JP6279423B2

JP6279423B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP6279423B2
Application number: JP2014153800A
Authority: JP
Inventors: 義章石黒; 友一坂下; 孝佳永井; 福田　秀樹; 秀樹福田; 前田　貴史; 貴史前田; 信一芝原
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Mitsubishi Electric Lighting Corp
Priority date: 2014-07-29
Filing date: 2014-07-29
Publication date: 2018-02-14
Anticipated expiration: 2034-07-29
Also published as: JP2016032350A

Description

この発明は、力率改善機能（ＰＦＣ：ＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、以下、ＰＦＣと称す）を備えて交流電力を直流電力に昇降圧変換する電力変換装置に関するものである。

従来、交流電源からの電流波形を電圧波形と同じ波形にして電源力率を１とするコンバータ回路として、出力電圧Ｖｒｉｐと出力電圧値Ｖｒｅｆの関係に基づいて、昇圧動作、降圧動作、昇降圧動作を時分割で行うコンバータ回路が開示されている（例えば、下記の特許文献１参照）。

特開平９−２６１９６３号公報

上記特許文献１のコンバータ回路は、コンバータ回路の入力側に入力電圧の大きさの異なる電源を接続した場合、またコンバータ回路の出力側に出力電圧の大きさの異なる負荷を接続した場合、電源投入後に入力電圧及び出力電圧の大きさをそれぞれ判別して、入出力電圧の大小関係に基づいて昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードのうち適切な制御方法を決定する機能を備えていなかった。そのため、入力電圧の大きさの異なる電源及び出力電圧の大きさの異なる負荷に接続した場合、電源投入後において高力率の制御を行うことは困難であった。

また、上記特許文献１のコンバータ回路では、電源投入後の突入電流を抑制するための対策が採られておらず、別途、突入電流抑制のための回路を用意する必要があり、回路規模の拡大、高コスト化の要因となっていた。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであり、電源投入後において力率改善効果の高い電力変換装置を提供することを目的とする。

この発明の第１の電力変換装置は、
電源主回路部と電源制御部とからなり、
上記電源主回路部は、交流電圧を全波整流する全波整流回路と、上記全波整流回路によって得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、スイッチング素子及びリアクトルを有して上記全波整流回路によって得られた入力電圧を電圧変換する昇降圧コンバータと、上記昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、上記昇降圧コンバータの上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出部とを備え、
上記電源制御部は、上記各検出部で検出された検出値に基づいて上記昇降圧コンバータの上記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、上記出力電圧を制御すると共に、上記リアクトル電流を制御して入力電流波形の位相を入力電圧波形の位相に近づける力率改善制御を行う電力変換装置であって、
上記電源制御部は、上記昇降圧コンバータを制御するモードとして昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードの制御モードを有すると共に、
電源投入後の初期動作時に、上記昇降圧コンバータを上記昇降圧モードで動作させて、上記電源主回路部の上記入力電圧及び上記出力電圧の関係を判別し、
上記初期動作後の通常動作時に、上記初期動作時に判別した上記入力電圧及び上記出力電圧の関係に基づき、上記昇降圧コンバータを動作させるための上記昇圧モード、上記降圧モード、上記昇降圧モードの組み合わせを決定するものである。

この発明の第２の電力変換装置は、
電源主回路部と電源制御部とからなり、
上記電源主回路部は、交流電圧を全波整流する全波整流回路と、上記全波整流回路によって得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、スイッチング素子及びリアクトルを有して上記全波整流回路によって得られた入力電圧を電圧変換する昇降圧コンバータと、上記昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電圧及び出力電流を検出する出力電圧検出部及び出力電流検出部と、上記昇降圧コンバータの上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出部とを備え、
上記電源制御部は、上記各検出部で検出された検出値に基づいて上記昇降圧コンバータの上記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、上記出力電流を目標出力電流に制御すると共に上記リアクトル電流を目標リアクトル電流に制御して入力電流波形の位相を入力電圧波形の位相に近づける力率改善制御を行う電力変換装置であって、
上記電源制御部は、電源投入後であって上記全波整流回路によって得られた入力電圧がゼロ付近になるタイミングで上記昇降圧コンバータのスイッチ制御を開始し、スイッチ制御開始時は上記目標リアクトル電流を小さく設定し、時間経過と共に上記目標リアクトル電流を大きくしていく。

この発明の第３の電力変換装置は、
電源主回路部と電源制御部とからなり、
上記電源主回路部は、交流電圧を全波整流する全波整流回路と、上記全波整流回路によって得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、スイッチング素子及びリアクトルを有して上記全波整流回路によって得られた入力電圧を電圧変換する昇降圧コンバータと、上記昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電圧及び出力電流を検出する出力電圧検出部及び出力電流検出部と、上記昇降圧コンバータの上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出部とを備え、
上記電源制御部は、上記各検出部で検出された検出値に基づいて上記昇降圧コンバータの上記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、上記出力電流を目標出力電流に制御すると共に上記リアクトル電流を目標リアクトル電流に制御して入力電流波形の位相を入力電圧波形の位相に近づける力率改善制御を行う電力変換装置であって、
上記電源制御部は、電源投入直後から上記昇降圧コンバータのスイッチ制御を開始し、スイッチ制御開始時は上記目標リアクトル電流を小さく設定し、時間経過と共に上記目標リアクトル電流を大きくしていく。

この発明の第４の電力変換装置は、
電源主回路部と電源制御部とからなり、
上記電源主回路部は、交流電圧を全波整流する全波整流回路と、上記全波整流回路によって得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、スイッチング素子及びリアクトルを有して上記全波整流回路によって得られた入力電圧を電圧変換する昇降圧コンバータと、上記昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電圧及び出力電流を検出する出力電圧検出部及び出力電流検出部と、上記昇降圧コンバータの上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出部とを備え、
上記電源制御部は、上記各検出部で検出された検出値に基づいて上記昇降圧コンバータの上記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、上記出力電流を目標出力電流に制御すると共に上記リアクトル電流を目標リアクトル電流に制御して入力電流波形の位相を入力電圧波形の位相に近づける力率改善制御を行う電力変換装置であって、
上記電源制御部は、電源投入後であって上記全波整流回路によって得られた入力電圧がゼロ付近になるタイミングで上記昇降圧コンバータのスイッチ制御を開始する。

この発明の電力変換装置によれば、電源投入後において、力率改善効果の高い制御を行うことができる。

特に、第１の電力変換装置によれば、電源投入後に入力電圧及び上記出力電圧の関係を判別し、その入力電圧及び上記出力電圧の関係に基づき、昇降圧コンバータを昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードのうちの少なくとも一つのモードで動作させることを決定するようにしたので、入力電圧の大きさの異なる電源及び出力電圧の大きさの異なる負荷に接続した場合でも、力率改善効果の高い制御を行うことができる。

この発明の第２〜第４の電力変換装置によれば、電源投入後の突入電流を抑制することができ、力率改善効果の高い制御を行うことができる。

実施の形態１による電力変換装置の電源主回路部を示す回路ブロック図である。実施の形態１による電力変換装置の電源制御部を示す回路ブロック図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を示すフローチャートである。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を示すフローチャートである。実施の形態１による入力電圧ピーク検出部の動作を説明する図である。ＬＥＤ素子が有する順方向電圧―順方向電流特性を示す概要図である。実施の形態１による出力電圧判別部の動作を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電力変換装置の制御内容を説明する図である。実施の形態１による電源制御部のメモリ内に格納してあるテーブルの例を示した図である。実施の形態によるヒステリシスコンパレータ制御方式の説明図である。実施の形態によるウインドウコンパレータ制御方式の説明図である。実施の形態２による電力変換装置の制御内容を示す概要図である。実施の形態２による電力変換装置の電源主回路部を示す回路ブロック図である。実施の形態２による電力変換装置の電源制御部を示す回路ブロック図である。実施の形態２による電力変換装置の制御内容を示すフローチャートである。実施の形態２による電力変換装置の制御内容を示すフローチャートである。実施の形態２による入力電圧｜ｖａｃ｜のボトム検出方法を示す概要図である。実施の形態２の他の例による電力変換装置の制御内容を示す概要図である。実施の形態２の他の例による電力変換装置の制御内容を示す概要図である。実施の形態２の他の例による電力変換装置の制御内容を示すフローチャートである。実施の形態２の他の例による電力変換装置の制御内容を示す概要図である。実施の形態２の他の例による電力変換装置の制御内容を示すフローチャートである。実施の形態２の他の例による電力変換装置の制御内容を示す概要図である。

実施の形態１．
図１及び図２はこの発明の実施の形態１による電力変換装置を構成する電源主回路部１及び電源制御部２を示す回路ブロック図である。

図１において、電源主回路部１は、交流電源３から供給された交流入力電圧ｖａｃを全波整流するためのダイオードブリッジで構成された全波整流回路４、全波整流後の入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜に含まれているスイッチングノイズを平滑するための小容量の入力コンデンサＣ１、後に詳述する昇降圧コンバータ５（以降、単にコンバータ５という）、およびコンバータ５の出力電圧の脈動を平滑させて直流の出力電圧ｖｄｃを得るための出力コンデンサＣ２を、備えている。そして、この電源主回路部１の直流電力出力側には負荷９が接続されており、ここでは、負荷９としてＬＥＤ（ＬｉｇｈｔＥｍｉｔｔｉｎｇＤｉｏｄｅ）が接続されている例を示している。

また、電源主回路部１は、リアクトル電流検出部６、入力電圧検出部７、出力電圧検出部８、及び出力電流検出部１０を備えており、これらの検出部が特許請求の範囲における各検出部に相当する。入力電圧検出部７は、入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜の瞬時値を入力電圧検出値ｖｉｎとして検出するもので、直列に接続された分圧抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えている。出力電圧検出部８は、直流化された出力電圧ｖｄｃの瞬時値を出力電圧検出値ｖｏとして検出するものであり、直列に接続された分圧抵抗Ｒ３、Ｒ４を備えている。出力電流検出部１０は、負荷（ＬＥＤ）９に流れる出力電流ｉｏの大きさを出力電流検出値ｉＬＥＤとして検出するものである。なお、リアクトル電流検出部６による電流検出の内容については後述する。

コンバータ５は、全波整流回路４により全波整流された入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜を目標とする出力電圧ｖｄｃに調整すると共に、出力電流ｉｏを目標とする出力電流ｉＬＥＤ＊に調整するものである。このコンバータ５は、降圧型アームを構成する第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１、および昇圧型アームを構成する第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２を備えている。また、第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１の接続点と、第２スイッチング素子Ｑ２とダイオードＤ２の接続点との間には、リアクトルＬが設けられている。なお、第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２は、電源制御部２で生成したオンオフ制御用のスイッチ信号により駆動されるＦＥＴ（ＦｉｅｌｄＥｆｆｅｃｔＴｒａｎｓｉｓｔｅｒ）素子やＩＧＢＴ（ＩｎｓｕｌａｔｅｄＧａｔｅＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）素子などである。

そして、第１スイッチング素子Ｑ１と第１ダイオードＤ１は入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜に対して直列に接続され、また、第２スイッチング素子Ｑ２と第２ダイオードＤ２は負荷９に対して直列に接続されている。この回路構成により、コンバータ５は、昇圧コンバータとしての機能と、降圧コンバータとしての機能と、昇降圧コンバータとしての機能を発揮することができる。

次に、電源制御部２の機能について説明する。
電源制御部２は、入力電圧検出部７及び出力電圧検出部８により検出した入力電圧検出値ｖｉｎ及び出力電圧検出値ｖｏを入力し、これら入出力電圧の大小関係に応じて昇圧制御、降圧制御、昇降圧制御のうちいずれか１つの適した制御モードを選択すると共に、リアクトル電流検出部６により検出したリアクトル電流ｉＬが目標リアクトル電流ｉＬ＊と等しくなるように、適切なスイッチングパターンでコンバータ５のスイッチング素子のオンオフ制御を行う。

具体的には、電源制御部２は、図３に示すように、入力電圧検出値ｖｉｎと目標とする出力電圧検出値ｖｏの比較から、ｖｉｎ＜ｖｏのとき昇圧制御を行い（以下、昇圧モードと呼ぶ）、ｖｉｎ＞ｖｏのとき降圧制御を行い（以下、降圧モードと呼ぶ）、ｖｉｎ≒ｖｏのとき昇降圧制御を行う（以下、昇降圧モードと呼ぶ）ように決定して、コンバータ５を動作させる。すなわち、電源制御部２は、昇圧モードと決定した場合は、第１スイッチング素子Ｑ１を常時オンして第２スイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させることでコンバータ５を昇圧コンバータとして動作させる。降圧モードと決定した場合は、第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフして第１スイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させることでコンバータ５を降圧コンバータとして動作させる。昇降圧モードと決定した場合は、第１スイッチング素子Ｑ１と第２スイッチング素子Ｑ２を同期させてスイッチング動作させることでコンバータ５を昇降圧コンバータとして動作させる。

なお、コンバータ５の回路構成として、第１及び第２ダイオードＤ１、Ｄ２をＦＥＴ素子やＩＧＢＴ素子などの第３及び第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４に変更し、昇圧モード時は、第２スイッチング素子Ｑ２と第４スイッチング素子Ｑ４のオンオフを逆論理で動作させ、降圧モード時は、第１スイッチング素子Ｑ１と第３スイッチング素子Ｑ３のオンオフを逆論理で動作させ、昇降圧モード時は、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２と第３及び第４スイッチング素子Ｑ３、Ｑ４のオンオフを逆論理で動作させる同期整流方式としてもよい。

昇圧モード時には、電源制御部２は、第１スイッチング素子Ｑ１を常時オンして第２スイッチング素子Ｑ２をスイッチング動作させるので、リアクトルＬに流れるリアクトル電流ｉＬは、入力電流ｉｉｎに対応したものとなる。また、降圧モード時には、電源制御部２は、第２スイッチング素子Ｑ２を常時オフして第１スイッチング素子Ｑ１をスイッチング動作させるので、リアクトルＬに流れるリアクトル電流ｉＬは、出力電流ｉｏに対応したものとなる。さらに、昇降圧モード時には、電源制御部２は、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を同期させて同時にスイッチング動作させるので、リアクトルＬには、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１及びＱ２がオンの期間に入力電流ｉｉｎに対応した電流が流れ、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１及びＱ２がオフの期間に出力電流ｉｏに対応した電流が流れる。

そして、電源制御部２は、昇圧モード時は全波整流後の入力電流ｉｉｎに対応して得られた値に基づいて、また、降圧モード時は出力電流ｉｏに対応して得られた値に基づいて、さらに、昇降圧モード時は入力電流ｉｉｎ及び出力電流ｉｏに対応して得られた値に基づいて、それぞれリアクトル電流ｉＬの制御目標となる目標リアクトル電流ｉＬ＊を設定する。そして、電源制御部２は、リアクトル電流ｉＬが目標リアクトル電流ｉＬ＊となるように制御することにより、入力電流ｉｉｎの位相と波形を制御することが可能となる。

また、電源制御部２は、コンバータ５の第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２をオンオフ制御することにより、昇圧モード時、降圧モード時、又は昇降圧モード時のいずれの場合においても、交流入力電流ｉａｃが交流入力電圧ｖａｃとほぼ同位相で同波形となるように全波整流後の入力電流ｉｉｎを制御するＰＦＣ（ＰＦＣ：ＰｏｗｅｒＦａｃｔｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）制御を行う。このＰＦＣ制御において、入力電流ｉｉｎを制御する際の制御目標値となる目標入力電流ｉｉｎ＊は、力率改善を図る上で、入力電圧｜ｖａｃ｜と同じ位相で同じ脈流波形となるように生成する必要があるが、それには、コンバータ５のリアクトルＬに流れるリアクトル電流ｉＬを制御することにより調整することができる。そして、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均が目標リアクトル電流ｉＬ＊に一致するように、電源制御部２はコンバータ５の第１、第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２を制御する。

ここで、目標リアクトル電流ｉＬ＊の設定にあたって、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均が目標リアクトル電流ｉＬ＊となるように制御する必要がある。そのためには、図４に示すように、ピーク電流制御によって目標リアクトル電流ｉＬ＊の２倍の値を目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊として設定すればよい。すなわち、リアクトル電流ｉＬが０に達した瞬間にリアクトル電流ｉＬを立ち上げ、目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊に達した瞬間にリアクトル電流ｉＬを立ち下げるようにする。そうすれば、リアクトル電流ｉＬが目標リアクトル電流ｉＬ＊を超えた分で目標リアクトル電流ｉＬ＊に達しないリアクトル電流ｉＬの不足分を埋め合わせることになるため、リアクトル電流ｉＬの単位時間ごとの平均を目標リアクトル電流ｉＬ＊に一致させることができる。したがって、目標リアクトル電流ｉＬ＊と目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊との関係は、次の式（１）となる。

ｉｒｅｆ＊＝２×ｉＬ＊（１）

次に、実施の形態１の特徴である、電源制御部２の電源投入後の初期動作時の制御内容の概要を、図５に基づいて説明する。
電源投入直後（初期動作時）は、電源制御部２は、コンバータ５を昇降圧モードで動作させて、ＰＦＣ制御をしつつ、出力電圧ｖｄｃを上昇させ、外部からの調光指令等として与えられる目標電流値ｉＬＥＤ＊に基づいて所望の出力電流ｉｏを得る。そして、所望の出力電流ｉｏが得られ、つまり出力電圧ｖｄｃが安定すると共に、入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜の１周期以上の時間が経過したのちに、入力電圧検出値ｖｉｎの最大値である入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋと、出力電圧ｖｄｃが安定したときの出力電圧検出値ｖｏを決定する。その後、通常動作時は、入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋと安定した出力電圧検出値ｖｏに基づいて、電源制御部２は、コンバータ５を高力率となる制御方法（制御モードの選択、組み合わせ、及び各制御モード切替電圧）を決定し、決定した制御方法に基づいて、ＰＦＣ制御をしつつ出力一定制御を実施する。

次に、電源制御部２の具体的な演算制御の内容について、図６及び図７のフローチャートに基づいて説明する。なお、図６及び図７において、符号ステップＳは各処理ステップを意味する。

ステップＳ０において、電源が投入されると、電源制御部２は制御処理を開始する。
そして、ステップＳ１において、電源制御部２は、電源主回路部１の入力電圧検出部７により入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出部８により出力電圧ｖｄｃを検出して得られる出力電圧検出値ｖｏ、出力電流検出部１０により出力電流ｉｏを検出して得られる出力電流検出値ｉＬＥＤ、外部信号で与えられる目標出力電流値ｉＬＥＤ＊、およびリアクトル電流検出部６により検出されるリアクトル電流ｉＬをそれぞれ取り込む。

次に、ステップＳ２において、電源制御部２は入力電圧レベルを調べるため、入力電圧ピーク検出部３１により入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋを検出する。具体的には、図８に示すように、今回検出した入力電圧検出値ｖｉｎ（ｎ）と前回までの入力電圧検出値ｖｉｎ（１）〜（ｎ−１）に基づく入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋを比較する（ステップＳ２００）。ここで、ｖｉｎ（ｎ）＞ｖｉｎｐｅａｋの場合は、入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋに今回の入力電圧検出値ｖｉｎ（ｎ）を代入し、入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋを更新する（ステップＳ２０１）。ｖｉｎ（ｎ）≦ｖｉｎｐｅａｋの場合は、前回までの入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋを維持する。なお、電源制御部２の制御処理が開始されて最初に検出した入力電圧検出値ｖｉｎ（１）は入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋに代入される。

次に、ステップＳ３において、出力電圧判別部３２により出力電圧検出値ｖｏが所定の電圧に安定したかどうかの判別を行う（ステップＳ３）。
具体的には、負荷９としてＬＥＤ素子を接続した場合、ＬＥＤ素子は図９に示す順方向電圧−順方向電流の特性を有している。そして、ＬＥＤ素子は、出力電圧ｖｄｃが順方向電圧ｖｆに達すると急激に電流が流れ始め、この導通領域では電流の変化に対して電圧の変化は小さい。すなわち、出力電流ｉＬＥＤが流れ始めた時点で出力電圧ｖｄｃは順方向電圧ｖｆ（ほぼ一定）となるため、出力電流ｉＬＥＤの値で、出力電圧ｖｄｃが順方向電圧ｖｆに安定したことを判断する。ここでは、図１０に示すように、目標出力電流値ｉＬＥＤ＊と出力電流検出値ｉＬＥＤの差を計算し、その差が予め定めた値ｅ以下となったときに出力電圧ｖｄｃが順方向電圧ｖｆに安定したと判断し、出力電圧が安定したかの判断フラグであるｖｆ＿ｆｌａｇを１とする（Ｓ３００、Ｓ３０１）。
なお、出力電圧判別部３２による出力電圧検出値ｖｏが所定の電圧に安定したかの判別方法は、上記方法に限らず、今回検出した出力電圧検出値ｖｏ（ｎ）と前回に検出した出力電圧検出値ｖｏ（ｎ−１）の値の差を求め、その差が予め定める値ｃ以下となったときに判断フラグｖｆ＿ｆｌａｇを１とする方法を用いても良い。

次に、ステップＳ４において、目標ピーク電流演算部２４ｄは、ＰＦＣ制御と出力電流一定制御を同時に行うための、昇降圧モード用の目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊を演算する。具体的には、図２において、制御方法選択セレクタ２３の共通接点ｃを昇降圧モード側の個別接点ｄに接続し、また、後段のセレクタ２６ｃの各昇降圧モード側の個別接点ｄを共通接点ｃに接続する。そして、出力制御部３０は、出力電流一定制御を行うために、目標出力電流値ｉＬＥＤ＊と出力電流検出値ｉＬＥＤを比較してＰＩ演算等により制御値ｉ＊＊を演算する。さらに、目標ピーク電流演算部２４ｄは、ＰＦＣ制御を行うために、上記の制御値ｉ＊＊、入力電圧検出値ｖｉｎ、及び出力電圧検出値ｖｏに基づいて目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊を演算する。ここで、例えば、本出願人による国際出願（ＰＣＴ／ＪＰ２０１３／０７５８２５；２０１３年９月２５日出願）によって、昇降圧モード時の目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊の演算式は、下記の式（２）で求めることができる。なお、下記の式（２）については後ほど説明する。

ｉｒｅｆ＊＝２×ｖｉｎ×（ｖｏ＋ｖｉｎ）／ｖｏ×ｉ＊＊（２）

次に、ステップＳ５において、昇降圧モード時のスイッチ信号生成部２５ｄは、リアクトル電流検出部６により検出したリアクトル電流ｉＬと、目標ピーク電流演算部２４ｄで得られた目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊を用いて、ピーク電流制御を行うためのスイッチ信号を生成する。

次に、ステップＳ６において、スイッチ制御部２６ｄは、スイッチ信号生成部２５ｄのスイッチ信号と昇降圧モードに応じたスイッチングパターンに基づいて第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチ制御を行う。すなわち、スイッチ制御部２６ｄは、第１スイッチング素子Ｑ１および第２スイッチング素子Ｑ２に対してオンオフ用の同期させたスイッチ信号を生成して出力する。

次に、入力電圧レベル検出のための入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋと、収束した出力電圧ｖｏを確定させるための処理ステップに入る。
まず、ステップＳ７において、計数値であるｃｏｕｎｔをインクリメント（＋１）する。このｃｏｕｎｔは、交流入力電圧ｖａｃの周期が半周期経過したかを判定するために使用される計数値であり、後述するように、あらかじめ商用電源周期等から決めておいたカウント設定値に達したかどうかで交流入力電圧ｖａｃの半周期を判別する。
次に、ステップＳ８において、交流入力電圧ｖａｃの周期が半周期経過し、かつ出力電圧検出値ｖｏが順方向電圧ｖｆに収束したかどうかを判定する。具体的には、ステップＳ７の計数値ｃｏｕｎｔがあらかじめ商用電源周期等から決めておいたカウント設定値に達し、かつ出力電圧の安定の判断フラグｖｆ＿ｆｌａｇが１となった時点で（ステップＳ８）、入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋと収束した出力電圧ｖｏを確定させる（ステップＳ９）。ここで、ステップＳ８において、カウント設定値は以下のように設定する。すなわち、交流入力電圧ｖａｃの周期として例えば商用電源周波数の５０Ｈｚと６０Ｈｚを比較すると、５０Ｈｚの方が周期が長いため、その半分の周期として、１００Ｈｚ＝１０ｍｓ以上の値を設定する。そして、ステップＳ１〜ステップＳ８の演算サイクルを１ｍｓで繰り返すとすれば、上記カウント設定値を１０以上に設定すれば良い。このように設定すれば、商用電源の周波数が５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも対応することができる。なお、上記では計数値をカウントすることで交流入力電圧の半周期タイミングを推測することとしているが、入力電圧検出値ｖｉｎの推移から推測することとしても良い。なお、ステップＳ８において、計数値ｃｏｕｎｔがカウント設定値に達していない場合、または出力電圧の安定の判断フラグｖｆ＿ｆｌａｇが０の場合は、ステップＳ１に戻る。

次に、ステップＳ９において確定した入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋと収束した出力電圧検出値ｖｏを用いて、その入出力電圧条件に基づく制御方法を決定する（ステップＳ１０）。具体的には、電源制御部２のメモリ内に格納してあるテーブルからその入出力電圧条件に応じた、制御モード（昇圧モード、降圧モード、昇降圧モード）の組み合わせと、制御モード切替電圧（昇圧モード⇔昇降圧モードの切替電圧ｖｏ１＊、降圧モード⇔昇降圧モードの切替電圧ｖｏ２＊）を読み出し、読み出した値を電源制御部２のレジスタにセットする。ここで、後述するように、メモリ内に格納してある制御モードはその入出力電圧の関係や電力変換器の効率、力率の点から、昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードのすべてを組み合わせなくても良く、例えば昇圧モードと昇降圧モードを組み合わせた制御、降圧モードと昇降圧モードを組み合わせた制御、昇圧モードと降圧モードを組み合わせた制御、昇圧モードのみの制御、昇降圧モードのみの制御としてもよい。

このように決定された制御方法、すなわち、制御モードの組み合わせと制御モード切替電圧を用いて通常動作（ステップＳ１１以降）へと移行する。

通常動作に移行すると、まずステップＳ１１において、ステップＳ１と同様に、入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出値ｖｏ、出力電流検出値ｉＬＥＤ、目標出力電流値ｉＬＥＤ＊、リアクトル電流ｉＬをそれぞれ取り込む。

そして、ステップＳ１２において、ステップＳ１０で決定した制御モードの組み合わせ（ここでは、昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードの全ての組み合わせを採用）に基づき、制御モード切替電圧（ｖｏ１＊、ｖｏ２＊）と入力電圧検出値ｖｉｎを比較し、現時点の適した制御モードを決定する（ステップＳ１２）。具体的には、図１１に示すように、入力電圧検出値ｖｉｎと制御モード切替電圧ｖｏ１＊とｖｏ２＊（ｖｏ１＊＜ｖｏ２＊）を比較して、ｖｉｎ＜ｖｏ１＊のときは昇圧モード、ｖｉｎ＞ｖｏ２＊のときは降圧モード、ｖｏ１＊≦ｖｉｎ≦ｖｏ２＊のときは昇降圧モードと決定する。ここで、制御モード切替電圧ｖｏ１＊及びｖｏ２＊を用いる方法以外に、入力電圧検出値ｖｉｎと出力電圧検出値ｖｏを用いて、ｖｉｎ＜ｖｏ―ｘ（ｘ：正の値）のときは昇圧モード、ｖｉｎ＞ｖｏ＋ｙ（ｙ：正の値）のときは降圧モード、ｖｏ−ｘ≦ｖｉｎ≦ｖｏ＋ｙのときは昇降圧モードと決定しても良い。

次に、ステップＳ１３において、目標ピーク電流演算部２４ａ、２４ｂ、２４ｄは、ＰＦＣ制御と出力一定制御を同時に行うために、ステップＳ１２にて決定した制御モードに応じた目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊をそれぞれ演算する。具体的には、図２において、昇圧モードの場合は、制御方法選択セレクタ２３の共通接点ｃを昇圧モード側の個別接点ａに接続し、また、後段のセレクタ２６ｃの各昇圧モード側の個別接点ａを共通接点ｃに接続する。降圧モードの場合は、制御方法選択セレクタ２３の共通接点ｃを降圧モード側の個別接点ｂに接続し、また、後段のセレクタ２６ｃの各降圧モード側の個別接点ｂを共通接点ｃに接続する。昇降圧モードの場合は、制御方法選択セレクタ２３の共通接点ｃを昇降圧モード側の個別接点ｄに接続し、また、後段のセレクタ２６ｃの各昇降圧モード側の個別接点ｄを共通接点ｃに接続する。

そして、出力制御部３０は、出力電流一定制御を行うために、目標出力電流値ｉＬＥＤ＊と出力電流検出値ｉＬＥＤを比較してＰＩ演算式等により制御値ｉ＊＊を演算する。さらに、目標ピーク電流演算部２４ａ、２４ｂ、２４ｄは、ＰＦＣ制御を行うために、上記制御値ｉ＊＊、入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出値ｖｏに基づいて目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊を演算する。ここで、例えば、本出願人による国際出願（ＰＣＴ／ＪＰ２０１３／０７５８２５；２０１３年９月２５日出願）に基づくと、昇圧モード時の目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊の演算式は下記の式（３）で、降圧モード時の目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊の演算式は下記の式（４）で、昇降圧モード時の目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊の演算式は、上記の式（２）で求めることができる。なお、これらの式については後ほど説明する。

ｉｒｅｆ＊＝２×ｖｉｎ×ｉ＊＊（３）
ｉｒｅｆ＊＝２×ｖｉｎ^２／ｖｏ×ｉ＊＊（４）

次に、ステップＳ１４において、スイッチ信号生成部２５ａ、２５ｂ、２５ｄは、リアクトル電流検出部６により検出したリアクトル電流ｉＬと、目標ピーク電流演算部２４ａ、２４ｂ、２４ｄで得られた目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊とを用いて、ピーク電流制御を行うためのスイッチ信号を生成する。

次に、ステップＳ１５において、スイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄは、ステップＳ１３で生成したスイッチ信号とステップＳ１２にて決定した制御モードに応じたスイッチングパターンによりスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチ制御を行う。すなわち、ステップＳ１２にて昇圧モードと決定した場合は、スイッチ制御部２６ａは、昇圧型アームを構成する第２のスイッチング素子Ｑ２に対してステップＳ１４で決定したオンオフ用のスイッチ信号を、また、第１のスイッチング素子Ｑ１を常にオンするスイッチ信号をそれぞれ生成して出力する。ステップＳ１２にて降圧モードと決定した場合は、スイッチ制御部２６ｂは、降圧型アームを構成する第１のスイッチング素子Ｑ１に対してステップＳ１４で決定したオンオフ用のスイッチ信号を、また、第２のスイッチング素子Ｑ２を常にオフするスイッチ信号をそれぞれ生成して出力する。ステップＳ１２にて昇降圧モードと決定した場合は、スイッチ制御部２６ｄは、降圧型アームを構成する第１のスイッチング素子Ｑ１、および昇圧型アームを構成する第２のスイッチング素子Ｑ２に対してステップＳ１４で決定したオンオフ用の同期させたスイッチ信号を生成して出力する。

次に、ステップＳ１１へ戻り、ステップＳ１１からＳ１５のステップを繰り返し実行することで、入出力電圧の関係に応じた、最適な制御モードの切り替えを行うことができ、入力電流の高調波を抑制し、また力率を向上することができる。

ここで、上記で説明した目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊の演算式（２）、（３）、（４）について、説明する。
昇圧モード時には、リアクトルＬには全波整流後の入力電流ｉｉｎに対応した電流が流れるため、目標リアクトル電流ｉＬ＊の制御は、入力電流ｉｉｎに対応する電流を制御することとなる。したがって、まず入力電流ｉｉｎの目標値である目標入力電流ｉｉｎ＊と前述の制御値ｉ＊＊とを用いて、次の式（５）により目標リアクトル電流ｉＬ＊を算出する。

ｉＬ＊＝ｉｉｎ＊×ｉ＊＊（５）

そして、目標入力電流ｉｉｎ＊を入力電圧｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎと同じ位相で、同じ脈流波形とするためには、目標入力電流ｉｉｎ＊に代えて入力電圧検出値ｖｉｎを使用すればよい。したがって、昇圧モード時の目標リアクトル電流ｉＬ＊は、次の式（６）により設定することができる。

ｉＬ＊＝ｖｉｎ×ｉ＊＊（６）

そして、ピーク電流制御による目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊は、前述の式（１）と前記の式（６）とを用いて、次の式（７）となる。この式（７）が前述の式（３）である。

ｉｒｅｆ＊＝２×ｉＬ＊＝２×ｖｉｎ×ｉ＊＊（７）

また、降圧モード時には、リアクトルＬには出力電流ｉｏに対応した電流が流れるため、目標リアクトル電流ｉＬ＊の制御は出力電流ｉｏに対応する電流を制御することとなる。よって、まず出力電流ｉｏと前述の制御値ｉ＊＊とを用いて、次の式（８）により目標リアクトル電流ｉＬ＊を算出する。

ｉＬ＊＝ｉｏ×ｉ＊＊（８）

電源主回路部１の電力変換効率を１００％と仮定すると、入力電力と出力電力はエネルギー保存の法則から等しくなるので、出力電流ｉｏは、目標入力電流ｉｉｎ＊、入力電圧検出値ｖｉｎ、および出力電圧検出値ｖｏを用いて、次の式（９）により換算することができる。

ｉｏ＝（ｖｉｎ・ｉｉｎ＊）／ｖｏ（９）

よって、式（８）と式（９）とから、

ｉＬ＊＝｛（ｖｉｎ・ｉｉｎ＊）／ｖｏ｝×ｉ＊＊（１０）

ここで、目標入力電流ｉｉｎ＊を入力電圧｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎと同じ位相で、同じ脈流波形とするためには、目標入力電流ｉｉｎ＊に代えて入力電圧検出値ｖｉｎを使用すればよい。したがって、降圧制御時の目標リアクトル電流ｉＬ＊は、次の式（１１）により設定することができる。

ｉＬ＊＝（ｖｉｎ^２／ｖｏ）×ｉ＊＊（１１）

そして、ピーク電流制御による目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊は、前述の式（１）と前記の式（１１）とを用いて、次の式（１２）となる。この式（１２）が前述の式（４）である。

ｉｒｅｆ＊＝２×ｉ＊Ｌ＝（２×ｖｉｎ^２／ｖｏ）×ｉ＊＊（１２）

次に、昇降圧モード時の目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊を考える。図１２にリアクトル電流のピーク電流制御の概略図を示す。昇降圧モードでピーク電流制御をする場合、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオンの期間にはリアクトルＬにエネルギーを蓄積し、そのデューティをｄとすると、このオン期間に流れる電流は式（１３）となる。また、第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２がオフの期間にはリアクトルＬからエネルギーを放出し、そのデューティを（１−ｄ）とすると、このオフ期間に流れる電流は式（１４）となる。

Δｉ＋＝（ｖｉｎ／Ｌ）×ｄ（１３）
Δｉ−＝（ｖｏ／Ｌ）×（１−ｄ）（１４）

ピーク電流制御を用いているため、この電流増加分Δｉ＋と電流減少分Δｉ−は等しく、式（１５）が成立する。

Δｉ＋＝Δｉ− （１５）

式（１３）、式（１４）、式（１５）より、オンデューティｄは式（１６）となる。

ｄ＝ｖｏ／（ｖｏ＋ｖｉｎ）（１６）

次に、リアクトル電流ｉＬ＊は目標入力電流ｉｉｎ＊を第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオンデューティｄで除算したものと考えられ、式（１７）が求まる。

ｉＬ＊＝ｉｉｎ＊／ｄ＝ｉｉｎ＊×（ｖｏ＋ｖｉｎ）／ｖｏ（１７）

なお、リアクトル電流ｉＬ＊は出力電流ｉｏを第１及び第２スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のオフデューティ（１−ｄ）で除算したものとも考えられ、この関係性と入力電流ｉｉｎ＊を出力電流ｉｏに換算する式（９）を用いて、式（１８）で計算しても同様の結果が得られる。

ｉＬ＊＝ｉｏ／（１−ｄ）＝ｉｉｎ＊×（ｖｏ＋ｖｉｎ）／ｖｏ（１８）

そして、目標入力電流ｉｉｎ＊を入力電圧｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎと同じ位相で、同じ脈流波形とするために、目標入力電流ｉｉｎ＊に代えて入力電圧検出値ｖｉｎを使用し、さらに前述の制御値ｉ＊＊とを用いて、昇降圧モード時の目標リアクトル電流ｉＬ＊は、次の式（１９）により設定することができる。

ｉＬ＊＝ｖｉｎ×（ｖｏ＋ｖｉｎ）／ｖｏ×ｉ＊＊・・・（１９）

続いて、ピーク電流制御における目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊は、前述の式（１）と前記の式（１９）を用いて、次の式（２０）となる。なお、この式（２０）が前述の式（２）である。

ｉｒｅｆ＊＝２×ｉＬ＊＝２×ｖｉｎ×（ｖｏ＋ｖｉｎ）／ｖｏ×ｉ＊＊（２０）

以上が、目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊の演算式（２）、（３）、（４）の説明である。

次に、前述した、電源制御部２のメモリ内に格納してある制御モードは、入出力電圧の関係や電力変換器の効率、力率の点から、昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードのすべてを組み合わせなくても良いことの説明を行う。

まず、昇降圧モード、昇圧モード、降圧モードの目標ピーク電流演算式は、それぞれ上記の式（２）、式（３）、式（４）で与えられる。ここで、入力電圧検出値ｖｉｎと出力電圧検出値ｖｏが略等しいとき、すなわちスイッチングデューティがほぼ５０％のときを考えると、［昇降圧モード時のｉｒｅｆ＊］＝［２×昇圧モード時のｉｒｅｆ＊］＝［２×降圧動作時のｉｒｅｆ＊］の関係にあり、昇降圧モードを用いた場合は昇圧モード、降圧モードを用いた場合に比べ、２倍のピーク電流が流れることがわかる。したがって、昇降圧モードの場合はスイッチング素子における導通損失が大きくなり、電源主回路部１の損失が増大する。そのため電力変換の効率を向上させるためには、昇圧モード又は降圧モードが適していると言える。

一方で、入力電圧検出値ｖｉｎと出力電圧検出値ｖｏが略等しいときに、昇圧モード又は降圧モードとした場合、リアクトル電流の傾きが小さくなり、スイッチング周波数が低下する。電源主回路部１に入力フィルタを備えた場合、入力フィルタの共振周波数で入力電流が共振してしまい、力率の悪化（入力電流高調波の増大）につながる。そのため入力電圧検出値ｖｉｎと出力電圧検出値ｖｏが略等しいときの力率を向上させるためには、昇降圧モードが適していると言える。

そこで、力率を悪化させずに電力変換効率を高めるためには、図１３に示すように、｜ｖｉｎ｜＜ｖｏのとき昇圧モード、｜ｖｉｎ｜≒ｖｏのとき昇降圧モード、｜ｖｉｎ｜＞ｖｏのとき降圧モードと切り替えるのが理想である。しかし、制御モードの切替を行うときにスイッチングパターン変更と目標値変更の時間のずれにより入力電流が歪んでしまうことを考慮すると、力率を高く保つためには切替回数を少なくする必要がある。

従って、電力変換の効率を重視するのか、力率を重視するのか、電力変換の効率及び力率をバランス良く高めるのか、といった要求仕様により、以下に説明するように制御モードを決定する必要がある。
（１）電力変換の効率を重視する場合は、昇降圧モードの期間はなるべく少なく、理想的には昇降圧モードなしが適している。
（２）力率を重視する場合は、入力電圧検出値ｖｉｎ≒出力電圧検出値ｖｏの期間は確実に昇降圧モードで制御を行い、モード切替の回数はなるべく少なく、理想的には常に昇降圧モードで動作させる。
（３）両者をバランスよく高める場合は、入力電圧検出値ｖｉｎ≒出力電圧検出値ｖｏの期間は確実に昇降圧モードで動作を行い、「昇圧モードと昇降圧モードを組み合わせた制御」または「降圧モードと昇降圧モードを組み合わせた制御」とする。

ここで、入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋと収束した出力電圧検出値ｖｏの関係と、昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードの組み合わせを示した例について説明する。
（ａ）入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋ＜＜出力電圧検出値ｖｏの場合、図１４に示すように、昇圧モードのみの制御とする。
（ｂ）入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋ＜＜出力電圧検出値ｖｏでなく、電力変換効率が最優先の場合は、図１５に示すように、昇圧モードと降圧モードを組み合わせた制御とする。
（ｃ）入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋ＜＜出力電圧検出値ｖｏでなく、力率が最優先のとき、図１６に示すように、昇降圧モードのみの制御とする。
（ｄ）入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋ＜＜出力電圧検出値ｖｏでなく、電力変換効率及び力率をバランスよく高めるとき、入力電圧検出値ｖｉｎ≒出力電圧検出値ｖｏの期間は確実に昇降圧モードとし、入力電圧検出値ｖｉｎ＜出力電圧検出値ｖｏの期間が長いときは、図１７に示すように昇圧モードと昇降圧モードを組み合わせた制御、入力電圧検出値ｖｉｎ＞出力電圧検出値ｖｏの期間が長いときは、図１８に示すように降圧モードと昇降圧モードを組み合わせた制御とする。

図１９は、電源制御部２のメモリ内に格納してあるテーブルの例を示した図である。このテーブルには、入力電圧ピーク値ｖｉｎｐｅａｋ、収束した出力電圧検出値ｖｏ、制御モード（昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードの組み合わせ）、制御モード切替電圧（昇圧モード⇔昇降圧モードの切替電圧ｖｏ１＊、降圧モード⇔昇降圧モードの切替電圧ｖｏ２＊）が格納されており、このテーブルから入出力電圧条件や電力変換器の効率、力率に応じた制御モードと、制御モード切替電圧を読み出す。
なお、制御モード切替電圧は、テーブルに格納しておく方法だけでなく、検出した出力電圧に応じた値を計算により求めても良い。例えば、制御モードを「昇降圧モード＋降圧モード」とする条件下で、昇降圧モードと降圧モードの切替電圧ｖｏ２＊を、出力電圧検出値ｖｏに対して下記の演算式のように一定の電圧幅を持たせた値に設定しても良い。

ｖｏ２＊＝ｖｏ＋α（α＝一定）

このような演算式を使用することで、電源制御部２のメモリ使用容量を削減することができる。

なお、上記説明では、電源制御部２において、入力電圧ピーク検出部３１、出力電圧判別部３２、制御方法決定部３３、制御モード決定部３４、出力制御部３０、制御方法選択セレクタ２３、２６ｃ、目標ピーク電流演算部２４ａ、２４ｂ、２４ｄ、スイッチ信号生成部２５ａ、２５ｂ、２５ｄ、スイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄを機能ごとにブロックに分けているが、制御プログラムを用いてこのような各機能の制御をマイコンで実現することも可能である。

また、図１では負荷９として直列に接続されたＬＥＤ素子群を示しているが、これに限らず、少なくとも１つのＬＥＤ素子を含むものであれば良い。また、複数のＬＥＤ素子が並列あるいは直列と並列を組み合わせた形態に接続されたものであってもよく、ＬＥＤ素子に代えて有機ＥＬ素子を用いてもよい。

さらに、負荷９として、出力電流を目標値に制御するＬＥＤ素子、有機ＥＬ素子に限らず、出力電圧を目標値に制御する負荷であっても良い。その場合、電源制御部２において、出力制御部３０に入力される出力電流検出値ｉＬＥＤ及び目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に代えて、出力電圧検出値ｖｏ及び目標出力電圧値ｖｏ＊が入力される。そして、出力制御部３０は、出力電圧検出値ｖｏと目標出力電圧値ｖｏ＊の偏差からＰＩ制御等の演算により出力電圧一定制御のための制御値ｉ＊＊を求める。その他の制御は、上記説明と同様である。

また、上記説明では、リアクトル電流ｉＬの電流制御方式はピーク電流制御方式として説明したが、このようなピーク電流制御方式に限ることはない。
例えば、図２０に示すように、目標リアクトル電流ｉＬ＊に対して一定幅±ΔＴの上下２つの第１及び第２目標リアクトル電流ｉＬ１＊、ｉＬ２＊を定め、第１目標リアクトル電流ｉＬ１＊と第２目標リアクトル電流ｉＬ２＊の間でリアクトル電流ｉＬを増減させるヒステリシスコンパレータ制御方式を適用することができる。
また、図２１に示すように、上限目標リアクトル電流ｉＬ３＊とその分圧値の下限目標リアクトル電流ｉＬ４＊との中心位置に目標リアクトル電流ｉＬ＊が位置するように上限目標リアクトル電流ｉＬ３＊を定め、両目標リアクトル電流ｉＬ３＊とｉＬ４＊の間でリアクトル電流ｉＬを増減させるウインドウコンパレータ制御方式などを適用することも可能である。

以上のように、実施の形態１によれば、電源投入後の初期動作時に、昇降圧コンバータを昇降圧モードで動作させて、電源主回路部の入力電圧及び出力電圧の関係を判別し、初期動作後の通常動作時に、初期動作時に判別した入力電圧及び出力電圧の関係に基づき、昇降圧コンバータを昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードのうちの少なくとも一つのモードで動作させることを決定するようにしたので、入力電圧の大きさの異なる電源及び出力電圧の大きさの異なる負荷に接続した場合でも、入力電流高調波の抑制効果が高く、力率改善効果の高い制御を行うことができる。

例えば、ＡＣ１００Ｖ〜ＡＣ２４２Ｖのワールドワイドレンジの電源に接続した場合でも、負荷として少なくとも２つ以上の発光素子数の異なるＬＥＤモジュールに接続した場合でも、入力電流高調波の抑制や高力率制御が可能となる。

実施の形態２．
実施の形態１では、電源投入後の初期動作時はコンバータを昇降圧モードで動作させて入力電圧と出力電圧の関係の判別を行い、通常動作時の制御方法及び制御モードを決定していた。しかし、負荷としてＬＥＤ素子等を接続した場合、出力電圧が収束するまでの期間の出力電流検出値はほぼ０であるため、電源投入直後は出力電流一定制御のためのＰＩ演算式等で演算した制御値ｉ＊＊が極めて大きくなり、それに応じた制御を行うと、大きなリアクトル電流が流れることになる。実施の形態２では、電源投入直後の出力電圧が収束するまでの期間に大きなリアクトル電流が流れる現象を抑制するための制御方法について説明する。

ここで、実施の形態２による電力変換装置の制御方法の概要を図２２に基づいて説明する。実施の形態２では、まず、電源が投入された直後からコンバータのスイッチング制御を開始するのではなく、入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜がゼロになるタイミングで制御を開始する。入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜がゼロになるタイミングでは、入力電圧検出値ｖｉｎ＝０となる。このため、実施の形態１の式（２）、式（３）、式（４）から、目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊は、電源投入直後の出力電圧ｖｄｃが順方向電圧ｖｆまで上昇していないとき、つまり出力一定制御の制御値ｉ＊＊が最大のときでも、ゼロとなる。目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊はこのゼロの状態から入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜の上昇に応じて少しずつ大きくなるため、電源主回路部への突入電流を抑制しつつ、出力電圧ｖｄｃを順方向電圧ｖｆまで上昇させることが可能となる。

また、電源投入後の最初の入力電圧｜ｖａｃ｜がゼロとなるタイミングから目標出力電流値ｉＬＥＤ＊になるようにＰＩ演算などの出力一定制御を行うのではなく、電源が投入された後は目標出力電流値ｉＬＥＤ＊よりも小さく設定される目標値ｔａｒｇｅｔになるようにＰＩ演算等を行い、目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に大きくしていき、最終的に目標出力電流値ｉＬＥＤ＊とする制御方法である。具体的には、電源投入直後は、ＰＩ演算等に用いる目標値ｔａｒｇｅｔを入力電圧｜ｖａｃ｜の１周期ごとに大きくする。例えば、１周期目の目標値ｔａｒｇｅｔを０．１×ｉＬＥＤ＊とし、段階的に目標値ｔａｒｇｅｔを０．２×ｉＬＥＤ＊、０．３×ｉＬＥＤ＊、・・・、１×ｉＬＥＤ＊と設定する。これにより、ピーク電流制御方式でリアクトル電流を制御する場合には、図２２に示すような目標ピーク電流１００（ｉｒｅｆ＊）となり、出力電圧ｖｄｃが順方向電圧ｖｆに安定するまでの期間は目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊を小さくすることで、突入電流を抑制することができる。

図２３及び図２４は実施の形態２による電力変換装置を構成する電源主回路部１及び電源制御部２を示す回路ブロック図である。図２３の電源主回路部１は、図１の電源主回路部１（実施の形態１）と同様の構成である。図２４の電源制御部２は、図２の電源制御部２（実施の形態１）と比べて、図２の入力電圧ピーク検出部３１、出力電圧判別部３２、制御方法決定部３３及び制御モード決定部３４が、ボトム検出部４１、スイッチ開始指令部４２、目標値決定部４３及び制御モード決定部４４に変更されている。
また、出力制御部３０で用いる出力電流検出値ｉＬＥＤの目標値は、目標値決定部４３で決定された目標値ｔａｒｇｅｔを用いる点、スイッチ開始指令部４２からの信号をスイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄに接続している点が変更されている。

次に、実施の形態２の電力変換装置の具体的な制御内容について、図２５及び図２６のフローチャートに基づいて説明する。図２５及び図２６において、符号Ｓは各処理ステップを意味しており、ステップＳ１００からＳ１０３は電源投入直後の入力電圧｜ｖａｃ｜がゼロとなるタイミング、すなわちスイッチング制御開始タイミングを調整するための処理ステップである。ステップＳ１６からＳ２８は目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に大きくする制御の処理ステップである。ここで、図６及び図７と同様の制御のフローの部分の説明は省略し、実施の形態２の特徴となる部分について、以下説明する。

ステップＳ０において、電源が投入されると、電源制御部２は制御処理を開始する。
そして、ステップＳ１６において、電源制御部２は、電源主回路部１の入力電圧検出部７により入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出部８により出力電圧ｖｄｃを検出して得られる出力電圧検出値ｖｏ、出力電流検出部１０により出力電流ｉｏを検出して得られる出力電流検出値ｉＬＥＤ、外部信号で与えられる目標出力電流値ｉＬＥＤ＊、およびリアクトル電流検出部６により検出されるリアクトル電流ｉＬをそれぞれ取り込む。

次に、スイッチング制御を実行するか（ｓｗ＿ｆｌａｇ＝１）、実行しないか（ｓｗ＿ｆｌａｇ＝０）を判断するため、スイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇを確認する（ステップＳ１００）。スイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇの初期値は０に設定されており、電源投入直後はスイッチング制御を実行しない（ＮＯ）と判断される。

ステップＳ１００にてＮＯと判断されると、ステップＳ１０１において、入力電圧検出部７によりフローチャートの演算周期毎に連続（ここでは４回連続）して検出した入力電圧検出値ｖｉｎを電源制御部２のレジスタに取り入れる。すなわち、フローチャートの演算周期毎に、現在の入力電圧検出値ｖｉｎをｖｉｎ［０］、１回前の検出値ｖｉｎをｖｉｎ［１］、２回前の検出値ｖｉｎをｖｉｎ［２］、３回前の検出値ｖｉｎをｖｉｎ［３］として保存する。

そして、ステップＳ１０２において、ボトム検出部４１は入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜がボトム付近つまりゼロ付近にあるかの判定を行う。具体的には、ボトム検出部４１は、ステップＳ１０１にて保存したｖｉｎ［０］〜ｖｉｎ［４］の値を用いて入力電圧｜ｖａｃ｜が図２７で示すようなボトム付近にあるかの判定を行う。すなわち、ｖｉｎ［１］≦ｖｉｎ［０］でありかつｖｉｎ［１］≦ｖｉｎ［２］≦ｖｉｎ［３］のとき、入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近つまりゼロ付近にあると判定する。

入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にない（ステップＳ１０２にてＮＯ）場合は、ステップＳ１６に戻る（Ｓ１０２）。
一方、入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にある（ステップＳ１０２にてＹＥＳ）場合は、スイッチング制御を開始するためのスイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇを１に変更し（ステップＳ１０３）、ステップＳ２０へ進む。

ステップＳ１０３でスイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇが１に変更された場合、スイッチ開始指令部４２はスイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄに対してスイッチ開始指令を出力し、スイッチング制御を開始する。また、ステップＳ１０３にて、スイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇ＝１と変更したことで、ステップＳ１００での判断はＹＥＳとなるため、次の演算周期からは常にスイッチング制御を行うこととなる。
なお、スイッチ開始指令部４２からスイッチ開始指令が送信されるまでは、スイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄはスイッチング動作を停止する。例えば、電源制御部２がマイコンで制御する場合には、スイッチ開始指令が送信されるまでは、スイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄにて出力バッファを停止するように設定することで実現することができる。

ステップＳ１０２がＹＥＳで、ステップＳ１０３でスイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇが１に変更された場合は、入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にあるとの判断結果であるため、スイッチング制御を開始するとともに、目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に立ち上げる制御を開始する。
すなわち、ステップＳ２０において、段階的に立ち上げるための係数ｒａｍｐをインクリメントしてｒａｍｐ＋１とする。なお、係数ｒａｍｐの初期値はゼロである。

次に、ステップＳ２１において、目標値決定部４３は目標値ｔａｒｇｅｔを下記の式のように演算する。

ｔｅｒｇｅｔ＝０．１×ｒａｍｐ×ｉＬＥＤ＊

ここでは、目標値を段階的に立ち上げるための係数ｒａｍｐの更新ごとに目標値ｔａｒｇｅｔを（０．１×ｒａｍｐ×ｉＬＥＤ＊）とすることで、目標値ｔａｒｇｅｔが目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に達するまでの間の切替数を１０回としている。しかし、０．１を０．０５に変更することで切替数を２０回、０．０２５に変更することで切替数を４０回、０．２に変更することで切替数を５回といったように調整することができる。このように、出力電流ｉｏが目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に到達するまでの許容時間やスムーズな光の変化などの仕様に応じて目標値ｔａｒｇｅｔの切替回数又は切替量を変更しても良い。

次に、ステップＳ２２において、目標値ｔａｒｇｅｔが目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に達したかどうかの判定を行う。ここでは、ステップＳ２１において目標値ｔａｒｇｅｔが電源投入直後から目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に達するまでの切替数を１０回としているため、係数ｒａｍｐが１０に達したかどうかで判定を行っている。

ステップＳ２２において、目標値ｔａｒｇｅｔが目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に達したと判定した場合、目標値を段階的に立ち上げるための係数ｒａｍｐを０とすると共に、目標値ｔａｒｇｅｔを目標出力電流値ｉＬＥＤ＊とし、動作状態フラグｉｎｉ＿ｆｌａｇを０にして通常動作状態へと移行する（ステップＳ２３）。

ステップＳ２３で動作状態フラグｉｎｉ＿ｆｌａｇが０になると、次の演算周期からはステップＳ１７において、通常動作状態と判定され、目標値ｔａｒｇｅｔには目標出力電流値ｉＬＥＤ＊が代入される（ステップＳ２４）。

なお、後述するステップＳ１９にて入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にないと判定した場合は、前回の演算周期の目標値ｔａｒｇｅｔを演算に用いる。また、ステップＳ２２にて目標値を段階的に立ち上げるための係数ｒａｍｐが９以下の場合は、ステップＳ２３は実施しない。

ステップＳ２５からＳ２８は、制御モード決定部４４が検出した入力電圧及び出力電圧に応じた制御モードを決定し、目標ピーク電流演算部２４ａ、２４ｂ、２４ｄが決定した制御モードで目標ピーク電流を演算し、スイッチ信号生成部２５ａ、２５ｂ、２５ｄがスイッチ信号を生成し、スイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄがスイッチ制御を行うといった、実施の形態１で説明したフローと同様であるが、相違点としては、出力一定制御を行うために、実施の形態１では、出力制御部３０は目標出力電流値ｉＬＥＤ＊と出力電流検出値ｉＬＥＤを比較して制御値ｉ＊＊を演算していたが、実施の形態２では、出力制御部３０は目標値ｔａｒｇｅｔと出力電流検出値ｉＬＥＤを比較してＰＩ演算等により制御値ｉ＊＊を演算するようにしている。

そして、ステップＳ２８によりスイッチング制御を実行すると、ステップＳ１６に戻り、入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出値ｖｏ、出力電流検出値ｉＬＥＤ、目標出力電流値ｉＬＥＤ＊、およびリアクトル電流ｉＬをそれぞれ取り込む。

電源投入直後のスイッチング制御を開始するまでは、ステップＳ１００にてスイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇ＝０であるのでＮＯと判断され、ステップＳ１０１からＳ１０３を実行することになるが、スイッチング制御が開始される（ｓｗ＿ｆｌａｇ＝１）とステップＳ１００にてＹＥＳと判断され、ステップＳ１７を実行する。

ステップＳ１７では、電源投入後の目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に立ち上げる制御を取り入れている状態か通常動作状態かを表す動作状態フラグｉｎｉ＿ｆｌａｇの値を確認する。
ステップＳ１７において、動作状態フラグｉｎｉ＿ｆｌａｇ＝１のときは電源投入後の目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に立ち上げる制御を取り入れている状態であることを示している。

そして、ステップＳ１８において、入力電流の歪みを抑制するために目標値切替タイミングを入力電圧のゼロ付近に調整するため、入力電圧検出部７により演算周期毎に連続（ここでは４回連続）して検出した入力電圧検出値ｖｉｎを電源制御部２のレジスタに取り入れる。すなわち、フローチャートの演算周期毎に、現在の入力電圧検出値ｖｉｎをｖｉｎ［０］、１回前の検出値ｖｉｎをｖｉｎ［１］、２回前の検出値ｖｉｎをｖｉｎ［２］、３回前の検出値ｖｉｎをｖｉｎ［３］として保存する。

そして、ステップＳ１９において、ボトム検出部４１は入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近つまりゼロ付近にあるかの判定を行う。具体的には、ボトム検出部４１は、ステップＳ１８にて保存したｖｉｎ［０］〜ｖｉｎ［４］の値を用いて入力電圧｜ｖａｃ｜が図２７で示すようなボトム付近にあるかの判定を行う。すなわち、ｖｉｎ［１］≦ｖｉｎ［０］でありかつｖｉｎ［１］≦ｖｉｎ［２］≦ｖｉｎ［３］のとき、入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近つまりゼロ付近にあると判定する。

ステップＳ１９において、入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にあると判定した場合、目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に立ち上げるための係数ｒａｍｐをｒａｍｐ＋１とする（ステップＳ２０）。そして、上記で説明したステップＳ２１以降の処理を継続させる。
以上の処理ステップが、スイッチング制御開始のタイミングを調整し、目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に大きくする制御方法である。

なお、上記説明では、入力電圧｜ｖａｃ｜の１周期ごとに目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に変更することとしているが、２周期ごとの変更や、４周期ごとの変更など、目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に変更するための周期数を増やしても良い。実際には、出力電流検出値ｉＬＥＤが目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に到達するまでの許容時間やスムーズな光の変化などの仕様に応じて変更タイミングの周期数を決定する。

また、上記の説明では、入力電流の歪みを抑制するために、入力電圧｜ｖａｃ｜の周期単位で目標値ｔａｒｇｅｔを変更する構成としているが、入力電圧｜ｖａｃ｜の周期単位と関係なく目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に立ち上げても良い。例えば、図２８に示すように、入力電圧｜ｖａｃ｜の周期の３倍の周期で目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に変更するようにしても良い。目標値ｔａｒｇｅｔの変更周期を入力電圧｜ｖａｃ｜の周期の整数倍としないことで、目標ピーク電流の波形は入力電圧｜ｖａｃ｜のような正弦波にならず、入力電流波形が歪み、力率が低下する。しかし、入力電圧｜ｖａｃ｜の３倍の速度で目標値ｔａｒｇｅｔを目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に収束させることが可能となり、時間を短くすることができる。なおここでは、目標値ｔａｒｇｅｔの変更周期を入力電圧｜ｖａｃ｜の周期の３倍としているが、入力電圧｜ｖａｃ｜の周期に同期させる必要はなく、マイコン等により目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊を演算する割り込み周期ごとに目標値ｔａｒｇｅｔを変更しても良い。

さらに、上記の説明では、目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に係数ｒａｍｐを乗算して目標値ｔａｒｇｅｔの値を段階的に大きくすることを説明したが、これに限らず、目標ピーク電流演算の際の入力電圧検出値ｖｉｎに係数ｒａｍｐを乗算することでも同様の効果が得られ、また、目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊の演算結果に係数ｒａｍｐを乗算することでも同様の効果が得られる。

また、上記の説明では、スイッチング制御開始のタイミングを調整すると共に目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に大きくすることで突入電流を抑制する方法を示したが、これに限らず、目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に大きくする制御のみ、または、スイッチング制御開始タイミングの調整のみでも突入電流抑制の効果は得られる。

図２９は目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に大きくするのみの制御内容を示す概要図であり、図３０はその制御内容を示すフローチャートである。
図３０に示すように、ステップＳ０において、電源が投入されると、電源制御部２は制御処理を開始し、ステップＳ１６において、入力電圧検出部７により入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出部８により出力電圧ｖｄｃを検出して得られる出力電圧検出値ｖｏ、出力電流検出部１０により出力電流ｉｏを検出して得られる出力電流検出値ｉＬＥＤ、外部信号で与えられる目標出力電流値ｉＬＥＤ＊、およびリアクトル電流検出部６により検出されるリアクトル電流ｉＬをそれぞれ取り込む。

次に、ステップＳ１７では、電源投入後の目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に立ち上げる制御を取り入れている状態か通常動作状態かを表す動作状態フラグｉｎｉ＿ｆｌａｇの値を確認する。なお、動作状態フラグｉｎｉ＿ｆｌａｇの初期値は１である。
ステップＳ１７において、動作状態フラグｉｎｉ＿ｆｌａｇ＝１のときは電源投入後の目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に立ち上げる制御を取り入れている状態であることを示している。

ステップＳ１９において、入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にあると判定した場合、目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に立ち上げるための係数ｒａｍｐをｒａｍｐ＋１とする（ステップＳ２０）。なお、係数ｒａｍｐの初期値はゼロである。

ｔｅｒｇｅｔ＝０．１×ｒａｍｐ×ｉＬＥＤ＊

ここでは、目標値を段階的に立ち上げるための係数ｒａｍｐの更新ごとに目標値ｔａｒｇｅｔを（０．１×ｒａｍｐ×ｉＬＥＤ＊）とすることで、目標値ｔａｒｇｅｔが目標出力電流値ｉＬＥＤ＊に達するまでの間の切替数を１０回としている。

ステップＳ２３でｉｎｉ＿ｆｌａｇが０になると、次の演算周期からはステップＳ１７において、通常動作状態と判定され、目標値ｔａｒｇｅｔには目標出力電流値ｉＬＥＤ＊が代入される（ステップＳ２４）。

なお、ステップＳ１９にて入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にないと判定した場合は、前回の演算周期の目標値ｔａｒｇｅｔを演算に用いる。また、ステップＳ２２にて目標値を段階的に立ち上げるための係数ｒａｍｐが９以下の場合は、ステップＳ２３は実施しない。

ステップＳ２５からＳ２８は、制御モード決定部４４が検出した入力電圧に応じた制御モードを決定し、目標ピーク電流演算部２４ａ、２４ｂ、２４ｄが決定した制御モードで目標ピーク電流を演算し、スイッチ信号生成部２５ａ、２５ｂ、２５ｄがスイッチ信号を生成し、スイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄがスイッチ制御を行う。

以上の処理ステップが、目標値ｔａｒｇｅｔを段階的に大きくするのみの制御内容である。

次に、図３１はスイッチング制御開始タイミングの調整のみの制御内容を示す概要図であり、図３２はその制御内容を示すフローチャートである。
図３１に示すように、ステップＳ０において、電源が投入されると、電源制御部２は制御処理を開始し、ステップＳ１６において、入力電圧検出部７により入力電圧（脈流電圧）｜ｖａｃ｜を検出して得られる入力電圧検出値ｖｉｎ、出力電圧検出部８により出力電圧ｖｄｃを検出して得られる出力電圧検出値ｖｏ、出力電流検出部１０により出力電流ｉｏを検出して得られる出力電流検出値ｉＬＥＤ、外部信号で与えられる目標出力電流値ｉＬＥＤ＊、およびリアクトル電流検出部６により検出されるリアクトル電流ｉＬをそれぞれ取り込む。

次に、ステップＳ１００において、スイッチング制御を実行するか（ｓｗ＿ｆｌａｇ＝１）しないか（ｓｗ＿ｆｌａｇ＝０）を判断するため、スイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇを確認する（ステップＳ１００）。スイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇの初期値は０に設定されており、電源投入直後はスイッチング制御を実行しない（ＮＯ）と判断される。

入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にない（ステップＳ１０２にてＮＯ）場合は、ステップＳ１６に戻る（Ｓ１０２）。
一方、入力電圧｜ｖａｃ｜がボトム付近にある（ステップＳ１０２にてＹＥＳ）場合は、スイッチング制御を開始するためのスイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇを１に変更し（ステップＳ１０３）、ステップＳ２５へ進む。

ステップＳ１０３でスイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇが１に変更された場合、スイッチ開始指令部４２はスイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄに対してスイッチ開始指令を出力し、スイッチング制御を開始する。また、ステップＳ１０３にて、スイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇ＝１と変更したことで、ステップＳ１００での判断はＹＥＳとなるため、次の演算周期からは常にスイッチング制御を行うこととなる。

ステップＳ１０２がＹＥＳで、ステップＳ１０３でスイッチ制御フラグｓｗ＿ｆｌａｇが１に変更された場合は、ステップＳ２５に進む。

以上の処理ステップが、スイッチング制御開始タイミングの調整のみの制御内容である。

さらに、電源投入直後の入力電流高調波や力率を無視しても良いのであれば、電源投入直後の初期動作のみ、図３３に示すようにＰＦＣ制御を無視して目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊を通常動作時の目標ピーク電流ｉｒｅｆ＊のピーク値まで連続的（直線的又は曲線的）に増加させるようにしても良い。

なお、上記説明では、電源制御部２において、ボトム検出部４１、スイッチ開始指令部４２、目標値決定部４３、制御モード決定部４４、出力制御部３０、制御方法選択セレクタ２３、２６ｃ、目標ピーク電流演算部２４ａ、２４ｂ、２４ｄ、スイッチ信号生成部２５ａ、２５ｂ、２５ｄ、スイッチ制御部２６ａ、２６ｂ、２６ｄを機能ごとにブロックに分けているが、制御プログラムを用いてこのような各機能の制御をマイコンで実現することも可能である。

また、図２３では負荷９として直列に接続されたＬＥＤ素子群を示しているが、これに限らず、少なくとも１つのＬＥＤ素子を含むものであれば良い。また、複数のＬＥＤ素子が並列あるいは直列と並列を組み合わせた形態に接続されたものであってもよく、ＬＥＤ素子に代えて有機ＥＬ素子を用いてもよい。

さらに、上記説明では、リアクトル電流ｉＬの電流制御方式はピーク電流制御方式として説明したが、このようなピーク電流制御方式に限ることはない。
例えば、実施の形態１の図２０に示すように、目標リアクトル電流ｉＬ＊に対して一定幅±ΔＴの上下２つの第１及び第２目標リアクトル電流ｉＬ１＊、ｉＬ２＊を定め、第１目標リアクトル電流ｉＬ１＊と第２目標リアクトル電流ｉＬ２＊の間でリアクトル電流ｉＬを増減させるヒステリシスコンパレータ制御方式を適用することができる。
また、実施の形態１の図２１に示すように、上限目標リアクトル電流ｉＬ３＊とその分圧値の下限目標リアクトル電流ｉＬ４＊との中心位置に目標リアクトル電流ｉＬ＊が位置するように上限目標リアクトル電流ｉＬ３＊を定め、両目標リアクトル電流ｉＬ３＊とｉＬ４＊の間でリアクトル電流ｉＬを増減させるウインドウコンパレータ制御方式などを適用することも可能である。

以上のように、この実施の形態２によれば、電源投入後であって全波整流回路によって得られた入力電圧がゼロ付近になるタイミングで昇降圧コンバータのスイッチ制御を開始し、スイッチ制御開始時は目標リアクトル電流を小さく設定し、時間経過と共に目標リアクトル電流を大きくするようにしたので、電源投入時の突入電流を抑制することができ、入力電流高調波の抑制効果が高く、力率改善効果の高い制御を行うことができる。

また、電源投入直後から昇降圧コンバータのスイッチ制御を開始し、スイッチ制御開始時は目標リアクトル電流を小さく設定し、時間経過と共に目標リアクトル電流を大きくするようにしたので、電源投入時の突入電流を抑制することができ、入力電流高調波の抑制効果が高く、力率改善効果の高い制御を行うことができる。

さらに、電源投入後であって全波整流回路によって得られた入力電圧がゼロ付近になるタイミングで上記昇降圧コンバータのスイッチ制御を開始するようにしたので、電源投入時の突入電流を抑制することができ、入力電流高調波の抑制効果が高く、力率改善効果の高い制御を行うことができる。

また、目標リアクトル電流を大きくする周期は、全波整流回路で得られた入力電圧の周期又はその整数倍とすることで、入力電流に歪みが発生することがなく、高調波を抑制でき、力率も高く保つことが可能である。

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。

１電源主回路部、２電源制御部、４全波整流回路、５昇降圧コンバータ、
６リアクトル電流検出部、７入力電圧検出部、８出力電圧検出部、９負荷、
１０出力電流検出部、２３，２６ｃ制御方法選択セレクタ、
２４ａ，２４ｂ，２４ｄ目標ピーク電流演算部、
２５ａ，２５ｂ，２５ｄスイッチ信号生成部、
２６ａ，２６ｂ，２６ｄスイッチ制御部、３０出力制御部、
３１入力電圧ピーク検出部、３２出力電圧判別部、３３制御方法決定部、
３４制御モード決定部、４１ボトム検出部、４２スイッチ開始指令部、
４３目標値決定部、４４制御モード決定部。

Claims

電源主回路部と電源制御部とからなり、
上記電源主回路部は、交流電圧を全波整流する全波整流回路と、上記全波整流回路によって得られた入力電圧を検出する入力電圧検出部と、スイッチング素子及びリアクトルを有して上記全波整流回路によって得られた入力電圧を電圧変換する昇降圧コンバータと、上記昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電圧を検出する出力電圧検出部と、上記昇降圧コンバータの上記リアクトルに流れるリアクトル電流を検出するリアクトル電流検出部とを備え、
上記電源制御部は、上記各検出部で検出された検出値に基づいて上記昇降圧コンバータの上記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、上記出力電圧を制御すると共に、上記リアクトル電流を制御して入力電流波形の位相を入力電圧波形の位相に近づける力率改善制御を行う電力変換装置であって、
上記電源制御部は、上記昇降圧コンバータを制御するモードとして昇圧モード、降圧モード、昇降圧モードの制御モードを有すると共に、
電源投入後の初期動作時に、上記昇降圧コンバータを上記昇降圧モードで動作させて、上記電源主回路部の上記入力電圧及び上記出力電圧の関係を判別し、
上記初期動作後の通常動作時に、上記初期動作時に判別した上記入力電圧及び上記出力電圧の関係に基づき、上記昇降圧コンバータを動作させるための上記昇圧モード、上記降圧モード、上記昇降圧モードの組み合わせを決定する電力変換装置。
上記電源主回路部は、上記昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電流を検出する出力電流検出部を備え、
上記電源制御部は、上記各検出部で検出された検出値に基づいて上記昇降圧コンバータの上記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、上記出力電流を目標出力電流に制御すると共に、上記リアクトル電流を制御して入力電流波形の位相を入力電圧波形の位相に近づける力率改善制御を行う請求項１に記載の電力変換装置。
上記電源制御部は、上記各検出部で検出された検出値に基づいて上記昇降圧コンバータの上記スイッチング素子をオンオフ制御することにより、上記出力電圧を目標出力電圧に制御すると共に、上記リアクトル電流を制御して入力電流波形の位相を入力電圧波形の位相に近づける力率改善制御を行う請求項１に記載の電力変換装置。
上記電源制御部による初期動作時の上記入力電圧及び上記出力電圧の関係の判別は、上記交流電圧の入力電圧ピーク値及び上記出力電圧の収束値を検出することにより行う請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記交流電圧の入力電圧ピーク値の検出は、上記電源制御部の前回の演算周期までに取得した入力電圧ピーク値と今回の演算周期に取得した入力電圧検出値を比較し、より大きい値を入力電圧ピーク値に更新することにより行う請求項４に記載の電力変換装置。
上記交流電圧の入力電圧ピーク値を決定するタイミングは、上記交流電圧の半周期が経過した時以降とする請求項４又は請求項５に記載の電力変換装置。
上記出力電圧の収束値を決定するタイミングは、上記電源制御部の前回の演算周期で検出した出力電圧検出値と今回の演算周期で検出した出力電圧検出値を比較し、両者の差が一定の値より小さくなった時以降とする請求項４に記載の電力変換装置。
上記電源主回路部は、上記昇降圧コンバータで電圧変換された後の出力電流を検出する出力電流検出部を備え、
上記出力電圧の収束値を決定するタイミングは、上記電源制御部の前回の演算周期で検出した出力電流検出値と今回の演算周期で検出した出力電流検出値を比較し、両者の差が一定の値より小さくなった時以降とする請求項４に記載の電力変換装置。
上記入力電圧及び上記出力電圧の関係に基づく上記昇降圧コンバータの制御モードの組み合わせと制御モード切替タイミングを、上記電源制御部の記憶部に予め記憶させておき、上記記憶部から読み出す請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
上記制御モード切替タイミングは、予め設定された制御モード切替電圧と、上記入力電圧の検出値の比較により行う請求項９に記載の電力変換装置。
上記電源主回路部の出力側に接続される負荷は、ＬＥＤ又は有機ＥＬである請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。