JP2017175772A - インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの動作中に、インバータと直流電源との電気的接続が遮断される場合に、インバータを適切に制御する。【解決手段】インバータ制御装置は、放電要求が生じた場合に、回転電機のトルクがゼロとなるようにトルク指令を設定して駆動電流をゼロ状態まで減少させると共に、このトルク指令に基づくトルクを維持した状態で界磁電流を増加させるゼロトルク制御＃３０を開始する。そして、インバータ制御装置は、駆動電流がゼロ状態に達し、ゼロトルク制御を継続した状態で、コンタクタが開放された後、直流リンク電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｔｈ以下になったと判定した場合に、ゼロトルク制御に代えてアクティブショートサーキット制御＃６０を開始する。【選択図】図３

Description

本発明は、直流電源と交流の回転電機に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータを制御するインバータ制御装置に関する。

特開２０１３−１３１９８号公報（特許文献１）には、直流電源（３）にコンタクタ（２）を介して接続されると共に交流の回転電機（ＭＧ）に接続されたインバータ（５）を制御する制御装置（１０）が開示されている（背景技術の説明において括弧内に示す符号は、特許文献１のもの。）。この制御装置（１０）は、回転電機（ＭＧ）が回転しているときに、コンタクタ（２）が閉状態から開状態となって、インバータ（５）と直流電源（３）との電気的接続が遮断された場合に、高損失制御を含むゼロトルク制御を実行する。ゼロトルク制御とは、回転電機（ＭＧ）の目標トルクをゼロに設定して、回転電機（ＭＧ）のトルク（例えば回生トルク）がゼロとなるようにインバータ（５）を制御する制御形態である。高損失制御はトルクに寄与しない成分の電流を多く流して損失を増加させてエネルギーを消費させる制御である。

特許文献１では、制御装置（１０）が関与する時間を与えることなく、別の制御装置によって突然コンタクタ（２）が開状態に制御されたり、衝撃等によってコンタクタ（２）の接点が機械的に開いてしまったりした場合を想定している。このような場合に、インバータ（５）の全てのスイッチング素子（Ｅ３〜Ｅ１４）をオフ状態に制御すると、回生電流が直流電源（３）に回生されず、インバータ（５）の直流の電圧が急上昇するおそれがある。インバータ（５）の直流側には多くの場合、平滑コンデンサ（Ｑ２）が備えられており、平滑コンデンサ（Ｑ）の耐圧が問題となるおそれがある。このため、特許文献１では、フェールセーフ制御として高損失制御を含むゼロトルク制御が行われる。

しかし、回転電機（ＭＧ）が通常の制御によって回転しているときに、コンタクタ（２）を開放する必要が生じても、実際にコンタクタ（２）を開放するまでに時間的な余裕がある場合もある。そのような場合には、コンタクタ（２）が開放状態になっても、インバータ（５）の直流側の電圧が急上昇しないように対処しておくことができる可能性がある。特許文献１では、ゼロトルク制御を中核として、回転電機（ＭＧ）を制御する直交座標系における一方の軸に沿った電流である駆動電流をゼロまで減少させ、その後に他方の軸に沿った電流である界磁電流をゼロまで減少させて、回転電機（ＭＧ）に流れる電流をゼロまで低下させる。しかし、フェールセーフ制御には、ゼロトルク制御の他にも制御方式が存在し、各方式には回転電機（ＭＧ）、インバータ（５）等の動作状態に応じてそれぞれ好適な利用場面がある。従って、ゼロトルク制御に限定することなく、コンタクタ（２）を開放する際に、インバータ（５）の動作状態がより適切な状態となるようにインバータ（５）を制御することが好ましい。

特開２０１３−１３１９８号公報

上記背景に鑑みて、直流電源に接続されると共に交流の回転電機に接続されるインバータの動作中に、インバータと直流電源との電気的接続が遮断される場合に、インバータの直流側の電圧の急上昇やインバータに流れる電流の大幅な上昇などを抑制できるように、インバータを適切に制御することが望まれる。

１つの態様として、上記に鑑みたインバータ制御装置は、
直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータであって、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成された当該インバータを制御対象とし、
前記回転電機の回転に同期して回転する２軸の直交座標系において、当該直交座標系の各軸に沿った界磁電流と駆動電流との合成ベクトルである電機子電流を制御して前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーを放電させる放電要求が生じた場合に、
前記回転電機のトルクがゼロとなるようにトルク指令を設定して前記駆動電流をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令に基づくトルクを維持した状態で前記電機子電流が増加するように前記界磁電流を増加させるゼロトルク制御を開始し、
前記駆動電流が前記ゼロ状態に達し、前記ゼロトルク制御を継続した状態で、前記コンタクタが開放された後、前記直流リンク電圧が予め規定されたしきい値電圧以下になったと判定した場合に、前記ゼロトルク制御に代えて、複数相の前記アームの前記上段側スイッチング素子及び前記下段側スイッチング素子の何れか一方の前記スイッチング素子の全てをオン状態に制御し、他方の前記スイッチング素子の全てをオフ状態に制御するアクティブショートサーキット制御を開始する。ここで、ゼロ状態とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む状態をいう。

この構成によれば、コンタクタが開放される際には、駆動電流がゼロ状態に達しているから、回転電機から平滑コンデンサや直流電源に電流が回生されない。従って、コンタクタが開放されて、直流電源には電流を回生することができなくなっても、平滑コンデンサが充電されてその端子間電圧が急激に上昇することはない。また、コンタクタが開放された後も、回転電機のトルクには寄与しない界磁電流を流すゼロトルク制御は継続されている。その電力源は平滑コンデンサに蓄積された電力であるから、平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーを消費させることができる。さらに、アクティブショートサーキット制御は、平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーがある程度放電されてから（直流リンク電圧がしきい値電圧以下となってから）、開始される。制御方式が切り換わる際には、電流に過渡的な振動が生じることがあるが、予め電力源となる平滑コンデンサのエネルギーを減少させておくことにより、そのような振動の振幅を低減することができる。その結果、制御方式が切り換わる際の過電流の発生を抑制することができる。このように、本構成によれば、直流電源に接続されると共に交流の回転電機に接続されるインバータの動作中に、インバータと直流電源との電気的接続が遮断される場合に、インバータの直流側の電圧の急上昇やインバータに流れる電流の大幅な上昇などを抑制できるように、インバータを適切に制御することができる。

インバータ制御装置のさらなる特徴と利点は、図面を参照して説明する実施形態についての以下の記載から明確となる。

回転電機駆動装置のシステム構成を模式的に示すブロック図 制御モードの遷移例を示すタイミングチャート 制御モードの遷移例を示すフローチャート 制御モードの遷移例を電流の電流ベクトル空間上で模式的に示す説明図 制御モードの遷移例を示す波形図 アクティブショートサーキット制御における通流経路の一例を示す図 パーシャルシャットダウン制御における通流経路の一例を示す図

以下、インバータ制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。インバータ制御装置２０は、図１に示すように、インバータ１０を介して回転電機８０を駆動制御する。本実施形態では、インバータ１０と後述する直流リンクコンデンサ４（平滑コンデンサ）とを備えて、回転電機駆動装置１が構成されており、インバータ制御装置２０は、回転電機駆動装置１を介して回転電機８０を駆動制御するということもできる。駆動対象の回転電機８０は、例えばハイブリッド自動車や電気自動車等の車両の駆動力源となる回転電機である。車両の駆動力源としての回転電機８０は、複数相の交流（ここでは３相交流）により動作する回転電機であり、電動機としても発電機としても機能することができる。

車両には、回転電機８０を駆動するための電力源としてニッケル水素電池やリチウムイオン電池などの二次電池（バッテリ）や、電気二重層キャパシタなどの直流電源が搭載されている。本実施形態では、回転電機８０に電力を供給するための大電圧大容量の直流電源として、例えば電源電圧が２００〜４００［Ｖ］の高圧バッテリ１１（直流電源）が備えられている。回転電機８０は、交流の回転電機であるから、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間には、直流と交流（ここでは３相交流）との間で電力を変換するインバータ１０が備えられている。インバータ１０の直流側の正極電源ラインＰと負極電源ラインＮとの間の電圧は、以下“直流リンク電圧Ｖｄｃ”と称する。高圧バッテリ１１は、インバータ１０を介して回転電機８０に電力を供給可能であると共に、回転電機８０が発電して得られた電力を蓄電可能である。

インバータ１０と高圧バッテリ１１との間には、インバータ１０の直流側の正負両極間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（直流リンクコンデンサ４）が備えられている。直流リンクコンデンサ４は、回転電機８０の消費電力の変動に応じて変動する直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）を安定化させる。直流リンクコンデンサ４と高圧バッテリ１１との間には、直流リンクコンデンサ４から回転電機８０までの回路と、高圧バッテリ１１との電気的な接続を切り離すことが可能なコンタクタ９が備えられている。本実施形態において、このコンタクタ９は、車両の最も上位の制御装置の１つである車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）９０からの指令に基づいて開閉するメカニカルリレーであり、例えばシステムメインリレー（ＳＭＲ：System Main Relay）と称される。コンタクタ９は、車両のイグニッションスイッチ（ＩＧスイッチ）やメインスイッチがオン状態（有効状態）の際にＳＭＲの接点が閉じて導通状態（接続状態）となり、ＩＧキーがオフ状態（非有効状態）の際にＳＭＲの接点が開いて非導通状態（開放状態）となる。インバータ１０は、高圧バッテリ１１と回転電機８０との間にコンタクタ９を介して介在され、コンタクタ９が接続状態において高圧バッテリ１１とインバータ１０（及び回転電機８０）とが電気的に接続され、コンタクタ９が開放状態において高圧バッテリ１１とインバータ１０（及び回転電機８０）との電気的接続が遮断される。

インバータ１０は、複数のスイッチング素子３を有して構成される。スイッチング素子３には、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やパワーＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）やＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide - Metal Oxide Semiconductor FET）やＳｉＣ−ＳＩＴ（SiC - Static Induction Transistor）、ＧａＮ−ＭＯＳＦＥＴ（Gallium Nitride - MOSFET）などの高周波での動作が可能なパワー半導体素子を適用すると好適である。図１に示すように、本実施形態では、スイッチング素子３としてＩＧＢＴが用いられる。

インバータ１０は、よく知られているように複数相（ここでは３相）のそれぞれに対応する数のアーム３Ａを有するブリッジ回路により構成される。つまり、図１に示すように、インバータ１０の直流正極側（直流電源の正極側の正極電源ラインＰ）と直流負極側（直流電源の負極側の負極電源ラインＮ）との間に２つのスイッチング素子３が直列に接続されて１つのアーム３Ａが構成される。３相交流の場合には、この直列回路（１つのアーム３Ａ）が３回線（３相）並列接続される。つまり、回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応するステータコイル８のそれぞれに一組の直列回路（アーム３Ａ）が対応したブリッジ回路が構成される。

各相のスイッチング素子３による直列回路（アーム３Ａ）の中間点、つまり、正極電源ラインＰの側のスイッチング素子３（上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）：図６等参照）と負極電源ラインＮ側のスイッチング素子３（下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）：図６等参照）との接続点は、回転電機８０のステータコイル８（８ｕ，８ｖ，８ｗ：図６等参照）にそれぞれ接続される。尚、各スイッチング素子３には、負極“Ｎ”から正極“Ｐ”へ向かう方向（下段側から上段側へ向かう方向）を順方向として、並列にフリーホイールダイオード５が備えられている。スイッチング素子３と同様に、上段側と下段側とで区別する場合には、上段側フリーホイールダイオード５Ｈ（（５１，５３，５５）：図６等参照）、下段側フリーホイールダイオード５Ｌ（（５２，５４，５６）：図６等参照）と称する。

図１に示すように、インバータ１０は、インバータ制御装置２０により制御される。インバータ制御装置２０は、マイクロコンピュータ等の論理回路を中核部材として構築されている。例えば、インバータ制御装置２０は、車両ＥＣＵ９０等の他の制御装置等から提供される回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいて、ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を行って、インバータ１０を介して回転電機８０を制御する。回転電機８０の各相のステータコイル８を流れる実電流は電流センサ１２により検出され、インバータ制御装置２０はその検出結果を取得する。また、回転電機８０のロータの各時点での磁極位置は、例えばレゾルバなどの回転センサ１３により検出され、インバータ制御装置２０はその検出結果を取得する。インバータ制御装置２０は、電流センサ１２及び回転センサ１３の検出結果を用いて、電流フィードバック制御を実行する。インバータ制御装置２０は、電流フィードバック制御のために種々の機能部を有して構成されており、各機能部は、マイクロコンピュータ等のハードウエアとソフトウエア（プログラム）との協働により実現される。

車両には、高圧バッテリ１１の他に、高圧バッテリ１１とは絶縁され、高圧バッテリ１１よりも低電圧の電源である低圧バッテリ（不図示）も搭載されている。低圧バッテリの電源電圧は、例えば１２〜２４［Ｖ］である。低圧バッテリは、インバータ制御装置２０や車両ＥＣＵ９０に、例えば電圧を調整するレギュレータ回路等を介して電力を供給する。車両ＥＣＵ９０やインバータ制御装置２０などの電源電圧は、例えば５［Ｖ］や３．３［Ｖ］である。

ところで、インバータ１０を構成する各スイッチング素子３の制御端子（ＩＧＢＴの場合はゲート端子）は、ドライバ回路３０を介してインバータ制御装置２０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。回転電機８０を駆動するための高圧系回路と、マイクロコンピュータなどを中核とするインバータ制御装置２０などの低圧系回路とは、動作電圧（回路の電源電圧）が大きく異なる。このため、各スイッチング素子３に対する駆動信号（スイッチング制御信号）の駆動能力（例えば電圧振幅や出力電流など、後段の回路を動作させる能力）をそれぞれ高めて中継するドライバ回路３０（制御信号駆動回路）が備えられている。低圧系回路のインバータ制御装置２０により生成されたスイッチング制御信号は、ドライバ回路３０を介して高圧回路系の駆動信号としてインバータ１０に供給される。ドライバ回路３０は、例えばフォトカプラやトランスなどの絶縁素子やドライバＩＣを利用して構成される。

インバータ制御装置２０は、インバータ１０を構成するスイッチング素子３のスイッチングパターンの形態（電圧波形制御の形態）として、少なくともパルス幅変調（ＰＷＭ：Pulse Width Modulation）制御と矩形波制御（１パルス制御）との２つの制御形態を有している。また、インバータ制御装置２０は、ステータの界磁制御の形態として、モータ電流に対して最大トルクを出力する最大トルク制御や、モータ電流に対して最大効率でモータを駆動する最大効率制御などの通常界磁制御、及び、トルクに寄与しない界磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）を流して界磁磁束を弱める弱め界磁制御や、逆に界磁磁束を強める強め界磁制御などの界磁調整制御を有している。

上述したように、本実施形態では、回転電機８０の回転に同期して回転する２軸の直交ベクトル空間（直交座標系）における電流ベクトル制御法を用いた電流フィードバック制御を実行して回転電機８０を制御する。電流ベクトル制御法では、例えば、永久磁石による界磁磁束の方向に沿ったｄ軸（界磁電流軸、界磁軸）と、このｄ軸に対して電気的にπ／２進んだｑ軸（駆動電流軸、駆動軸）との２軸の直交ベクトル空間（ｄ−ｑ軸ベクトル空間）において電流フィードバック制御を行う。インバータ制御装置２０は、制御対象となる回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいてトルク指令Ｔ^＊を決定し、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ^＊を決定する。

そして、インバータ制御装置２０は、これらの電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）と回転電機８０のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のコイルを流れる実電流（Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）との偏差を求めて比例積分制御演算（ＰＩ制御演算）や比例積分微分制御演算（ＰＩＤ制御演算）を行い、最終的に３相の電圧指令を決定する。この電圧指令に基づいて、スイッチング制御信号が生成される。回転電機８０の実際の３相空間と２軸の直交ベクトル空間との間の相互の座標変換は、回転センサ１３により検出された磁極位置θに基づいて行われる。また、回転電機８０の回転速度ω（角速度）や回転数ＮＲ［ｒｐｍ］は、回転センサ１３の検出結果より導出される。

ところで、上述したように、本実施形態では、インバータ１０のスイッチング形態には、ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとがある。ＰＷＭ制御は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相のインバータ１０の出力電圧波形であるＰＷＭ波形が、上段側スイッチング素子３Ｈがオン状態となるハイレベル期間と、下段側スイッチング素子３Ｌがオン状態となるローレベル期間とにより構成されるパルスの集合で構成されると共に、その基本波成分が一定期間で正弦波状となるように、各パルスのデューティーが設定される制御である。公知の正弦波ＰＷＭ（SPWM : Sinusoidal PWM）や、空間ベクトルＰＷＭ（SVPWM : Space Vector PWM）、過変調ＰＷＭ制御などが含まれる。本実施形態においては、ＰＷＭ制御では、直交ベクトル空間の各軸に沿った界磁電流（ｄ軸電流Ｉｄ）と駆動電流（ｑ軸電流Ｉｑ）との合成ベクトルである電機子電流を制御してインバータ１０を駆動制御する。つまり、インバータ制御装置２０は、ｄ−ｑ軸ベクトル空間における電機子電流の電流位相角（ｑ軸電流ベクトルと電機子電流ベクトルとの為す角）を制御してインバータ１０を駆動制御する。従って、ＰＷＭ制御は、電流位相制御とも称される。

これに対して、矩形波制御（１パルス制御）は、３相交流電力の電圧位相を制御してインバータ１０を制御する方式である。３相交流電力の電圧位相とは、３相の電圧指令値の位相に相当する。本実施形態では、矩形波制御は、インバータ１０の各スイッチング素子３のオン及びオフが回転電機８０の電気角１周期に付き１回ずつ行われ、各相について電気角１周期に付き１パルスが出力される回転同期制御である。本実施形態においては、矩形波制御は、３相電圧の電圧位相を制御することによってインバータ１０を駆動するので、電圧位相制御と称される。

また、上述したように、本実施形態では界磁制御の形態として、通常界磁制御と、界磁調整制御（弱め界磁制御、強め界磁制御）とを有している。最大トルク制御や最大効率制御などの通常界磁制御は、回転電機８０の目標トルクＴＭに基づいて設定される基本的な電流指令値（ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊）を用いた制御形態である。これに対して、弱め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を弱めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊を調整する制御形態である。また、強め界磁制御とは、ステータからの界磁磁束を強めるために、この基本的な電流指令値の内のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊を調整する制御形態である。弱め界磁制御や強め界磁制御などの際には、このようにｄ軸電流Ｉｄが調整されるが、ここでは、この調整値を界磁調整電流と称する。

上述したように、回転電機８０は、目標トルクＴＭに応じてＰＷＭ制御や矩形波制御により駆動制御される。ところで、回転電機８０が駆動中に車両のＩＧスイッチ（メインスイッチ）がオフ状態となったり、車両の安全を確保する必要が生じたりした場合には、ＳＭＲの接点が開放されて（コンタクタ９が開放されて）、高圧バッテリ１１とインバータ１０との電気的接続が遮断される。

このため、コンタクタ９が開放状態となった場合には、インバータ１０を構成するスイッチング素子３の全てをオフ状態とするシャットダウン制御（ＳＤ制御）が実施される場合がある。シャットダウン制御が実施された場合、ステータコイル８に蓄積された電力が、フリーホイールダイオード５を介して直流リンクコンデンサ４を充電する。このため、直流リンクコンデンサ４の端子間電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）が短時間で急激に上昇するおそれがある。直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇に備えて直流リンクコンデンサ４を大容量化、高耐圧化すると、コンデンサの体格の増大につながる。また、スイッチング素子３の高耐圧化も必要となる。これは、回転電機駆動装置１の小型化の妨げとなり、部品コスト、製造コスト、製品コストにも影響する。

本実施形態のインバータ制御装置２０は、後述するようにシャットダウン制御、アクティブショートサーキット制御、ゼロトルク制御などを行うことによって、回生電力を抑制しつつ、回転電機８０に流れる電流を適切にゼロ状態にする制御を実行する点に特徴を有する。ここで、「ゼロ状態」とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む状態をいう。また、例えば、トルクに対して「ゼロ状態」と称する場合には、ゼロを含む±数［Ｎｍ］の範囲を含む状態をいう。その他の物理量についても特に明記しない限り同様である。本実施形態では、回転電機８０が回生運転中であり、その回生電力がインバータ１０を介して高圧バッテリ１１の方向へ回生されている状態で、放電要求があった場合を例として説明する。また、ここでは、回生運転中の回転電機８０が、ＰＷＭ制御で制御されている場合を例として説明する。

以下、図２〜図５も参照して、ゼロトルク制御及びアクティブショートサーキット制御について説明する。図２のタイミングチャート、図３のフローチャート、図５の波形図は、それぞれ制御モードの遷移例を示している。また、図４は、制御モードの遷移例を電流の電流ベクトル空間（直交座標系）において模式的に示している。図４において、符号“１００”（１０１〜１０３）は、それぞれ回転電機８０が、あるトルクを出力する電機子電流のベクトル軌跡を示す等トルク線である。等トルク線１０１よりも等トルク線１０２の方が低トルクであり、さらに等トルク線１０２よりも等トルク線１０３の方が低トルクである。

曲線“３００”は電圧速度楕円（電圧制限楕円）を示している。電圧速度楕円は、回転電機８０の回転速度ω及びインバータ１０の直流電圧（直流リンク電圧Ｖｄｃ）の値に応じて設定可能な電流指令の範囲を示すベクトル軌跡である。電圧速度楕円３００の大きさは、直流リンク電圧Ｖｄｃと回転電機８０の回転速度ω（又は回転数ＮＲ）とに基づいて定まる。具体的には、電圧速度楕円３００の径は直流リンク電圧Ｖｄｃに比例し、回転電機８０の回転速度ωに反比例する。電流指令（Ｉｄ^＊，Ｉｑ^＊）は、このような電流ベクトル空間において電圧速度楕円３００内に存在する等トルク線１００の線上の動作点における値として設定される。後述する電流指令マップは、このような電流ベクトル空間に基づいて規定されたマップである。

図２及び図３に示すように、インバータ制御装置２０は、通常動作として回転電機８０をトルクモード（目標トルクＴＭに応じた例えばＰＷＭ制御）で制御している（＃１０）。この時の、電流ベクトル空間における回転電機８０の動作点は、図４に示す第１動作点Ｐ１である。換言すれば、回転電機８０は、等トルク線１０１上の第１動作点Ｐ１において、通常動作としてのトルクモードで回生動作している（図３及び図２の＃１０）。

ここで、図３のステップ＃２０に例示すように、コンタクタ９を開放する必要が生じ、当該開放に備えて直流リンクコンデンサ４に蓄えられたエネルギーを放電させる放電要求が生じているとインバータ制御装置２０が判定した場合、インバータ制御装置２０は、下記に示すような制御を実施する。上述したように、コンタクタ９の開閉制御は、車両ＥＣＵ９０が行っている。従って、１つの態様として、車両ＥＣＵ９０がコンタクタ９を開放する制御の実行に先立って、インバータ制御装置２０に対して、開放を行うことを通知したり、上記放電要求を通知したりすると好適である。

また、別の形態として、放電要求は、車両ＥＣＵ９０とは別の制御装置から通知されても良い。例えば、車両ＥＣＵ９０とは別の制御装置が、車両ＥＣＵ９０に対してコンタクタ９の開放要求を通知すると共に、インバータ制御装置２０に放電要求を通知してもよい。また、インバータ制御装置２０に各種の警告信号等が入力される場合には、インバータ制御装置２０が放電要求を生成して、コンタクタ９の開閉を制御する車両ＥＣＵ９０に通知しても良い。図３に示すステップ＃２０は、インバータ制御装置２０が認識可能な「放電要求」が存在するか否かの判定であり、システム全体として有効な「放電要求」が生じているか否かの判定と同義である。

図２に示すように時刻ｔ１にて放電要求が通知されると、インバータ制御装置２０は、回転電機８０のトルクがゼロとなるようにトルク指令Ｔ^＊を設定してｑ軸電流Ｉｑ（駆動電流）をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令Ｔ^＊に基づくトルクを維持した状態で電機子電流が増加するようにｄ軸電流Ｉｄ（界磁電流）を増加させるゼロトルク制御を開始する（＃３０）。ゼロトルク制御の開始は、放電モードの開始と等価である。図４に示すように、インバータ制御装置２０は、動作点を、第１動作点Ｐ１から第２動作点Ｐ２へと移動させるような制御を実行する。ゼロトルク制御の開始時には、図５に示すように、３相電流波形の振幅（波高値Ｉ１）が大きくなる場合がある。しかし、後述するように、通常動作からゼロトルク制御へ円滑に遷移するように制御されるため、発明者らによる実験やシミュレーションによれば、許容値の範囲内に収まっていることが確認された。

ここで、直流リンクコンデンサ４への回生電力を抑制する上では、トルクに寄与しないｄ軸電流Ｉｄについては、電流量を減らすことなく、より多く流し続けて損失を増大させることが好ましい。具体的には、第１動作点Ｐ１からｑ軸電流Ｉｑを減少させてトルクをゼロに近づけていきながら、ｄ軸電流Ｉｄを増加させる。つまり、図４に示すように、第１動作点Ｐ１から、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態でｄ軸電流Ｉｄの絶対値が第１動作点Ｐ１よりも大きい第２動作点Ｐ２まで遷移させる。この第２動作点Ｐ２は、好ましくは電圧速度楕円の中心であるが、ｑ軸電流Ｉｑの減少を優先して、第１動作点Ｐ１の座標とｑ軸電流Ｉｑの減少速度とｄ軸電流Ｉｄの増加速度とに基づいて設定される座標とすると好適である。

インバータ制御装置２０は、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態に達したと判定した場合（動作点が第２動作点Ｐ２に達したと判定した場合）に、上述したゼロトルク制御を継続した状態で、ＳＭＲの接点の開放（コンタクタ９の開放）を許可する（図３：＃４０）。この許可は、車両ＥＣＵ９０に通知され、車両ＥＣＵ９０は、コンタクタ９が開放状態となるように制御する（図２：時刻ｔ２）。コンタクタ９が開放される際には、直流リンク電圧Ｖｄｃが上昇する場合があるが、ゼロトルク制御を実行していることにより、エネルギーが消費されるので、そのような電圧上昇は抑制される。尚、ゼロトルク制御の開始（時刻ｔ１）から、コンタクタ９の開放（時刻ｔ２）までの間、放電モード中ではあるがコンタクタ９を介して高圧バッテリ１１にも接続されているため、直流リンク電圧Ｖｄｃはほぼ一定で推移する。

第２動作点Ｐ２では、ｑ軸電流Ｉｑはゼロ状態であるが、ｄ軸電流Ｉｄはゼロ状態ではない。従って、コンタクタ９が開放されると、ｄ軸電流Ｉｄを流すための電力が直流リンクコンデンサ４から供給され、直流リンク電圧Ｖｄｃが低下する。つまり、放電モード（ゼロトルク制御）の継続によって、直流リンク電圧Ｖｄｃが低下していく。インバータ制御装置２０は、第２動作点Ｐ２からさらに第３動作点Ｐ３の方向へ、ｄ軸電流Ｉｄを増加させると好適である。後述するように、コンタクタ９が開放された後には、アクティブショートサーキット制御が開始されるが、アクティブショートサーキット制御への移行時には電流が振動する場合がある。従って、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態に達した後も、ｄ軸電流Ｉｄを増加させることによって、直流リンクコンデンサ４に蓄積されたエネルギーを効率的に消費させておくと、アクティブショートサーキット制御への移行時に振動する電流の振幅（例えば図５の時刻ｔ３における波高値Ｉ３）を抑制することができる。

尚、図５では、コンタクタ９が開放される時刻ｔ２よりも前にｄ軸電流Ｉｄが最大値を示し、動作点が移動していない形態が例示されている。このように、第１動作点Ｐ１から第３動作点Ｐ３へ遷移した後に、コンタクタ９が開放されてもよい。この際、第１動作点Ｐ１から直接第３動作点Ｐ３へ遷移してコンタクタ９が開放されても良いし、第１動作点Ｐ１から第２動作点Ｐ２を経由して第３動作点Ｐ３に遷移してコンタクタ９が開放されても良い。つまり、第１動作点Ｐ１から第３動作点Ｐ３に至る中間の動作点である第２動作点Ｐ２は、比較的任意に設定することができる。上述したように、第２動作点Ｐ２は、ｑ軸電流Ｉｑの減少を優先して、第１動作点Ｐ１の座標とｑ軸電流Ｉｑの減少速度とｄ軸電流Ｉｄの増加速度とに基づいて設定される座標とすることができる。このことから明らかなように、コンタクタ９を開放するタイミングは、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態であれば、比較的寛容に設定することができるので、放電モード（ゼロトルク制御）の開始から予め規定された時間（例えば“Ｔ１”）の経過後に設定されていてもよい。

インバータ制御装置２０は、直流リンク電圧Ｖｄｃを電圧センサ１４から取得する。インバータ制御装置２０は、ｑ軸電流Ｉｑ（駆動電流）がゼロ状態に達し、上記ゼロトルク制御を継続した状態で、コンタクタ９が開放された後、直流リンク電圧Ｖｄｃが予め規定されたしきい値電圧Ｔｈ以下になったと判定した場合（＃５０）に、ゼロトルク制御に代えて、アクティブショートサーキット制御を開始する（＃６０）。アクティブショートサーキット制御とは、複数相のアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ及び下段側スイッチング素子３Ｌの何れか一方のスイッチング素子３の全てをオン状態に制御し、他方のスイッチング素子３の全てをオフ状態に制御する制御方式である。電流は、回転電機８０とインバータ１０との間（ステータコイル８とスイッチング素子３との間）で還流する。つまり、アクティブショートサーキット制御の開始よって、動作モードは、放電モードから、電流を還流させる動作モードへ移行する。

還流モードでは、エネルギーがステータコイル８及びスイッチング素子３における熱となって消費される。このため、長時間に亘ってこの還流電流が流れ続けると、ステータコイル８やスイッチング素子３の寿命に影響を与える場合がある。従って、できる限り早期に、回転電機８０に流れる電流をゼロとすることが好ましい。そこで、本実施形態では、アクティブショートサーキット制御を開始した後、後述するようなパーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）及びフルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）を行って、回転電機８０に流れる電流をゼロ状態とする。

インバータ制御装置２０は、アクティブショートサーキット制御の開始後に、以下に例示するような、予め規定されたパーシャルシャットダウン制御開始条件を満たした場合（＃６５）に、パーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）を開始する（図３：＃７０）。本実施形態では、インバータ１０は、直流と３相の交流との間で電力を変換している。この場合、インバータ制御装置２０は、アクティブショートサーキット制御の開始後に、何れか１相のアーム３Ａである対象アームの電流がゼロ状態となる際に、或いは、アクティブショートサーキット制御の開始後に、回転電機８０の回転速度が上限回転速度以下であり、何れか１相のアーム３Ａである対象アームの電流がゼロ状態となる際に、少なくともその対象アームにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子３をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）を開始する。

アーム３Ａに電流が流れている状態で当該アーム３Ａのスイッチング素子３をオフ状態に制御すると、その電流がフリーホイールダイオード５を介して直流リンクコンデンサ４に流入し、直流リンク電圧Ｖｄｃを上昇させる。しかし、アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時には、オン状態からオフ状態へと制御されるスイッチング素子３を流れる電流がゼロ状態であるから、直流リンクコンデンサ４には電流が流れ込まず、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される。

さらに、インバータ制御装置２０は、パーシャルシャットダウン制御の開始後、以下に例示するような、予め規定されたフルシャットダウン制御開始条件を満たした場合（＃７５）に、フルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）を開始する（＃８０）。本実施形態では、インバータ１０は、対象アームとは別の２相のアーム３Ａの電流が共にゼロ状態となる際に、残りの全てのアーム３Ａにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子３をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）を開始する。このフルシャットダウン制御は、インバータ１０の全てのスイッチング素子３をオフ状態に制御することと等価となるから、単純にシャットダウン制御（ＳＤ制御）と称することもできる。

３相の内、１相には電流が流れないように制御されているので、残りの２相を流れる交流の電流は平衡する。従って、当該２相を流れる交流の電流は同時にゼロ状態となる。アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時と同様に、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時も、オン状態からオフ状態へと制御されるスイッチング素子３を流れる電流はゼロ状態である。従って、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時にも、直流リンクコンデンサ４には電流が流れ込まず、直流リンク電圧Ｖｄｃの上昇が抑制される。

以上、放電要求が生じてからインバータ１０がシャットダウンされるまでの制御について説明した。以下、ゼロトルク制御、アクティブショートサーキット制御、パーシャルシャットダウン制御、フルシャットダウン制御の具体的な制御方法について詳述する。

図３に示すように、放電要求がない場合には、回転電機８０は通常動作として、トルクモードで制御されている（＃１０，＃２０）。通常動作（トルクモード）では、上述したＰＷＭ制御や矩形波制御が実行されている。単位時間当たりのトルクの変化率は、制限値ＬＴ［Ｎ／ｓ］によって制限されており、急激なトルクの変動が抑制されている。制限値ＬＴ［Ｎ／ｓ］は、目標トルクＴＭに応じて制御のために設定されるトルク指令Ｔ^＊の単位時間当たりに許容される最大の変化率に相当する。通常動作時（トルクモードの実行時）には、制限値ＬＴ［Ｎ／ｓ］の値として、通常トルク変化率制限値ＬＴ１［Ｎ／ｓ］が設定される。また、目標トルクＴＭに応じて設定される最終目標トルクＴ^＊＊は、目標トルクＴＭに設定される。

通常動作（トルクモード）が、電流位相制御（ＰＷＭ制御）により実行される場合には、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ^＊は、トルク特性に基づいて予め生成された電流指令マップから取得される。つまり、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令Ｉｑ^＊は、現在のトルクから最終目標トルクＴ^＊＊に向かってトルク変化率の制限値ＬＴの範囲内で設定されたトルク指令Ｔ^＊に応じて、電流指令マップから取得される。尚、最終的なｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は、界磁制御による調整量を反映して決定されるので、電流指令マップから取得されたｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は、後述する変数Ｉｄ＿ｔｍｐとして利用される。

ステップ＃２０において放電要求があると判定された場合には、ゼロトルク制御が開始される（＃３０）。ゼロトルク制御（＃３０）では、回転電機８０の回生トルクを０［Ｎｍ］とする制御が実行される。ゼロトルク制御の実行に際しては、まず、トルク変化率ΔＴ［Ｎ／ｓ］が演算される。このトルク変化率ΔＴは、回転電機８０が制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在の回転電機８０の回転数ＮＲ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。

次に、このトルク変化率ΔＴが、通常トルク変化率制限値ＬＴ１を越えているか否かが判定される。トルク変化率ΔＴが通常トルク変化率制限値ＬＴ１を越えている場合には、トルク変化率ΔＴとして、上記で演算されたトルク変化率ΔＴが採用される。一方、トルク変化率ΔＴが通常トルク変化率制限値ＬＴ１以下の場合には、トルク変化率ΔＴとして、通常トルク変化率制限値ＬＴ１が設定される。つまり、ゼロトルク制御では、できるだけ速くトルクを下げてゼロトルク制御を実現することが好ましいので、可能な限り大きいトルク変化率ΔＴが用いられる。

トルク変化率ΔＴは、回転電機８０が制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在の回転電機８０の回転数ＮＲ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。従って、実用的な範囲内での所定の回転数ＮＲと電力変化率ΔＷとに基づくトルク変化率ΔＴが、トルク変化率の制限値ＬＴとなる。実質的には、電力変化率ΔＷがトルク変化率の制限値ＬＴを規定することになる。つまり、電力変化率ΔＷと回転数ＮＲとに基づいて演算されるトルク変化率ΔＴの最大値は、実質的に電力変化率ΔＷによって制限されることになる。本実施形態では、概ね、通常トルク変化率制限値ＬＴ１の５〜６倍程度の制限値となる。

また、トルク変化率ΔＴは、回転電機８０の回転速度に応じて異なる値を採り得るが、通常の制御においては定数値が用いられることが多い。しかし、速やかに回生電力を低下させる上では、制御が追従可能な範囲内で大きいトルク変化率ΔＴで回転電機８０の回生トルクがゼロとなるようにインバータ１０を制御することが好適である。このため、上述したように、回転電機８０の回生トルクをゼロに低下させていく際のトルク変化率ΔＴが、回転電機８０の回転数ＮＲ（回転速度ω）に応じて可変設定されると好適である。上述したように、トルク変化率ΔＴは、回転電機８０が制御可能な範囲での回生電力の変化率の最大値である電力変化率ΔＷ［ｋＷ／ｓ］と、現在の回転電機８０の回転数ＮＲ［ｒｍｐ］（回転速度ω）とに基づいて演算される。つまり、トルク変化率ΔＴは、回転数ＮＲ（回転速度（ω）に反比例し、回転数ＮＲが小さくなるに従って大きくなるように設定される。

ところで、通常動作（トルクモード）が、電圧位相制御である矩形波制御モードで制御されている場合には、電流位相を制御することによってｄ軸電流Ｉｄの絶対値を増加させることができない。従って、制御方式（変調方式）をＰＷＭ制御モードに変更しておくことが好ましい。尚、変調方式は、変調率（＝３相の相間電圧の実効値／直流リンク電圧）によって切り換えられているため、変調方式が矩形波変調方式の場合には、ＰＷＭ制御の理論的な最大変調率（≒０．７０７）を超えている。従って、変調率の指令値についても当該最大変調率以下に設定されると好適である。

本実施形態におけるゼロトルク制御では、単純に回転電機８０のトルクを０［Ｎｍ］とする制御に加え、トルクに寄与しないｄ軸電流Ｉｄを増加させて回生エネルギーを消費させる高損失制御（高損失処理）も並行して実施される。従って、本実施形態のゼロトルク制御においては、変数として高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓが設定される。この高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓには、まず、上述したＩｄ＿ｔｍｐ（現在のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊）が代入される。次に、トルク指令Ｔ^＊と、回転数ＮＲとの関係から、回転電機８０が回生運転中であるか否か、トルクがゼロ状態に達しているか否かが判定される。

トルクがゼロ状態に達していないと判定された場合には、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の単位時間当たりの変化量ΔＩｄが演算される。ゼロトルク制御を開始する直前の最終目標トルクＴ^＊＊（＝Ｔ^＊＊−０）を上述したトルク変化率ΔＴで除することによって、現時点での最終目標トルクＴ^＊＊からトルクをゼロにするまで、トルク変化率ΔＴでトルクをゼロまで変化させる場合に要する遷移時間ｔ［ｓ］を演算することができる。従って、目標となる動作点（例えば第２動作点Ｐ２）でのｄ軸電流の値Ｉｄ＿ｏと、現在のｄ軸電流指令の値であるＩｄ＿ｌｏｓｓとの差分を、上述した遷移時間ｔ［ｓ］で除することにより、単位時間当たりのｄ軸電流の変化量ΔＩｄを演算する。別の態様として、例えば、電圧速度楕円３００の中心（第４動作点Ｐ４）でのｄ軸電流の値Ｉｄ＿ｏと、現在のｄ軸電流指令の値であるＩｄ＿ｌｏｓｓとの差分を、上述した遷移時間ｔ［ｓ］で除することにより、単位時間当たりのｄ軸電流の変化量ΔＩｄを演算してもよい。つまり、トルク変化率ΔＴでトルクをゼロに変化させるまでに要する遷移時間ｔ［ｓ］に応じて変化させることが可能な単位時間当たりのｄ軸電流の変化量ΔＩｄが算出される。

尚、演算されたｄ軸電流の変化量ΔＩｄが大きすぎて制御が実施できない場合には、制御可能な範囲で最大の変化量ΔＩｄが設定されると好適である。この場合には、ゼロトルク制御において目標となる動作点が、ｄ軸電流の変化量ΔＩｄによって決定される。

続いて、インバータ制御装置２０は、最終目標トルクＴ^＊＊をゼロに設定し、現在のトルク指令Ｔ^＊から最終目標トルクＴ^＊＊（＝０）に向かう方向にトルク変化率ΔＴを減じて、トルク指令Ｔ^＊を更新する。インバータ制御装置２０は、更新されたトルク指令Ｔ^＊に基づいて、電流指令マップを参照し、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊の値を取得する。但し、このｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は、最大トルク制御や最大効率制御の場合の電流指令であるから損失は大きくない（ｄ軸電流Ｉｄの絶対値が大きくない）。従って、損失を増大させて回生電力を消費させる高損失制御を実現するために、弱め界磁制御や強め界磁制御など同様に、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊が、界磁調整電流によって調整される。

界磁調整に際して、インバータ制御装置２０は、まず、現時点のｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の値である高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓに、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の変化量ΔＩｄを加えて、高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓの値を更新する。次に、インバータ制御装置２０は、更新された高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓと、電流指令マップを参照して得られたｄ軸電流指令Ｉｄ^＊との差分を演算し、ｄ軸電流の界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲとする。この界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲの値は、弱め界磁制御や強め界磁制御の際に利用される調整値と同様に扱うことができる。従って、高損失制御に際して界磁調整を行う場合に、新たな演算機能を付加することなく、弱め界磁制御や強め界磁制御のために用意された機能部を共用することができる。

ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊の値を調整することにより、等トルク線上の動作点が移動することになる。このため、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊の値にも変動が生じる。そこで、インバータ制御装置２０は、トルク指令Ｔ^＊とｄ軸電流の界磁調整値Ｉｄ＿ＡＦＲとに基づいて、再度、電流指令マップを参照し、高損失ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｌｏｓｓを取得する。そして、高損失ｄ軸電流指令Ｉｄ＿ｌｏｓｓ及び高損失ｑ軸電流指令Ｉｑ＿ｌｏｓｓが、それぞれｄ軸電流指令Ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令Ｉｑ^＊として設定される。このような処理が、回転電機８０のトルクがゼロ状態となるまで繰り返される。

動作点が第２動作点Ｐ２に達すると、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態となる（図４、図５参照）。ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態となった後も、インバータ制御装置２０はｄ軸電流Ｉｄを増加させる。移動する動作点の目標は、後述するしきい値電圧Ｔｈを直流リンク電圧Ｖｄｃとした場合の電圧速度楕円３００と、ｄ軸との交点に位置する第３動作点Ｐ３である。ｄ軸電流Ｉｄの制御については、上述した通りであるので詳細な説明は省略する。また、上述したように、ｑ軸電流Ｉｑがゼロ状態となった後、インバータ制御装置２０は、コンタクタ９の開放許可を出す（図３：＃４０）。

コンタクタ９が開放されると、ｄ軸電流Ｉｄが流れ続けることによって、直流リンクコンデンサ４に蓄積されたエネルギーが消費され、直流リンク電圧Ｖｄｃが低下していく（図２、図５参照）。インバータ制御装置２０は、直流リンク電圧Ｖｄｃがしきい値電圧Ｔｈ以下となると（動作点が第３動作点Ｐ３に達すると）、ゼロトルク制御（高損失制御を含む）を終了し、アクティブショートサーキット制御（ＡＳＣ制御）を開始する（図３：＃５０，＃６０）。

以下、アクティブショートサーキット制御について説明する。図１及び図６等に示すように、インバータ１０は、交流１相分のアーム３Ａが、相補的にスイッチング制御される上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）と下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）との直列回路により構成される。インバータ制御装置２０は、３相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）をオン状態とし、３相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）をオフ状態とする上段側アクティブショートサーキット制御、及び、３相全てのアーム３Ａの下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）をオン状態とし、３相全てのアーム３Ａの上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）をオフ状態とする下段側アクティブショートサーキット制御の何れかのアクティブショート制御を実行する。

ここでは、図６に示すように、下段側アクティブショートサーキット制御が実行される例を示している。図６において、破線で示すスイッチング素子３は、オフ状態にスイッチング制御されていることを示し、実線で示すスイッチング素子３はオン状態に制御されていることを示す。また、破線で示すフリーホイールダイオード５は非導通状態であることを示し、実線で示すフリーホイールダイオード５は導通状態であることを示す。図６に示すように、上段側スイッチング素子３Ｈ（３１，３３，３５）はオフ状態に、下段側スイッチング素子３Ｌ（３２，３４，３６）はオン状態に制御される。Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相下段側スイッチング素子３２を流れる。Ｖ相電流Ｉｖは、Ｖ相下段側スイッチング素子３４を流れると共に、Ｖ相下段側スイッチング素子３４に逆並列に接続されたＶ相下段側フリーホイールダイオード５４も流れる。同様に、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相下段側スイッチング素子３６を流れると共に、Ｗ相下段側スイッチング素子３６に逆並列に接続されたＷ相下段側フリーホイールダイオード５６も流れる。

アクティブショートサーキット制御では、このように回転電機８０とインバータ１０との間に還流電流が流れ、回転電機８０の逆起電力を打ち消すための電流に相当するｄ軸電流Ｉｄが流れる。このため、動作点は、変調率がゼロとなる動作点に相当する第４動作点Ｐ４へ移動する（図５）。尚、上記においては、アクティブショートサーキット制御として下段側アクティブショートサーキット制御を行う形態を例示したが、当然ながらアクティブショートサーキット制御として上段側アクティブショートサーキット制御を行ってもよい。

図３のフローチャートでは、判定処理を省略しているが、アクティブショートサーキット制御の実行中に、何れか１相のアーム３Ａ（対象アーム）を流れる電流（相電流）がゼロ状態となる際に、パーシャルシャットダウン制御（ＰＳＤ制御）が開始される。パーシャルシャットダウン制御は、何れか１相のアーム３Ａ（対象アーム）の電流（相電流）がゼロの時点（時刻）で開始されると好適であるが、厳密ではなく、その時刻の前後において実行されればよい。電流がゼロとなったことを検出した後では、パーシャルシャットダウン制御の実行開始が遅れるため、例えば、パーシャルシャットダウン制御は、相電流がゼロの時を予想して実行されると好適である。上述したように、ゼロ状態とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む。

図７は、図６に示すようにアクティブショートサーキット制御が行われている状態から、パーシャルシャットダウン制御が開始された状態を示している。ここでは、対象アームがＶ相アームであり、Ｖ相アームにおいてオン状態に制御されているＶ相下段側スイッチング素子３４がオフ状態に制御される。これにより、Ｖ相はシャットダウンされた状態となり、インバータ１０は部分的にシャットダウンされた状態となる。一般的に、何れかの相がシャットダウンされた場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、フリーホイールダイオード５を介して直流リンクコンデンサ４を充電する。しかし、シャットダウンされる相（この場合Ｖ相）の相電流（Ｉｖ）がゼロ状態の時にシャットダウンを行っているため、直流リンクコンデンサ４は充電されず、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。

アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時と同様に、図３のフローチャートでは、判定処理を省略しているが、パーシャルシャットダウン制御の開始後、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相（ここではＵ相及びＷ相）のアーム３Ａの電流が共にゼロ状態となる際に、残りの全てのアーム３Ａにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子３をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御（ＦＳＤ制御）が開始される。フルシャットダウン制御は、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相（ここではＵ相及びＷ相）のアーム３Ａの電流が共にゼロ状態となる時点（時刻）で開始されると好適であるが、パーシャルシャットダウン制御と同様に、その時刻は厳密ではなく、その時刻の前後において実行されればよい。電流がゼロとなったことを検出した後では、フルシャットダウン制御の実行開始が遅れるため、例えば、フルシャットダウン制御は、相電流がゼロの時を予想して実行されると好適である。上述したように、ゼロ状態とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む。

図７に示すように、Ｕ相電流Ｉｕは、Ｕ相下段側スイッチング素子３２を流れ、Ｗ相電流Ｉｗは、Ｗ相下段側スイッチング素子３６を流れると共に、Ｗ相下段側スイッチング素子３６に逆並列に接続されたＷ相下段側フリーホイールダイオード５６も流れる。Ｖ相がシャットダウンされているため、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとは平衡する。従って、Ｕ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとは同じ時刻においてゼロ状態となる。インバータ制御装置２０は、対象アーム（ここではＶ相）とは別の２相のアーム３Ａ（ここではＵ相、Ｗ相）の電流が共にゼロ状態となる際に残りの全てのアーム３Ａにおいてオン状態に制御されているスイッチング素子３（ここでは“３２，３６”）をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を実行する。シャットダウンが実施された場合には、ステータコイル８に蓄積された電力が、フリーホイールダイオード５を介して直流リンクコンデンサ４を充電する。しかし、フルシャットダウン制御では、相電流（Ｉｕ，Ｉｗ）がゼロ状態の時にシャットダウンを行っているため、直流リンクコンデンサ４は充電されず、直流リンク電圧Ｖｄｃは上昇しない。

以上説明したように、本実施形態によれば、直流電源（高圧バッテリ１１）に接続されると共に交流の回転電機８０に接続されるインバータ１０の動作中に、インバータ１０と当該直流電源との電気的接続が遮断される場合に、直流リンク電圧Ｖｄｃの急上昇やインバータ１０に流れる電流の大幅な上昇などを抑制できるように、インバータ１０を適切に制御することができる。また、インバータ１０と当該直流電源との電気的接続が遮断された後、適切に回転電機８０に流れる電流をゼロ状態にすることができる。

尚、上述した実施形態の説明において開示された種々の構成は、矛盾が生じない限り、組み合わせて適用することも可能である。その他の構成に関しても、本明細書において開示された実施形態は全ての点で単なる例示に過ぎない。従って、本開示の趣旨を逸脱しない範囲内で、適宜、種々の改変を行うことが可能である。

〔実施形態の概要〕
以下、上記において説明したインバータ制御装置（２０）の概要について簡単に説明する。

１つの態様として、上記に鑑みたインバータ制御装置（２０）は、
直流電源（１１）にコンタクタ（９）を介して接続されると共に交流の回転電機（８０）に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータ（１０）であって、交流１相分のアーム（３Ａ）が上段側スイッチング素子（３Ｈ）と下段側スイッチング素子（３Ｌ）との直列回路により構成された当該インバータ（１０）を制御対象とし、
前記回転電機（８０）の回転に同期して回転する２軸の直交座標系において、当該直交座標系の各軸に沿った界磁電流（Ｉｄ）と駆動電流（Ｉｑ）との合成ベクトルである電機子電流を制御して前記インバータ（１０）を構成するスイッチング素子（３）をスイッチング制御するインバータ制御装置（２０）であって、
前記インバータ（１０）の直流側の電圧である直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を平滑化する平滑コンデンサ（４）に蓄えられたエネルギーを放電させる放電要求が生じた場合に、
前記回転電機（８０）のトルクがゼロとなるようにトルク指令を設定して前記駆動電流（Ｉｑ）をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令に基づくトルクを維持した状態で前記電機子電流が増加するように前記界磁電流（Ｉｄ）を増加させるゼロトルク制御を開始し、
前記駆動電流（Ｉｑ）が前記ゼロ状態に達し、前記ゼロトルク制御を継続した状態で、前記コンタクタ（９）が開放された後、前記直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が予め規定されたしきい値電圧（Ｔｈ）以下になったと判定した場合に、前記ゼロトルク制御に代えて、複数相の前記アーム（３Ａ）の前記上段側スイッチング素子（３Ｈ）及び前記下段側スイッチング素子（３Ｌ）の何れか一方の前記スイッチング素子（３）の全てをオン状態に制御し、他方の前記スイッチング素子（３）の全てをオフ状態に制御するアクティブショートサーキット制御を開始する。ここで、ゼロ状態とはゼロを含む±数［Ａ］の範囲を含む状態をいう。

この構成によれば、コンタクタ（９）が開放される際には、駆動電流（Ｉｑ）がゼロ状態に達しているから、回転電機（８０）から平滑コンデンサ（４）や直流電源（１１）に電流が回生されない。従って、コンタクタ（９）が開放されて、直流電源（１１）には電流を回生することができなくなっても、平滑コンデンサ（４）が充電されてその端子間電圧が急激に上昇することはない。また、コンタクタ（９）が開放された後も、回転電機のトルクには寄与しない界磁電流（Ｉｄ）を流すゼロトルク制御は継続されている。その電力源は平滑コンデンサ（４）に蓄積された電力であるから、平滑コンデンサ（４）に蓄えられたエネルギーを消費させることができる。さらに、アクティブショートサーキット制御は、平滑コンデンサ（４）に蓄えられたエネルギーがある程度放電されてから（直流リンク電圧（Ｖｄｃ）がしきい値電圧（Ｔｈ）以下となってから）、開始される。制御方式が切り換わる際には、電流に過渡的な振動が生じることがあるが、予め電力源となる平滑コンデンサ（４）のエネルギーを減少させておくことにより、そのような振動の振幅を低減することができる。その結果、制御方式が切り換わる際の過電流の発生を抑制することができる。このように、本構成によれば、直流電源（１１）に接続されると共に交流の回転電機（８０）に接続されるインバータ（１０）の動作中に、インバータ（１０）と直流電源（１１）との電気的接続が遮断される場合に、インバータ（１０）の直流側の電圧（Ｖｄｃ）の急上昇やインバータ（１０）に流れる電流の大幅な上昇などを抑制できるように、インバータ（１０）を適切に制御することができる。

ここで、インバータ制御装置（２０）は、少なくとも前記スイッチング素子（３）をスイッチング制御する変調方式として、電気角の一周期においてデューティーの異なる複数のパルスが出力される制御方式であるパルス幅変調制御を行うことが可能であり、前記ゼロトルク制御では、前記パルス幅変調制御を行うことができる動作領域内で前記電機子電流を変化させると好適である。

代表的なインバータ（１０）の制御方式には、複数相の交流電圧の電圧位相を制御する方式と、パルス幅変調制御のように、直交座標系において界磁電流と駆動電流との合成ベクトルに相当する電機子電流の電流位相角を制御する方式とがある。電圧位相を制御する方式では、上述したように界磁電流と駆動電流とを制御することができない。従って、ゼロトルク制御は、界磁電流と駆動電流とを制御することができるパルス幅変調制御によって行われると好適である。また、一般的に、電圧位相を制御する方式は、電流位相角を制御する方式に比べて、変調率（直流リンク電圧に対する複数相の交流電圧の相間電圧の実効値の割合）を高くすることができる。換言すれば、パルス幅変調制御は、電圧位相を制御する方式に比べて、その動作領域が低変調率側である。しかし、ゼロトルク制御は、界磁電流と駆動電流とを制御するために、パルス幅変調制御を行うことができる動作領域内で実行されると好適である。

また、インバータ制御装置（２０）は、前記ゼロトルク制御において、前記駆動電流（Ｉｑ）が前記ゼロ状態に達したと判定した場合に、さらに前記界磁電流（Ｉｄ）を増加させると好適である。

上述したように、ゼロトルク制御の後には、コンタクタ（９）を開放し、その後、さらにアクティブショートサーキット制御が行われる。コンタクタ（９）の開放時には、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が上昇する場合があり、アクティブショートサーキット制御への移行時には電流が振動する場合がある。従って、駆動電流（Ｉｑ）がゼロ状態に達した後も、界磁電流（Ｉｄ）を増加させることによって、平滑コンデンサ（４）に蓄積されたエネルギーを効率的に消費させ、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇や振動する電流の振幅を抑制すると好適である。

インバータ制御装置（２０）は、前記ゼロトルク制御において、前記駆動電流（Ｉｑ）が前記ゼロ状態に達したと判定し、さらに前記界磁電流（Ｉｄ）を増加させる場合に、界磁電流軸及び駆動電流軸の２軸を有する前記直交座標系において、前記直流リンク電圧（Ｖｄｃ）に比例し、前記回転電機（８０）の回転速度（ω，ＮＲ）に反比例する径を有する楕円である電圧速度楕円（３００）と、前記界磁電流軸との交点（Ｐ３）を目標として、前記界磁電流（Ｉｄ）を増加させると好適である。

電圧速度楕円（３００）の中心は、変調率がゼロの点である。そして、中心から離れるほど、その変調率は大きくなり、パルス幅変調制御における電圧速度楕円（３００）の線上の変調率は、パルス幅変調制御における理論上の最大値（例えば約０．７０７）となる。例えば、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）が、上記しきい値電圧（Ｔｈ）であるような電圧速度楕円（３００）と界磁電流軸との交点（Ｐ３）を目標として、界磁電流（Ｉｄ）を増加させると、平滑コンデンサ（４）に蓄積されたエネルギーを効率的に消費させ、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇や振動する電流の振幅を抑制することができる。従って、界磁電流（Ｉｄ）が当該交点（Ｐ３）に達したときに円滑にアクティブショートサーキット制御に制御方式を移行させることができる。

ここで、前記インバータ（１０）が、直流と３相の交流との間で電力変換を行うものである場合、インバータ制御装置（２０）は、前記アクティブショートサーキット制御の開始後に、何れか１相の前記アーム（３Ａ）である対象アームの電流が前記ゼロ状態となる際に、少なくとも前記対象アームにおいてオン状態に制御されている前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御を開始すると好適である。

一般的に、アクティブショートサーキット制御では、回転電機（８０）のステータコイルとインバータ（１０）のスイッチング素子（３）との間で電流が還流し、そのエネルギーは、ステータコイルやスイッチング素子（３）において熱として消費される。従って、アクティブショートサーキット制御の長時間の継続には、回転電機（８０）やスイッチング素子（３）の発熱に考慮する必要がある。一方、インバータ（１０）を構成する全てのスイッチング素子（３）をオフ状態に制御するシャットダウン制御では、行先を遮断された電流が平滑コンデンサ（４）を充電し、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）を上昇させるため、平滑コンデンサ（４）やスイッチング素子（３）の耐圧に考慮する必要がある。アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時には、オン状態からオフ状態へと制御されるスイッチング素子（３）を流れる電流がゼロ状態であるから、平滑コンデンサ（４）には電流が流れ込まず、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇は抑制される。

さらに、前記インバータ制御装置（２０）は、前記パーシャルシャットダウン制御の開始後、前記対象アームとは別の２相の前記アーム（３Ａ）の電流が共に前記ゼロ状態となる際に、残りの全ての前記アーム（３Ａ）においてオン状態に制御されている前記スイッチング素子（３）をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を開始すると好適である。

パーシャルシャットダウン制御中には、３相の内、１相には電流が流れないように制御されているので、残りの２相を流れる交流の電流は平衡する。従って、当該２相を流れる交流の電流は同時にゼロ状態となる。アクティブショートサーキット制御からパーシャルシャットダウン制御への移行時と同様に、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時も、オン状態からオフ状態へと制御されるスイッチング素子（３）を流れる電流はゼロ状態である。従って、パーシャルシャットダウン制御からフルシャットダウン制御への移行時にも、平滑コンデンサ（４）には電流が流れ込まず、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇は抑制される。本構成によれば、インバータ（１０）と直流電源（１１）とを接続するコンタクタ（９）が開放状態となった際に、直流リンク電圧（Ｖｄｃ）の上昇や、還流電流の総量を抑制しつつ、回転電機（８０）に流れる電流をゼロ状態にすることができる。

３ ：スイッチング素子
３Ａ ：アーム
３Ｈ ：上段側スイッチング素子
３Ｌ ：下段側スイッチング素子
４ ：直流リンクコンデンサ（平滑コンデンサ）
５ ：フリーホイールダイオード
９ ：コンタクタ
１０ ：インバータ
１１ ：高圧バッテリ（直流電源）
２０ ：インバータ制御装置
８０ ：回転電機
３００ ：電圧速度楕円
Ｉｄ ：ｄ軸電流（界磁電流）
Ｉｑ ：ｑ軸電流（駆動電流）
ＮＲ ：回転数
Ｔ^＊ ：トルク指令
Ｔｈ ：しきい値電圧
Ｖｄｃ ：直流リンク電圧
ω ：回転速度

Claims (6)

1. 直流電源にコンタクタを介して接続されると共に交流の回転電機に接続されて直流と複数相の交流との間で電力を変換するインバータであって、交流１相分のアームが上段側スイッチング素子と下段側スイッチング素子との直列回路により構成された当該インバータを制御対象とし、
   前記回転電機の回転に同期して回転する２軸の直交座標系において、当該直交座標系の各軸に沿った界磁電流と駆動電流との合成ベクトルである電機子電流を制御して前記インバータを構成するスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御装置であって、
   前記インバータの直流側の電圧である直流リンク電圧を平滑化する平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーを放電させる放電要求が生じた場合に、
   前記回転電機のトルクがゼロとなるようにトルク指令を設定して前記駆動電流をゼロ状態まで減少させると共に、当該トルク指令に基づくトルクを維持した状態で前記電機子電流が増加するように前記界磁電流を増加させるゼロトルク制御を開始し、
   前記駆動電流が前記ゼロ状態に達し、前記ゼロトルク制御を継続した状態で、前記コンタクタが開放された後、前記直流リンク電圧が予め規定されたしきい値電圧以下になったと判定した場合に、前記ゼロトルク制御に代えて、複数相の前記アームの前記上段側スイッチング素子及び前記下段側スイッチング素子の何れか一方の前記スイッチング素子の全てをオン状態に制御し、他方の前記スイッチング素子の全てをオフ状態に制御するアクティブショートサーキット制御を開始する、インバータ制御装置。
2. 少なくとも前記スイッチング素子をスイッチング制御する変調方式として、電気角の一周期においてデューティーの異なる複数のパルスが出力される制御方式であるパルス幅変調制御を行うことが可能であり、
   前記ゼロトルク制御では、前記パルス幅変調制御を行うことができる動作領域内で前記電機子電流を変化させる請求項１に記載のインバータ制御装置。
3. 前記ゼロトルク制御において、前記駆動電流が前記ゼロ状態に達したと判定した場合に、さらに前記界磁電流を増加させる請求項１又は２に記載のインバータ制御装置。
4. 界磁電流軸及び駆動電流軸の２軸を有する前記直交座標系において、前記直流リンク電圧に比例し、前記回転電機の回転速度に反比例する径を有する楕円である電圧速度楕円と、前記界磁電流軸との交点を目標として、前記界磁電流を増加させる請求項３に記載のインバータ制御装置。
5. 前記インバータは、直流と３相の交流との間で電力変換を行うものであり、
   前記アクティブショートサーキット制御の開始後に、何れか１相の前記アームである対象アームの電流が前記ゼロ状態となる際に、少なくとも前記対象アームにおいてオン状態に制御されている前記スイッチング素子をオフ状態とするように制御するパーシャルシャットダウン制御を開始する、請求項１から４の何れか一項に記載のインバータ制御装置。
6. 前記パーシャルシャットダウン制御の開始後、前記対象アームとは別の２相の前記アームの電流が共に前記ゼロ状態となる際に、残りの全ての前記アームにおいてオン状態に制御されている前記スイッチング素子をオフ状態とするように制御するフルシャットダウン制御を開始する、請求項５に記載のインバータ制御装置。
   

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