JP7261050B2 - モータ制御装置及びモータ制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置及びモータ制御方法に関する。

特許文献１には、直流を交流に変換してモータに供給する電力変換器と、モータのｄ、ｑ軸の電流検出値と電流指令値との電流偏差に対する積分制御を含むフィードバック制御により電流検出値を電流指令値に近付けるようなｄ、ｑ軸の電圧指令値を演算し、当該電圧指令値に基づいて電力変換器を制御する制御器と、を備えたモータ制御装置が記載されている。

特開２００８－１７３００６号公報

ここで、モータの制御では、一般に、電力変換器の出力電圧が電力変換器の電源電圧（直流電圧）で飽和する電圧飽和状態が生じ得る。この電圧飽和状態では、演算した電圧指令値とは異なる電圧値によりモータの駆動が制御されることになる。そのため、電流検出値と電流指令値との電流偏差が０にならない、いわゆるワインドアップ現象が発生する。このようなワインドアップ現象の発生中に積分制御を実行し続けると、電流偏差を０にすべく過剰に増大又は減少するような積分値が演算される。その後、例えば、電流指令値が変更された場合、ワインドアップ現象が終了するものの過剰に変化した積分値を減少又は増大させて電流偏差を０にするまでに時間がかかってしまう。したがって、例えば、ワインドアップ現象の発生後に電流指令値を変更した場合などの過渡状態において電流検出値の電流指令値への収束性が悪化するなど、電流制御の安定性が悪化するおそれがあった。

そこで、本発明は、電流制御の安定性を向上させることのできるモータ制御装置及びモータ制御方法を提供することを目的とする。

そこで、モータ制御装置は、直流を交流に変換して３相ブラシレスモータに供給する電力変換器と、３相ブラシレスモータのｄ、ｑ軸の電流検出値と電流指令値との電流偏差に対する積分制御を含むフィードバック制御によりｄ、ｑ軸の電圧指令値を演算し、当該電圧指令値に基づいて電力変換器を制御する制御器と、を備え、制御器は、積分制御の積分値を所定の範囲内に制限するとともに、３相ブラシレスモータの動作状態及び特性に応じて所定の範囲を動的に設定する。

また、モータ制御方法では、３相ブラシレスモータのｄ、ｑ軸の電流検出値と電流指令値との電流偏差に対する積分制御を含むフィードバック制御によりｄ、ｑ軸の電圧指令値を演算し、直流を交流に変換して３相ブラシレスモータに供給する電力変換器を電圧指令値に基づいて制御する制御器が、電圧指令値を演算する際に積分制御の積分値を所定の範囲内に制限するとともに、３相ブラシレスモータの動作状態及び特性に応じて所定の範囲を動的に設定する。

モータ制御装置及びモータ制御方法によれば、電流制御の安定性を向上させることができる。

モータ制御装置を適用した車両用内燃機関の一例を示す構成図である。 車両用内燃機関におけるＶＣＲ機構のためのストッパ機構の一例を示す部分拡大図である。 ＶＣＲ機構のモータ及びモータ制御装置の一例を示す構成図である。 モータ制御装置の制御器の内部構成の一例を示す構成図である。 制御器のベクトル制御部の内部構成の一例を示す構成図である。 従来のモータ制御装置による制御結果を示すタイムチャートである。 図６の制御結果における積分値の時間変化を示すタイムチャートである。 第１実施形態による第２のｄ（ｑ）軸電流指令値演算部の内部構成の一例を示す構成図である。 第１実施形態によるベクトル制御処理の一例を示すフローチャートである。 第１実施形態による積分値決定処理の一例を示すフローチャートである。 第１実施形態による制御結果の一例を示すタイムチャートである。 図１１の制御結果における積分値の時間変化の一例を示すタイムチャートである。 過変調制御を実行した場合に生じる問題を説明するための図である。 第２実施形態に係るモータ制御装置のベクトル制御部の内部構成の一例を示す構成図である。 第２実施形態による第２の指令電流演算部の内部構成の一例を示す構成図である。 第２実施形態の第１変形例を説明するための図である。 第２実施形態の第２変形例を説明するための図である。 第２実施形態の第３変形例を説明するための図である。 積分制限値変更前の制御結果の一例を示すタイムチャートである。 積分制限値変更後の制御結果の一例を示すタイムチャートである。 第３実施形態による第２のｄ（ｑ）軸電流演算部の内部構成の一例を示す構成図である。 第３実施形態による電圧制限値の時間変化の一例を示すタイムチャートである。 同上電圧制限値の時間変化の他の例を示すタイムチャートである。 第３実施形態による制御結果の一例を示すタイムチャートである。 同上制御結果と図１３に示す制御結果とを比較するための図である。 第４実施形態によるベクトル制御処理の一例を示すフローチャートである。 第４実施形態による電圧制限値決定処理の一例を示すフローチャートである。 第４実施形態による積分値決定処理の一例を示すフローチャートである。 第４実施形態による電圧指令値決定処理の一例を示すフローチャートである。

以下、添付図面を参照しつつ本発明を実施するための実施形態について説明する。
図１は、モータ制御装置を適用した車両用内燃機関（エンジン）の一例を示す構成図である。

エンジン１は、シリンダブロック１０と、シリンダブロック１０のシリンダボア１０Ａに往復動可能に挿入されたピストン１２と、シリンダブロック１０の上部に取り付けられたシリンダヘッド１４と、を備えている。ピストン１２の冠面１２Ａとシリンダヘッド１４の下面との間には、燃焼室Ｓが形成されている。

ピストン１２は、コネクティングロッド（コンロッド（conn-rod））１６を介してクランクシャフト１８に連結されている。シリンダヘッド１４には、それぞれ、燃焼室Ｓに向かって開口する吸気ポート１４Ａ及び排気ポート１４Ｂが設けられている。また、シリンダヘッド１４には、吸気ポート１４Ａの開口を開閉する吸気バルブ２０Ａと、排気ポート１４Ｂの開口を開閉する排気バルブ２０Ｂとが取り付けられている。さらに、シリンダヘッド１４には、燃焼室Ｓに燃料を噴射する燃料噴射装置２２と、燃料と空気との混合気を着火する点火装置２４とが取り付けられている。

また、エンジン１は、例えば、特開２００２－２７６４４６号公報に開示されるような複リンク機構によって、燃焼室Ｓの容積を変更することで、圧縮比を可変とする可変圧縮比（ＶＣＲ：Variable Compression Ratio）機構２６を備えている。

ＶＣＲ機構２６の複リンク機構は、例えば、以下のように構成されている。
コンロッド１６は、ロアリンク１６Ａ及びアッパリンク１６Ｂを有する。ロアリンク１６Ａは、略三角形状の２つの部材で構成されている。ロアリンク１６Ａの略中央部には、クランクシャフト１８に連結するための連結孔が形成されている。アッパリンク１６Ｂは、下端側が第１の連結ピン２８によりロアリンク１６Ａの一端に回動可能に連結され、上端側がピストンピン３０によりピストン１２に回動可能に連結されている。クランクシャフト１８は、複数のジャーナル部１８Ａ及びクランクピン部１８Ｂを有する。ジャーナル部１８Ａは、シリンダブロック１０の主軸受（図示省略）に回転自在に支持されている。クランクピン部１８Ｂは、ロアリンク１６Ａの連結孔に挿入されている。これにより、ロアリンク１６Ａがクランクピン部１８Ｂに回転自在に連結される。また、クランクピン部１８Ｂは、ジャーナル部１８Ａから所定量偏心している。シリンダブロック１０の下部には、コントロールシャフト３２が回転可能に支持されている。コントロールシャフト３２は、その回転中心から偏心している偏心カム部３２Ａを有する。このコントロールシャフト３２とロアリンク１６Ａの他端とは、コントロールリンク３４を介して連結されている。コントロールリンク３４は、上端側が第２の連結ピン３６によりロアリンク１６Ａの他端に回動可能に連結され、下端側がコントロールシャフト３２を介してシリンダブロック１０の下部に回動可能に連結されている。より詳細には、コントロールリンク３４の下端側は、偏心カム部３２Ａに回転可能に嵌合している。

このような複リンク機構を用いたＶＣＲ機構２６では、コントロールシャフト３２の回動位置が電動アクチュエータ３８によって制御される。電動アクチュエータ３８は、詳細を後述するモータと、減速機３８Ａと、出力軸３８Ｂと、を含む。モータの回転出力は、まず、減速機３８Ａによって減速されて出力軸３８Ｂに伝達される。回転出力は、出力軸３８Ｂに伝達された後、出力軸３８Ｂに形成されたギア（例えば、ウォームギア）３８Ｂ１とコントロールシャフト３２に形成されたギア（例えば、ウォームホイール）３２Ｂとの噛合によって、コントロールシャフト３２に伝達される。出力軸３８Ｂの回転角度（実際の角度）βは、例えば、出力軸３８Ｂにロータが取り付けられたレゾルバなどの回転角度センサ４０によって検出される。回転角度センサ４０は、実際の角度βに対応した実角度信号を出力する。

そして、ＶＣＲ機構２６では、電動アクチュエータ３８の出力軸３８Ｂを正転又は逆転させることでコントロールシャフト３２が回動すると、偏心カム部３２Ａの中心位置が変化する。つまり、シリンダブロック１０に対する偏心カム部３２Ａの相対位置が変化する。これにより、コントロールリンク３４の下端の揺動支持位置が変化すると、ピストン上死点（ＴＤＣ）におけるピストン１２の位置が高くなったり低くなったりして、燃焼室Ｓの容積が増減する。したがって、エンジン１の圧縮比が低圧縮比又は高圧縮比に変更される。すなわち、エンジン１の圧縮比は、出力軸３８Ｂの回転角度に応じて変化する。

ＶＣＲ機構２６には、図２に示すように、コントロールシャフト３２が通常の制御範囲を超えて回動しようとするときに、通常の制御範囲以上の回動を規制するストッパ機構４２が取り付けられている。ストッパ機構４２は、コントロールシャフト３２に要の部分が固定された第１の部材４２Ａと、シリンダブロック１０に固定された板形状の第２の部材４２Ｂとを有する。

第１の部材４２Ａは、コントロールシャフト３２と一体回転する。第２の部材４２Ｂは、通常の制御範囲である最高圧縮比（又は最低圧縮比）を超えてコントロールシャフト３２が回動したときに、第１の部材４２Ａの中心角を規定する２辺の一方に当接する。これにより、コントロールシャフト３２の変位が規制される。ここで、ストッパ機構４２は、コントロールシャフト３２が通常の制御範囲を超えようとするときに機能する。そのため、通常制御では、第１の部材４２Ａが第２の部材４２Ｂに当接しないので、例えば、異音発生などを抑制することができる。

エンジン１の燃焼制御は、マイクロコンピュータを内蔵したエンジンコントローラ４４が、燃料噴射装置２２の噴射量及び噴射時期、並びに、点火装置２４の点火時期などを電子制御することで行われる。エンジンコントローラ４４には、例えば、車載ネットワークの一例であるＣＡＮ（Controller Area Network）を介して、ＶＣＲ機構２６を電子制御するＶＣＲコントローラ４６が接続されている。したがって、エンジンコントローラ４４とＶＣＲコントローラ４６との間では、ＣＡＮを介して任意のデータを送受信できる。尚、車載ネットワークとしては、ＣＡＮに限らず、ＦｌｅｘＲａｙ（登録商標）などの公知のネットワークを使用することができる。

エンジンコントローラ４４には、例えば、図示省略の入出力ポート又は入出力回路を介して、回転速度センサ４８及び負荷センサ５０の各出力信号が入力される。回転速度センサ４８は、エンジン１の回転速度Ｎｅを検出する。負荷センサ５０は、エンジン１の負荷Ｑを検出する。ここで、エンジン１の負荷Ｑとしては、例えば、吸気負圧、吸気流量、過給圧力、アクセル開度、スロットル開度など、トルクと密接に関連する状態量を使用することができる。

エンジンコントローラ４４は、例えば、回転速度及び負荷に適合した目標値が設定されたマップを参照し、回転速度Ｎｅ及び負荷Ｑに応じた目標圧縮比を求める。また、エンジンコントローラ４４は、求めた目標圧縮比に応じた出力軸３８Ｂの回転角度（目標角度）βｔを演算する。そして、エンジンコントローラ４４は、ＣＡＮを介して、目標角度βｔに対応する目標角度信号をＶＣＲコントローラ４６に出力する。

ＶＣＲコントローラ４６は、エンジンコントローラ４４から出力された目標角度信号、回転角度センサ４０から出力された実角度信号に基づいて、電動アクチュエータ３８のモータの駆動を制御する。したがって、ＶＣＲコントローラ４６がモータ制御装置の一例として挙げられる。モータの駆動が制御されることにより、出力軸３８Ｂの正逆回転駆動が制御され、エンジン１の圧縮比が変更される。

図３は、電動アクチュエータ３８のモータ及びＶＣＲコントローラ４６の内部構成を示す構成図である。電動アクチュエータ３８のモータの一例としては、３相ブラシレスモータ６０などが挙げられる。３相ブラシレスモータ６０（以下、単に「モータ６０」という）は、Ｕ相コイル６０ｕ、Ｖ相コイル６０ｖ及びＷ相コイル６０ｗがスター結線された３相コイルを巻き回してなる略円筒状のステータ（図示省略）と、このステータの中央部に形成されている空間においてステータの軸線を中心として回転可能に配置されたロータ（永久磁石回転子）６０Ｒと、を備えている。

モータ６０には、例えば、ロータ６０Ｒの回転に伴う磁界変化を検出し、ロータ６０Ｒの回転角度θに応じた磁界検出信号を出力するホール素子又はエンコーダなどのロータ角度センサ６０Ｓが内蔵されている。但し、これに限るものではなく、ロータ角度センサ６０Ｓは、例えば、ロータ６０Ｒの回転角度θに応じた信号を検出するレゾルバであってもよい。

ＶＣＲコントローラ４６は、インバータ７０及び制御器８０を有する。インバータ７０は、車載バッテリＢの直流（電圧）を交流（電圧）に変換して当該交流電力をモータ６０（その３相コイル）に供給することでモータ６０を駆動する電力変換器である。

インバータ７０は、スイッチング素子７０Ａ、７０Ｂを直列接続したＵ相アームと、スイッチング素子７０Ｃ、７０Ｄを直列接続したＶ相アームと、スイッチング素子７０Ｅ、７０Ｆを直列接続したＷ相アームと、を有する。これらＵ、Ｖ、Ｗ相アームは、車載バッテリＢの正極側の母線と車載バッテリＢの負極側の母線との間において、それぞれ並列に接続されている。Ｕ、Ｖ、Ｗ相アームの２つのスイッチング素子間がモータ６０における対応相のコイルに接続されていることにより、３相ブリッジ回路が構成されている。

図３では、スイッチング素子７０Ａ～７０Ｆをダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴとして示している。但し、これに限るものではなく、スイッチング素子７０Ａ～７０Ｆは、ダイオードが逆並列に接続されたＦＥＴなど、他の電力制御用の半導体素子であってもよい。スイッチング素子７０Ａ～７０Ｆの制御端子（例えば、ゲート端子）は、制御器８０の出力ポートに接続されている。

Ｕ、Ｖ、Ｗ相アームには、例えば、シャント抵抗により各相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出するための電流検出手段（Ｕ相電流検出部７２ｕ、Ｖ相電流検出部７２ｖ、Ｗ相電流検出部７２ｗ）が設けられている。これら電流検出手段７２ｕ、７２ｖ、７２ｗは、例えば、各シャント抵抗の両端電位差をオペアアンプなどによって検出し、各シャント抵抗における両端電位差Ｖｉｕ、Ｖｉｖ、Ｖｉｗに対応した電位差信号を制御器８０に出力する。

制御器８０は、プロセッサ８０Ａと、不揮発性メモリ８０Ｂと、揮発性メモリ８０Ｃと、入出力回路８０Ｄと、通信回路８０Ｅと、これらを相互に接続するバス８０Ｆと、を含むマイクロコンピュータを備えている。

プロセッサ８０Ａは、ソフトウエアプログラムに記述された命令セットを実行することで各種制御プログラムを実行するハードウエアであって、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などからなる。不揮発性メモリ８０Ｂは、制御プログラムなどが格納されると共に各種データを保存可能な半導体メモリであって、例えば、ＥＥＰＲＯＭ（Electrical Erasable Programmable Read Only Memory）及びフラッシュＲＯＭ（Read Only Memory）を含む。揮発性メモリ８０Ｃは、一時的な記憶領域となる半導体メモリであって、例えば、ＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory）、ＳＲＡＭ（Static Random Access Memory）などからなる。

入出力回路８０Ｄは、各種センサなどからアナログ信号又はデジタル信号を読み込むと共にアクチュエータなどにアナログ又はデジタルの駆動信号を出力するデバイスであって、例えば、Ａ／Ｄコンバータ、Ｄ／Ｄコンバータなどからなる。通信回路８０Ｅは、ＣＡＮなどのネットワークを介して、他の制御器及び車載機器（図示省略）などと通信するためのデバイスであって、例えば、ＣＡＮトランシーバなどからなる。

制御器８０のプロセッサ８０Ａは、エンジンコントローラ４４から出力された目標角度信号、及び、回転角度センサ４０から出力された実角度信号に加えて、電流検出手段から出力された電位差信号と、ロータ角度センサ６０Ｓから出力された磁界検出信号とに基づいて所定の制御信号を生成する。この制御信号は、スイッチング素子７０Ａ～７０Ｆの各制御端子に出力され、スイッチング素子７０Ａ～７０Ｆのオン・オフ状態の切り換えが制御される。これにより、電動アクチュエータ３８の出力軸３８Ｂが回転し、ピストン１２の上死点位置が変更される。したがって、エンジン１の圧縮比が、低圧縮比化される方向又は高圧縮比化される方向に変更される。

制御器８０は、図４に示すように、機能ブロックとして、回転角度演算部１００、回転速度演算部２００、相電流検出部３００、３相－２軸変換部４００、目標電流設定部５００、ベクトル制御部６００、２軸－３相変換部７００及び信号生成部８００を有する。

回転角度演算部１００は、ロータ角度センサ６０Ｓから出力された磁界検出信号に基づいて、ロータ６０Ｒの回転角度θを演算する。

回転速度演算部２００は、回転角度演算部１００が演算した回転角度θの時間変化からモータ６０の角速度（実際の回転速度）ω_ｒを演算することで検出する。尚、ω_ｒが負の値の場合、圧縮比が高くなる方向にモータ６０が回転しているものとする一方、ω_ｒが正の値である場合、圧縮比が低くなる方向にモータ６０が回転しているものとする。

相電流検出部３００は、Ｕ、Ｖ、Ｗ相電流検出部７２ｕ、７２ｖ、７２ｗから出力された電位差信号をそれぞれＡ／Ｄ（Analog to Digital）変換し、変換後の値に基づいて各相の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出する。

３相－２軸変換部４００は、回転角度θを用いて相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ回転座標におけるｄ軸電流検出値Ｉ_ｄ及びｑ軸電流検出値Ｉ_ｑに変換する。ｄｑ回転座標は、モータ６０のロータ６０Ｒ（永久磁石回転子）に同期して回転する界磁方向をｄ軸とし、このｄ軸に直交するトルク生成方向をｑ軸とした回転座標である。

目標電流設定部５００は、エンジンコントローラ４４から出力された目標角度信号（目標角度βｔ）、回転角度センサ４０から出力された実角度信号（実際の角度β）、回転速度演算部２００が検出した角速度検出値ω_ｒ及び３相－２軸変換部４００で得られるｑ軸電流検出値Ｉ_ｑに基づいて、目標電流値である第１のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊及び第１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を設定する。

より詳細には、目標電流設定部５００は、まず、目標角度βｔと実際の角度βとの角度偏差を演算する。そして、目標電流設定部５００は、例えば、演算した角度偏差に基づく比例積分制御（ＰＩ制御）などのフィードバック制御処理を実行する。これにより、実際の角度βが目標角度βｔに近付くようにモータ６０の駆動を制御するための指令トルクが演算され、この指令トルクに応じた第１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊が演算される。尚、角度偏差が負の値であることは、βをβｔに近付けるべく圧縮比が高くなる方向にモータ６０を駆動させる必要があることを意味するものとする。また、角度偏差が正の値であることは、βをβｔに近付けるべく圧縮比が低くなる方向にモータ６０を駆動させる必要があることを意味するものとする。

一方、目標電流設定部５００は、第１のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を負の値（例えば、－２０Ａ）又は０Ａに設定する。Ｉ_ｄ ^＊が負の値に設定されるのは、ＶＣＲ機構２６を用いてピストン１２の上死点位置を圧縮比が低くなる方向に変更するときである。すなわち、エンジン１の燃焼圧力によりモータ６０の回転方向と同一方向にトルクが加わるときに、Ｉ_ｄ ^＊が負の値に設定される。Ｉ_ｄ ^＊を負の値に設定して、モータ６０の界磁磁束を意図的に弱めるように３相コイル６０ｕ、６０ｖ、６０ｗに電流を流す、いわゆる弱め磁束制御が実行される。これにより、ピストン１２の上死点位置を圧縮比が高くなる方向に変更する場合と比較してモータ６０の回転速度が上昇しやすくなる。したがって、弱め磁束制御を実行することでＶＣＲ機構２６の応答性を向上させることができる。

第１のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊が０Ａに設定されるのは、ピストン１２の上死点位置を圧縮比が高くなる方向に変更するとき、すなわち、エンジン１の燃焼圧力によりモータ６０の回転方向と反対方向にトルクが加わるときである。このときに、弱め磁束制御を実行すると、上述したモータ６０の回転方向と反対方向のトルクに加えて、界磁磁束の減少によるモータ６０の発生トルクが低下する。そのため、ＶＣＲ機構２６の応答性が低下してしまうおそれがある。したがって、ピストン１２の上死点位置を圧縮比が高くなる方向に変更するときは、Ｉ_ｄ ^＊は０Ａに設定され、弱め磁束制御が実行されない。これにより、ピストン１２の上死点位置を圧縮比が高くなる方向に変更する際のＶＣＲ機構２６の応答性の低下を抑制している。このように、目標電流設定部５００は、モータ６０の駆動を制御するための電流指令値（第１のｄ、ｑ軸電圧指令値Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｄ ^＊）を演算する。

ベクトル制御部６００は、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑと、第１のｄ、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊と、角速度検出値ω_ｒとに基づいて所定周期毎にｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑを演算するベクトル制御を実行する。ベクトル制御部６００の詳細については後述する。

２軸－３相変換部７００は、回転角度θを用いてベクトル制御部６００で演算されたｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑをＵ相電圧指令値Ｖｕ、Ｖ相電圧指令値Ｖｖ及びＷ相電圧指令値Ｖｗの３相電圧指令値に変換する。

信号生成部８００は、３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと、例えば、三角波キャリアであるキャリア波（搬送波）と、に基づいてスイッチング素子７０Ａ～７０Ｆに出力するための信号を生成する。より詳細には、信号生成部８００は、例えば、スイッチング素子７０Ａ～７０Ｆを駆動するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）パルス幅を、Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいて生成される変調波（例えば、正弦波）と搬送波との比較に基づいて決定することで、上記信号としてのＰＷＭパルスを生成する。そして、信号生成部８００は、生成したＰＷＭパルスをスイッチング素子７０Ａ～７０Ｆに出力する。

以下、ベクトル制御部６００の詳細について説明する。図５は、ベクトル制御部６００の内部構成を示す構成図である。

ベクトル制御部６００は、ｄ（ｑ）軸電流偏差演算部６０２（６０４）、第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）、ｄ（ｑ）軸コイル分電圧演算部６１０（６１２）、非干渉制御部６１４及びｄ（ｑ）軸電圧演算部６１６（６１８）を含む。

ｄ（ｑ）軸電流偏差演算部６０２（６０４）は、ｄ（ｑ）軸電流検出値Ｉ_ｄ（Ｉ_ｑ）と第１のｄ（ｑ）軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊（Ｉ_ｑ ^＊）とのｄ（ｑ）軸電流偏差ΔＩ_ｄ（ΔＩ_ｑ）を演算し、ΔＩ_ｄ（ΔＩ_ｑ）を第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）に出力する。

第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）は、例えば、ｄ（ｑ）軸電流偏差ΔＩ_ｄ（ΔＩ_ｑ）に対するＰＩ（比例積分）制御を実行して第２のｄ（ｑ）軸電流指令値を演算する。第２のｄ（ｑ）軸電流指令値は、Ｐ（比例）制御により演算されるｄ（ｑ）軸の比例値Ｘ_ｄ（Ｘ_ｑ）と、Ｉ（積分）制御により演算されるｄ（ｑ）軸の積分値Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）とを含む。

比例制御では、ｄ（ｑ）軸電流偏差ΔＩ_ｄ（ΔＩ_ｑ）に、電流制御のｄ（ｑ）軸制御応答角周波数ω_{ｃｄＡＣＲ}（ω_{ｃｑＡＣＲ}）を乗じることでｄ（ｑ）軸の比例値Ｘ_ｄ＝ΔＩ_ｄω_{ｃｄＡＣＲ}（Ｘ_ｑ＝ΔＩ_ｑω_{ｃｑＡＣＲ}）が演算される。積分制御では、ΔＩ_ｄ（ΔＩ_ｑ）に積分ゲインとしてのｄ（ｑ）軸制御応答角周波数ω_{ｃｄＡＣＲ}（ω_{ｃｑＡＣＲ}）を乗じて積分することで積分値Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）が演算される。ここで、積分は、所定時間間隔における偏差を累積するものといえる。したがって、積分制御により、ΔＩ_ｄ（ΔＩ_ｑ）を０にするようなＩ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）が演算される。すなわち、Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）は、ｄ（ｑ）軸電流検出値（ｄ、ｑ軸実電流）Ｉ_ｄ（Ｉ_ｑ）を第１のｄ（ｑ）軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊（Ｉ_ｑ ^＊）に近付けるためのものである。

そして、第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）は、ｄ（ｑ）軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）をｄ（ｑ）軸コイル分電圧演算部６１０（６１２）及び非干渉制御部６１４に出力し、ｄ（ｑ）軸比例値Ｘ_ｄ（Ｘ_ｑ）をｄ（ｑ）軸コイル分電圧演算部６１０（６１２）に出力する。また、第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）は、ｄ（ｑ）軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）を第２のｑ（ｄ）軸電流演算部６０８（６０６）に出力するようになっている。

ｄ（ｑ）軸コイル分電圧演算部６１０（６１２）は、ｄ（ｑ）軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）にモータ６０の電動機定数である抵抗設定値Ｒを乗算してＲＩ_ｄ ^＊＊（ＲＩ_ｑ ^＊＊）を演算する。また、ｄ（ｑ）軸コイル分電圧演算部６１０（６１２）は、ｄ（ｑ）軸比例値Ｘ_ｄ（Ｘ_ｑ）にモータ６０の電動機定数であるｄ（ｑ）軸インダクタンスの設定値Ｌ_ｄ（Ｌ_ｑ）を乗算してＸ_ｄＬ_ｄ＝ΔＩ_ｄω_{ｃｄＡＣＲ}Ｌ_ｄ（Ｘ_ｑＬ_ｑ＝ΔＩ_ｑω_{ｃｑＡＣＲ}Ｌ_ｑ）を演算する。ここで、Ｘ_ｄＬ_ｄ（Ｘ_ｑＬ_ｑ）はΔＩ_ｄω_{ｃｄＡＣＲ}Ｌ_ｄ／Ｒ（ΔＩ_ｑω_{ｃｑＡＣＲ}Ｌ_ｑ／Ｒ）にＲを乗じて得られた値に相当する。したがって、ω_{ｃｄＡＣＲ}Ｌ_ｄ／Ｒ（ω_{ｃｑＡＣＲ}Ｌ_ｑ／Ｒ）という項は比例制御の比例ゲインと等価となっている。そして、ｄ（ｑ）軸コイル分電圧演算部６１０（６１２）は、ＲＩ_ｄ ^＊＊（ＲＩ_ｑ ^＊＊）にＸ_ｄＬ_ｄ（Ｘ_ｑＬ_ｑ）を加算した値ＲＩ_ｄ ^＊＊＋Ｘ_ｄＬ_ｄ（ＲＩ_ｑ ^＊＊＋Ｘ_ｑＬ_ｑ）をｄ（ｑ）軸電圧演算部６１６（６１８）に出力する。

非干渉制御部６１４は、非干渉項を演算する。モータ６０が回転すると誘起電圧が発生し、ｄ軸電圧がｑ軸電流による影響を受け、ｑ軸電圧がｄ軸電流及び界磁磁束による影響を受けるような相互干渉が生じる。非干渉項は、このような相互干渉を予め打ち消すためのものである。

より詳細には、非干渉制御部６１４は、ｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊に角速度検出値ω_ｒ及びｑ軸インダクタンスの設定値Ｌ_ｑを乗じることで第１の非干渉項Ｉ_ｑ ^＊＊ω_ｒＬ_ｑを演算する。また、非干渉制御部６１４は、ｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊にω_ｒ及びｄ軸インダクタンスの設定値Ｌ_ｄを乗じて得た値に、モータ６０の電動機定数である誘起電圧定数Ｋ_ｅをω_ｒに乗じて得た値を加算することで、第２の非干渉項Ｉ_ｄ ^＊＊ω_ｒＬ_ｄ＋Ｋ_ｅω_ｒを演算する。そして、非干渉制御部６１４は、第１の非干渉項Ｉ_ｑ ^＊＊ω_ｒＬ_ｑをｄ軸電圧演算部６１６に出力し、第２の非干渉項Ｉ_ｄ ^＊＊ω_ｒＬ_ｄ＋Ｋ_ｅω_ｒをｑ軸電圧演算部６１８に出力する。

ｄ軸電圧演算部６１６は、ＲＩ_ｄ ^＊＊＋Ｘ_ｄＬ_ｄから第１の非干渉項Ｉ_ｑ ^＊＊ω_ｒＬ_ｑを減算することでｄ軸電圧Ｖ_ｄ（＝ＲＩ_ｄ ^＊＊＋Ｘ_ｄＬ_ｄ－Ｉ_ｑ ^＊＊ω_ｒＬ_ｑ）を演算する。

ｑ軸電圧演算部６１８は、ＲＩ_ｑ ^＊＊＋Ｘ_ｑＬ_ｑに第２の非干渉項Ｉ_ｄ ^＊＊ω_ｒＬ_ｄ＋Ｋ_ｅω_ｒを加算することでｑ軸電圧Ｖ_ｑ（＝ＲＩ_ｑ ^＊＊＋Ｘ_ｑＬ_ｑ＋Ｉ_ｄ ^＊＊ω_ｒＬ_ｄ＋Ｋ_ｅω_ｒ）を演算する。

以下、ｄ、ｑ軸電圧演算部６１６、６１８が演算したｄ、ｑ軸電圧Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑをｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑという。尚、ｄ、ｑ軸電圧指令値の今回値をＶ_ｄ，ｔ、Ｖ_ｑ，ｔとし、ｄ、ｑ軸電流偏差の今回値をΔＩ_ｄ，ｔ、ΔＩ_ｑ，ｔとし、ｄ、ｑ軸積分値の今回値をＩ_ｄ，ｔ ^＊＊、Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊とし、角速度検出値の今回値をω_ｒ，ｔとすると、Ｖ_ｄ，ｔ、Ｖ_ｑ，ｔは、それぞれ、以下の（数１）、（数２）で表される。

そして、ｄ（ｑ）軸電圧演算部６１６（６１８）は、ｄ（ｑ）軸電圧演算値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）を２軸－３相変換部７００に出力する。

このように、ベクトル制御部６００からはｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが出力される。そして、このＶ_ｄ、Ｖ_ｑが２軸－３相変換部７００により３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換されるので、信号生成部８００は、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに応じたＰＷＭパルスを生成することになる。したがって、制御器８０は、ｄ、ｑ軸の電流偏差に対する積分制御を含むフィードバック制御によりｄ、ｑ軸の電流検出値をｄ、ｑ軸の電流指令値に近付けるようなＶ_ｄ、Ｖ_ｑを演算する。そして、制御器８０は、演算したＶ_ｄ、Ｖ_ｑに基づいてインバータ７０（その出力電圧）を制御することでモータ６０の駆動を制御する。

ここで、上述のベクトル制御部６００では、ｄ、ｑ軸電流検出値をｄ、ｑ軸電流指令値とのｄ、ｑ軸電流偏差として第２のｄ、ｑ軸電流演算部６０６、６０８に通過させるフィードバック経路が形成されている。これに対し、従来において、ｄ、ｑ軸電流検出値をｄ、ｑ軸電流指令値とのｄ、ｑ軸電流偏差として第２のｄ、ｑ軸電流演算部に入力すると共にｄ、ｑ軸電流検出値を非干渉制御部に直接入力するベクトル制御部が知られている。つまり、このような従来のベクトル制御部には、ｄ、ｑ軸電流検出値を非干渉制御部に直接入力するフィードバック経路が存在している。一方、上述のベクトル制御部６００では、ｄ、ｑ軸電流検出値を非干渉制御部に直接入力するフィードバック経路を省略することで、特に、モータ回転数が高回転領域にあるときの電流制御の安定性を高めている。ｄ、ｑ軸電流検出値を非干渉制御部に直接入力するフィードバック経路を省略したベクトル制御部６００は、カスケード型ベクトル制御部として知られている。例えば、コスト削減のために制御器８０を構成するマイクロコンピュータを演算周期の長いものに変更したとしても、このカスケード型ベクトル制御部を採用することでｄ、ｑ軸電流検出値の振動が抑制されるなど安定した電流制御を行うことが可能である。

ところで、インバータ７０の出力電圧は、車載バッテリＢの直流電圧（以下、単に「電源電圧Ｅｄ」という。）以下に制限される。信号生成部８００が変調波として正弦波を用いた場合のＰＷＭ制御、すなわち、正弦波ＰＷＭ制御では、３相電圧指令値の絶対値が取り得る最大値は直流電圧Ｅｄの１／２倍（Ｅｄ／２）となる。したがって、正弦波ＰＷＭ制御では、２軸－３相変換部７００においてＥｄ／２を超えるような３相電圧指令値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが演算されると、インバータ７０の出力電圧が電源電圧Ｅｄに制限される。これは、ベクトル制御部６００において、＋Ｅｄ／２を超えるか又は－Ｅｄ／２未満となるようなｄ（ｑ）軸電圧指令値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）が演算されたことに相当する。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御では、ベクトル制御部６００が演算したＶ_ｄ（Ｖ_ｑ）の絶対値がＥｄ／２を超えたとき、インバータ７０の出力電圧が飽和する電圧飽和状態が生じる。したがって、電圧飽和状態が生じている間、モータ６０には＋Ｅｄ／２又は－Ｅｄ／２と略等しいｄ軸電圧又はｑ軸電圧が印加されることになる。

以下、制御器８０が正弦波ＰＷＭ制御を実行する場合において、上述のＥｄ／２をｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔという。すなわち、＋Ｅｄ／２をｄ、ｑ軸電圧上限値Ｖ_ｄｍａｘ、Ｖ_ｑｍａｘといい、－Ｅｄ／２をｄ、ｑ軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎ、Ｖ_ｑｍｉｎという。また、モータ６０に印加されることになるｄ、ｑ軸電圧を、ｄ、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊という。

上述の問題、すなわち、従来の制御器による電圧飽和状態で生じる問題について、図６、７を参照して説明する。尚、図６、７は、例えば、ｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘを超えるｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑが演算されて電圧飽和状態が生じた場合を示している。但し、ｑ軸電圧下限値Ｖ_ｑｍｉｎ未満のＶ_ｑが演算された場合やｄ軸電圧上限値Ｖ_ｄｍａｘを超えるｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄ又はｄ軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎ未満のｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄが演算された場合も同様である。

図６では、時刻ｔ１においてｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊がｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘで飽和する電圧飽和状態となっている。すなわち、時刻ｔ１では、Ｖ_ｑｍａｘを超えるｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑが演算されている（図示省略）。したがって、時刻ｔ１では、演算されたＶ_ｑとは異なるＶ_ｑｍａｘによるモータ６０の駆動制御が開始される。このため、例えば、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑが第１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊を下回るなど（図６を参照）、Ｉ_ｑがＩ_ｑ ^＊に追従せず、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑが大きくなり始める。

一般に、積分制御が実行され続けると、ｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊は、ｄ、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｄ、ΔＩ_ｑが０にならない限り、これらΔＩ_ｄ、ΔＩ_ｑを０にしようとして増大する方向又は減少する方向に変化し続ける。したがって、図６に示すようにΔＩ_ｑが大きくなり始めると、時刻ｔ１よりも後にｑ軸電流検出値Ｉ_ｑを第１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊に近付けるための積分制御が実行され、Ｉ_ｑ ^＊＊が増大し始める（図７を参照）。（数２）から明らかなように、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑは、ΔＩ_ｑ及びＩ_ｑ ^＊＊が増大するほど大きくなる。すなわち、Ｉ_ｑを大きくしてＩ_ｑをＩ_ｑ ^＊に近付けるようなＶ_ｑが演算される。より詳細には、時刻ｔ１よりも後に演算されるＶ_ｑは、電圧飽和状態が生じた時刻ｔ１において演算されたｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑよりも大きく、当然、Ｖ_ｑｍａｘよりも大きい。しかしながら、Ｖ_ｑｍａｘよりも大きいｑ軸電圧はモータ６０に印加されないため、時刻ｔ１よりも後のｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊はＶ_ｑｍａｘに飽和し続けて変化しない。すなわち、時刻ｔ１よりも後では、増大したＩ_ｑ ^＊＊がＶ_ｑ ^＊に反映されないので、ΔＩ_ｑが０にならずＩ_ｑがＩ_ｑ ^＊に到達できない、いわゆるワインドアップ現象が発生する。

また、電圧飽和状態では、時刻ｔ１から所定時間経過後にモータ６０の回転数も所定の回転数（例えば、最大回転数）に制限される。要するに、図６に示す電圧飽和状態では、モータ６０の最大回転数に対して第１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊が大き過ぎるため、制御器８０はモータ６０の最大回転数以上を要求するようなｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑを演算し続けてしまう。

上述したように、ワインドアップ現象の発生中、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑを０にするための積分制御を実行することで得られたｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑが反映されず、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊は変化しない。そのため、ワインドアップ現象の発生中、積分制御によりｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊が増大し続け、ΔＩ_ｑが過剰に累積されてしまう。一方、図６に示すように、ｄ軸印加電圧Ｖ_ｄ ^＊はｄ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔで飽和していない。しかしながら、（数１）から明らかなように、ｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄはＩ_ｑ ^＊＊の影響を受けるので、時刻ｔ１以後、Ｖ_ｄ ^＊は、Ｉ_ｑ ^＊＊が増大するほど小さくなる。そのため、ｄ軸電流検出値Ｉ_ｄが第１のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊を下回り始めるので、ｄ軸電流偏差ΔＩ_ｄが増大する。したがって、ｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊も増大してしまう（図７を参照）。

積分制御によりｄ、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｄ、ΔＩ_ｑが過剰に累積されてしまうと、以下の問題が生じるおそれがあった。例えば、図６では、モータ６０をそれまでの回転方向とは逆の回転方向に運転すべく、時刻ｔ２において第１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊が変更されている（指令変更）。この場合、指令変更後の第１のｄ、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊に対するｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑの収束性（応答性）が悪化するなど、過渡状態における電流制御の安定性が悪化するおそれがあった。その結果、モータ６０のトルクを制御できないのでモータ６０の回転数を望み通りに下げることができなくなる。したがって、ＶＣＲ機構２６の目標圧縮比に対してオーバーシュートするなど、ストッパ機構４２において第１の部材４２Ａが第２の部材４２Ｂに不要に衝突してしまうおそれがあった。

このような過渡状態における電流制御の安定性の悪化は、ワインドアップ現象の発生中にｄ、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊に影響を与えない積分制御が実行され続けていることが原因となって生じる。より詳細には、指令変更後はワインドアップ現象が終了し、ｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑを反映したモータ６０の駆動制御が可能となる。しかしながら、ワインドアップ現象の発生中に過剰に変化したｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊の影響を指令変更後に取り除くのに時間がかかってしまう。例えば、図７では、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの間に過剰に増大したＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を減少させるのに時間がかかる。そのため、時刻ｔ２以後、過剰に増大したＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を減少させるまでの間にＶ_ｄ、Ｖ_ｑに悪影響が及び、Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊が不安定になる。したがって、ｄ、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｄ、ΔＩ_ｑが０になるまでに時間がかかるので応答性が悪化するおそれがあった。

そこで、第１実施形態に係る制御器８０は、過渡状態における電流制御の安定性を向上させるべく、積分制御のｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊についての所定の範囲を設定する。そして、制御器８０は、Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊が所定の範囲外となったとき、これらＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を所定の範囲内に制限する。要するに、Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊はワインドアップ現象の発生中に過剰に変化し得るので、これらＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を所定の範囲内に制限することで過剰に変化しないようにする。そのために、第１実施形態による第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）は、Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊などを演算することに加えて上述の所定の範囲を規定する積分上下限値を演算するように構成されている。

より詳細には、第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）は、図８に示すように、積分演算部６０６Ａ（６０８Ａ）、Ｘ_ｄ（Ｘ_ｑ）演算部６０６Ｂ（６０８Ｂ）、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）及び積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）を有する。尚、第２のｄ軸電流演算部６０６と第２のｑ軸電流演算部６０８とは同一の構成を有しているため、以下では、主に、第２のｄ軸電流演算部６０６について説明する。

積分演算部６０６Ａは、図８において積分を意味する１／ｓという記号で表され、上述したように、ｄ軸電流偏差ΔＩ_ｄに積分ゲイン（ω_{ｃｄＡＣＲ}）を乗じて積分する。積分演算部６０６Ａが演算したｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊は、積分制限部６０６Ｄに出力される。また、積分演算部６０６Ａは、演算したＩ_ｄ ^＊＊を第１のｑ軸電流演算部６０８の制限値演算部６０８Ｃに出力する。

Ｘ_ｄ演算部６０６Ｂは、上述したように、ｄ軸電流偏差ΔＩ_ｄにｄ軸制御応答角周波数ω_{ｃｄＡＣＲ}を乗じてｄ軸比例値Ｘ_ｄ（＝ΔＩ_ｄω_{ｃｄＡＣＲ}）を演算すると共にＸ_ｄをｄ軸コイル分電圧演算部６１０及び制限値演算部６０６Ｃに出力する。

制限値演算部６０６Ｃは、ｄ軸比例値Ｘ_ｄと、第２のｑ軸電流演算部６０８の積分演算部６０８Ａが演算したｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊と、角速度検出値ω_ｒと、を入力し、これらを記憶するようになっている。そして、制限値演算部６０６Ｃは、詳細を後述するように、所定の範囲を規定するｄ軸積分上下限値（上限値Ｉ_ｄｍａｘ及び下限値Ｉ_ｄｍｉｎ）を演算し、演算したＩ_ｄｍａｘ、Ｉ_ｄｍｉｎを積分制限部６０６Ｄに出力する。

積分制限部６０６Ｄは、ｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、ｄ軸積分上限値Ｉ_ｄｍａｘ及びｄ軸積分下限値Ｉ_ｄｍｉｎを入力する。そして、積分制限部６０６Ｄは、入力したＩ_ｄ ^＊＊とＩ_ｄｍａｘ及びＩ_ｄｍｉｎとを比較し、比較結果に基づいてｄ軸コイル分電圧演算部６１０及び非干渉制御部６１４への出力を決定する。より詳細には、Ｉ_ｄ ^＊＊がＩ_ｄｍａｘを超えているときは、Ｉ_ｄｍａｘが出力される。また、Ｉ_ｄ ^＊＊がＩ_ｄｍｉｎ未満のときは、Ｉ_ｄｍｉｎが出力される。

要するに、入力したｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊がｄ軸積分上限値Ｉ_ｄｍａｘとｄ軸積分下限値Ｉ_ｄｍｉｎとで規定される所定の範囲外（すなわち、Ｉ_ｄ ^＊＊＞Ｉ_ｄｍａｘ又はＩ_ｄ ^＊＊＜Ｉ_ｄｍｉｎ）となったとき、実際に出力されるｄ軸積分値がこの所定の範囲内に制限される。また、第２のｑ軸電流演算部６０８においても同様に、ｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊がｑ軸積分上限値Ｉ_ｑｍａｘとｑ軸積分下限値Ｉ_ｑｍｉｎとで規定される所定の範囲外となったとき、ｑ軸積分値が所定の範囲内に制限される。したがって、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）と積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）が協働することでｄ（ｑ）軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）が所定の範囲内に制限される。

一方、積分制限部６０６Ｄは、入力したｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊が所定の範囲内（すなわち、Ｉ_ｄｍｉｎ≦Ｉ_ｄ ^＊＊≦Ｉ_ｄｍａｘ）であれば、ｄ軸コイル分電圧演算部６１０及び非干渉制御部６１４にｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊をそのまま出力する。

より詳細には、制限値演算部６０６Ｃは、ｄ軸電圧上限値Ｖ_ｄｍａｘと、抵抗設定値Ｒと、ｄ、ｑ軸インダクタンスの設定値Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑと、記憶しておいた入力値、すなわち、Ｘ_ｄ（＝ΔＩ_ｄω_{ｃｄＡＣＲ}）の前回値、ｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊の前回値及び角速度検出値ω_ｒの前回値と、を用いて、ｄ軸積分上限値Ｉ_ｄｍａｘの今回値を演算する。より詳細には、ｄ軸積分上限値の今回値をＩ_{ｄｍａｘ，ｔ}とし、ｄ軸電流偏差の前回値をΔＩ_{ｄ，ｔ－１}とし、ｑ軸積分値の前回値をＩ_{ｑ，ｔ－１} ^＊＊とし、角速度検出値の前回値をω_{ｒ，ｔ－１}とすると、Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}は以下の（数３）で表される。

（数３）で表されるように、ｄ軸積分上限値の今回値Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}は、（数１）のＶ_ｄ，ｔ、ΔＩ_ｄ，ｔ、Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊、ω_ｒ，ｔに、それぞれ、Ｖ_ｄｍａｘ、ΔＩ_{ｄ，ｔ－１}、Ｉ_{ｑ，ｔ－１} ^＊＊、ω_{ｒ，ｔ－１}を代入して変形することで得られるｄ軸積分値を意味している。すなわち、ｄ軸積分値の今回値をＩ_ｄ，ｔ ^＊＊とすると、Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}は、このＩ_ｄ，ｔ ^＊＊についての所定の範囲の上限値を規定している。

ｄ軸積分下限値の今回値Ｉ_{ｄｍｉｎ，ｔ}は、（数１）のＶ_ｄ，ｔにｄ軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎを代入すること以外は（数３）と同様であり、以下の（数４）で表される。したがって、Ｉ_{ｄｍｉｎ，ｔ}は、Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊についての所定の範囲の下限値を規定している。

また、制限値演算部６０８Ｃは、ｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘと、抵抗設定値Ｒと、ｄ、ｑ軸インダクタンスの設定値Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑと、誘起電圧定数Ｋ_ｅと、記憶しておいた入力値、すなわち、Ｘ_ｑ（＝ΔＩ_ｑω_{ｃｑＡＣＲ}）の前回値、ｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊の前回値及び角速度検出値ω_ｒの前回値と、を用いて、ｑ軸積分上限値Ｉ_ｑｍａｘの今回値を演算する。より詳細には、ｑ軸積分上限値の今回値をＩ_{ｑｍａｘ，ｔ}とし、ｑ軸電流偏差の前回値をΔＩ_{ｑ，ｔ－１}とし、ｄ軸積分値の前回値をＩ_{ｄ，ｔ－１} ^＊＊とすると、Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}は以下の（数５）で表される。

（数５）で表されるように、ｑ軸積分上限値の今回値Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}は、（数２）のＶ_ｑ，ｔ、ΔＩ_ｑ，ｔ、Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊、ω_ｒ，ｔに、それぞれ、Ｖ_ｑｍａｘ、ΔＩ_{ｑ，ｔ－１}、Ｉ_{ｄ，ｔ－１} ^＊＊、ω_{ｒ，ｔ－１}を代入して変形することで得られるｑ軸積分値を意味している。すなわち、ｑ軸積分値の今回値をＩ_ｑ，ｔ ^＊＊とすると、Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}は、このＩ_ｑ，ｔ ^＊＊についての所定の範囲の上限値を規定している。

ｑ軸積分下限値の今回値Ｉ_{ｑｍｉｎ，ｔ}は、（数２）のＶ_ｑ，ｔにｑ軸電圧下限値Ｖ_ｑｍｉｎを代入すること以外は（数５）と同様であり、以下の（数６）で表される。したがって、ｑ軸積分下限値の今回値Ｉ_{ｑｍｉｎ，ｔ}は、Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊についての所定の範囲の下限値を規定している。

要するに、積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）は、所定の範囲を表す不等式Ｉ_{ｄｍｉｎ，ｔ}≦Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊≦Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}（Ｉ_{ｑｍｉｎ，ｔ}≦Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊≦Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}）を満たさないようなｄ（ｑ）軸電流指令値の今回値Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊（Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊）を入力したとき、上記不等式を満たすように制限したｄ（ｑ）軸積分値を実際に出力する。
尚、上記不等式は、それぞれ、以下の（数７）、（数８）で表される。

以上のように構成された制御器８０のプロセッサ８０Ａが実行するベクトル制御処理の一例について図９、１０を参照して説明する。ベクトル制御処理は、角速度検出値の今回値ω_ｒ，ｔ、第１のｄ、ｑ軸電流指令値の今回値Ｉ_ｄ，ｔ ^＊、Ｉ_ｑ，ｔ ^＊及びｄ、ｑ軸電流検出値の今回値Ｉ_ｄ，ｔ、Ｉ_ｑ，ｔを入力したことを契機として所定の周期毎に実行される。

ステップ１では、プロセッサ８０Ａは、Ｉ_ｄ，ｔ ^＊、Ｉ_ｑ，ｔ ^＊のそれぞれからＩ_ｄ，ｔ、Ｉ_ｑ，ｔを減算することでｄ、ｑ軸電流偏差の今回値ΔＩ_ｄ，ｔ、ΔＩ_ｑ，ｔを演算する。

ステップ２では、プロセッサ８０Ａは、ΔＩ_ｄ，ｔ、ΔＩ_ｑ，ｔと、ｄ、ｑ軸制御応答角周波数ω_{ｃｄＡＣＲ}、ω_{ｃｑＡＣＲ}とに基づいてｄ、ｑ軸比例値Ｘ_ｄ、Ｘ_ｑの今回値（＝ΔＩ_ｄ，ｔω_{ｃｄＡＣＲ}、ΔＩ_ｑ，ｔω_{ｃｑＡＣＲ}）を演算する。また、プロセッサ８０Ａは、積分制御を実行してｄ、ｑ軸積分値の今回値Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊、Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊を演算する。

ステップ３では、プロセッサ８０Ａは、（数３）～（数６）に従って、ｄ、ｑ軸積分上限値の今回値Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}、Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}及びｄ、ｑ軸積分下限値の今回値Ｉ_{ｄｍｉｎ，ｔ}、Ｉ_{ｑｍｉｎ，ｔ}を演算する。Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}、Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}及びＩ_{ｄｍｉｎ，ｔ}、Ｉ_{ｑｍｉｎ，ｔ}の演算に用いられるΔＩ_{ｄ，ｔ－１}、ΔＩ_{ｑ，ｔ－１}、Ｉ_{ｄ，ｔ－１} ^＊＊、Ｉ_{ｑ，ｔ－１} ^＊＊及びω_{ｒ，ｔ－１}は、それぞれ、上述したように、ｄ軸電流偏差、ｑ軸電流偏差、ｄ軸積分値、ｑ軸積分値及び角速度検出値の前回値であって、前回のベクトル制御処理においてｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑを演算する際に用いられた変数である。

ステップ４では、プロセッサ８０Ａは、図１０に示す積分値決定処理を実行する。
ステップ４００では、プロセッサ８０Ａは、ステップ２で演算したＩ_ｄ，ｔ ^＊＊がステップ３で演算したＩ_{ｄｍａｘ，ｔ}を超えているか否かを判定する。そして、プロセッサ８０Ａは、Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊がＩ_{ｄｍａｘ，ｔ}を超えていると判定すると、処理をステップ４０２に進める。

ステップ４０２では、プロセッサ８０Ａは、ｄ軸積分値をＩ_{ｄｍａｘ，ｔ}に決定し（Ｉ_ｄ ^＊＊＝Ｉ_ｄｍａｘ）、処理をステップ４１０に進める。

一方、ステップ４００において、プロセッサ８０Ａは、Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊がＩ_{ｄｍａｘ，ｔ}以下であると判定すると、処理をステップ４０４に進める。

ステップ４０４では、プロセッサ８０Ａは、ステップ２で演算したＩ_ｄ，ｔ ^＊＊がステップ３で演算したＩ_{ｄｍｉｎ，ｔ}未満であるか否かを判定する。そして、プロセッサ８０Ａは、Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊がＩ_{ｄｍｉｎ，ｔ}未満であると判定すると、処理をステップ４０６に進める。

ステップ４０６では、プロセッサ８０Ａは、ｄ軸積分値をＩ_{ｄｍｉｎ，ｔ}に決定し（Ｉ_ｄ ^＊＊＝Ｉ_ｄｍｉｎ）、処理をステップ４１０に進める。

また、ステップ４００において、プロセッサ８０Ａは、Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊がＩ_{ｄｍｉｎ，ｔ}以上であると判定すると、処理をステップ４０８に進める。ステップ４１４では、プロセッサ８０Ａは、ｄ軸積分値をステップ２で演算したＩ_ｄ，ｔ ^＊＊に決定し（（Ｉ_ｄ ^＊＊＝Ｉ_ｄ ^＊＊））、処理をステップ４１０に進める。

ステップ４１０～４１８の処理は、ｑ軸積分値をステップ４００～４０８と同様に決定する処理であり、説明を省略する。プロセッサ８０Ａは、ステップ４１２、４１６又は４１８でｑ軸積分値を決定すると、処理をステップ５に戻す。

ステップ５では、プロセッサ８０Ａは、まず、ｄ、ｑ軸電圧指令値の今回値（以下、単に「Ｖ_ｄ，ｔ、Ｖ_ｑ，ｔ」という）を演算する。

Ｖ_ｄ，ｔは、（数１）に従って、抵抗設定値Ｒと、ｄ軸制御応答角周波数ω_{ｃｄＡＣＲ}と、ｄ、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑと、角速度検出値の今回値ω_ｒ，ｔと、ステップ１で演算したｄ軸電流偏差ΔＩ_ｄ，ｔと、ステップ４で決定したｄ軸積分値（Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊、Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}又はＩ_{ｄｍｉｎ，ｔ}）及びｑ軸積分値（Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊、Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}又はＩ_{ｑｍｉｎ，ｔ}）と、を用いて演算される。

Ｖ_ｑ，ｔは、（数２）に従って、抵抗設定値Ｒと、ｑ軸制御応答角周波数ω_{ｃｑＡＣＲ}と、ｄ、ｑ軸インダクタンス設定値Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑと、誘起電圧定数Ｋ_ｅと、角速度検出値の今回値ω_ｒ，ｔと、ステップ１で演算したｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑ，ｔと、ステップ４で決定したｄ軸積分値（Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊、Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}又はＩ_{ｄｍｉｎ，ｔ}）及びｑ軸積分値（Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊、Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}又はＩ_{ｑｍｉｎ，ｔ}）と、を用いて演算される。

Ｖ_ｄ，ｔ、Ｖ_ｑ，ｔを演算すると、プロセッサ８０Ａは、ベクトル制御処理を終了させる。その後、プロセッサ８０Ａは、Ｖ_ｄ，ｔ、Ｖ_ｑ，ｔを２軸－３相変換して３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを生成し、これら３相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに基づいてスイッチング素子７０Ａ～７０Ｆを駆動するＰＷＭパルスを生成する。これにより、インバータ７０を介して電圧が印加されモータ６０の駆動が制御される。但し、Ｖ_ｄ，ｔ又はＶ_ｑ，ｔの絶対値がｄ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ又はｑ軸電圧制限値Ｖ_ｑｌｍｔを超えていれば、インバータ７０の出力電圧が飽和して、モータ６０にはＶ_ｄｌｍｔ又はＶ_ｑｌｍｔに相当するｄ軸電圧又はｑ軸電圧が印加されることになる。

以上説明した第１実施形態に係る制御器８０によれば、積分制御により演算されたｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊が所定の範囲外となったとき、これらＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊が所定の範囲内に制限される。すなわち、Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊の過剰な変化が抑制されるので、特に、ワインドアップ現象発生中におけるｄ、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｄ、ΔＩ_ｑの過剰な累積が抑制される。これにより、第１のｄ、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊が変更（指令変更）されてワインドアップ現象が終了した後、ΔＩ_ｄ、ΔＩ_ｑの過剰な累積による応答性の悪化を抑制することが可能となる。したがって、Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊が制限される第１実施形態では、これらＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を制限しない場合と比較して、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑを指令変更後のＩ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊に近付けるのにかかる時間を短縮することが可能になる。よって、ワインドアップ現象終了後の過渡状態における電流制御の安定性を向上させることができる。その結果、モータ６０の回転数を速やかに下げることができるなど、モータ６０のトルク制御の安定性を向上させることができる。

ここで、（数１）及び（数２）から明らかなように、ｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊の変化はｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに影響を与える。図６、７を参照して説明したように、従来においては、ワインドアップ現象の発生中、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑが０にならないので、ΔＩ_ｑを０にすべくＩ_ｑ ^＊＊が増大する。そのため、Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を上述した所定の範囲内に制限しない場合、Ｉ_ｄ ^＊＊の増大に応じて、ワインドアップ現象発生中のｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊（＝Ｖ_ｑｍａｘ）よりも大きいｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑが演算され続けてしまう。

これに対し、第１実施形態に係る制御器８０では、更に以下のような作用及び効果が得られる。ここでは、ｑ軸電圧指令値の前回値Ｖ_{ｑ，ｔ－１}がｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘを超えてｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊がＶ_ｑｍａｘで飽和した場合について説明する。この場合において、ｑ軸積分値の今回値Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊がｑ軸積分上限値の今回値Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}を超えたとき、Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊はＩ_{ｑｍａｘ，ｔ}に制限される。Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}は、（数５）に従って、Ｖ_ｑｍａｘと、Ｖ_ｑｍａｘを超えるｑ軸電圧指令値の前回値Ｖ_{ｑ，ｔ－１}を演算した際に用いた変数ΔＩ_{ｑ，ｔ－１}、Ｉ_{ｄ，ｔ－１} ^＊＊及びω_{ｒ，ｔ－１}と、を用いて演算される。その後、（数２）に従って、Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}を用いてｑ軸電圧指令値の今回値Ｖ_ｑ，ｔが演算される。ここで、Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}を用いて演算されたｑ軸電圧指令値の今回値Ｖ_ｑ，ｔをＶ１とし、制限前のＩ_ｑ，ｔ ^＊＊を用いて演算されるｑ軸電圧指令値の今回値Ｖ_ｑ，ｔをＶ２とする。（数２）から明らかなように、Ｉ_ｑ，ｔ ^＊＊＞Ｉ_{ｑｍａｘ，ｔ}が成り立っていれば、Ｖ１はＶ２よりも小さい。また、（数２）の変数のうち、ｑ軸電流偏差の今回値ΔＩ_ｑ，ｔ、ｄ軸積分値の今回値Ｉ_ｄ，ｔ ^＊＊及び角速度検出値の今回値ω_ｒ，ｔとこれらの前回値との差が小さければ、Ｖ１は、ｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘに近い値になる。すなわち、ｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊が所定の範囲内に制限されれば、Ｖ_ｑｍａｘに飽和したｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊とｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ（＝Ｖ１）との差が小さくなる。以上の点は、ｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊がｑ軸積分下限値Ｉ_{ｑｍｉｎ，ｔ}に制限された場合やｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊がｄ軸積分上限値Ｉ_{ｄｍａｘ，ｔ}又はｄ軸積分下限値Ｉ_{ｄｍｉｎ，ｔ}に制限された場合も同様である。要するに、ワインドアップ現象の発生中にｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を所定の範囲内に制限する（すなわち、（数７）及び（数８）が満たされる）ことは、ｄ、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊（＝Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔ）とｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑとの差を小さくすることと同義である。したがって、ｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊の過剰な変化が抑制されると共に電圧飽和状態における操作量（Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑ）と制御量（Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊）とが大きく乖離することが抑制される。

第１実施形態に係る制御器８０による制御結果について、図１１、１２を参照して説明する。図１１では、時刻ｔ３においてｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘを超えるようなｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑが演算され、インバータ７０の出力電圧が飽和する電圧飽和状態が生じている。したがって、時刻ｔ３においてｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊がＶ_ｑｍａｘとなる。その後、時刻ｔ４において第１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊がモータ６０の回転方向を逆方向に回転させるような値に変更されている（指令変更）。すなわち、時刻ｔ３～時刻ｔ４において、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑが０とならないワインドアップ現象が発生している。

時刻ｔ３以降、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑを０とすべく、図７と同様に増加するようなｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊が演算され始める。しかし、図１２に示すように、時刻ｔ５～ｔ６において、積分制御によりｑ軸積分上限値Ｉ_ｑｍａｘを超えるＩ_ｑ ^＊＊が演算されると、ｑ軸積分値がＩ_ｑｍａｘに制限される（積分値制限）。すなわち、時刻ｔ５～ｔ６において、Ｉ_ｑ ^＊＊が、ワインドアップ現象発生中のＶ_ｑ ^＊とＶ_ｑとの差を小さくするように所定の範囲内に制限されるので、ΔＩ_ｑを過剰に累積することが抑制される。したがって、図１１では、指令変更された時刻ｔ４以後、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑを変更後の第１のｄ、ｑ軸電流指令値Ｉ_ｄ ^＊、Ｉ_ｑ ^＊に近付けるのにかかる時間が短縮されるので、図６と比較して過渡状態における電流制御の安定性が向上することになる。また、図１１に示すように、モータ６０の回転数を速やかに下げて所望の回転数を得ることが可能となるので、モータ６０のトルク制御の安定性を向上させることができる。

尚、上述の第１実施形態では、ｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔをＥｄ／２としたが、これに限るものではない。例えば、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔを、使用するモータ６０の性能や最大回転数などに応じてＥｄ／２以下に設定してもよい。この場合、例えば、ベクトル制御部６００において、ｄ、ｑ軸電圧演算部６１６、６１８の下流側に電圧制限部を設けることが好ましい。この電圧制限部は、例えば、演算されたＶ_ｄ、Ｖ_ｑの絶対値が設定したｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔを超えるときにＶ_ｄ、Ｖ_ｑに代えて設定したＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔを出力する。これにより、ｄ、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊が設定したＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔで飽和する電圧飽和状態が生じるので、第１実施形態に係る制御器８０を適用することが可能になる。

また、以上では、制御器８０が正弦波ＰＷＭ制御を実行する場合について説明したが、これに限るものではない。例えば、制御器８０は、信号生成部８００が正弦波に３次高調波を重畳させたものを変調波として用いる、いわゆる、３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御を実行してもよい。

３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御では、正弦波ＰＷＭ制御と比較して、ＰＷＭパルス幅を増大させスイッチング素子７０Ａ～７０Ｆのオン時間を長くすることが可能となることが知られている。したがって、３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御では、直流電圧Ｅｄに対して出力できる基本波電圧の割合（電圧利用率）を正弦波ＰＷＭ制御の場合よりも高くすることができる。より詳細には、３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御では、正弦波ＰＷＭ制御の基本波電圧（振幅）の２／√３（＝約１．１５）倍の基本波電圧（振幅）を出力することができる。これにより、正弦波ＰＷＭ制御においてｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔがＥｄ／２であったのに対し、これらＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔを（２／√３）×（Ｅｄ／２）＝Ｅｄ／√３に設定して第１実施形態において３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御を採用することも可能である。但し、３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御を実行する場合であっても、使用するモータ６０の性能や最大回転数などに応じてＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔをＥｄ／√３以下に設定してもよい。この場合も上述した電圧制限部と同様の電圧制限部を設けることが好ましい。

また、例えば、（数７）及び（数８）から明らかなように、ｄ、ｑ軸積分上下限値Ｉ_ｄｍａｘ、Ｉ_ｑｍａｘ、Ｉ_ｄｍｉｎ、Ｉ_ｑｍｉｎは、ｄ、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｄ、ΔＩ_ｑ、すなわち、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑの影響を受ける。そのため、例えば、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑにノイズなどが重畳している場合、演算されるＩ_ｑｍａｘ、Ｉ_ｑｍｉｎの波形が振動するおそれがある（Ｉ_ｄｍａｘなどについても同様）。ここで、ｄ、ｑ軸積分上下限値やｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの算出に用いられるｄ、ｑ軸インダクタンスＬ_ｄ、Ｌ_ｑは、モータ６０の設計時において予め設定された値（設計値）である。しかしながら、上述のｄ、ｑ軸積分上下限値が振動する問題が生じた場合は、ｄ、ｑ軸積分上下限値を算出する際のＬ_ｄ、Ｌ_ｑを設計値よりも小さくしてもよい。これにより、例えば、（数８）において、Ｉ_{ｄ，ｔ－１} ^＊＊ω_{ｒ，ｔ－１}Ｌ_ｄの項の大きさが変化するので、ΔＩ_{ｑ，ｔ－１}ω_{ｃｑＡＣＲ}Ｌ_ｑの項が受け得るノイズなどの影響が相殺される。したがって、ｄ、ｑ軸積分上下限値の波形が振動するのを抑制することが可能となる。そのために、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）は、例えば、算出したｄ（ｑ）軸積分上下限値の波形の最大値と最小値との差を比較用の閾値と比較するように構成されていてもよい。より詳細には、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）は、所定時間において、最大値と最小値との差が比較用の閾値を超えた回数を所定回数以上検出した場合に、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑを設計値よりも小さくするように構成されていてもよい。ここで、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑを小さくし過ぎると、所定の範囲が狭くなりすぎたり、広くなりすぎたりするなど、所定の範囲に悪影響が及ぶおそれがある。そこで、実機試験などで所定の範囲の広さについての許容範囲を予め定めておいてもよい。所定の範囲の広さが許容範囲外となった場合は、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑを小さくするのを停止する。但し、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑを小さくしてもＩ_ｄｍａｘ、Ｉ_ｑｍａｘ、Ｉ_ｄｍｉｎ、Ｉ_ｑｍｉｎの波形の振動が収まらない場合は、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑを０に変更してもよい。

次に、第２実施形態について説明する。第２実施形態に係る制御器８０は、３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御を実行する。すなわち、信号生成部８００は、正弦波に３次高調波を重畳させた変調波を用いる。また、第２実施形態に係る制御器８０は、インバータ７０の出力電圧として直流電圧Ｅｄ以上の電圧を仮想的に用いるべく、変調率Ｍが１以上の領域での制御である、いわゆる過変調制御を実行可能なように構成されている。尚、本明細書では、「変調率」を、３相電圧の振幅のピークを直流電圧Ｅｄで割った値と定義する。

上述したように、３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御では、正弦波ＰＷＭ制御と比較して電圧利用率を高めることが可能であり、正弦波ＰＷＭ制御での基本波電圧の２／√３（＝約１．１５）倍の基本波電圧を出力可能である。ここで、電圧利用率を向上させる制御として、変調波に代えて矩形波を出力する、いわゆるワンパルス制御が知られている。ワンパルス制御では、正弦波ＰＷＭ制御での基本波電圧の４／π（＝約１．２７）倍の基本波電圧を出力することができる。３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御では、変調率Ｍを１よりも大きくする過変調制御を実行することで、電圧利用率をさらに高めることが可能であり、基本波電圧の波形を略矩形波状として上述のワンパルス制御に近付けることができる。

以上を考慮して、本明細書では、３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御における変調率Ｍが１での制御を、ｄ、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊が１．１５×Ｅｄ／２又は－１．１５×Ｅｄと等しい状態での制御と定義する。すなわち、ベクトル制御部６００で演算されたｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの絶対値が１．１５×Ｅｄ／２と等しいとき、変調率Ｍが１での制御が実行される。したがって、ｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの絶対値が１．１５×Ｅｄ／２よりも大きいことは過変調制御用のｄ、ｑ軸電圧が演算されたことを意味する。

また、本明細書では、過変調制御を実行可能な３次高調波重畳方式のＰＷＭ制御でのｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔを、ワンパルス制御で出力可能な基本波電圧を考慮して、例えば、４／π（＝約１．２７）×Ｅｄ／２に設定する。すなわち、ｄ、ｑ軸電圧上限値Ｖ_ｄｍａｘ、Ｖ_ｑｍａｘは、１．２７×Ｅｄ／２に設定され、ｄ、ｑ軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎ、Ｖ_ｑｍｉｎは、－１．２７×Ｅｄ／２に設定される。したがって、過変調制御では、例えば、このＶ_ｑｍａｘを超えるｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑが演算された場合にインバータ７０の出力電圧が飽和する電圧飽和状態となる（すなわち、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊＝Ｖ_ｑｍａｘ）。

また、本明細書では、１．１５×Ｅｄ／２以上且つ１．２７×Ｅｄ／２以下（－１．２７×Ｅｄ／２以上且つ－１．１５×Ｅｄ／２以下）を満たす領域を過変調制御領域という。すなわち、１．１５×Ｅｄ／２は、過変調制御領域の下限値であり、１．２７×Ｅｄ／２は、過変調制御領域の上限値である。したがって、以下の説明では、制御器８０は、演算したｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが過変調制御領域にあるとき、これらＶ_ｄ、Ｖ_ｑに基づいて、インバータ７０の出力電圧を制御するインバータ７０の過変調制御を実行可能なように構成されている。

ここで、過変調制御では、変調率Ｍが１以下の領域での制御と比較してスイッチング素子７０Ａ～７０Ｆのオン時間が長くなることが知られている。これにより、インバータ７０の出力電圧を増大させることが可能となるので、変調率Ｍが１での制御と比較して、例えば、モータ６０の最大回転数を約１０％上昇させることができる。

しかし、過変調制御では、変調率Ｍが１以下の領域での制御と比較してＰＷＭパルスの数が少なくなるので、モータ６０に流れる電流（すなわち、相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ）に高周波成分が重畳してこれらの波形がひずむ。その結果、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑの波形もひずんでしまう。そのため、例えば、図１３に示す制御結果のように電流制御の安定性が悪化するおそれがあった。尚、図１３に示すｑ軸電圧についてのタイムチャートは、ｄ、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｄ ^＊、Ｖ_ｑ ^＊の時間変化を示す図６や図１１とは異なり、ｑ軸電圧演算部６１８で演算されるｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑの時間変化を示している。

図１３では、モータ回転数を所望の回転数とすべく、時刻ｔ７において、変調率Ｍが１を超える領域（Ｍ＞１）での制御を要求するようなｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ（＞１．１５×Ｅｄ／２）が演算されて過変調制御が実行されている。また、図１３では、時刻ｔ８以後、Ｖ_ｑｍａｘを超えるＶ_ｑが演算され、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊がＶ_ｑｍａｘで飽和する電圧飽和状態が生じる。したがって、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑと第１のｑ軸電流指令値Ｉ_ｑ ^＊とのｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑが０にならないワインドアップ現象が発生する。

過変調制御におけるワインドアップ現象の発生中、相電流検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形がひずみ始めるのに伴って、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑの波形がひずみ始める。ここで、ワインドアップ現象の発生によるｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊の過剰な増大は第１実施形態と同様の構成により抑制される（図示省略）。しかしながら、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑの波形のひずみに伴ってｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑにも高周波成分が重畳し、ｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊の時間に応じた変化が大きくなってしまう。また、図示省略のｄ軸電流検出値Ｉ_ｄの波形もＩ_ｑと同様にひずむので、（数２）から明らかなように、Ｖ_ｑは、Ｉ_ｄの波形のひずみに伴うｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊の時間変化の影響を受ける。そのため、演算されるＶ_ｑには高周波成分である電圧リップルが重畳するので、Ｖ_ｑの波形がＶ_ｑｍａｘを中心として正負両側に振動してしまう。したがって、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊は、実際には、Ｖ_ｑｍａｘで飽和したり、Ｖ_ｑｍａｘ未満となったりするので、過変調制御により波形がひずんだ相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに悪影響が及び、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形が更にひずむおそれがあった。このように、過変調制御におけるワインドアップ現象の発生後、所望のモータ回転数が得られるまでの過渡状態において電流制御の安定性が悪化する結果、モータ６０の回転数が安定しない。よって、ＶＣＲ機構２６を用いた圧縮比の変更速度が安定しないおそれがあった。

そこで、図１３に示す過渡状態における電流制御の安定性を向上させるべく、第２実施形態では、ｄ（ｑ）軸電圧演算部６１６（６１８）は、演算したｄ（ｑ）軸電圧指令値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）を第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）に出力する（図１４を参照）。これに加えて、第２のｄ（ｑ）軸電流演算部６０６（６０８）における積分演算部６０６Ａ（６０８Ａ）と積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）との間にローパスフィルタ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）が設けられている（図１５を参照）。以下、第２のｄ軸電流演算部６０６のローパスフィルタ処理部６０６Ｅについて説明するが、第２のｑ軸電流演算部６０８のローパスフィルタ処理部６０８Ｅについても同様である。

ローパスフィルタ（以下、単に「ＬＰＦ」という）処理部６０６Ｅは、積分演算部６０６Ａから出力されたｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊の所定の周波数以下の周波数成分のみを通過させることでＩ_ｄ ^＊＊の時間変化を平滑化するフィルタ処理を実行する。このようなフィルタ処理は、例えば、ソフトウェアで実行される。より詳細には、ＬＰＦ処理部６０６Ｅは、まず、ｄ軸電圧演算部６１６が演算したｄ軸電圧指令値Ｖ_ｄを入力し記憶しておく。すなわち、入力したＶ_ｄは、前回のベクトル制御処理で演算されたＶ_ｄ（Ｖ_ｄ前回値）である。そして、ＬＰＦ処理部６０６Ｅは、Ｖ_ｄ前回値の絶対値とｄ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔとを比較して、Ｖ_ｄ前回値の絶対値がｄ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ（＝１．２７×Ｅｂ／２）を超えているときにフィルタ処理を実行する。すなわち、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）は、インバータ７０の出力電圧が飽和している間、フィルタ処理を実行する。これにより、過変調制御におけるワインドアップ現象の発生中のｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊の時間に応じた変化が抑制される。

一方、ＬＰＦ処理部６０６Ｅは、Ｖ_ｄ前回値の絶対値がｄ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ以下のときフィルタ処理を実行しない。すなわち、電圧飽和状態が生じておらずワインドアップ現象が発生していないときは、ｄ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊が積分制限部６０６Ｄにそのまま出力される。

第２実施形態に係る制御器８０によれば、電圧飽和状態が生じている間、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ、６０８Ｅによってｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊（すなわち、制限前のｄ（ｑ）軸積分値）の時間変化が平滑化される。また、第１実施形態と同様に、制御器８０は、ｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を所定の範囲内に制限する。これにより、Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊を所定の範囲内に制限しつつ、過変調制御におけるワインドアップ現象の発生中にｄ、ｑ軸電流偏差ΔＩ_ｄ、ΔＩ_ｑに高周波成分が重畳するのに伴うＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊の時間変化を抑制することが可能となる。そして、ｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑは時間変化が抑制されたＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊などを用いて演算されるので、これらＶ_ｄ、Ｖ_ｑに電圧リプルが重畳するのを抑制することができる。これにより、過変調制御における相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形の更なるひずみが抑制されるので、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑの波形のひずみが抑制される。したがって、過変調制御におけるワインドアップ現象の発生中に所望のモータ回転数が得られるまでの過渡状態において、電流制御の安定性を向上させることができる。

ここで、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）は、積分演算部６０６Ａ（６０８Ａ）と積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）との間に設けられることに限るものではない。第２実施形態の第１変形例として、例えば、図１６に示すように、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）は、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）と積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）との間に設けられてもよい。この場合、ｄ（ｑ）軸積分上限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）及びｄ（ｑ）軸積分下限値Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）の時間変化が平滑化される。（数３）～（数６）から明らかなように、これらＩ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）及びＩ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）は、高周波成分が重畳したｄ（ｑ）軸電流偏差ΔＩ_ｄ（ΔＩ_ｑ）の影響を受ける。したがって、Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）及びＩ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）の時間変化が抑制されることにより、積分演算部６０６Ａ（６０８Ａ）の出力にフィルタ処理を施した場合と同様の効果が得られる。

また、第２実施形態の第２変形例として、例えば、図１７に示すように、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）を積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）の下流側に設けてもよい。すなわち、第２変形例では、積分演算部６０６Ａ、６０８Ａが演算したｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊が所定の範囲内であるときは、これらＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊にフィルタ処理が施される。また、ｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊が所定の範囲外のときは、ｄ（ｑ）軸積分上限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）及びｄ（ｑ）軸積分下限値Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）（すなわち、制限後のｄ（ｑ）軸積分値）にフィルタ処理が施される。したがって、第２変形例においても、Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）、Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）又はＩ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）の時間変化が平滑化されるので、第１変形例や第２変形例と同様の効果が得られる。

但し、上述した各フィルタ処理の１つのみが実行されることに限るものではない。すなわち、制限前のｄ（ｑ）軸積分値と、ｄ（ｑ）軸積分上下限値又は制限後のｄ（ｑ）軸積分値とにフィルタ処理を施してもよい。また、ｄ（ｑ）軸積分上下限値と、制限後のｄ（ｑ）軸積分値とにフィルタ処理を施してもよい。さらに、制限前のｄ（ｑ）軸積分値、ｄ（ｑ）軸積分上下限値及び制限後のｄ（ｑ）軸積分値の全てにフィルタ処理を施してもよい。

尚、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）は、過変調制御におけるワインドアップ現象が発生している間にフィルタ処理を実行することに限るものではない。相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形は、過変調制御が開始されてからがひずみ始める。そこで、例えば、Ｖ_ｄ前回値（Ｖ_ｑ前回値）の絶対値と比較される閾値として、Ｖ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）に代えて１．１５×Ｅｄ／２を用いてもよい。すなわち、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）は、Ｖ_ｄ前回値（Ｖ_ｑ前回値）の絶対値が１．１５×Ｅｄ／２を超えている間、すなわち、過変調制御を実行している間にフィルタ処理を実行するようになっていてもよい。

第２実施形態では、図１５～図１７に示すようにＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）を設けることで、ｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊ _、Ｉ_ｑ ^＊＊又はｄ、ｑ軸積分上下限値Ｉ_ｄｍａｘ、Ｉ_ｄｍｉｎ、Ｉ_ｑｍａｘ、Ｉ_ｑｍｉｎにフィルタ処理を施していた。これにより、ｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに電圧リプルが重畳するのを抑制して相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形のひずみを抑制していた。但し、これに限るものではなく、以下で説明する第２実施形態の第３変形例では、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）を設けずにｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑの電圧リップルを抑制することができる。

第３変形例では、図１８に示すように、ベクトル制御部６００の最下流側に電圧制限部６２０が設けられている。この電圧制限部６２０は、ｄ、ｑ軸電圧演算部６１６、６１８が演算したｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑのそれぞれとｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔ（＝１．２７×Ｅｄ／２）と比較するようになっている。

電圧制限部６２０は、例えば、演算されたｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑがｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘ以下又はｑ軸電圧下限値Ｖ_ｑｍｉｎ以上であるとき、Ｖ_ｑをそのまま出力する。一方、電圧制限部６２０は、例えば、Ｖ_ｑがＶ_ｑｍａｘを超えたとき又はＶ_ｑｌｍｔ未満のとき、ｄ、ｑ軸電圧指令値としてＶ_ｑｍａｘ又はＶ_ｑｍｉｎを出力する。

要するに、ベクトル制御部６００からは、電圧制限部６２０によってＶ_ｑｍａｘ以下又はＶ_ｑｍｉｎ以上のＶ_ｑが出力される。したがって、過変調制御におけるワインドアップ現象発生中に飽和したｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊であるＶ_ｑｍａｘ又はＶ_ｑｍｉｎとベクトル制御部６００の出力結果とを一致させることができる。すなわち、制御器８０は、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑがｄ、ｑ軸電圧上限値Ｖ_ｄｍａｘ、Ｖ_ｑｍａｘを超えたときはこれらＶ_ｄｍａｘ、Ｖ_ｑｍａｘに基づいてインバータ７０を制御し、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑがｄ、ｑ軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎ、Ｖ_ｑｍｉｎを下回ったときはこれらＶ_ｄｍｉｎ、Ｖ_ｑｍｉｎに基づいてインバータ７０を制御する。

しかしながら、電圧制限部６２０を設けても、以下で説明するように、ｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑに電圧リプルが重畳するおそれがある。例えば、図１９に示すように、時刻ｔ９において、例えば、１．１５×Ｅｄ／２を超えるＶ_ｑが演算されて過変調制御が開始され、その後、時刻ｔ１０において、ｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘを超えるＶ_ｑが演算されてワインドアップ現象が発生したとする。この場合、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｑの波形がひずみ始めると共にｑ軸電流偏差ΔＩ_ｑに高周波成分が重畳する。ここで、ｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊はｑ軸積分上限値Ｉ_ｑｍａｘに制限されるものの、Ｉ_ｑの波形のひずみ及びΔＩ_ｑへの高調波成分の重畳に伴って、演算値であるＶ_ｑにＶ_ｑｍａｘを中心として正負両側に振動するような電圧リプルが重畳してしまう。電圧制限部６２０によってＶ_ｑｍａｘを超えるＶ_ｑはベクトル制御部６００から出力されないが、電圧制限部６２０による制限後のＶ_ｑの波形にはＶ_ｑｍａｘ以下で電圧リプルが重畳するおそれがある（図１９を参照）。

そこで、第３変形例では、電圧制限部６２０を設けることに加えて、ｄ（ｑ）軸積分上限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）とｄ（ｑ）軸積分下限値Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）とで規定される所定の範囲を広げるように補正する。より詳細には、第３変形例では、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）は、演算したＩ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）を第１の所定値αだけ増大させると共に演算したＩ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）を第１の所定値αだけ減少させて所定の範囲を補正するように構成されている。

例えば、図２０は、ｑ軸積分上下限値についての制限値演算部６０８ＣがＩ_ｑｍａｘに第１の所定値αを加算した場合を示している。すなわち、図２０では、Ｉ_ｑｍａｘを変更する前（図１９）と比較してＩ_ｑｍａｘが第１の所定値αだけ大きくなっている。これにより、積分演算部６０８Ａが演算したｑ軸積分値Ｉ_ｑ ^＊＊がＩ_ｑｍａｘ＋αを超えたとき、Ｉ_ｑｍａｘ＋αがｑ軸積分値に決定される。そのため、このＩ_ｑｍａｘ＋αなどを用いて演算されるｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑは、ｑ軸積分値がＩ_ｑｍａｘで制限されていた場合と比較して大きい値となる。第１の所定値αの調整次第では、Ｖ_ｑはｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘ以上で電圧リプルが重畳した波形となる（図２０を参照）。そして、このＶ_ｑは電圧制限部６２０によってＶ_ｑｍａｘに制限されるため、制限後のＶ_ｑは一定値（Ｖ_ｑｍａｘ）となる。

第１の所定値αの設定については、まず、例えば、実機試験により、ワインドアップ現象発生中のｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑ（電圧飽和状態におけるＶ_ｄ、Ｖ_ｑ）の電圧リプル量を予め測定しておく。ここで、この電圧リプル量とは、演算したＶ_ｄ、Ｖ_ｑとｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔとの差であって、より詳細には、図２０に示すＶ_ｑのピークとＶ_ｑｍａｘとの差である。そして、第１の所定値αを、予め測定した電圧リプル量を抵抗設定値Ｒで除算した値以上となるように設定することが好ましい（α≧電圧リプル量／Ｒ）。すなわち、電圧リプル量／Ｒが、第１の所定値αとして設定できる下限値となる。要するに、制御器８０は、演算したｄ、ｑ軸電圧指令値とｄ、ｑ軸電圧制限値との差を考慮して、（数３）～（数６）に従って得られた所定の範囲（すなわち、演算した所定の範囲）を広げるように補正する。

また、第１の所定値αを大きくするほど所定の範囲が広くなるため、所定の範囲を広くする前と比較してｄ、ｑ軸積分値が増大又は減少する。そのため、第１実施形態で言及したように、指令変更後（ワインドアップ現象終了後）の電流制御の応答が遅れる。したがって、例えば、実機試験により、第１の所定値αと応答遅れの時間との関係を予め調べておき、第１の所定値αとして設定可能な上限値を、許容できる応答遅れの時間を考慮して設定してもよい。

このように、ｄ、ｑ軸積分値についての所定の範囲を広げることにより、Ｖ_ｄｍａｘ、Ｖ_ｄｍａｘ以上又はＶ_ｄｍｉｎ、Ｖ_ｑｍｉｎ以下で電圧リプルが重畳した波形のｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑを演算させることが可能となる。これにより、電圧制限部６２０によって、制限後のＶ_ｄ、Ｖ_ｑを電圧リプルのない一定値とすることが可能となる。要するに、電圧制限部６２０を設けることに加えて所定の範囲を広げることで、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑへの電圧リプルの重畳を抑制することが可能となるので、過変調制御におけるワインドアップ現象発生中の相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形のひずみが更に生じるのを抑制することができる。したがって、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ、６０８Ｅを設けた場合と同様、電流制御の安定性を向上させることができる。

ところで、過変調制御におけるワインドアップ現象は、上述したように、Ｖ_ｄｍａｘ（Ｖ_ｑｍａｘ）（＝＋１．２７×Ｅｄ／２）を超えるｄ（ｑ）軸電圧指令値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）、又は、Ｖ_ｄｍｉｎ（Ｖ_ｑｍｉｎ）（＝－１．２７×Ｅｄ／２）未満のＶ_ｄ（Ｖ_ｑ）が演算されたときに発生する。これは、＋１．１５×Ｅｄ／２以上又は－１．１５×Ｅｄ／２以下のｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが演算されること、すなわち、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが過変調制御領域に入ることを何の制約もなく許容していることを意味する。このことは、図１３に示すようなｑ軸電流検出値Ｉ_ｑの波形のひずみが発生することの一因となっている。

そこで、第３実施形態に係る制御器８０では、ｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが過変調制御領域に徐々に入るようにする。そのために、まず、ベクトル制御部６００の最下流側には第２実施形態の第３変形例と同様の電圧制限部６２０が設けられている（図１８を参照）。また、図２１に示すように、ｄ、ｑ軸電圧演算部６１６、６１８が演算したＶ_ｄ、Ｖ_ｑのそれぞれは、制限値演算部６０６Ｃ、６０８Ｃに入力される。

電圧制限部６２０は、基本的には、上述の第３変形例において説明したのと同様であるが、第３実施形態では、電圧制限部６２０においてｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑと比較されるｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔを継時的に変更可能となっている。より詳細には、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔの変更範囲は、それぞれ、過変調制御領域の下限値である１．１５×Ｅｄ／２よりも小さい第１制限値と、１．１５×Ｅｄ／２よりも大きい第２制限値とで規定されている。第１制限値は、Ｖ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）の下限値を規定するものであって、例えば、Ｅｄ／２に設定される。また、第２制限値は、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔの上限値を規定するものであって、例えば、過変調制御領域の上限値である１．２７×Ｅｄ／２に設定される。

ｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔは、例えば、以下のように変更される。以下では、主に、第２のｑ軸電流演算部６０８について説明するが、第２のｄ軸電流演算部６０６についても同様である。第３実施形態では、まず、第２のｑ軸電流演算部６０８の制限値演算部６０８Ｃが、前回のベクトル制御で演算されたｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ、すなわち、Ｖ_ｑ前回値とＶ_ｑｌｍｔとを比較する。ここで、Ｖ_ｑｌｍｔの初期値は第１制限値に設定される。制限値演算部６０８Ｃにおいて、Ｖ_ｑ前回値の絶対値がＶ_ｑｌｍｔを超えていると判定された場合、前回のベクトル制御では、電圧制限部６２０がＶ_ｑ前回値に代えて第１制限値が出力される。すなわち、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊が第１制限値で飽和した電圧飽和状態が生じている。また、制限値演算部６０８Ｃは、Ｖ_ｑ前回値の絶対値がＶ_ｑｌｍｔを超えているとき、Ｖ_ｑｌｍｔを第１制限値から第２制限値に向けて第２の所定値だけ増大させる。制限値演算部６０８ＣでのＶ_ｑｌｍｔの増大に連動して、電圧制限部６２０のＶ_ｑｌｍｔも変更されるようになっている。したがって、今回のベクトル制御では、電圧制限部６２０は、Ｖ_ｑ今回値を増大後のＶ_ｑｌｍｔと比較する。これにより、Ｖ_ｑ今回値が増大後のＶ_ｑｌｍｔを超えているとき、増大後のＶ_ｑｌｍｔが出力され、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊が増大後のＶ_ｑｌｍｔで飽和した電圧飽和状態が継続される。その後、制限値演算部６０８ＣにおいてＶ_ｑ前回値が増大後のＶ_ｑｌｍｔを超え続け、Ｖ_ｑｌｍｔが第２制限値と等しくなったときＶ_ｑｌｍｔの変更が終了する。

要するに、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）は、演算したｄ（ｑ）軸電圧指令値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）がｄ（ｑ）軸電圧上限値Ｖ_ｄｍａｘ（Ｖ_ｑｍａｘ）を超えるたびに又は演算したＶ_ｄ、Ｖ_ｑがｄ（ｑ）軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎ（Ｖ_ｑｍｉｎ）を下回るたびに、Ｖ_ｄｍａｘ（Ｖ_ｑｍａｘ）と、Ｖ_ｄｍｉｎ（Ｖ_ｑｍｉｎ）の絶対値とを、第１制限値を初期値として、第２制限値に向けて第２の所定値だけ増大させる。これにより、図１３に示す過変調制御におけるモータ６０の最大回転数が得られるまで、Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）を、増大させたＶ_ｄｍａｘ（Ｖ_ｑｍａｘ）又は低減したＶ_ｄｍｉｎ（Ｖ_ｑｍｉｎ）に飽和させながら最終的に第２制限値で飽和させることが可能となる。すなわち、インバータ７０の出力電圧が飽和して過変調制御におけるワインドアップ現象が発生するまで、ベクトル制御部６００の演算結果であるＶ_ｄ（Ｖ_ｑ）を変更されるＶ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）に飽和させる。これにより、Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）が過変調制御領域に徐々に入ることが可能となる。一方、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）は、演算したＶ_ｄ（Ｖ_ｑ）がＶ_ｄｍｉｎ（Ｖ_ｑｍｉｎ）以上且つＶ_ｄｍａｘ（Ｖ_ｑｍａｘ）以下のときは、これらＶ_ｄｍａｘ（Ｖ_ｑｍａｘ）Ｖ_ｄｍｉｎ（Ｖ_ｑｍｉｎ）をそのまま維持する。

ｄ（ｑ）軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）は、例えば、図２２に示すように第１制限値（＝Ｅｄ／２）から１．１５×Ｅｄ／２を経て第２制限値（＝１．２７×Ｅｄ／２）に向かって所定の時定数で時間変化するように増大させてもよい。所定の時定数は、制御器８０（ベクトル制御部６００における電流制御）の時定数（＝ｄ、ｑ軸制御応答角周波数の逆数ω_{ｃｄＡＣＲ} ^－１、ω_{ｃｑＡＣＲ} ^－１）を考慮した時定数とする。例えば、所定の時定数は、制御器８０の時定数の約４倍であってもよい。但し、これに限るものではなく、Ｖ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）は、例えば、図２３に示すように、時間に比例して変化するように変更されてもよい。より詳細には、Ｖ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）が第１制限値から第２制限値に変化している間、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑが不安定にならないようなＶ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）の時間変化率（傾き）を予め実機試験などにより求めておく。そして、Ｖ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）を、予め設定した傾き（求めた傾き）で時間変化するように増大させてもよい。尚、ｄ、ｑ軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎ、Ｖ_ｑｍｉｎは、－Ｖ_ｄｌｍｔ、－Ｖ_ｑｌｍｔと等価であり、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔが図２２及び図２３に示すように増大するほど減少する。

また、上述したように、ｄ（ｑ）軸電圧指令値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）は変更後のｄ（ｑ）軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）で飽和させているため、ｄ（ｑ）軸電流偏差ΔＩ_ｄ（ΔＩ_ｑ）が０にならないワインドアップ現象が発生する。そのため、ｄ（ｑ）軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）が過剰に増大又は減少する。そこで、第３実施形態では、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）は、ｄ（ｑ）軸積分上下限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）、Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）を演算するのに変更又は維持されたＶ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）を用いる。これにより、Ｖ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）の変更に伴って所定の範囲も変更される。例えば、Ｉ_ｑ ^＊＊が変更後のＶ_ｑｌｍｔを用いて演算されるＩ_ｑｍａｘを超えたとき、このＩ_ｑｍａｘがｑ軸積分値となる。したがって、ｄ（ｑ）軸電圧指令値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）を飽和させながら増大させている間のｄ（ｑ）軸積分値の過剰な変化も抑制することが可能となる。このように、ｄ（ｑ）軸積分上下限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）、Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）の演算には、時間に依存して変更されるｄ（ｑ）軸電圧制限値が用いられる。すなわち、第３実施形態では、（数３）～（数８）のＶ_ｄｍａｘ、Ｖ_ｑｍａｘ、Ｖ_ｄｍｉｎ、Ｖ_ｑｍｉｎは、時間ｔの要素が加わった電圧制限値、すなわち、変更又は維持されたｄ、ｑ軸電圧制限値（Ｖ_{ｄｍａｘ，ｔ}、Ｖ_{ｑｍａｘ，ｔ}、Ｖ_{ｄｍｉｎ，ｔ}、Ｖ_{ｑｍｉｎ，ｔ}）に変更される。

以上説明した第３実施形態に係る制御器８０における作用及び効果について図２４、２５を参照して説明する。

図２４では、時刻ｔ１１において、ベクトル制御部６００によって第１制限値を超えるｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑが演算される。この場合、Ｖ_ｑは第１制限値に制限され、ｑ軸印加電圧Ｖ_ｑ ^＊が第１制限値で飽和する電圧飽和状態が生じてワインドアップ現象が発生する。したがって、時刻ｔ１１よりも後の積分制限値の演算及び電圧指令値の決定に用いられるｄ、ｑ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔは、第１制限値から第２の所定値だけ増大した値に変更される。尚、図２４では、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔは図２２に従って変更されるものとする。その後、演算されるＶ_ｑがＶ_ｑｌｍｔを超え続けると、ベクトル制御部６００が出力するＶ_ｑはＶ_ｑｌｍｔの増大と同様の時間変化を示す。これにより、Ｖ_ｑは増大後のＶ_ｑｌｍｔに飽和しながら第２制限値に達する。

より詳細には、時刻ｔ１１以降、継時的に変更されるｑ軸電圧上限値Ｖ_ｑｍａｘでｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑが飽和する電圧飽和状態を生じさせながら過変調制御を実行すると共に過変調制御におけるワインドアップ現象を発生させることが可能になる。これにより、過変調制御におけるワインドアップ現象が急に発生するのを抑制することができる。この点について、図１３に示す過変調制御による制御結果（電圧制限値変更なし）と第３実施形態による制御結果（電圧制限値変更あり）とを比較した図２５を参照して説明する。図２５において、電圧制限値を変更しない場合、時刻ｔ７において過変調制御が実行され、その後、時刻ｔ８において過変調制御におけるワインドアップ現象が発生している。一方、電圧制限値を変更した場合、まず、時刻ｔ１１においてＶ_ｑが第１制限値で飽和している。その後、時刻ｔ１２において過変調制御が実行され、時刻ｔ１３において過変調制御におけるワインドアップ現象が発生している。すなわち、電圧制限値を変更した場合では、電圧制限値を変更しない場合と比較して、過変調制御におけるワインドアップ現象の発生を時間的に遅らせることができることが分かる。また、電圧制限値を変更した場合では、時刻ｔ１１において電圧飽和状態を生じさせてから、電圧制限値（Ｖ_ｑｍａｘ）の変更に伴ってＶ_ｑが変化している。したがって、Ｖ_ｑが過変調制御領域に徐々に入ることが可能になるので、過変調制御の実行も時間的に遅らせることができる。特に、電圧制限値を変更した場合では、電圧制限値を変更しない場合と比較して、過変調制御の実行からワインドアップ現象の発生までの時間を相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形の更なるひずみを抑制するのに十分長くすることができる（図２５を参照）。

このように、第３実施形態に係る制御器８０では、過変調制御及びワインドアップ現象の発生を要求するようなｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが演算されている間、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔが徐々に増大するように変更される。これにより、過変調制御におけるワインドアップ現象が発生するまで、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑを徐々に変更されるＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔで飽和させながら過変調制御が実行される。すなわち、Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが制限されながら過変調領域に徐々に入るようになるので、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形の更なるひずみが抑制されて、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑの波形のひずみを抑制することができる。したがって、過変調領域におけるワインドアップ現象の発生中、所望のモータ回転数が得られるまでの過渡状態における電流制御の安定性を向上させることができる。

また、以上説明した第３実施形態と第２実施形態とを組み合わせてもよい。以下、第２実施形態と第３実施形態とを組み合わせた第４実施形態に係る制御器８０が実行するベクトル制御処理について、図２６～図２９を参照して説明する。尚、図２６～図２９は、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）が積分演算部６０６Ａ（６０８Ａ）と積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）との間に設けられている場合（図１５を参照）のベクトル制御処理である。したがって、ｄ（ｑ）軸電圧演算部６１６（６１８）が演算したｄ（ｑ）軸電圧指令値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）は、制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）及びＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）に出力される。

第４実施形態によるベクトル制御処理は、以下の点で、図９に示すベクトル制御処理とは異なる。図２６に示すように、ステップ２とステップ３との間には新たにステップ６の電圧制限値決定処理が挿入されており、ステップ５がステップ７の電圧指令値決定処理に変更されている。

プロセッサ８０Ａは、ステップ２の処理を終了すると、ステップ６において、図２７に示す電圧制限値決定処理を実行する。

ステップ６００では、プロセッサ８０Ａは、後述するステップ７で演算され記憶されていたｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑ、すなわち、前回のベクトル制御処理の電圧指令値決定処理で決定されたＶ_ｄ前回値及びＶ_ｑ前回値を読み込む。

ステップ６０２では、プロセッサ８０Ａは、Ｖ_ｄ前回値の絶対値（｜Ｖ_ｄ前回値｜）がｄ軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ以下であり、且つ、Ｖ_ｑ前回値の絶対値（｜Ｖ_ｑ前回値｜）がｑ軸電圧制限値Ｖ_ｑｌｍｔ以下であるか否かを判定する。尚、初回のベクトル制御処理では、ステップ６０２のＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔは、第１制限値（例えば、Ｅｄ／２）に設定されている。また、初回のベクトル制御処理では、Ｖ_ｄ前回値及びＶ_ｑ前回値は決定されていないので、Ｖ_ｄ前回値及びＶ_ｑ前回値は初期値（例えば０）に設定される。

ステップ６０２において、プロセッサ８０Ａは、｜Ｖ_ｄ前回値｜がＶ_ｄｌｍｔ以下であり、且つ、｜Ｖ_ｑ前回値｜がＶ_ｑｌｍｔ以下であると判定すると、処理をステップ６０４に進める。ステップ６０４では、プロセッサ８０Ａは、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔをそのまま維持して、処理をステップ３に戻す。すなわち、ステップ６０４では、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔは変更されない。

一方、ステップ６０２において、プロセッサ８０Ａは、｜Ｖ_ｄ前回値｜がＶ_ｄｌｍｔを超えているか、又は、｜Ｖ_ｑ前回値｜がＶ_ｑｌｍｔを超えているとき、前回のベクトル制御処理において電圧飽和状態が生じていると判定し、処理をステップ６０６に進める。

ステップ６０６では、プロセッサ８０Ａは、ステップ６０２及び後述するステップ７で用いられるＶ_ｄｌｍｔ及びＶ_ｑｌｍｔを図２２又は図２３に従って第２の所定値だけ増大させ、処理をステップ３に戻す。ステップ６０６でＶ_ｄｌｍｔ及びＶ_ｑｌｍｔを増大させると、以降の処理で用いられるＶ_ｄｌｍｔ及びＶ_ｑｌｍｔは増大させたＶ_ｄｌｍｔ及びＶ_ｑｌｍｔとなる。

ステップ３では、プロセッサ８０Ａは、ステップ６で維持又は変更されたＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔなどを用いて、ｄ、ｑ軸積分上下限値Ｉ_ｄｍａｘ、Ｉ_ｑｍａｘ、Ｉ_ｄｍｉｎ、Ｉ_ｑｍｉｎの今回値を演算する。

ステップ４では、プロセッサ８０Ａは、図２８に示す積分値決定処理を実行する。この積分値決定処理は、ステップ４００の前にステップ４２０、４２２が挿入されている点で図１０に示す積分値決定処理と異なる。

ステップ４２０では、プロセッサ８０Ａは、上述したＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）によるフィルタ処理を実行するか否かを判定すべく、ステップ６０２と同様の判定を実行する。ここで、ステップ４２０で用いるＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔは、ステップ６でＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔが維持されたか又は変更されたかに関わらず、ステップ６０２で用いたＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔを用いる。すなわち、ステップ４２０では、プロセッサ８０Ａは、｜Ｖ_ｄ前回値｜及び｜Ｖ_ｑ前回値｜のそれぞれとステップ６０２で用いたＶ_ｄｌｍｔ及びＶ_ｑｌｍｔとを比較する。

ステップ４２０において、プロセッサ８０Ａは、｜Ｖ_ｄ前回値｜がＶ_ｄｌｍｔを超えているとき、又は、｜Ｖ_ｑ前回値｜がＶ_ｑｌｍｔを超えているとき、電圧飽和状態が生じていると判定して、処理をステップ４２２に進める。

ステップ４２２では、プロセッサ８０Ａは、ステップ２で演算したｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊に対して上述したＬＰＦ処理部６０６Ｅ、６０８Ｅによるフィルタ処理を実行して、処理をステップ４００に進める。したがって、ステップ４００以降の処理では、フィルタ処理が施されたＩ_ｄ ^＊＊（Ｉ_ｑ ^＊＊）がｄ（ｑ）軸積分上限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）及びｄ（ｑ）軸積分下限値Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）と比較されてｄ（ｑ）軸積分値が決定される。

一方、ステップ４２０において、プロセッサ８０Ａは、｜Ｖ_ｄ前回値｜がＶ_ｄｌｍｔ以下であり、且つ、｜Ｖ_ｑ前回値｜がＶ_ｑｌｍｔ以下であるとき、フィルタ処理を実行せずに処理をステップ４００に進める。この場合、ステップ４００以降の処理では、ステップ２で演算したｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊がｄ（ｑ）軸積分上限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）及びｄ（ｑ）軸積分下限値Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）と比較されてｄ（ｑ）軸積分値が決定される。

その後、プロセッサ８０Ａは、ステップ４１２、４１６又は４１８でｑ軸積分値を決定すると、処理をステップ７に戻す。

ステップ７では、プロセッサ８０Ａは、図２９に示す電圧指令値決定処理を実行する。
ステップ７００では、プロセッサ８０Ａは、図９に示すステップ５と同様に、ｄ、ｑ軸電圧指令値の今回値Ｖ_ｄ，ｔ、Ｖ_ｑ，ｔを演算する。尚、第４実施形態では、ステップ４２２でｄ、ｑ軸積分値Ｉ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊に対してフィルタ処理が実行される場合がある。この場合、Ｖ_ｄ，ｔ、Ｖ_ｑ，ｔの演算には、フィルタ処理が施されたＩ_ｄ ^＊＊、Ｉ_ｑ ^＊＊が用いられる。

ステップ７０２では、プロセッサ８０Ａは、ステップ７００で演算したＶ_ｄ，ｔがｄ軸電圧上限値Ｖ_ｄｍａｘ（＝＋Ｖ_ｄｌｍｔ）を超えたか否かを判定する。上述したように、ステップ７では、Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔは、ステップ６で維持又は変更されたＶ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔが用いられる。したがって、ステップ６でＶ_ｄｌｍｔが変更された場合、ステップ７０２では、Ｖ_ｄ，ｔが変更後のＶ_ｄｍａｘ、すなわち、図２２又は図２３に従って増大させたＶ_ｄｍａｘを超えたか否かが判定される。

ステップ７０２において、プロセッサ８０Ａは、Ｖ_ｄ，ｔがＶ_ｄｍａｘを超えていると判定すると、処理をステップ７０４に進める。

ステップ７０４では、プロセッサ８０Ａは、最終的に出力するｄ軸電圧指令値の今回値をＶ_ｄｍａｘに制限する（Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｄｍａｘ）。したがって、ｄ軸電圧指令値が増大後のＶ_ｄｍａｘに飽和した電圧飽和状態が生じるため、ワインドアップ現象が継続することになる。

一方、ステップ７０２において、プロセッサ８０Ａは、Ｖ_ｄ，ｔがＶ_ｄｍａｘ以下であると判定すると、処理をステップ７０６に進める。

ステップ７０６では、プロセッサ８０Ａは、Ｖ_ｄ，ｔがｄ軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎ（＝－Ｖ_ｄｌｍｔ）未満であるか否かを判定する。上述したように、ステップ６でＶ_ｄｌｍｔが変更された場合、ｄ軸電圧下限値Ｖ_ｄｍｉｎは減少する。そして、プロセッサ８０Ａは、Ｖ_ｄ，ｔがＶ_ｄｍｉｎ未満であると判定すると、処理をステップ７０８に進める。

ステップ７０８では、プロセッサ８０Ａは、最終的に出力するｄ軸電圧指令値の今回値をＶ_ｄｍｉｎに制限する（Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｄｍｉｎ）。したがって、ｄ軸電圧指令値が減少後のＶ_ｄｍｉｎで飽和した電圧飽和状態が生じるため、ワインドアップ現象が継続することになる。

一方、ステップ７０６において、プロセッサ８０Ａは、Ｖ_ｄ，ｔがＶ_ｄｍｉｎ以上であると判定すると、処理をステップ７１０に進める。

ステップ７１０では、プロセッサ８０Ａは、ステップ７００で演算したＶ_ｄをそのまま出力する（Ｖ_ｄ＝Ｖ_ｄ）。すなわち、今回のベクトル制御では、ステップ６で維持又は変更されたＶ_ｄｍａｘ以下且つステップ６で維持又は変更されたＶ_ｄｍｉｎ以上のＶ_ｄが出力される。したがって、電圧飽和状態は生じない。

ステップ７１２～７２０の処理は、最終的なｑ軸電圧指令値Ｖ_ｑ，ｔをステップ７０２～７１０と同様に決定する処理であり、説明を省略する。プロセッサ８０Ａは、ステップ７１４、７１８又は７２０でＶ_ｑ，ｔを決定すると、ベクトル制御処理を終了させる。その後、プロセッサ８０Ａは、上述したように、ステップ７で決定したｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ，ｔ、Ｖ_ｑ，ｔに基づいてスイッチング素子７０Ａ～７０Ｆを駆動するＰＷＭパルスを生成する。これにより、インバータ７０を介して電圧が印加されモータ６０が駆動される。

尚、以上では、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）が積分演算部６０６Ａ（６０８Ａ）と積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）との間に設けられている場合の第４実施形態について説明した。ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）が制限値演算部６０６Ｃ（６０８Ｃ）と積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）との間にある場合には、図２８に示すステップ４２２の処理を、ｄ（ｑ）軸積分上下限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）、Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）にフィルタ処理を施す処理に変更する。これにより、第２実施形態の第１変形例を第３実施形態と組み合わせることが可能である。

また、ＬＰＦ処理部６０６Ｅ（６０８Ｅ）が積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）よりも下流側にある場合には、図２８に示すステップ４００よりも上流側のステップ４２０及び４２２をステップ４１２、４１６及び４１８よりも下流側に移動する。これにより、第２実施形態の第２変形例と第３実施形態とを組み合わせることが可能である。この場合、ステップ４２２の処理は、最終的に決定されたｄ（ｑ）軸積分値にフィルタ処理を施す処理に変更される。すなわち、積分制限部６０６Ｄ（６０８Ｄ）が演算したｄ（ｑ）軸積分値（制限前のｄ（ｑ）軸積分値）又は所定の範囲内に制限されたｄ（ｑ）軸積分値（制限後のｄ（ｑ）軸積分値）にフィルタ処理が施される。

但し、第２実施形態で説明した各フィルタ処理の１つのみを実行することに限るものではない。すなわち、制限前のｄ（ｑ）軸積分値と、ｄ（ｑ）軸積分上下限値又は制限後のｄ（ｑ）軸積分値とにフィルタ処理を施してもよい。また、ｄ（ｑ）軸積分上下限値と、制限後のｄ（ｑ）軸積分値とにフィルタ処理を施してもよい。さらに、制限前のｄ（ｑ）軸積分値、ｄ（ｑ）軸積分上下限値及び制限後のｄ（ｑ）軸積分値の全てにフィルタ処理を施してもよい。

また、第２実施形態の第３変形例を第３実施形態に組み合わせることも可能である。このために、図２８に示すステップ４２０及び４２２の処理を削除し、図２６に示すステップ３の処理が、ｄ（ｑ）軸積分上下限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）、Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）を演算することに加えて、演算したＩ_ｄｍａｘ、Ｉ_ｑｍａｘに第１の所定値αを加算し、演算したＩ_ｄｍｉｎ、Ｉ_ｑｍｉｎから第１の所定値αを減算する処理に変更される。

以上説明した第４実施形態に係る制御器８０では、第３実施形態と同様に、ｄ、ｑ軸電圧指令値Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑが制限されながら徐々に過変調領域に入るようになる。また、過変調制御の実行及び過変調制御におけるワインドアップ現象の発生を時間的に遅らせることができる。したがって、相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗの波形の更なるひずみが抑制されて、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑの波形がひずむことを抑制することができる。

また、第３実施形態で説明したように、第４実施形態においても、ｄ（ｑ）軸積分上下限値Ｉ_ｄｍａｘ（Ｉ_ｑｍａｘ）、Ｉ_ｄｍｉｎ（Ｉ_ｑｍｉｎ）の演算に変更後のＶ_ｄｌｍｔ（Ｖ_ｑｌｍｔ）が用いられる。したがって、ｄ（ｑ）軸電圧指令値Ｖ_ｄ（Ｖ_ｑ）が飽和しながら増大している間のｄ（ｑ）軸積分値の過剰な変化も抑制することが可能となる。さらに、第４実施形態では、ｄ（ｑ）軸電圧制限値Ｖ_ｄｌｍｔ、Ｖ_ｑｌｍｔの継時的な変更に伴う電圧飽和状態が生じている間、フィルタ処理又は所定の範囲の拡大処理が行われる。したがって、第４実施形態では、ｄ、ｑ軸電流検出値Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑの波形のひずみの抑制効果を更に向上させることができる。

さらに、上記各実施形態では、制御器８０は、ｄ、ｑ軸電流偏差に対する比例積分制御を実行するものとして説明したが、これに限るものではない。例えば、制御器８０は、比例積分制御に加えて微分制御（すなわち、ＰＩＤ制御）を実行するように構成されていてもよい。

尚、当業者であれば、様々な上記実施形態の技術的思想について、その一部を省略したり、その一部を適宜組み合わせたり、その一部を置換したりすることで、新たな実施形態を生み出せることを容易に理解できるであろう。

４６ ＶＣＲコントローラ（モータ制御装置）
６０ モータ（３相ブラシレスモータ）
７０ インバータ（電力変換器）
８０ 制御器
６００ ベクトル制御部
６０２ ｄ軸電流偏差演算部
６０４ ｑ軸電流偏差演算部
６０６ 第２のｄ軸電流演算部
６０８ 第２のｑ軸電流演算部
６０６Ａ（６０８Ａ） 積分演算部
６０６Ｃ（６０８Ｃ） 制限値演算部
６０６Ｄ（６０８Ｄ） 積分制限部
６０６Ｅ（６０８Ｅ） ＬＰＦ処理部
６１６ ｄ軸電圧演算部
６１８ ｑ軸電圧演算部
６２０ 電圧制限部

Claims (8)

1. 直流を交流に変換して３相ブラシレスモータに供給する電力変換器と、
   前記３相ブラシレスモータのｄ、ｑ軸の電流検出値と電流指令値との電流偏差に対する積分制御を含むフィードバック制御によりｄ、ｑ軸の電圧指令値を演算し、当該電圧指令値に基づいて前記電力変換器を制御する制御器と、を備えたモータ制御装置であって、
   前記制御器は、前記積分制御の積分値を所定の範囲内に制限するとともに、前記３相ブラシレスモータの動作状態及び特性に応じて前記所定の範囲を動的に設定する、モータ制御装置。
2. 前記３相ブラシレスモータの動作状態は、前記電流偏差と、前記積分値と、前記３相ブラシレスモータの角速度検出値と、ｄ、ｑ軸の制御応答角周波数と、前記電力変換器の電源電圧に基づいて設定されるｄ、ｑ軸の電圧上限値及び電圧下限値であり、前記３相ブラシレスモータの特性は、当該３相ブラシレスモータの電動機定数である、請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記制御器が、演算した電圧指令値が過変調制御領域にあるときに当該電圧指令値に基づいて前記電力変換器の過変調制御を実行可能なように構成されている場合において、前記制御器は、
   前記積分値の時間変化を平滑化するフィルタ処理を実行する、請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 前記制御器が、演算した電圧指令値が過変調制御領域にあるときに当該電圧指令値に基づいて前記電力変換器の過変調制御を実行可能なように構成されている場合において、前記制御器は、
   前記所定の範囲を規定する積分上下限値の時間変化を平滑化するフィルタ処理を実行する、請求項２又は請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記制御器が、演算した電圧指令値が過変調制御領域にあるときに当該電圧指令値に基づいて前記電力変換器の過変調制御を実行可能なように構成されている場合において、前記制御器は、
   前記所定の範囲内に制限された積分値の時間変化を平滑化するフィルタ処理を実行する、請求項２～請求項４のいずれか１つに記載のモータ制御装置。
6. 前記制御器が、演算した電圧指令値が過変調制御領域にあるときに当該電圧指令値に基づいて前記電力変換器の過変調制御を実行可能なように構成されている場合において、前記制御器は、
   演算した電圧指令値が前記電圧上限値を超えたときは当該電圧上限値に基づいて前記電力変換器を制御し、演算した電圧指令値が前記電圧下限値を下回ったときは当該電圧下限値に基づいて前記電力変換器を制御し、
   前記電圧上限値又は前記電圧下限値と演算した電圧指令値との差を考慮して、前記演算した所定の範囲を広げるように補正する、請求項２に記載のモータ制御装置。
7. 前記制御器が、演算した電圧指令値が過変調制御領域にあるときに当該電圧指令値に基づいて前記電力変換器の過変調制御を実行可能なように構成されている場合において、前記制御器は、
   演算した電圧指令値が前記電圧上限値を超えるたびに又は演算した電圧指令値が前記電圧下限値を下回るたびに、前記電圧上限値と、前記電圧下限値の絶対値とを、前記過変調制御領域の下限値よりも小さい第１制限値を初期値として、前記過変調制御領域の上限値である第２制限値に向けて所定値だけ増大させ、
   演算した電圧指令値が前記電圧上限値を超えたときは当該電圧上限値に基づいて前記電力変換器を制御し、演算した電圧指令値が前記電圧下限値を下回ったときは当該電圧下限値に基づいて前記電力変換器を制御する、請求項２～請求項６のいずれか１つに記載のモータ制御装置。
8. ３相ブラシレスモータのｄ、ｑ軸の電流検出値と電流指令値との電流偏差に対する積分制御を含むフィードバック制御によりｄ、ｑ軸の電圧指令値を演算し、直流を交流に変換して前記３相ブラシレスモータに供給する電力変換器を前記電圧指令値に基づいて制御する制御器が、
   前記電圧指令値を演算する際に前記積分制御の積分値を所定の範囲内に制御するとともに、前記３相ブラシレスモータの動作状態及び特性に応じて前記所定の範囲を動的に設定する、モータ制御方法。

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