JP2012115123A

JP2012115123A - 新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置

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Publication number: JP2012115123A
Application number: JP2011154612A
Authority: JP
Inventors: Yen Li Ko; リーコ−イェン; Te Hung Chia; フンチア−チー; Su Wei-Chuan; スーウェイ−チュアン
Original assignee: Immense Advance Tech Corp
Current assignee: Immense Advance Tech Corp
Priority date: 2010-11-23
Filing date: 2011-07-13
Publication date: 2012-06-14
Also published as: EP2469979A3; EP2469979A2; US20120126759A1; US8541990B2

Abstract

【課題】電力変換用途用に新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置を提案すること。
【解決手段】電力変換制御装置が、線間電圧に応じて正規化信号を、該線間電圧に正規化利得を乗算して生成するのに使用する正規化部であって、正規化利得を線間電圧の振幅の逆数に比例させる正規化部と、正規化部に接続して、算術演算を実行することによって基準電流信号を生成する基準電流生成部であって、算術演算は正規化信号を含む基準電流生成部と、ゲート駆動信号を生成するのに使用するゲート駆動信号生成部であって、ゲート駆動信号のデューティを、基準電流信号と電流検出信号との電圧比較で決定するゲート駆動信号生成部を含むことからなる。
【選択図】図２

Description

本発明は、電力変換制御装置に関し、特に、負荷電流調整が必要な電力変換用途に対して力率補正を提供できる電力変換制御装置に関する。

図１では、電力変換用途について説明しているが、該用途では、力率補正機構を有する従来技術の制御装置１００を使用して、電力変換回路１１０の入力電流Ｉ_ＩＮの波形を、線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの波形に類似するように電力変換回路１１０を制御し、入力電流Ｉ_ＩＮの平均を、結果的に負荷１２０に対する直流出力電圧Ｖ_Ｏとなるよう調整する。図１で分かるように、該制御装置には、コンバイナ１０１と、増幅器１０２と、乗算器１０３と、ゲート駆動信号生成部１０４とを含む。

コンバイナ１０１を使用して、Ｖ_Ｏを基準電圧Ｖ_ＲＥＦで減算して誤差信号を生成する。高直流利得で、カットオフ周波数が１２０Ｈｚ以下の増幅器１０２を使用して、誤差信号を負利得で増幅して、振幅調節信号Ａを生成する。

乗算器１０３を使用して、線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥを振幅調節信号Ａで乗算して、基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣを生成する。

ゲート駆動信号生成部１０４を使用して、ゲート駆動信号Ｖ_Ｇを生成して、電力変換回路１１０のスイッチングを制御し、該生成部１０４では、ゲート駆動信号Ｖ_Ｇのデューティを、基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣと、入力電流Ｉ_ＩＮを表す電流検出信号Ｓ_ＣＳとの電圧比較により、決定する。

運転中に、電流検出信号Ｓ_ＣＳが基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣに追従すると、負のフィードバック機構が強制的にＶ_ＯをＶ_ＲＥＦに接近させる。このように、線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥが高／低レベルに変化すると、基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣの振幅が、振幅調節信号Ａによってより小さな／より大きな値に調節され、結果的に、Ｖ_ＯをＶ_ＲＥＦに調整するように、電流検出信号Ｓ_ＣＳのレベルを低く／高くする。即ち、波形が線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの波形と類似し、振幅が振幅調節信号Ａと線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの振幅との積と等しい基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣが、力率を補正すると同時に出力電圧を調整するための主要な信号となる。

しかしながら、この構造には大きな短所―増幅器１０２が、高利得と低カットオフ周波数を必要とするために、大きな面積を占領してしまうという短所がある。

この問題に鑑み、本発明では、電力変換用途用に新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置を提案する。

本発明の主な目的は、降圧型、昇降圧型、又は昇圧型等とできる、電力変換回路用の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置を提案することである。

本発明の前述した目的を達成するために、新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置を提案し、該電力変換制御装置は、
線間電圧に応じて正規化信号を、該線間電圧に正規化利得を乗算して生成するのに使用する正規化部であって、正規化利得を線間電圧の振幅の逆数に比例させる正規化部と、
正規化部に接続して、算術演算を実行することによって基準電流信号を生成する基準電流生成部であって、算術演算は正規化信号を含む基準電流生成部と、
ゲート駆動信号を生成するのに使用するゲート駆動信号生成部であって、ゲート駆動信号のデューティを、基準電流信号と電流検出信号との電圧比較で決定するゲート駆動信号生成部を含む。

審査官が、本発明の目的、構造、革新的特徴、性能について一層容易に理解できるように、好適実施例を添付図と共に、本発明の詳細な説明に用いる。

電力変換用途について説明しており、該用途では、力率補正機構を有する従来の制御装置を使用して、入力電流の波形が線間電圧の波形と類似するように電力変換回路を制御し、入力電流の平均が、結果的に負荷用直流出力電圧となるように調整する。電力変換用途について説明しており、該用途では、本発明の好適実施形態による新規な力率補正機構を有する制御装置を使用して、入力電流の波形が線間電圧の波形と類似するように電力変換回路を制御し、出力電流の平均を、一定レベルに応じて調整する。本発明の好適実施形態による図２の基準電流信号生成モジュールのブロック図について説明している。本発明の別の好適実施形態による図２の基準電流信号生成モジュールのブロック図について説明している。本発明のまた別の好適実施形態による図２の基準電流信号生成モジュールのブロック図について説明している。本発明のまた別の好適実施形態による図２の基準電流信号生成モジュールのブロック図について説明している。本発明のまた別の好適実施形態による図２の基準電流信号生成モジュールのブロック図について説明している。

以下では、本発明について、本発明の好適実施形態を示す添付図を参照して、更に詳細に説明する。

電力変換用途について説明している図２を参照されたい。図２では、本発明の好適実施形態による新規な力率補正機構を有する制御装置２００を使用して、電力変換回路２３０を、入力電流Ｉ_ＩＮの波形を線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥと類似させ、出力電流Ｉ_Ｏの平均を、一定レベルに従い調整して、対応する出力電圧Ｖ_Ｏで負荷２４０を供給するように、制御する。図２で分かるように、制御装置２００は、基準電流生成モジュール２１０―正規化部２１１と基準電流生成部２１２を有する―と、ゲート駆動信号生成部２２０とを含む。

正規化部２１１を使用して、線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥを正規化利得Ｓ_Ｇと乗算して、線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥに応じて、正規化した信号Ｖ_ＮＯＲＭを生成するが、該正規化利得Ｓ_Ｇを線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの振幅の逆数と比例させる。正規化部２１１は、例えば自動利得制御機構を利用して、式：Ｖ_ＮＯＲＭ＝Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｓ_Ｇ（式中、Ｓ_Ｇは、Ｖ_ＮＯＲＭの振幅がＶ_ＬＩＮＥの様々な振幅に関係なく一定となるように、調節処理中に導出する）を実行するが、該自動利得制御機構に限定するものではない。

基準電流生成部２１２を、正規化部２１１に接続して、算術演算を実行して基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣを生成するが、算術演算は正規化した信号Ｖ_ＮＯＲＭを含み、該算術演算を、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｓ_Ｇ、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｖ_ＮＯＲＭ、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_ＮＯＲＭ＋Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）から成る群から１つ選択できる。

ゲート駆動信号生成部２２０を使用して、ゲート駆動信号Ｖ_Ｇを生成するが、該ゲート駆動信号Ｖ_Ｇのデューティを、基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣと電流検出信号Ｓ_ＣＳとの電圧比較により決定する。

異なる運転モードでの異なる型の電力変換装置に対して、正規化した信号Ｖ_ＮＯＲＭを含む異なる形の算術演算を使用でき、電圧比較処理中、基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣをピーク基準電流として使用して、電流検出信号Ｓ_ＣＳのピーク値を決定できる、又は平均基準電流として使用して、電流検出信号Ｓ_ＣＳの平均値を決定できる。

例えば、電力変換用途を境界電流モードの昇圧変換器とした場合、基準電流信号生成モジュール２１０を、図３に示す回路ブロックで実装でき、該回路ブロックは、正規化部２１１と増幅器３１２を含み、式Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｓ_Ｇを実現する。このように設計した基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣは、この種の用途に関する限り、一定の平均出力電流と良好な力率を提供できる。この原理について以下で詳しく説明する。

Ｖ_ＬＩＮＥを、全波整流の線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に対してＶ_Ａｓｉｎθ（０°＜θ＜１８０°）として表し、Ｖ_Ｇのスイッチング周波数を、１スイッチング周期中、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｓ_Ｇをピーク基準電流として採用することで、Ｖ_ＬＩＮＥのスイッチング周波数より大幅に高くすると、入力電力を、Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}＝Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｓ_ＲＥＦＣ／２＝Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｓ_Ｇ／２＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｖ_ＮＯＲＭ／２＝（Ｋｓｉｎθ）^２／２（式中、Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}は入力電流Ｉ_ＩＮの平均であり、Ｓ_Ｇ＝Ｋ／Ｖ_Ａ、Ｋは定数である）として表すことができ、平均出力電流Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}を、Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}＝（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×ｔ_ＯＦＦ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）＝（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×Ｖ_ＬＩＮＥ／Ｖ_Ｏ＝（Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｓ_Ｇ／２）×Ｖ_ＬＩＮＥ／Ｖ_Ｏ＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２／２Ｖ_Ｏ＝（Ｋｓｉｎθ）^２／２Ｖ_Ｏ（式中、ｔ_ＯＮはＶ_Ｇのアクティブ期間であり、ｔ_ＯＦＦはＶ_Ｇの非アクティブ期間である）として表すことができる。このように、入力電流Ｉ_ＩＮは線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥと同調し、全波整流の線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に亘る平均出力電流は、Ｖ_ＬＩＮＥの振幅とは無関係になる。

更に、電力変換用途を、電流不連続モードの固定周波数のフライバック変換器とした場合、基準電流信号生成モジュール２１０を、図４で説明した回路ブロックで実装でき、該回路ブロックは、正規化部２１１とバッファ４１２を含み、式Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭを実現する。このように設計した基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣは、この種の用途に関する限り、一定の平均出力電流と良好な力率を提供できる。この原理について以下で詳しく説明する。

Ｖ_ＬＩＮＥを、全波整流の線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に対してＶ_Ａｓｉｎθ（０°＜θ＜１８０°）として表し、Ｖ_Ｇのスイッチング周波数を、１スイッチング周期中、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭをピーク基準電流として採用することで、Ｖ_ＬＩＮＥのスイッチング周波数より大幅に高くすると、入力電力を、Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}＝Ｌ（Ｓ_ＲＥＦＣ）^２／２Ｔ＝Ｌ（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２／２Ｔ＝Ｌ（Ｋｓｉｎθ）^２／２Ｔ（式中、Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}は入力電流Ｉ_ＩＮの平均であり、Ｌはインダクタのインダクタンス、Ｋは定数、Ｔはスイッチングサイクル周期である）として表すことができ、平均出力電流Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}を、Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}＝Ｐ_ＩＮ／Ｖ_Ｏ＝Ｌ（Ｋｓｉｎθ）^２／２ＴＶ_Ｏ（式中、Ｐ_ＩＮは入力電力である）として表すことができる。このように、入力電流は線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥと同調し、全波整流の線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に亘る平均出力電流は、Ｖ_ＬＩＮＥの振幅とは無関係になる。注意すべきは、バッファ４１２を別の等価回路―例えば、フィードスルー接続で置換えられる点である。

更にまた、電力変換用途を、一次側等価回路と考えられる降圧変換器又はフォワード変換器とした場合、基準電流信号生成モジュール２１０を、図５で説明した回路ブロックで実装でき、該回路ブロックは、正規化部２１１と増幅器５１２を含み、式Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｖ_ＮＯＲＭを実現する。このように設計した基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣは、この種の用途に関する限り、一定の平均出力電流と良好な力率を提供でき、その上、平均出力電流は出力電圧とは無関係となるため、この設計は、ＬＥＤ間の仕様のばらつきにより出力電圧にばらつきが多いＬＥＤ照明用途に特に適している。この原理について以下で詳しく説明する。

Ｖ_ＬＩＮＥを、全波整流の線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に対してＶ_Ａｓｉｎθ（０°＜θ＜１８０°）として表し、Ｖ_Ｇのスイッチング周波数を、１スイッチング周期中、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｖ_ＮＯＲＭを境界電流モード運転用ピーク基準電流として採用することで、Ｖ_ＬＩＮＥのスイッチング周波数より大幅に高くすると、入力電力を、Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}＝Ｖ_ＬＩＮＥ×（（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×ｔ_ＯＦＦ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ））＝Ｖ_ＬＩＮＥ×（（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×Ｖ_Ｏ／Ｖ_ＬＩＮＥ）＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２×Ｖ_Ｏ／２＝Ｖ_Ｏ（Ｋｓｉｎθ）^２／２（式中、Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}は入力電流Ｉ_ＩＮの平均であり、ｔ_ＯＮはＶ_Ｇのアクティブ期間であり、ｔ_ＯＦＦはＶ_Ｇの非アクティブ期間であり、Ｋは定数である）として表すことができ、平均出力電流Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}を、Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}＝Ｓ_ＲＥＦＣ／２＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２／２＝（Ｋｓｉｎθ）^２／２として表すことができる。

連続電流モードに関して、１スイッチング周期中、平均基準電流としてＳ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｖ_ＮＯＲＭを採用することで、入力電力を、Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}＝Ｖ_ＬＩＮＥ×（Ｓ_ＲＥＦＣ×Ｖ_Ｏ／Ｖ_ＬＩＮＥ）＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２×Ｖ_Ｏ＝Ｖ_Ｏ（Ｋｓｉｎθ）^２（式中、Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}は入力電流Ｉ_ＩＮの平均であり、Ｋは定数である）として表すことができ、平均出力電流Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}を、Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}＝Ｓ_ＲＥＦＣ＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２＝（Ｋｓｉｎθ）^２として表すことができる。このように、入力電流は線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥと同調し、全波整流線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に亘る平均出力電流は、Ｖ_ＬＩＮＥ及びＶ_Ｏの振幅とは無関係になる。

更にまた、電力変換用途を、一次側等価回路として昇降圧変換器又はフライバック変換器とした場合、基準電流信号生成モジュール２１０を、図６で説明した回路ブロックで実装でき、該回路ブロックは、正規化部２１１、可変利得増幅器６１２ａ、コンバイナ６１２ｂ、乗算器６１２ｃを含み、式Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_ＮＯＲＭ＋Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）を実現する。このように設計した基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣは、この種の用途に関する限り、一定の平均出力電流と良好な力率を提供でき、その上、平均出力電流は出力電圧とは無関係となるため、この設計は、ＬＥＤ間の仕様のばらつきにより出力電圧にばらつきが多いＬＥＤ照明用途に特に適している。この原理について以下で詳しく説明する。

Ｖ_ＬＩＮＥを、全波整流の線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に対してＶ_Ａｓｉｎθ（０°＜θ＜１８０°）として表わし、Ｖ_Ｇのスイッチング周波数を、１スイッチング周期中、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_ＮＯＲＭ＋Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）を境界電流モード運転用ピーク基準電流として採用することで、Ｖ_ＬＩＮＥのスイッチング周波数より大幅に高くすると、入力電力を、Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}＝Ｖ_ＬＩＮＥ×（（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×Ｖ_Ｏ／（Ｖ_ＬＩＮＥ＋Ｖ_Ｏ））＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２／２×Ｖ_Ｏ＝Ｖ_Ｏ（Ｋｓｉｎθ）^２／２（式中、Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}は入力電流Ｉ_ＩＮの平均であり、Ｋは定数である）として表すことができ、平均出力電流Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}を、（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×ｔ_ＯＦＦ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）＝（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×Ｖ_ＬＩＮＥ／（Ｖ_Ｏ＋Ｖ_ＬＩＮＥ）＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_ＮＯＲＭ＋Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）×Ｖ_ＬＩＮＥ／（Ｖ_Ｏ＋Ｖ_ＬＩＮＥ）／２＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２／２＝（Ｋｓｉｎθ）^２／２（式中、ｔ_ＯＮはＶ_Ｇのアクティブ期間であり、ｔ_ＯＦＦはＶ_Ｇの非アクティブ期間である）として表すことができる。

連続電流モードに関して、１スイッチング周期中、平均基準電流としてＳ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_ＮＯＲＭ＋Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）を採用することで、入力電力を、Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}＝Ｖ_ＬＩＮＥ×（Ｓ_ＲＥＦＣ×Ｖ_Ｏ／（Ｖ_ＬＩＮＥ＋Ｖ_Ｏ））＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２×Ｖ_Ｏ＝Ｖ_Ｏ（Ｋｓｉｎθ）^２（式中、Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}は入力電流Ｉ_ＩＮの平均であり、Ｋは定数である）として表すことができ、平均出力電流Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}を、Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}＝Ｓ_ＲＥＦＣ×ｔ_ＯＦＦ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）＝Ｓ_ＲＥＦＣ×Ｖ_ＬＩＮＥ／（Ｖ_Ｏ＋Ｖ_ＬＩＮＥ）＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_ＮＯＲＭ＋Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）×Ｖ_ＬＩＮＥ／（Ｖ_Ｏ＋Ｖ_ＬＩＮＥ）＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２＝（Ｋｓｉｎθ）^２（式中、ｔ_ＯＮはＶ_Ｇのアクティブ期間であり、ｔ_ＯＦＦはＶ_Ｇの非アクティブ期間である）として表すことができる。このように、入力電流は線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥと同調し、全波整流線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に亘る平均出力電流は、Ｖ_ＬＩＮＥ及びＶ_Ｏの振幅とは無関係になる。

更にまた、電力変換用途を、昇圧変換器とした場合、基準電流信号生成モジュール２１０を、図７で説明した回路ブロックで実装でき、該回路ブロックは、正規化部２１１、可変利得増幅器７１２ａ、乗算器７１２ｃを含み、式Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）を実現する。このように設計した基準電流信号Ｓ_ＲＥＦＣは、この種の用途に関する限り、一定の平均出力電流と良好な力率を提供でき、その上、平均出力電流は出力電圧とは無関係となるため、この設計は、ＬＥＤ間の仕様のばらつきにより出力電圧にばらつきが多いＬＥＤ照明用途に特に適している。この原理について以下で詳しく説明する。

Ｖ_ＬＩＮＥを、全波整流の線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に対してＶ_Ａｓｉｎθ（０°＜θ＜１８０°）として表し、Ｖ_Ｇのスイッチング周波数を、１スイッチング周期中、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）を境界電流モード運転用ピーク基準電流として採用することで、Ｖ_ＬＩＮＥのスイッチング周波数より大幅に高くすると、入力電力を、Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}＝Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２×Ｖ_Ｏ＝Ｖ_Ｏ（Ｋｓｉｎθ）^２（式中、Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}は入力電流Ｉ_ＩＮの平均であり、Ｋは定数である）として表すことができ、平均出力電流Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}を、Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}＝（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×ｔ_ＯＦＦ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）＝（Ｓ_ＲＥＦＣ／２）×Ｖ_ＬＩＮＥ／Ｖ_Ｏ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）×Ｖ_ＬＩＮＥ／Ｖ_Ｏ／２＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２／２＝（Ｋｓｉｎθ）^２／２（式中、ｔ_ＯＮはＶ_Ｇのアクティブ期間であり、ｔ_ＯＦＦはＶ_Ｇの非アクティブ期間である）として表すことができる。

連続電流モードに関して、１スイッチング周期中、平均基準電流としてＳ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）を採用することで、入力電力を、Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}＝Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＬＩＮＥ×Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２×Ｖ_Ｏ＝Ｖ_Ｏ（Ｋｓｉｎθ）^２（式中、Ｉ_{ＩＮ，ａｖｇ}は入力電流Ｉ_ＩＮの平均であり、Ｋは定数である）として表すことができ、平均出力電流Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}を、Ｉ_{Ｏ，ａｖｇ}＝Ｓ_ＲＥＦＣ×ｔ_ＯＦＦ／（ｔ_ＯＮ＋ｔ_ＯＦＦ）＝Ｓ_ＲＥＦＣ×Ｖ_ＬＩＮＥ／Ｖ_Ｏ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）×Ｖ_ＬＩＮＥ／Ｖ_Ｏ＝（Ｖ_ＮＯＲＭ）^２＝（Ｋｓｉｎθ）^２（式中、ｔ_ＯＮはＶ_Ｇのアクティブ期間であり、ｔ_ＯＦＦはＶ_Ｇの非アクティブ期間である）として表すことができる。このように、入力電流は線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥと同調し、全波整流の線間電圧Ｖ_ＬＩＮＥの周期に亘る平均出力電流は、Ｖ_ＬＩＮＥ及びＶ_Ｏの振幅とは無関係になる。

以上の明細書から分かるように、線間電圧を処理する正規化部を有する本発明の電力変換制御装置を使用して、降圧型、昇降圧型、昇圧型、フライバック型等の電力変換器用の新規な力率補正機構を提案し、従来技術で必要とされた大型の誤差増幅器を排除できる。従って、本発明は従来技術の制御装置を改善でき、特許を付与するに値するものである。

本発明を、一例として、好適実施形態に関して記載したが、当然ながら本発明はこれらに限定されるものではない。逆に、様々な変更例、同様の仕組み及び手順をカバーするものとし、従って、添付のクレームの範囲は、そうした変更例、同様の仕組み及び手順全てを包含するように、最も広く解釈されるべきである。

以上説明を纏めると、本明細書において本発明は、従来の構造より性能を向上させ、更に特許出願要件に適合するもので、審査及び相応の特許権を付与する特許庁に提出される。

１００従来技術の制御装置
１０１、６１２ｂコンバイナ
１０２、３１２、５１２増幅器
１０３、６１２ｃ、７１２ｃ乗算器
１０４、２２０ゲート駆動信号生成部
１１０、２３０電力変換回路
１２０、２４０負荷
２００制御装置
２１０基準電流信号生成モジュール
２１１正規化部
２１２基準電流生成部
４１２バッファ
６１２ａ、７１２ａ可変利得増幅器
Ｉ_ＩＮ入力電流
Ｖ_ＬＩＮＥ線間電圧
Ｖ_Ｏ直流出力電圧
Ｓ_ＲＥＦＣ基準電流信号
Ｓ_ＣＳ電流検出信号
Ｖ_Ｇゲート駆動信号
Ｖ_ＲＥＦ基準電圧
Ｖ_ＮＯＲＭ正規化信号
Ｓ_Ｇ正規化利得
Ｉ_Ｏ出力電流

Claims

自動利得制御機構を使用して、線間電圧に応じて正規化信号及び正規化利得を生成する正規化部であって、前記正規化信号を前記線間電圧と前記正規化利得との積と等しくし、前記正規化利得を前記線間電圧の振幅の逆数に比例させる正規化部と、
前記正規化部に接続して、算術演算を実行することで基準電流信号を生成する基準電流生成部であって、前記算術演算は前記正規化信号を含む基準電流生成部と、
ゲート駆動信号を生成するのに使用するゲート駆動信号生成部であって、前記ゲート駆動信号のデューティを、前記基準電流信号と電流検出信号との電圧比較で決定するゲート駆動信号生成部を備えることを特徴とする新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
前記基準電流生成部は、前記算術演算として：Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｓ_Ｇ（式中、Ｓ_ＲＥＦＣは前記基準電流信号であり、Ｖ_ＮＯＲＭは前記正規化信号であり、Ｓ_Ｇは前記正規化利得である）を実行するために乗算器を備えることを特徴とする、請求項１に記載の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
前記基準電流生成部は、前記算術演算として：Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ（式中、Ｓ_ＲＥＦＣは前記基準電流信号であり、Ｖ_ＮＯＲＭは前記正規化信号である）を実行するためにバッファを備えることを特徴とする、請求項１に記載の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
前記基準電流生成部は、前記算術演算として：Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｖ_ＮＯＲＭ（式中、Ｓ_ＲＥＦＣは前記基準電流信号であり、Ｖ_ＮＯＲＭは前記正規化信号である）を実行するために乗算器を備えることを特徴とする、請求項１に記載の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
前記基準電流生成部は、前記算術演算として：Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_ＮＯＲＭ＋Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）（式中、Ｓ_ＲＥＦＣは前記基準電流信号であり、Ｖ_ＮＯＲＭは前記正規化信号であり、Ｖ_Ｏは出力電圧であり、Ｓ_Ｇは前記正規化利得である）を実行するために、可変利得増幅器と、コンバイナと、乗算器を備えることを特徴とする、請求項１に記載の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
前記基準電流生成部は、前記算術演算として：Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）（式中、Ｓ_ＲＥＦＣは前記基準電流信号であり、Ｖ_ＮＯＲＭは前記正規化信号であり、Ｖ_Ｏは出力電圧であり、Ｓ_Ｇは前記正規化利得である）を実行するために、可変利得増幅器と、乗算器を備えることを特徴とする、請求項１に記載の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
線間電圧に応じて正規化信号を、該線間電圧に正規化利得を乗算して生成するのに使用する正規化部であって、前記正規化利得を前記線間電圧の振幅の逆数に比例させる正規化部と、
前記正規化部に接続して、算術演算を実行することによって基準電流信号を生成する基準電流生成部であって、前記算術演算は前記正規化信号を含む基準電流生成部と、
ゲート駆動信号を生成するのに使用するゲート駆動信号生成部であって、前記ゲート駆動信号のデューティを、前記基準電流信号と電流検出信号との電圧比較で決定するゲート駆動信号生成部を備えることを特徴とする新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
前記基準電流生成部を使用して、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｓ_Ｇ、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×Ｖ_ＮＯＲＭ、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_ＮＯＲＭ＋Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）、Ｓ_ＲＥＦＣ＝Ｖ_ＮＯＲＭ×（Ｖ_Ｏ×Ｓ_Ｇ）（式中、Ｓ_ＲＥＦＣは前記基準電流信号であり、Ｖ_ＮＯＲＭは前記正規化信号であり、Ｖ_Ｏは出力電圧であり、Ｓ_Ｇは前記正規化利得である）から成る群から選択した１式による前記算術演算を実行することを特徴とする、請求項７に記載の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
前記基準電流信号を、前記ゲート駆動信号生成部におけるピーク基準電流として使用することを特徴とする、請求項８に記載の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。
前記基準電流信号を、前記ゲート駆動信号生成部における平均基準電流として使用することを特徴とする、請求項８に記載の新規な力率補正機構を有する電力変換制御装置。