TWI824000B - 具ｐｆｃ叢發模式控制之開關模式電源供應器、其操作方法及數位控制器 - Google Patents

具ｐｆｃ叢發模式控制之開關模式電源供應器、其操作方法及數位控制器 Download PDF

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Abstract

揭露了一種用於電源供應器的數位控制器、電源供應器及操作電源供應器的方法。操作具有PFC級和耦接到PFC級的LLC轉換器的電源供應器的方法包括：藉由實現具有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電流控制迴路，使用電流模式控制器在電源供應器的穩態模式下以CCM操作PFC級；藉由實現沒有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電壓控制迴路，使用電壓模式控制器在電源供應器的高載模式的至少一部分中以DCM操作PFC級；以及如果在高載模式下電壓模式控制器的並且與平均電流模式控制下的功率成比例的輸出落在預定範圍之外，則修改電壓控制迴路。

Description

具PFC叢發模式控制之開關模式電源供應器、其操作方法及 數位控制器
本發明涉及一種用於電源供應器的數位控制器、電源供應器及操作電源供應器的方法。
連續導通模式-非連續導通模式(CCM-DCM)功率因數校正(PFC)控制的數位實現通常基於平均電流控制。在平均電流控制中，藉由將電壓模式控制器的輸出與從交流輸入電壓獲得的整流的正弦波形相乘來獲得參考電感電流。需要交流輸入電壓來得到用於電流調節的準確的電流參考資訊。用於平均電流模式CCM PFC的突發/待機模式控制通常藉由交流輸入電壓測量來實現，這要求控制器具有至少一個引腳用於在高載模式期間測量交流輸入電壓。在高載模式下，參考電感電流可以從電壓模式控制器的輸出和交流輸入電壓得到。電流模式控制確保了平均電感電流在突發時段期間跟蹤參考電感電流。然而，在高載模式下可能無法進行交流輸入電壓測量。例如，在高載模式期間，交流檢測特徵與交流輸入電壓測量特徵之間可能存在資源衝突。引腳數是控制器成本的一個因素。一些數位控制器最小化引腳數量以降低成本。對於這些類型的數位控制器，控制器可能具有單個引腳用於交流輸入電壓測量 特徵和交流檢測特徵。交流檢測用於檢測交流輸入是否斷開，以及提供低阻抗路徑以在交流輸入斷開時使外部電容器快速放電。交流輸入電壓測量通常藉由高阻抗路徑進行，以減少功率損耗。在高載模式期間，因為IEC安全要求62368-1，交流檢測特徵通常優於交流輸入電壓測量特徵。根據該標準，在交流斷開2秒後，外部電容器兩端的電壓必須低於60V。因此，在高載模式期間，交流輸入電壓測量可能對於許多類型的電源供應器控制器不可用。
因此，需要沒有交流輸入電壓測量的平均電流模式CCM PFC高載模式控制策略。
根據用於電源供應器的數位控制器的實施方式，該電源供應器具有功率因數校正(PFC)級和耦接到PFC級的LLC轉換器，該數位控制器包括：電流模式控制器，被配置成藉由實現具有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電流控制迴路，在電源供應器的穩態模式下以連續導通模式(CCM)操作PFC級；電壓模式控制器，被配置成藉由實現沒有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電壓控制迴路，對於電源供應器的高載模式的至少一部分以非連續導通模式(DCM)操作PFC級；以及自適應迴路，被配置成如果在高載模式下電壓模式控制器的並且與平均電流模式控制下的功率成比例的輸出落在預定範圍之外，則修改電壓控制迴路。
預定範圍可以限定對在高載模式下藉由電源供應器傳輸的功率的最大限制和最小限制，最大限制可以對應於電壓模式控制器的輸出的最大值，最小限制可以對應於電壓模式控制器的輸出的最小值。最大限制可以是高載模式下的最大負載的大約2倍。單獨地或在組合中，最大限制可以在高載模式下低於 在穩態模式下。
單獨地或在組合中，數位控制器可以被配置成基於電壓模式控制器的輸出、在進入高載模式之前得到的交流輸入電壓測量結果的直流等效值以及PFC級的導通模式電感電流的估計值來確定在高載模式下的PFC級的接通時間，並且自適應迴路可以被配置成如果電壓模式控制器的輸出落在預定範圍之外，則修改交流輸入電壓測量結果的直流等效值。PFC級的導通模式電感電流的估計值可以是大於0且小於1的恆定值。
單獨地或在組合中，自適應迴路可以被配置成如果電壓模式控制器的輸出被鉗位在最大值或者超過目標值，則減小交流輸入電壓測量結果的直流等效值，並且自適應迴路可以被配置成如果電壓模式控制器的輸出被鉗位在最小值或者低於目標值，則增大交流輸入電壓測量結果的直流等效值。自適應迴路可以被配置成以預定的步長減小或增大交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
單獨地或在組合中，自適應迴路可以是積分器或者比例積分控制迴路，該積分器或者比例積分控制迴路被配置成調節交流輸入電壓測量結果的直流等效值，使得電壓模式控制器的輸出朝向目標值移動。積分器或者比例積分控制迴路可以被配置成基於目標值與電壓模式控制器的輸出之間的差計算增量(delta)值，並且將增量值與交流輸入電壓測量結果的直流等效值相加。
單獨地或在組合中，自適應迴路可以被配置成如果對交流輸入電壓測量結果的直流等效值所做的改變超過預定臨界值，則修改該改變的步長。
單獨地或在組合中，如果電壓模式控制器的輸出落在預定範圍之外，則可以在高載模式下在PFC級的突發接通時段期間的每個取樣週期啟用並且執行自適應迴路，並且一旦電壓模式控制器的輸出落在預定範圍內，則可以禁用自適應迴路。
單獨地或在組合中，在從高載模式返回到穩態模式後，電流模式控制 器可以被配置成使用來自高載模式的電壓模式控制器的輸出和交流輸入電壓測量結果的直流等效值作為初始值，以CCM操作PFC級。
根據電源供應器的實施方式，該電源供應器包括：功率因數校正(PFC)級；耦接到PFC級的LLC轉換器；電流模式控制器，被配置成藉由實現具有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電流控制迴路，在電源供應器的穩態模式下以連續導通模式(CCM)操作PFC級；電壓模式控制器，被配置成藉由實現沒有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電壓控制迴路，對於電源供應器的高載模式的至少一部分以非連續導通模式(DCM)操作PFC級；以及自適應迴路，被配置成如果在高載模式下電壓模式控制器的並且與平均電流模式控制下的功率成比例的輸出落在預定範圍之外，則修改電壓控制迴路。
根據操作電源供應器的方法的實施方式，該電源供應器具有功率因數校正(PFC)級和耦接到PFC級的LLC轉換器，該方法包括：藉由實現具有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電流控制迴路，使用電流模式控制器在電源供應器的穩態模式下以連續導通模式(CCM)操作PFC級；藉由實現沒有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電壓控制迴路，使用電壓模式控制器對於電源供應器的高載模式的至少一部分以非連續導通模式(DCM)操作PFC級；以及如果在高載模式下電壓模式控制器的並且與平均電流模式控制下的功率成比例的輸出落在預定範圍之外，則修改電壓控制迴路。
預定範圍可以限定對在高載模式下藉由電源供應器傳輸的功率的最大限制和最小限制，最大限制可以對應於電壓模式控制器的輸出的最大值，最小限制可以對應於電壓模式控制器的輸出的最小值。
單獨地或在組合中，對於高載模式的至少一部分以DCM操作PFC級可以包括：基於電壓模式控制器的輸出、在進入高載模式前得到的交流輸入電壓測量結果的直流等效值以及PFC級的導通模式電感電流的估計值，確定在高 載模式下PFC級的接通時間；以及如果電壓模式控制器的輸出落在預定範圍之外，則修改交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
單獨地或在組合中，如果電壓模式控制器的輸出落在預定範圍之外則修改交流輸入電壓測量結果的直流等效值可以包括：如果電壓模式控制器的輸出被鉗位在最大值或者超過目標值，則減小交流輸入電壓測量結果的直流等效值；以及如果電壓模式控制器的輸出被鉗位在最小值或者低於目標值，則增大交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
單獨地或在組合中，如果電壓模式控制器的輸出落在預定範圍之外則修改交流輸入電壓測量結果的直流等效值可以包括：藉由積分器或者比例積分控制迴路調節交流輸入電壓測量結果的直流等效值，使得電壓模式控制器的輸出朝向目標值移動。
單獨地或在組合中，該方法還包括：基於目標值和電壓模式控制器的輸出之間的差計算增量值，並且將增量值與交流輸入電壓測量結果的直流等效值相加。
單獨地或在組合中，該方法還包括：如果對交流輸入電壓測量結果的直流等效值所做的改變超過預定臨界值，則修改該改變的步長。
本領域的技術人員在閱讀以下詳細描述並且查看附圖後，將會認識到另外的特徵和優點。
100:開關模式電源供應器(SMPS)
102:整流級
104:交流電源
106:功率因數校正(PFC)級
108:LLC轉換器
110:負載
112:數位控制器
114:功率因數校正(PFC)控制器
116:LLC控制器
118:電流模式(CM)控制器
120:電壓模式(VM)控制器
122:自適應迴路
124:CM和VM控制器
126:高載模式控制器
200:縮放單元
202:數位脈衝寬度調製(DPWM)單元
204:柵極驅動器
206:數位轉換器(ADC)
LPF:低通濾波器
Q1:開關裝置
S:柵極驅動信號
附圖的元件相對於彼此不一定按比例繪製。相似的附圖標記表示對應的相似部分。各種示出的實施方式的特徵可以被組合，除非它們相互排斥。實施方式在附圖中被描繪，並且在下面的描述中被詳細描述。
圖1示出了開關模式電源供應器(SMPS)的實施方式的框圖，該開關模式電源供應器在高載模式操作期間為沒有交流輸入電壓測量的平均電流模式CCM-DCM PFC提供負載和線路調節。
圖2更詳細地示出了SMPS的整流級、PFC級以及數位控制器的框圖。
圖3示出了在高載模式下藉由SMPS的數位控制器進行的自我調整調節的實施方式的散佈圖。
圖4示出了在穩態操作中藉由數位控制器實現的平均電流模式CCM PFC控制技術的實施方式的框圖。
圖5示出了藉由數位控制器實現的高載模式控制的實施方式的框圖，用於沒有交流輸入電壓測量的平均電流模式CCM PFC。
圖6示出了自適應迴路實現積分或比例積分控制的實施方式的框圖。
本文中所述的實施方式為在電源供應器待機模式下的高載模式操作期間沒有交流輸入電壓測量的平均電流模式CCM-DCM PFC提供負載和線路調節。藉由在升壓模式期間盡可能將系統保持在DCM操作中，利用電壓控制迴路並且沒有輸入電壓測量以及電流控制迴路，PFC高載模式操作是可行的。本文所述實施方式可以在數位控制器、微控制器、數位訊號處理器(DSP)等中實現，並且可以用於控制不同類型的電源供應器例如在待機模式中具有CCM PFC和LLC拓撲結構的電視或個人電腦電源供應器以滿足線路和負載調節要求。
圖1示出了開關模式電源供應器(SMPS)100的實施方式。SMPS 100包括耦接至交流電源104的整流級102例如全波二極體整流器橋，耦接至整流級102的PFC級106，耦接至PFC級106的LLC轉換器 108以及耦接至LLC轉換器108的負載110。交流電源104可以是115V@60Hz、230V@50Hz，或任何其他電壓和頻率的組合。在某些情況下，85V至265V交流@50Hz或60Hz的通用電壓範圍可以適用於交流電源104。然而，其他應用如航空電子設備可能使用其他頻率。整流級102為交流電源輸入Vin的任一極性提供相同的輸出極性。PFC級106將SMPS 100的輸入電流成形為與交流電源電壓Vin同步，以最大化從交流電源104汲取的有效功率。
可以以若干個拓撲實現有源PFC。在一個實施方式中，PFC級106在升壓轉換器拓撲中實現。例如，線電壓Vin可以從零到通常為375V的峰值變化。在這些情況下，PFC級106包括升壓轉換器，用於輸出適當的高直流母線電壓(直流母線)，例如，對於375V的線電壓峰值示例為380V或更大。升壓轉換器在輸入側具有濾波電感器，其提供與降壓或降壓-升壓拓撲的非連續輸入電流相反的平滑連續的輸入電流波形。另外，PFC級106可以在其他轉換器拓撲例如降壓或降壓-升壓中實現。
耦接至PFC級106的LLC轉換器108可以包括產生方波波形以激勵轉換器108的LLC諧振迴路的開關橋。LLC諧振迴路輸出藉由變壓器和整流電路進行縮放和整流的諧振正弦電流。LLC轉換器108的輸出電容器對整流的交流電流進行濾波，並且將直流電壓(Vout)輸出到負載110。
SMPS 100還包括用於控制PFC級106和LLC轉換器108的數位控制器112。數位控制器112包括用於PFC級106的PFC控制器114和用於LLC轉換器108的LLC控制器116。PFC控制器114包括電流模式(CM)控制器118、電壓模式(VM)控制器120和自適應迴 路122。LLC控制器116包括CM和VM控制器124和高載模式控制器126。高載模式控制器126在SMPS 100的高載模式操作中控制LLC轉換器108，並且CM和VM控制器124在SMPS 100的穩態操作中控制LLC轉換器108。LLC控制器116是高載模式操作的控制者。PFC控制器114在藉由LLC控制器116提供的高載模式定時內的高載模式操作期間調節PFC級106的輸出電壓“直流母線”。
PFC控制器114的電流模式控制器118根據穩態模式下的線路和負載條件在不同的導通模式下操作PFC級106。例如，藉由實現具有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電流控制迴路，電流模式控制器118可以對於滿負荷/低線路在CCM下操作PFC級106。電流模式控制器118可以在滿負荷/高線路的交流半週期內在CCM+DCM下操作PFC級106。電流模式控制器118可以在20%負載/低線路下在全DCM下操作PFC級106。在CCM中，能量傳輸電感器中的電流在切換週期之間永遠不會達到零。在DCM中，電流在切換週期的一部分期間達到零。這些只是SMPS 100的穩態模式下不同導通模式的幾個示例。通常，電流模式控制器118可以在穩態模式中在CCM和/或DCM下操作PFC級106。
藉由數位控制器112實現的高載模式控制是針對PFC級106的。LLC轉換器108藉由數位控制器112中的不同控制塊控制。藉由數位控制器112實現的LLC控制提供了PFC級106要遵守的突發接通(burst-on)和突發關斷(burst-off)時段。數位控制器112利用定時約束在高載模式下控制CCM PFC操作，並在單個交流輸入和/或線路跳變的條件下在高載模式下提供穩定準確的PFC輸出電壓調節(直流母線)。在SMPS 100的高載模式下，數位控制器112藉由實現電壓控制 迴路(VM)來控制PFC級106，該電壓控制迴路沒有交流輸入電壓測量結果作為輸入。如果在高載模式下電壓模式控制器120的且與平均電流模式控制下的功率成比例的輸出落在預定範圍之外，則PFC控制器114的自適應迴路122會修改電壓控制迴路。如此，只要電壓模式控制器120的輸出落在預定範圍之內，數位控制器112就可以在高載模式下使用電壓控制迴路控制PFC級106。
圖2更詳細地示出了數位控制器112和PFC級106，涉及本文描述的用於沒有交流輸入電壓測量的CCM PFC的高載模式控制方案。交流電源102被示出為藉由電感器Lf和電容器Cf連接到整流級102。本示例中，整流級102被示出為二極體橋，並且其包括連接為全波整流器的二極體DR1至DR4。在該示例中，PFC級106由輸入電容器Ci、電感器L、由數位控制器產生的信號S控制的開關裝置Q1如功率MOSFET(金屬氧化物半導體場效應電晶體)、IGBT(絕緣柵雙極型電晶體)、HEMT(高電子遷移率電晶體)等、以及二極體D來表示。LLC轉換器108由PFC級106的恆功率負載RL表示，其中電容器Co是PFC級106的輸出電容器。如本文之前所述，LLC轉換器108藉由數位控制器112內的單獨的控制器116和單獨的柵極驅動器單獨控制。數位控制器112是數位平臺，其包括複數感測引腳、複數柵極驅動器、複數DPWM(數位脈衝寬度調製器)、多輸入通道ADC(類比到數位轉換器)、CPU/ALU(中央處理器單元/算數邏輯單位)等。圖2所示的PFC控制是數位控制器112中包含的特徵的一部分。下面將參照圖2更詳細地描述數位控制器112在穩態模式和高載模式下的操作，涉及本文描述的用於沒有交流輸入電壓測量的CCM PFC的高載模式控制方案。
在穩態模式下，藉由PFC控制器114的電壓模式控制器120實現的電壓控制迴路藉由縮放單元200進行縮放，以得到電感電流參考i L *。藉由PFC控制器114的電流模式控制器118實現的電流控制迴路允許從取樣的輸入電流i L,sampled 得到的平均電流跟蹤參考電感電流i L *以得到電壓信號dVm，該電壓信號dVm由數位控制器112的數位脈衝寬度調製(DPWM)單元202使用以產生占空比d。柵極驅動器204產生用於驅動PFC級106的開關裝置Q1的柵極驅動信號S。
突發接通和突發關斷的時間實例由LLC控制在高載模式下確定。數位控制器112確保PFC級106與LLC轉換器108同步地突發接通與突發關斷，並保持PFC輸出電壓調節。在一個實施方式中，數位控制器112具有連接到控制器112內的高阻抗電阻分壓器的單個引腳，用於進行輸入電壓測量。為了便於說明，圖2中未示出電阻分壓器，並且單個引腳由將標有“Kvg”的方框連接到相應的類比數位轉換器(ADC)206的箭頭示意性地表示。
在高載模式期間，相同的引腳連接到數位控制器112中執行交流檢測的啟動單元，並且如果交流功率在待機模式期間損失，則該引腳用於將外部電容器Cf放電至安全電壓水準，例如，符合IEC 62368-1。外部電容器Cf和電感器Lf是EMI(電磁干擾)濾波器的簡化圖示。如果SMPS 100的輸出電壓過低，則數位控制器112接通LLC轉換器108以增大輸出電壓。由於包括LLC轉換器108和PFC級106的若干個切換週期的突發時段，用於交流檢測和交流輸入電壓測量的單個引腳無法共用。因此，在高載模式下僅可以使用兩個特徵中的一個。數位控制器112在待機模式下使用引腳用於交流檢測，並且可以在高載模式下使用電壓控制迴路控制PFC級106，因為在沒有輸入電壓測量的情況下不可能進行電流迴路調節。數 位控制器112可以代替具有用於交流檢測特徵和交流輸入電壓測量特徵的單獨的引腳，並且仍然採用本文所述的高載模式技術。
如果由於輸入電壓測量不可用而無法在高載模式操作期間進行電流模式控制，則藉由圖2所示的CCM-DCM平均電流模式控制器118實現的電流迴路會在高載模式下被移除。藉由這種配置，控制可以簡化為DCM中的單極系統，其中電壓模式控制是足夠且穩定的，並且沒有電流控制迴路。電壓迴路可以實現恆定接通時間控制，並且PFC級106可以在整個交流半週期中以恆定接通時間進行調節。如果輸入電壓測量不可用，則SMPS 100在高載模式操作期間藉由盡可能保持PFC級106處於DCM而保持穩定，因為當PFC級106處於高載模式時，電壓迴路簡化為單極系統。利用恆定接通時間在高載模式下使用電壓控制迴路來控制PFC級106可能會在升壓PFC的情況下導致輸入電流失真。然而，功率因數和THD(總諧波失真)在高載模式中不是問題。如此，PFC級106可以盡可能在高載模式期間以DCM運行。在某些情況下，在高載模式下的100% DCM PFC操作可能是不可能的。例如，在高壓線的峰值附近可能無法進行DCM操作，特別是在電感電流的退磁斜率非常緩的264 VAC下。當PFC開關裝置Q1再次導通時，電流可能不會在切換週期結束之前降至零。
更詳細地，PFC控制器114的電壓模式控制器120的輸出v control 與平均電流模式控制中的功率成比例。電壓模式控制器120基於參考電壓vo *與輸出電壓vo的縮放、數位化後的版本之間的差vev來產生v control ，其中Kvo表示電阻分壓比。
為了在高載模式期間盡可能保持PFC級106以DCM操作，數位控制器112可以對SMPS 100在高載模式期間傳輸的功率施加最大限制和最小限制。對功率的最小限制可以對應於電壓模式控制器120的輸出v control 的最小值(v control,min )。在一個實施方式中，最小值為零。對功率的最大限制可以對應於電壓模式控制器120的輸出v control 的最大值(v control,max )。對功率的最大限制可以藉由DCM工作區域的理論分析、藉由高載模式下利用電流迴路和輸入電壓測量的SMPS 100的模擬、以及藉由反復試驗等來確定。在一個實施方式中，由於短的突發接通時段期間的功率傳輸，v control,max 大約是最大待機負載的2倍。藉由高載模式期間的該功率限制選擇，可以預期在例如264VAC的峰值附近的CCM操作，因為電感電流的退磁斜率非常緩。然而，電壓調節保持穩定。最大功率限制在高載模式下可能低於在穩態模式下。
在穩態操作中，利用平均電流模式控制的CCM中的參考電感電流i L *藉由如下給出：
Figure 108131551-A0305-02-0014-1
切換週期中的平均電感電流藉由如下給出：
Figure 108131551-A0305-02-0014-2
 其中v g 是整流後的交流輸入電壓，v control 是藉由PFC控制器114的電壓模式控制器120實現的電壓控制迴路的輸出，K 1是比例常數，其平衡參考電感電流i L *和取樣的平均電感電流i L,sampled 之間的增益差，v FF 是取樣的整流後的交流輸入電壓的直流等效值，t on 是PFC級106中包括的開關裝置Q1的接通時段，t off 是PFC級106中包括的開關裝置Q1的關斷時段，t sw 是固定的切換時段，L是升壓電感，i L,sampled 是接通時段的中點處的取樣電感電流，
Figure 108131551-A0305-02-0014-3
是電感電流的導通模式的估計，d是藉由
Figure 108131551-A0305-02-0014-4
給出的占空比。突發接通(t on )和突發關斷(t off )的時間實例是藉由LLC控制在高載模式下確定的。數位控制器112可以包括類比數位轉換器(ADC) 電路206，用於將類比輸入信號轉換為相應的數位值。
在CCM中，因為t on +t off =t sw ，因此K corr =1。在DCM中，因為t on +t off <t sw ，因此0<K corr <1。在利用DCM操作的待機模式下並且將(1)與(2)等同，可以實現相等，如藉由下式給出的：
Figure 108131551-A0305-02-0015-5
然後匯出在高載模式下的接通時間，如下所示：
Figure 108131551-A0305-02-0015-6
Figure 108131551-A0305-02-0015-7
根據(5)，可以得到PFC級106中包括的開關裝置Q1的接通時段。圖2中所示並且在CCM操作中使用的縮放單元200可以被再使用和修改，以實現(4)，用於在高載模式下的DCM操作。在一個實施方式中，在高載模式下v FF 的初始值基於輸入電壓測量的最後一個穩態值。也就是說，在高載模式下v FF 的初始值可以是在剛剛進入高載模式之前得到的交流輸入電壓測量的低通濾波的直流等效值。輸入到縮放單元200的“x”對應於輸入電壓測量vg的縮放版本，其中Kvg表示電阻分壓比。
在沒有輸入電壓或t cyc 測量的情況下，在高載模式下K corr 估計是不可能的。數位控制器112使用K corr 的假設以基於v control,max 選擇盡可能使PFC級106保持在DCM操作中。選擇較低的K corr 值使PFC控制器114的電壓模式控制器120調節到較低的v control 值以獲得相同的t on 。選擇較高的K corr 值使電壓模式控制器120調節到較高的v control 值以獲得相同的t on 。因此，v control 範圍受K corr 估計的選擇的影響。K corr 可以基於在高載模式下具有電流迴路和輸入電壓測量的SMPS 100的模擬、藉由反覆試驗等進行選擇。
利用上述方法，PFC級106可以盡可能地保持DCM操作，並且 CCM PFC的高載模式操作藉由電壓控制迴路並且在沒有輸入電壓測量和電流控制迴路的情況下是可能的。除了在沒有交流輸入電壓測量的待機/高載模式下的平均電流模式CCM PFC的負載調節之外，數位控制器112還可以在沒有交流輸入電壓測量的待機/高載模式下提供線路調節。
如前所述，數位控制器112可以基於PFC控制器114的電壓模式控制器120的輸出v control 、在進入高載模式之前得到的交流輸入電壓測量的DC等效值v FF 以及PFC級106的導通模式電感電流的估計K corr 來確定PFC級106的開關裝置Q1在高載模式下的接通時間t on 。如果v control 落在藉由v control,max 和v control,min 限定的預定範圍之外，則包括在數位控制器112中或與數位控制器112相關聯的自適應迴路122可以修改v FF ，以考慮交流輸入電壓Vin中的線路跳變。
在沒有交流輸入電壓測量的情況下難以獲得取樣的整流交流輸入電壓的直流等效值v FF 的準確值。然而，對於高載模式下在例如90VAC至264VAC之間的輸入線路跳變的很多情況，都需要準確的值來近似v FF 值。例如，對於264VAC處的固定v FF 值，在高載模式下從264VAC到90VAC的線路跳變將需要更大的t on ，並且可能導致PFC控制器114的電壓模式控制器120的輸出v control 鉗位在為高載模式限定的最大值v control,max ，以防止深度CCM操作。PFC輸出電壓可能會降至目標值以下，或者甚至崩潰(collapse)。對於90VAC處的固定v FF 值，在高載模式下從90VAC到264VAC的線路跳變將需要更小的t on ，並且初始較大值t on 將觸發過壓保護。電壓模式控制器120的輸出v control 將下降到v control,min 例如零，以減少t on 並且長期鉗位在v control,min 。當PFC輸出電壓降到目標值以下時，電壓模式控制器120的輸出v control 的任何微小增加都會導致t on 發生大的變化。這可能會導致PFC輸出電壓的有限迴圈，或者PFC輸出電壓甚至可能崩潰。
為了緩解這些問題，數位控制器112可以近似維持PFC輸出電壓調節並且適應各種交流輸入線路跳變情況所需的v FF 值。在一個實施方式中，圖2中的低通濾波器(LPF)被自適應迴路122替代，用於在高載模式下對v FF 進行調節。
圖3示出了為了滿足各種交流輸入線路跳變的情況，藉由PFC控制器114的自適應迴路122在高載模式下對v FF 進行的調節的實施方式。根據該實施方式，如果PFC控制器114的電壓模式控制器120的輸出v control 鉗位在最大值v control,max 或超過目標值v control,target ，那麼自適應迴路122減小v FF ，並且如果v control 鉗位在最小值v control,min 或降到目標值v control,target 以下，那麼自適應迴路122增大v FF 。在一個實施方式中，在高載模式下v FF 的初始值基於v FF 的最後的穩態值。如果電壓模式控制器120的輸出v control 落在由v control,max 和v control,min 限定的高載模式的預定範圍之外，則可以在突發接通時段期間的每個取樣週期Tsv啟用並且執行自我調整v FF 調節迴路122。當v control 落在由v control,max 和v control,min 限定的高載模式的預定範圍之內時，可以禁用自我調整v FF 調節迴路122。
如果實際交流輸入電壓Vin較低，t on 將小於預期，則PFC輸出電壓(直流母線)將降低，並且電壓模式控制器120的輸出v control 將增大。當v control 被鉗位在針對高載模式限定的v control,max 以保持PFC級106在DCM操作中時，PFC控制器114的自適應迴路122被觸發以降低(下拉)v FF 。如果實際交流輸入電壓Vin較高，t on 將大於預期，則PFC輸出電壓將增加，並且電壓模式控制器120的輸出v control 將減小。一旦v control 鉗位在用於高載模式的最小功率的v control,min 且通常為零，自適應迴路122被觸發以增加(上拉)v FF 。
PFC控制器114的自我調整v FF 調節迴路122可以實現為調節v FF 值使得v control 向目標值v control,target 移動的閉環回饋控制。例如，閉環回饋控制可以是滯環控制、積分控制或比例積分控制。對於較大的線路跳變，例如，在90VAC至264VAC之間，如果v FF 的變化超過預定臨界值，則自適應迴路122可以以較大的步長改變v FF 值。也就是，自適應迴路122可以以預定的步長減少或增加v FF ，並且如果改變超過預定臨界值，則修改對v FF 所做的改變的步長。在從高載模式返回到穩態操作時，PFC控制器114的電流模式控制器118可以使用來自高載模式的v control 和v FF 值作為穩態模式中的初始值以CCM操作PFC級106。
圖4示出了藉由數位控制器112在穩態操作中實現的CCM-DCM平均電流模式PFC控制技術的實施方式，圖5示出了藉由數位控制器112實現的高載模式控制的實施方式，用於沒有交流輸入電壓測量的平均電流模式CCM PFC。如圖5示意性所示，PFC控制器114的電流模式控制器118在高載模式下禁用。PFC控制器114的電壓模式控制器120在穩態和高載模式下可以相同，不同之處在於在高載模式下減小的v control,max 以盡可能保持PFC級106處於DCM操作。功率上限v control,max 可以減小至例如在高載模式下額定負載的20%或更小。功率的最大限制v control,max 可以藉由利用電流迴路和輸入電壓測量在高載模式下的SMPS 100的模擬、藉由反復試驗等確定。
PFC級106中包括的開關裝置Q1的接通時段t on 基於(5)進行計算。接通時段t on 被提供到用於PFC開關裝置Q1的柵極驅動器204，以設置占空比。根據(2)，
Figure 108131551-A0305-02-0018-8
，並且因此
Figure 108131551-A0305-02-0018-10
。根據(4)，
Figure 108131551-A0305-02-0018-11
，並且係數K2可以從系統工作點(例如，在90VAC下的額定負載)確定。
如本文前面所述，高載模式下的v FF 初始值可以基於最後的穩態 值。K corr 可以被選擇為小於1並且大於0。K corr 可以基於模擬、反復試驗等確定。在一個實施方式中，Kcorr是預先確定的，並且在高載模式下在SMPS 100的操作期間保持不變。在另一個實施方式中，K corr 可以例如基於系統學習被更新。
在240W CCM PFC-LLC系統的特定示例中，基於對具有電流迴路和輸入電壓測量的高載模式下的系統模擬，K corr 可以是0.8。K corr 的其他值是可能的，並且取決於系統設計參數。對於同一示例240W CCM PFC-LLC系統，v control,min 可以設置為零，v control,max 可以設置為額定負載的20%(或更高或更低)，並且v control,target 可以設置為額定負載的10%(或更高或更低)。數位控制器112可以藉由與相應的ADC範圍(X位ADC給出2X-1的ADC範圍)相乘並且除以ADC參考電壓，將取樣的整流交流輸入電壓的直流等效值v FF 轉換為十進位(d)的數位。接下來描述藉由數位控制器112的自適應迴路122實現的自我調整v FF 調節的實現示例。
如本文前面所述，自適應迴路122可以以預定步長減少或增加v FF 。
在另一個實施方式中，自適應迴路122可以實現滯環控制。例如，如果v control 鉗位在v control,max ，或者如果v control >v control,target ，則自適應迴路122可以按vstep1減小v FF 。在特定示例中，自適應迴路122可以按表示0.2VAC的1d減小v FF 。如果v control 鉗位在v control,min ，或者如果v control <v control,target ，則在本示例中自適應迴路122可以按vstep1增加v FF 。在較大的交流輸入線路跳變的情況下，如果v FF 的改變超過某個臨界值v FF,thr ，則自適應迴路122可以以更大的步長改變v FF 值。例如，如果v FF 的改變超過表示±5VAC的±45d，則自適應迴路122可以藉由更大的步長改變v FF 。如果v control 鉗位在v control,max ，或者如果v control >v control,target ，則自適應迴路122可以按vstep2減小v FF 。在特定示例中，自適應迴路122可以按表示2VAC的18d減小v FFF 。 如果v control 鉗位在v control,min ，或者如果v control <v control,target ，則在本示例中自適應迴路122可以按vstep2增加vFF。
圖6示出了PFC控制器114的自適應迴路122實現積分或比例積分控制的實施方式。回饋控制器Gc(z)可以是積分器(I)或者比例積分(PI)控制器。回饋控制器Gc(z)調節vFF，使得PFC控制器114的電壓模式控制器120的輸出vcontrol朝向目標vcontrol,target移動。如本文先前所述，在高載模式下的vFF的初始值vFF,init可以基於最後的穩態交流輸入電壓測量。如果vcontrol落在由vcontrol,max和vcontrol,min限定的高載模式的預定範圍之外，則在突發接通時段期間的每個取樣週期Tsv啟用並且執行自我調整vFF調節迴路122。當vcontrol落在由vcontrol,max和vcontrol,min限定的高載模式的預定範圍之內時，可以禁用自我調整vFF調節迴路122。
回饋控制器G c (z)基於v control,target 和v control 之間的差計算△ vFF ，並且藉由v FF,init 與△v FF 的和給出v FF 。例如，如果v FF 高於280VAC(v FF，280VAC )或其他一些最大限制，則PFC控制器114的自適應迴路122限制v FF 至最大限制。如果v FF 低於75 VAC(v FF，75VAC )或其他一些最小限制，則自適應迴路122限制v FF 至最小限制，以避免計算溢出。對於較大的交流輸入線路跳變，例如，如果△v FF 的改變超過特定臨界值v FF,thr (例如表示±5VAC的±45d)，則自適應迴路122可以藉由在G c (z)中具有更大的增益以更大的步長改變v FF 值。
諸如“第一”、“第二”等術語被用於描述各種元件、區域、部分等，並且並不旨在進行限制。在整個描述中相似的術語指代相似的元件。
如本文所使用的，“具有(having)”、“包含(containing)”、 “包括(including)”、“包括(comprising)”等術語是表示該元件或特性的存在的開放式術語，但不排除其他元件或特性。冠詞“一(a)”、“一個(an)”和“該(the)”旨在包括複數和單數，除非上下文另有明確指示。
需要理解的是，除非另有特別指出，否則本文所述的各種實施方式的特徵可以相互結合。
儘管本文已經示出並且描述了特定的實施方式，但是本領域普通技術人員將會理解，在不脫離本發明的範圍的情況下，可以用各種替換和/或等同的實現來替代示出並且描述的特定實施方式。本申請旨在覆蓋本文所討論的特定實施方式的任何修改或變化。因此，本發明旨在僅由申請專利範圍及其等同物來限制。
100:開關模式電源供應器(SMPS)
102:整流級
104:交流電源
106:功率因數校正(PFC)級
108:LLC轉換器
110:負載
112:數位控制器
114:功率因數校正(PFC)控制器
116:LLC控制器
118:電流模式(CM)控制器
120:電壓模式(VM)控制器
122:自適應迴路
124:CM和VM控制器
126:高載模式控制器

Claims (22)

  1. 一種用於一電源供應器的數位控制器，該電源供應器具有一功率因數校正PFC級和耦接至該PFC級的LLC轉換器，該數位控制器包括：一電流模式控制器，被配置成藉由實現具有一交流輸入電壓測量結果作為輸入的電流控制迴路，在該電源供應器的一穩態模式下以連續導通模式CCM操作該PFC級；一電壓模式控制器，被配置成藉由實現沒有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電壓控制迴路，對於該電源供應器的一高載模式的至少一部分以非連續導通模式DCM操作該PFC級；以及一自適應迴路，被配置成如果在該高載模式下該電壓模式控制器的輸出落在預定範圍之外，則修改該電壓控制迴路。
  2. 如請求項1所述的數位控制器，其中，該預定範圍限定了對在該高載模式下藉由該電源供應器傳輸的功率的一最大限制和一最小限制，其中，該最大限制對應於該電壓模式控制器的輸出的最大值，以及其中，該最小限制對應於該電壓模式控制器的輸出的最小值。
  3. 如請求項2所述的數位控制器，其中，該最大限制為該高載模式下的最大負載的2倍。
  4. 如請求項2所述的數位控制器，其中，該最大限制在該高載模式下比在該穩態模式下低。
  5. 如請求項2所述的數位控制器，其中，該數位控制器被配置成基於該電壓模式控制器的輸出、在進入該高載模式之前得到的一交流輸入電壓測量結果的直流等效值、以及該PFC級的導通模式電感電流的估計值來確定在該高載模式下該PFC級的接通時間，以及其中，該自適應迴路被配置成，如果該電壓模式控制器的輸出落在該預定範圍之外，則修改該交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
  6. 如請求項5所述的數位控制器，其中，該PFC級的導通模式電感電流的估計值是大於0且小於1的恆定值。
  7. 如請求項5所述的數位控制器，其中，該自適應迴路被配置成，如果該電壓模式控制器的輸出被鉗位在該最大值或者超過一目標值，則減小該交流輸入電壓測量結果的直流等效值，以及其中，該自適應迴路被配置成，如果該電壓模式控制器的輸出被鉗位在該最小值或者低於該目標值，則增大該交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
  8. 如請求項7所述的數位控制器，其中，該自適應迴路被配置成以預定的步長減小或增大該交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
  9. 如請求項7所述的數位控制器，其中，該自適應迴路是一積分器或者比例積分控制迴路，該積分器或者比例積分控制迴路被配置成調節該交流輸入電壓測量結果的直流等效值，使得該電壓模式控制器的輸出朝向目標值移動。
  10. 如請求項9所述的數位控制器，其中，該積分器或者比例積分控制迴路被配置成基於該目標值與該電壓模式控制器的輸出之間的差計算一增量值，並且將該增量值與該交流輸入電壓測量結果的直流等效值相加。
  11. 如請求項5所述的數位控制器，其中，該自適應迴路被配置成如果對該交流輸入電壓測量結果的直流等效值所做的改變超過預定臨界值，則修改該改變的步長。
  12. 如請求項1所述的數位控制器，其中，如果該電壓模式控制器的輸出落在該預定範圍之外，則在該高載模式下在該PFC級的突發接通時段期間的每個取樣週期啟用並且執行該自適應迴路，以及其中，一旦該電壓模式控制器的輸出落在該預定範圍內，則禁用該自適應迴路。
  13. 如請求項1所述的數位控制器，其中，在從該高載模式返回到該穩態模式後，該電流模式控制器被配置成使用來自該高載模式的該電壓模式控制器的輸出和該交流輸入電壓測量結果的直流等效值作為初始值，以CCM 操作該PFC級。
  14. 一種電源供應器，包括：一功率因數校正(PFC)級；一耦接至該PFC級的LLC轉換器；一電流模式控制器，被配置成藉由實現具有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電流控制迴路，在該電源供應器的穩態模式下以連續導通模式CCM操作該PFC級；一電壓模式控制器，被配置成藉由實現沒有交流輸入電壓測量結果作為輸入的電壓控制迴路，對於該電源供應器的一高載模式的至少一部分以非連續導通模式DCM操作該PFC級；以及一自適應迴路，被配置成如果在該高載模式下該電壓模式控制器的輸出落在預定範圍之外，則修改該電壓控制迴路。
  15. 一種操作一電源供應器的方法，該電源供應器具有一功率因數校正(PFC)級和耦接至該PFC級的LLC轉換器，該方法包括：藉由實現具有交流輸入電壓測量結果作為輸入的一電流控制迴路，使用電流模式控制器在該電源供應器的穩態模式下以連續導通模式CCM操作該PFC級；藉由實現沒有交流輸入電壓測量結果作為輸入的一電壓控制迴路，使用電壓模式控制器對於該電源供應器的一高載模式的至少一部分以非連續導通模式DCM操作該PFC級；以及如果在該高載模式下該電壓模式控制器的輸出落在一預定範圍之外，則修改該電壓控制迴路。
  16. 如請求項15所述的方法，其中，該預定範圍限定了對在該高載模式下藉由該電源供應器傳輸的功率的一最大限制和一最小限制，其中，該最大限制對應於該電壓模式控制器的輸出的一最大值，以及其中，該最小限制 對應於該電壓模式控制器的輸出的一最小值。
  17. 如請求項16所述的方法，其中，對於該高載模式的至少一部分以DCM操作該PFC級包括：基於該電壓模式控制器的輸出、在進入該高載模式之前得到的一交流輸入電壓測量結果的一直流等效值以及該PFC級的導通模式電感電流的一估計值，確定在該高載模式下該PFC級的一接通時間；以及如果該電壓模式控制器的輸出落在該預定範圍之外，則修改該交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
  18. 如請求項17所述的方法，其中，如果該電壓模式控制器的輸出落在該預定範圍之外則修改該交流輸入電壓測量結果的直流等效值包括：如果該電壓模式控制器的輸出被鉗位在該最大值或者超過目標值，則減小該交流輸入電壓測量結果的直流等效值；以及如果該電壓模式控制器的輸出被鉗位在該最小值或者低於該目標值，則增大該交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
  19. 如請求項17所述的方法，其中，如果該電壓模式控制器的輸出落在該預定範圍之外則修改該交流輸入電壓測量結果的直流等效值包括：一藉由積分器或者比例積分控制迴路調節該交流輸入電壓測量結果的一直流等效值，使得該電壓模式控制器的輸出朝向目標值移動。
  20. 如請求項19所述的方法，還包括：基於該目標值和該電壓模式控制器的輸出之間的差計算一增量值；以及將該增量值與該交流輸入電壓測量結果的直流等效值相加。
  21. 如請求項15所述的方法，其中，如果該電壓模式控制器的輸出落在該預定範圍之外則修改該交流輸入電壓測量結果的直流等效值包括：以預定步長減小或增大該交流輸入電壓測量結果的直流等效值。
  22. 如請求項15所述的方法，還包括：如果對該交流輸入電壓測量結果的直流等效值所做的改變超過一預定臨界 值，則修改該改變的一步長。
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