TWI473406B - 數位化前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器及其方法 - Google Patents

數位化前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器及其方法 Download PDF

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Description

數位化前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器及其方法
本發明是有關於一種功率因數校正電路，且特別是有關於一種可用於適應性的調整輸出電壓之前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器及其校正方法。
功率因數指的是有效功率與總耗電量(視在功率)之間的關係，也就是有效功率除以總耗電量(視在功率)的比值。基本上功率因數可以衡量電力被有效利用的程度，當功率因數值越大，代表其電力利用率越高。交換式電源供應器上的功率因數校正器的運作原理是去控制調整交流電電流輸入的時間與波型，使其與直流電電壓波型儘可能一致，讓功率因數趨近於1。這對於電力需求量大到某一個水準的電子設備而言是很重要的，否則電力設備系統消耗的電力可能超出其規格，極可能干擾同系統的其他電子設備。一般狀況下，電子設備沒有功率因素校正(Power Factor Correction,PFC)時其功率因數值約只有0.5。
低功率因數即代表低的電力效能，越低的功率因數值代表越高比例的電力在配送網絡中耗損，若較低的功率因數沒有被校正提昇，電力公司除了有效功率外，還要提供與工作非相關的虛功，這導致需要更大的發電機、轉換機、輸送工具、纜線及額外的配送系統等事實上可被省略的設施，以彌補損耗的不足。有功率因數校正功能的電子設備配可以幫助改善自身能源使用率，減少電費，功率因數校正也是一種環保科技，可以有效減低造成電力污染之諧 波，是對社會全體有益的功能。
先前技術的功率因數校正大部分是使用一較大的電感串接在交流電輸入端，讓電流更加連續，使電流的相位可以與電壓的相位盡量達到同相位(IN-PHASE)。一般法規也有特別規範，75瓦特以上的電源需要有功率校正。然，串接大電感的方式，對於功率因數校正有限。因此，為了改善此種問題，有人提出利用升壓轉換器(boost converter)做主動式功率校正。此種利用升壓轉換器(boost converter)做主動式功率校正可使產品的功率因數保持接近1的特性，但卻要將其輸出電壓至少保持380V。這對於一般的電源轉換器並沒有任何壞處，因為可以達到110VAC~220VAC全範圍通吃(FULL RANGE)的情況。
然而，對於特定應用的電源轉換器，例如馬達等等，當需較低之輸出電壓時，此電路必須再串接1級轉換器來進行降壓，因此，申請人針對此種情況對電路做了改良。
本發明的目的是提供一種主動式功率因數校正器，用以根據電壓需求，適應性的調整主動式功率因數校正器的輸出電壓。
為了達成本發明的上述目的及其他目的，本發明提出一種前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器。此前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器包括一橋式整流器、一降壓轉換單元、一共用電感、一升壓轉換單元、一控制電路以及一整流電容。橋式整流器具有一第一端、一第二端、一第三端以及一第四端，其中，橋式整流器的第一端耦接一火線 ，橋式整流器的第二端耦接一中性線。降壓轉換單元具有一整流電壓輸入端、一接地端以及一輸出端，其中，降壓轉換單元的整流電壓輸入端耦接橋式整流器的第三端，降壓轉換單元的接地端耦接橋式整流器的第四端。
共用電感包括一第一端以及一第二端，其中，共用電感的第一端耦接降壓轉換單元的電壓輸出端。升壓轉換單元具有一整流電壓輸入端、一接地端以及一輸出端，其中，升壓轉換單元的整流電壓輸入端耦接共用電感的第二端，升壓轉換單元的接地端耦接橋式整流器的第四端，其中，降壓轉換單元與共用電感構成一降壓轉換器，其中，升壓轉換單元與共用電感構成一升壓轉換器。控制電路用以給予降壓轉換單元一第一脈波寬度調變訊號，且給予升壓轉換單元一第二脈波寬度調變訊號。整流電容包括一第一端以及一第二端，其中，整流電容的第一端耦接升壓轉換單元的輸出端，整流電容的第二端耦接升壓轉換單元的接地端。
控制電路根據橋式整流器的第三端與第四端之間的一輸入電壓降，決定一目標電流。當目標輸出電壓大於輸入電壓降，控制電路停止降壓轉換單元的動作，並根據目標電流調整第二脈波寬度調變訊號的脈波寬度以使輸出電壓達到目標輸出電壓。當目標輸出電壓小於輸入電壓降，控制電路停止升壓轉換單元的動作，並根據目標電流調整第一脈波寬度調變訊號的脈波寬度以使輸出電壓達到目標輸出電壓。
本發明的精神主要是同時利用升壓與降壓兩個機制，進行功率因數校正。由其是本發明可以利用在需要特定輸 入電壓的情況下。以往的主動式功率因數校正器會用升壓轉換器主要是升壓轉換器的輸入電壓被提升並固定在約380V，可以提升後級電源轉換器的轉換效率。然，某些場合無法使用如此高壓作為輸入電壓時，需要額外降壓電路，電源轉換的整體效能，將會大大的降低，反而造成能源浪費。應用本發明的精神實施的主動式功率因數校正器，可以適應性的調整主動式功率因數校正器的輸出電壓，因此，減少了能源的浪費。
為使能更進一步瞭解本發明之特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅係用來說明本發明，而非對本發明的權利範圍作任何的限制。
在下文中，將藉由圖式說明本發明之實施例來詳細描述本發明，而圖式中的相同參考數字可用以表示類似的元件。
(第一實施例)
圖1繪示為前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器的電路圖。請參考圖1，此前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器包括一橋式整流器101、一降壓轉換單元102、一共用電感103、一升壓轉換單元104、一控制電路105以及一整流電容106。
橋式整流器101具有一第一端、一第二端、一第三端以及一第四端，其中，橋式整流器101的第一端耦接一火線VAC ，橋式整流器的第二端耦接一中性線VN 。降壓轉換 單元102具有一整流電壓輸入端、一接地端以及一輸出端，其中，降壓轉換單元102的整流電壓輸入端耦接橋式整流器的第三端，降壓轉換單元102的接地端耦接橋式整流器的第四端。
共用電感103包括一第一端以及一第二端，其中，共用電感103的第一端耦接降壓轉換單元102的電壓輸出端。升壓轉換單元104具有一整流電壓輸入端、一接地端以及一輸出端，其中，升壓轉換單元104的整流電壓輸入端耦接共用電感的第二端，升壓轉換單元104的接地端耦接橋式整流器101的第四端。所屬技術領域具有通常知識者由此電路圖可以看出，降壓轉換單元102係由一第一開關SW1與一第一二極體D01構成，上述第一開關SW1、第一二極體D01與共用電感103構成一降壓轉換器。升壓轉換單元104係由一第二開關SW2與一第二二極體D02構成，上述第二開關SW2、第二二極體D02與共用電感103則構成一升壓轉換器。
控制電路105用以給予降壓轉換單元102一第一脈波寬度調變訊號，且給予升壓轉換單元104一第二脈波寬度調變訊號。整流電容106包括一第一端以及一第二端，其中，整流電容106的第一端耦接升壓轉換單元的輸出端，整流電容106的第二端耦接升壓轉換單元的接地端。
圖2繪示為前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器的電路操作示意圖。請參考圖2，圖式中，Vac 表示經過橋式整流器101所輸出的電壓，VDC 則是後級電路希望得到的直流電壓。當橋式整流器101所輸出的電壓Vac 大於後級電路希望得到的直流電壓VDC 時，此時，電路操作在降壓模式( buck mode)。此時，升壓轉換單元104的第二開關SW2是完全不動作的。此時，控制電路105透過控制降壓轉換單元102的第一開關SW1來控制共用電感103的電感電流，讓共用電感103的電感電流與電壓Vac 能夠操作在同相位(In-Phase)，並且讓整流電容106兩端的電壓操作在接近後級電路希望得到的直流電壓VDC 。
當橋式整流器101所輸出的電壓Vac 小於後級電路希望得到的直流電壓VDC 時，此時，電路操作在升壓模式(boost mode)。此時，降壓轉換單元102的第一開關SW1是完全不動作的。此時，控制電路105透過控制升壓轉換單元104的第二開關SW2來控制共用電感103的電感電流，讓共用電感103的電感電流與電壓Vac 能夠操作在同相位(In-Phase)，並且讓整流電容106兩端的電壓操作在接近後級電路希望得到的直流電壓VDC 。
圖3繪示為前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器的共用電感103的電感電流iL 與理想電流iref 的示意圖。請參考圖3，為了讓電感電流iL 能夠盡量的與電壓Vac 同相位，需要透過一些控制機制。在此例中，控制電路105檢測橋式整流器101所輸出的電壓Vac 、前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器所輸出的電壓VDC 以及電感電流iL 。所屬技術領域具有通常知識者應當知道，電流的檢測機制很多，除了磁性檢測外，還可以利用電路轉換成回授電壓以進行檢測，故本發明不以此為限。
控制電路105檢測橋式整流器101所輸出的電壓Vac 、前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器所輸出的電壓VDC 以及電感電流iL ，並且據以輸出第一脈波寬度調變訊號 PWM1與第二脈波寬度調變訊號PWM2給降壓轉換單元102的第一開關SW1或升壓轉換單元102的第二開關SW2。以下是本發明實施例所提出的最佳控制方法的數學推導。
假設d為責任週期(單位為%)，Ts 為切換週期(單位為時間)。開關導通的時間表示為d×Ts ，開關截止的時間表示為(1-d)×Ts 。
當操作在降壓模式(buck mode)時，此電路是以降壓轉換器操作。藉由電感原理可以得知：
因此電感電流之變化為
當降壓轉換器的開關導通時，開關導通時的電感電流△iL + 可以藉由上述電感電流原理表示為
當降壓轉換器的開關截止時，開關截止時的電感電流△iL - 可以藉由上述電感電流原理表示為
由於功率因數校正器(PFC)主要是用來調整電感電流，使電感電流與電壓同相。假設一個週期Ts 以後，降壓模式(buck mode)時的電感電流變化量△iL 表示如下：△i L =△i L + -△i L -
其中，△i L =I ref (n +1)-I ref (n )+k p [I ref (n )-I fb (n )]
其中，上述d與dPWM1 為第一脈波寬度調變訊號PWM1的第一責任週期，絕對值Vac 為橋式整流器101所輸出的電壓，L為共用電感的電感值，△iL 為共用電感103的電流變化量，Ts 為週期，VDC 為目標輸出電壓，Iref (n+1)為第n+1時間的目標電流(理想電流)，Iref (n)為第n時間的目標電流(理想電流)，Ifb (n)為第n時間的共用電感103的實際電流值，kp 為比例控制器所產生的常數。
再者，當操作在升壓模式(boost mode)時，當升壓轉換器的開關導通時，開關導通時的電感電流△iL + 可以藉由上述電感電流原理表示為
當升壓轉換器的開關截止時，開關截止時的電感電流△iL - 可以藉由上述電感電流原理表示為
同樣的道理，由於功率因數校正器(PFC)主要是用來調整電感電流，使電感電流與電壓同相。假設一個週期Ts 以後，升壓模式(buck mode)時的電感電流變化值△iL 表示如下： △i L =△i L + -△i L -
其中，△i L =I ref (n +1)-I ref (n )+k p [I ref (n )-I fb (n )]
同樣的，上述d與dPWM1 為第一脈波寬度調變訊號PWM1的第一責任週期，絕對值Vac 為橋式整流器101所輸出的電壓，L為共用電感的電感值，△iL 為為共用電感103的電流變化量，Ts 為週期，VDC 為目標輸出電壓，Iref (n+1)為第n+1時間的目標電流(理想電流)，Iref (n)為第n時間的目標電流(理想電流)，Ifb (n)為第n時間的共用電感103的電流，kp 為比例控制器所產生的常數。
由上述數學推導，可以看出，本發明所提出的控制方法，是基於升壓轉換器以及降壓轉換器原本的運作原理所導出的控制。且必須注意，本發明還另外增加了前饋的 機制。前饋(Feed Forward)是一個重要的特性，可以讓控制電路得知當前的輸入電壓。當輸入電壓產生變化時，前饋(Feed Forward)功能可以快速響應，調整責任週期dPWM1 以及dPWM2 以盡快穩定輸出電壓VDC 。
由上述實施例可以看出，雖然本發明的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器的最佳實施方式是採用降壓與升壓轉換器結合，但是，所屬技術領域具有通常知識者參考上述數學推導以及其說明之後，應當知道，要達到這樣的目的，並非限定是降壓與升壓轉換器。若將轉換器改為升降壓轉換器(buck-boost converter)，仍可以實現此技術。升降壓轉換器用本發明的方法進行功率因數校正與上述實施例中的降壓加上升壓轉換器進行功率因數校正最大的差異在於數學模型的不同。
以下補充推導如下：
1.開關導通時，
2.開關截止時，
由於功率因數校正器(PFC)主要是用來調整電感電 流，使電感電流與電壓同相。假設一個週期Ts 以後，升降壓模式時的電感電流變化量△iL 表示如下：△i L =△i L + +△i L -
另外，圖4繪示為本發明實施例的共用電感103的電流對電感值的曲線圖。請參考圖4，由上述曲線圖可以看出，共用電感103電感量並非固定，而是會隨著共用電感103所流過的電流大小而改變。因此，在最佳實施例中，控制電路105還內建了共用電感103的電流對電感值的查找表。如此，可以代入上述數學運算式，讓共用電感103的電感電流之控制能夠更加精準。
圖5繪示為本發明實施例的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正的方法之流程圖。請參考圖5，此方法包括下列步驟：
步驟S501：開始。
步驟S502：偵測輸入電壓Vac 與輸出電壓VDC 。
步驟S503：判斷輸入電壓Vac 是否大於輸出電壓VDC 。若判斷為是，進行步驟S504。若判斷為否，進行步驟S505 。
步驟S504：執行降壓模式(Buck mode)。停止升壓電路的運作，採用降壓電路並以責任週期dPWM1 來控制開關SW1。
步驟S505：執行升壓模式(Boost mode)。停止降壓電路的運作，採用升壓電路並以責任週期dPWM2 來控制開關SW1。
步驟S506：回到步驟S502。
其中，上述控制步驟S504與S505是以數位控制的方式實現。舉例來說，上述推導的dPWM1 以及dPWM2 公式包括下列幾個變數交流電壓Vac ；以及為共用電感103的電流變化量△iL 。
另外，根據上述圖4，電感值大小與電流大小有關，因此可以內建數位查找表以進行控制。
又共用電感103的電流變化量△iL 可以用上述公式△i L =I ref (n +1)-I ref (n )+k p [I ref (n )-I fb (n )]
以數位方式實現。
又，Iref (t)為與輸入電壓同相位的弦波電流之連續類比值。若輸入電壓Vac 表示為Vp sinw t，則Iref (t)可以表示為Ip sinw t。其中，Vp與Ip可以被視為是峰值電壓與峰值電流。
上述Iref (t)的數值是根據不同的功率大小，以數位的方式進行建表。實際的工作是以查表的方式(Look-up Table )實現。因此，Iref (n)代表第n時間取樣點的理想參考電流的大小。Iref (n+1)代表Iref (n)的下一時間取樣點的理想參考電流的大小。其中，對應參考電流Iref 所對應之功率值係依據實際電壓VDC 與所希望穩壓值VDC(ref) 之差距(△V=VDC(ref) -VDC )來動態調整對應之功率值。其係根據能量守恆原理，當△V>0，則增加查找的功率值以獲得對應的Iref (n)、Iref (n+1)。當△V<0，則減少查找的功率值以獲得對應的Iref (n)、Iref (n+1)。
綜上所述，本發明的精神主要是同時利用升壓與降壓兩個機制，進行功率因數校正。由其是本發明可以利用在需要特定輸入電壓的情況下。以往的主動式功率因數校正器會用升壓轉換器主要是升壓轉換器的輸入電壓被提升並固定在約380V。然，某些場合無法使用如此高壓作為輸入電壓時，需要額外降壓電路，電源轉換的整體效能，將會大大的降低，反而造成能源浪費。應用本發明的精神實施的主動式功率因數校正器，可以適應性的調整主動式功率因數校正器的輸出電壓，因此，減少了能源的浪費。
在本發明的主動式功率因數校正器的實施例中，降壓轉換與升壓轉換器只有其中之一會進行動作，因此，應用本發明實施例的主動式功率因數校正器的電源轉換器，轉換效率可以更加提升，也因此，輸出電壓的範圍更大，對於後級的電路之應用來說更加的有彈性。
在較佳實施例之詳細說明中所提出之具體實施例僅用以方便說明本發明之技術內容，而非將本發明狹義地限制於上述實施例，在不超出本發明之精神及以下申請專利範圍之情況，所做之種種變化實施，皆屬於本發明之範圍。 因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為准。
101‧‧‧橋式整流器
102‧‧‧降壓轉換單元
103‧‧‧共用電感
104‧‧‧升壓轉換單元
105‧‧‧控制電路
106‧‧‧整流電容
SW1‧‧‧第一開關
D01‧‧‧第一二極體
SW2‧‧‧第二開關
D02‧‧‧第二二極體
PWM1、PWM2‧‧‧脈波寬度調變訊號
Vac 、VDC ‧‧‧電壓
iL 、Iref 、Ifb ‧‧‧電流
DTS ‧‧‧開關導通的時間
S501~S506‧‧‧本發明實施例的各步驟
圖1繪示為前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器的電路圖。
圖2繪示為前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器的電路操作示意圖。
圖3繪示為前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器的共用電感103的電感電流iL 與理想電流iref 的示意圖。
圖4繪示為本發明實施例的共用電感103的電流對電感值的曲線圖。
圖5繪示為本發明實施例的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正的方法之流程圖。
101‧‧‧橋式整流器
102‧‧‧降壓轉換單元
103‧‧‧共用電感
104‧‧‧升壓轉換單元
105‧‧‧控制電路
106‧‧‧整流電容
SW1‧‧‧第一開關
D01‧‧‧第一二極體
SW2‧‧‧第二開關
D02‧‧‧第二二極體
PWM1、PWM2‧‧‧脈波寬度調變訊號
Vac 、VDC ‧‧‧電壓
iL 、Iref 、Ifb ‧‧‧電流

Claims (9)

  1. 一種前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器，包括：一橋式整流器，具有一第一端、一第二端、一第三端以及一第四端，其中，該橋式整流器的第一端耦接一火線，該橋式整流器的第二端耦接一中性線；一降壓轉換單元，具有一整流電壓輸入端、一接地端以及一輸出端，其中，該降壓轉換單元的整流電壓輸入端耦接該橋式整流器的第三端，該降壓轉換單元的接地端耦接該橋式整流器的第四端；一共用電感，包括一第一端以及一第二端，其中，該共用電感的第一端耦接該降壓轉換單元的電壓輸出端；一升壓轉換單元，具有一整流電壓輸入端、一接地端以及一輸出端，其中，該升壓轉換單元的整流電壓輸入端耦接該共用電感的第二端，該升壓轉換單元的接地端耦接該橋式整流器的第四端，其中，該降壓轉換單元與該共用電感構成一降壓轉換器，其中，該升壓轉換單元與該共用電感構成一升壓轉換器；一控制電路，用以給予該降壓轉換單元一第一脈波寬度調變訊號，且給予該升壓轉換單元一第二脈波寬度調變訊號；一整流電容，包括一第一端以及一第二端，其中，該整流電容的第一端耦接該升壓轉換單元的輸出端，該整流電容的第二端耦接該升壓轉換單元的接地端；其中，該控制電路根據該橋式整流器的第三端與第四端之間的一輸入電壓降，進行一前饋控制，以使輸入電流接近一與輸入電壓同相位之弦波電流，並同時使該整流電 容兩端的電壓實質上接近該目標輸出電壓；其中，當一目標輸出電壓大於該輸入電壓降，該控制電路停止該降壓轉換單元的動作，並根據該目標電流調整該第二脈波寬度調變訊號的脈波寬度以使輸出電壓達到該目標輸出電壓，當該目標輸出電壓小於該輸入電壓降，該控制電路停止該升壓轉換單元的動作，並根據該目標電流調整該第一脈波寬度調變訊號的脈波寬度以使輸出電壓達到該目標輸出電壓；其中，該共用電感的電感值隨著該共用電感所流過的電流而改變，且，該控制電路儲存有該共用電感的電感值與該共用電感所流過的電流之間的關係，其中，當決定一第一責任週期或一第二責任週期時，根據該共用電感所流過的電流，決定該電感值，代入該第一責任週期的數學式或該第二責任週期的數學式，據以分別決定該第一責任週期或該第二責任週期。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器，其中，該降壓轉換單元包括：一第一開關，具有一第一端、一第二端以及一控制端，其中，該第一開關的第一端耦接該橋式整流器的第三端，該第一開關的第二端耦接該共用電感的第一端，該第一開關的控制端接收該第一脈衝寬度調變訊號；以及一第一二極體，包括一陽極以及一陰極，其中，該第一二極體的陽極耦接該橋式整流器的第四端，該第一二極體的陰 極耦接該第一開關的第二端。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器，其中，該升壓轉換單元包括：一第二開關，具有一第一端、一第二端以及一控制端，其中，該第二開關的第一端耦接該共用電感的第二端，該第二開關的第二端耦接該橋式整流器的第四端，該第二開關的控制端接收該第二脈衝寬度調變訊號；以及一第二二極體，包括一陽極以及一陰極，其中，該第二二極體的陽極耦接該第二開關的第一端，該第二二極體的陰極耦接該整流電容的第一端。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器，其中，該控制電路耦接該橋式整流器的第三與第四端以獲得該輸入電壓降；其中，該目標電流與該輸入電壓降同相(In-phase)，其中，該控制電路檢測該電感電流作為一回授電流，據以控制該第一脈波寬度調變訊號與該第二脈波寬度調變訊號的脈波寬度大小，當該目標輸出電壓大於該輸入電壓降，該控制電路停止該降壓轉換單元的動作，並根據該目標電流調整該第二脈波寬度調變訊號的脈波寬度以使輸出電壓達到該目標輸出電壓，當該目標輸出電壓小於該輸入電壓降，該控制電路停 止該升壓轉換單元的動作，並根據該目標電流調整該第一脈波寬度調變訊號的脈波寬度以使輸出電壓達到該目標輸出電壓。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器，其中，該第一責任週期係藉由下述數學來決定： 其中，△i L =I ref (n +1)-I ref (n )+k p [I ref (n )-I fb (n )]其中，d1 為該第一責任週期，絕對值Vac 為該輸入電壓降，L為共用電感的電感值，△iL 為該共用電感的電流變化量，Ts 為週期，VDC 為目標輸出電壓，Iref (n+1)為第n+1時間的該目標電流，Iref (n)為第n時間的該目標電流，Ifb (n)為第n時間的該共用電感的電流，kp 為比例控制常數。
  6. 如申請專利範圍第4項所述的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正器，其中，該第二責任週期係藉由下述數學來決定： 其中，△i L =I ref (n +1)-I ref (n )+k p [I ref (n )-I fb (n )]其中，d2 為該第二責任週期，絕對值Vac 為該輸入電壓降，L為共用電感的電感值，△iL 為該共用電感的電流變化量，Ts 為週期，VDC 為目標輸出電壓，Iref (n+1)為第n+1時間的該目標電流，Iref (n)為第n時間的該目標電流，Ifb (n)為第n時間的該共用電感的電流，kp 為比例控制常數。
  7. 一種前饋型寬輸出電壓之功率因數校正方法，包括下列步驟：提供一降壓電路；提供一升壓電路；檢測輸入交流電壓；檢測輸出直流電壓；判斷輸出直流電壓與輸入交流電壓的差值；當輸出直流電壓大於輸入交流電壓，進行一升壓模式；當輸出直流電壓小於輸入交流電壓，進行一降壓模式；一共用電感的電感值隨著該共用電感所流過的電流而 改變，其中，一控制電路儲存有該共用電感的電感值與該共用電感所流過的電流之間的關係；以及根據該共用電感所流過的電流，決定該電感值L，代入一第一責任週期的數學式或一第二責任週期的數學式，據以分別決定該第一責任週期或該第二責任週期。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正方法，其中，在該降壓模式時，責任週期藉由下述數學來決定： 其中，△i L =I ref (n +1)-I ref (n )+k p [I ref (n )-I fb (n )]其中，d1 為該第一責任週期，絕對值Vac 為該輸入電壓降，L為共用電感的電感值，△iL 為該共用電感的電流變化量，Ts 為週期，VDC 為目標輸出電壓，Iref (n+1)為第n+1時間的該目標電流，Iref (n)為第n時間的該目標電流，Ifb (n)為第n時間的該共用電感的電流，kp 為比例控制常數。
  9. 如申請專利範圍第7項所述的前饋型寬輸出電壓之功率因數校正方法，其中，在該升壓模式時，責任週期藉由下 述數學來決定： 其中，△i L =I ref (n +1)-I ref (n )+k p [I ref (n )-I fb (n )]其中，d2 為該第二責任週期，絕對值Vac 為該輸入電壓降，L為共用電感的電感值，△iL 為該共用電感的電流變化量，Ts 為週期，VDC 為目標輸出電壓，Iref (n+1)為第n+1時間的該目標電流，Iref (n)為第n時間的該目標電流，Ifb (n)為第n時間的該共用電感的電流，kp 為比例控制常數。
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