Ｉｖｃｏｓθ１｝【００２８
】尚、ｄｑ座標系は、良く知られたように、ｄ軸は励磁
磁場と同相にとられ、ｑ軸は励磁磁場と電気角で９０°
の位相差にとられた座標系である。ｄ軸成分は無効成分
をｑ軸成分は有効成分を表す。次に、ステップ１３２に
おいて、ステップ１２２で設定されたｄ軸成分とｑ軸成
分の電流目標値を基準として、比例積分演算により、現
時点でのｄ軸成分とｑ軸成分の電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ
＊　が演算される。 【００２９】次に、ステップ１３４において、次式によ
り、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊　を逆ｄｑ変換して、各
相電流指令値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊　が演算される。 【数８】Ｉｕ＊　＝（２／３）１／２　・｛Ｉｄ＊　ｃ
ｏｓθ２　−Ｉｑ＊ｓｉｎθ２｝【数９】 　　Ｉｖ＊　＝（２／３）１／２　・｛Ｉｄ＊　ｃｏｓ
（θ２　＋２π／３）　−Ｉｑ＊ｓｉｎ（θ２　＋２π
／３）｝　　尚、Ｉｗ＊は、Ｉｗ＊＝−（Ｉｕ＊＋Ｉｖ
＊）　によって演算される。 【００３０】次に、ステップ１３６，１３８において、
各相電流指令値Ｉｕ＊　，Ｉｖ＊　，Ｉｗ＊　と高周波
数の三角波とのレベル関係を利用して、即ち、平均電圧
法を用いて、１つの制御周期内における一連のＰＷＭ信
号が生成される。一連のＰＷＭ信号は、図６に示したよ
うに、各相の電圧印加状態を示した電圧ベクトルで表す
ことができる。回転磁界ベクトルは、この電圧ベクトル
の積分として表される。従って、図７に示したように、
各電圧ベクトル×継続時間の和によって回転磁界ベクト
ルの先端の軌跡が描かれる。回転磁界を角度２π／ｎ毎
に円周上の点に最短経路で位置決めするためには、１制
御周期毎に、図６に示した隣接する２つの電圧ベクトル
と零ベクトルＶ０　の３つのベクトルでインバータ２５
が制御される必要がある。この３つの電圧ベクトルの組
合せと回転磁界の位相とは一意的に対応する。回転磁界
の位相と電圧ベクトルの組合せの対応表（零ベクトルＶ
０　は必ず組合せの１要素となるので、２つの電圧ベク
トルの組だけで良い）が、図８に示したように、予めＲ
ＯＭ１２に記憶されている。 【００３１】ステップ１３６では、制御時電気角θ２　
回転磁界の位相）　から、ＲＯＭ１２における上記のテ
ーブルを検索してその時の電圧ベクトルの組合せを求め
る。 ステップ１３８では、各電圧ベクトルの継続時間ｔ１，
ｔ２，ｔ３　が演算される。例えば、その電圧ベクトル
の組合せが、図９に示したように、Ｖｎ　＝（１，１，
０），Ｖ１　＝（１，０，０），　Ｖ２　＝（０，０，
０）となったとして、各電圧ベクトルの継続時間ｔ１，
ｔ２，ｔ３　が演算される。その演算方法は、本実施例
では、良く知られた平均電圧法が用いられている。 【００３２】即ち、各相電流指令値Ｉｕ＊　，Ｉｖ＊　
，Ｉｗ＊　のうち、絶対値の大きい２つを大きい順にＩ
１，　Ｉ２とするとき、継続時間ｔ１，ｔ２，ｔ３　は
次式で求められる。 【数１０】ｔ１　＝｜２Ｉ２＊＋Ｉ１＊｜・Ｔ／Ｖｄｃ
【数１１】ｔ２　＝｜Ｉ１＊−Ｉ２＊｜・Ｔ／Ｖｄｃ【
数１２】ｔ３　＝Ｔ−（ｔ１＋ｔ２　）但し、Ｔは周期
、Ｖｄｃは印加直流電圧である。 【００３３】次に、ステップ１４０において、１組の電
圧ベクトルによるＰＷＭ信号が、継続時間ｔ１，ｔ２，
ｔ３　だけ出力される。例えば、図９に示したように、
Ｖ６　＝（１，１，０），Ｖ１　＝（１，０，０），Ｖ
０　＝（０，０，０）の順に、継続時間ｔ１，ｔ２，ｔ
３　だけ出力される。又、換言すれば、Ｕ　相はｔ１　
＋ｔ２　だけ電圧が印加され、Ｖ　相はｔ１　だけ電圧
が印加され、Ｗ　相にはその制御期間、電圧は印加され
ない。 【００３４】このようにして、１つの実行サイクルの処
理が完了する。この実行サイクルは、最小の制御周期で
実行されており、その整数倍ｎ１　で電流フィードバッ
クループが制御され、その整数倍ｎ２　で速度フィード
バックループが制御され、その整数倍ｎ３　で位置フィ
ードバックループが制御されるように、ステップ１００
，１１４，１２４で判定の基準となる回数が設定されて
いる。 但し、ｎ１　＜ｎ２　≦ｎ３　である。上記のサイクル
が繰り返し実行されることで、図５に示したタイミング
で、位置、速度、電流のフィードバック制御が行われる
。但し、図５に示したタイミングはＣＰＵ１１によるプ
ログラム実行時からの計時によって検出される。 【００３５】このように、フィードフォワード値は予め
所定時間にて平均化されて安定した値となる。又、時間
遅れ補償が行われることにより、指令された目標位置と
位置フィードバックループの帰還値とフィードフォワー
ド値とを同期させることができる。 【００３６】上記のように目標位置を微分して得られた
フィードフォワード値は図１０に示した演算によりフィ
ルタリングされているが、ディジタルローパスフィルタ
を用いて時間変動が滑らかになるよにフィルタリングし
ても良い。 【００３７】 【発明の効果】本発明は、目標位置の時間変動から求め
られるフィードフォワード値の時間変動が滑らかとなる
ようにフィルタリング処理を施した後に、そのフィルタ
リングされたフィードフォワード値を速度フィードバッ
クループに加算するようにしている。従って、フィード
フォワードにより追随性が向上すると共にフィードフォ
ワード値が滑らかになる結果、サーボモータのトルク変
動が滑らかとなり、加工面の面精度が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の具体的な一実施例に係るディジタルサ
ーボ制御装置の構成を示したブロックダイヤグラム。

【図２】同実施例装置の位置、速度及び電流の３つのフ
ィードバックループに対するフィードフォワード制御の
概念を示したブロックダイヤグラム。

【図３】同実施例装置で使用されているＤＳＰによる処
理手順を示したフローチャート。

【図４】同実施例装置で使用されているＤＳＰによる処
理手順を示したフローチャート。

【図５】同じくＤＳＰによる位置、速度、電流フィード
バック制御のタイミングを示したタイミングチャート。

【図６】ＰＷＭ信号に対応した電圧ベクトルを示したベ
クトル図。

【図７】電圧ベクトルと回転磁界との関係を示したベク
トル図。

【図８】回転磁界の位相と電圧ベクトルとの組の対応関
係を示した説明図。

【図９】ＰＷＭ信号を示したタイミングチャートである
。

【図１０】フィードフォワード値のフィルタリング処理
の手順を示したフローチャート。

【図１１】フィルタリング処理の効果を示す説明図。

【図１２】フィルタリング処理の効果を示す説明図。

【図１３】非真円形工作物のフィードフォワード値に高
周波成分が含まれることを示した説明図。

【符号の説明】

１０…ディジタルサーボ制御装置 １１…ＣＰＵ　　１２…ＲＯＭ　　１３…ＲＡＭ１４…
ＤＳＰ（ディジタルシグナルプロセッサ）１５ａ，１５
ｂ…Ａ／Ｄ変換器 １６…現在値カウンタ ２５…インバータ　　３１…サーボモータ３２ａ，３２
ｂ…カレントトランスフォーマ（ＣＴ）　３３…パルス
エンコーダ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】　　位置フィードバックループ、速度フィ
   ードバックループ、電流フィードバックループを有し、
   指令値及び帰還値をディジタル量で与えたディジタルサ
   ーボ制御装置において、現在時刻において指令された目
   標位置の時間変動から算出された指令速度に対応した現
   在時刻のフィードフォワード値を算出するフィードフォ
   ワード値演算手段と、前記フィードフォワード値演算手
   段により算出されたフィードフォワード値の時間変動を
   滑らかにするフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力
   を前記速度フィードバックループに加算出力するフィー
   ドフォワード出力手段とを備えたことを特徴とするディ
   ジタルサーボ制御装置。