JP2016214015A - 直流電源装置および空気調和機 - Google Patents
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Abstract
【課題】高効率かつ信頼性の高い直流電源装置を提供する。【解決手段】直流電源装置１は、交流電力を直流電力に整流して負荷Ｈを駆動する。この直流電源装置１は、ダイオードＤ１，Ｄ２、およびＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）がブリッジ接続されるブリッジ整流回路１０と、交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられるリアクトルＬ１と、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されて電圧を平滑化する平滑コンデンサＣ１と、交流電源ＶＳの電圧極性に同期してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を双方向にスイッチングする同期整流制御を実施すると共に、リアクトルＬ１を交流電源ＶＳに短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施するコンバータ制御部１８とを備える。【選択図】図１
Description
本発明は、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機に関する。
電車、自動車、空気調和機などには、交流電圧を直流電圧に変換する直流電源装置が搭載されている。そして、直流電源装置から出力される直流電圧をインバータによって所定周波数の交流電圧に変換し、この交流電圧をモータなどの負荷に印加するようになっている。このような直流電源装置は、電力変換効率を高めて省エネルギ化を図ることが求められている。
例えば、特許文献１の段落００１２には、「交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換する整流手段と、前記交流電源と前記整流手段との間に接続されたリアクターと、前記整流手段から出力される前記直流電圧を平滑し、並列に負荷が接続される平滑手段と、前記交流電圧を検出する電源電圧検出手段と、前記平滑手段の両端の直流電圧を検出する直流電圧検出手段と、前記電源電圧検出手段によって検出された前記交流電圧（以下、「検出交流電圧」という）、及び前記直流電圧検出手段によって検出された前記直流電圧（以下、「検出直流電圧」という）を受信する制御手段と、を備え、前記整流手段は、整流素子としてＭＯＳＦＥＴを有し、前記制御手段は、前記検出交流電圧及び前記検出直流電圧に基づいて、前記ＭＯＳＦＥＴをＯＮ／ＯＦＦ動作させ、それぞれの前記ＭＯＳＦＥＴに内蔵された寄生ダイオードに電流が流れ始めたことを検出したときに、そのＭＯＳＦＥＴをＯＮ動作させ、前記寄生ダイオードに流れる電流が停止したことを検出したときに、そのＭＯＳＦＥＴをＯＦＦ動作させ、前記ＭＯＳＦＥＴにおける前記寄生ダイオードに電流が流れ始めたことを検出してから、前記検出交流電圧、前記検出直流電圧及び前記リアクターのインダクタンスに基づいた積分値の算出を開始し、該積分値が０になった場合に、前記寄生ダイオードに流れる電流が停止したものと判断することを特徴とする。」と記載されている。
ところで、直流電源装置には省エネルギ化の他に、電子機器や配電・受電設備の保護といった観点から高調波電流の低減が求められており、そのためには電源力率の改善が必要である。一般的に１次電源側を短絡させて、回路に短絡電流を通流することで力率を改善することが行われる。しかし、短絡回数が１回であると負荷が大きい領域では力率の改善には不十分である。
また、電源力率を改善するためには、単に回路に短絡電流を通流するだけでは足りず、その通流タイミングなどを調整する必要がある。
また、電源力率を改善するためには、単に回路に短絡電流を通流するだけでは足りず、その通流タイミングなどを調整する必要がある。
そこで、本発明は、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供することを課題とする。
前記した課題を解決するため、第１の発明では、第１のダイオードと第２のダイオード、および第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子がブリッジ接続される整流回路と、交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と、を備えることを特徴とする直流電源装置とした。
第２の発明では、請求項１に記載の直流電源装置を備えたことを特徴とする空気調和機とした。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
本発明によれば、高効率かつ高調波電流の抑制を両立可能な直流電源装置および、この直流電源装置を用いた空気調和機を提供可能となる。
以降、本発明を実施するための形態を、各図を参照して詳細に説明する。
図１は、本実施形態に係る直流電源装置１の構成図である。
図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）およびシャント抵抗Ｒ１，Ｒ２を含むブリッジ整流回路１０とを備えている。直流電源装置１は更に、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備えている。
図１は、本実施形態に係る直流電源装置１の構成図である。
図１に示すように、直流電源装置１は、交流電源ＶＳから供給される交流電源電圧Ｖｓを直流電圧Ｖｄに変換し、この直流電圧Ｖｄを負荷Ｈ（インバータ、モータなど）に出力するコンバータである。直流電源装置１は、その入力側が交流電源ＶＳに接続され、出力側が負荷Ｈに接続されている。
直流電源装置１は、リアクトルＬ１と、平滑コンデンサＣ１と、ダイオードＤ１，Ｄ２、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）およびシャント抵抗Ｒ１，Ｒ２を含むブリッジ整流回路１０とを備えている。直流電源装置１は更に、ゲイン制御部１２と、交流電圧検出部１３と、ゼロクロス判定部１４と、負荷検出部１５と、昇圧比制御部１６と、直流電圧検出部１７と、コンバータ制御部１８とを備えている。
ダイオードＤ１，Ｄ２とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、ブリッジ接続されている。ダイオードＤ１のアノードは、ダイオードＤ２のカソードに接続され、その接続点Ｐ１は配線ｈａを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースは、シャント抵抗Ｒ１を介してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のドレインに接続されている。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のソースとシャント抵抗Ｒ１との接続点Ｐ２は、配線ｈｂを介して交流電源ＶＳの一端に接続されている。
ダイオードＤ２のアノードは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースに接続されたシャント抵抗Ｒ２に接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
ダイオードＤ２のアノードは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースに接続されたシャント抵抗Ｒ２に接続されている。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、ダイオードＤ１のカソードに接続されている。
また、ダイオードＤ１のカソードとＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のドレインは、配線ｈｃを介して平滑コンデンサＣ１の正極と負荷Ｈの一端に接続されている。更にダイオードＤ２のカソードは配線ｈｄを介して、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のソースはシャント抵抗Ｒ２と配線ｈｄを介して、それぞれ平滑コンデンサＣ１の負極および負荷Ｈの他端に接続されている。
リアクトルＬ１は配線ｈａ上に、つまり交流電源ＶＳとブリッジ整流回路１０との間に設けられている。このリアクトルＬ１は、交流電源ＶＳから供給される電力をエネルギとして蓄え、更にこのエネルギを放出することで昇圧を行う。
平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。この平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。
平滑コンデンサＣ１は、ダイオードＤ１やＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Ｖｄとする。この平滑コンデンサＣ１は、ブリッジ整流回路１０の出力側に接続されており、正極側が配線ｈｃに接続され、負極側が配線ｈｄに接続される。
スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は、後記するコンバータ制御部１８からの指令によってオン／オフ制御される。スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）を用いることで、スイッチングを高速で行うことができ、更に電圧ドロップの小さいＭＯＳＦＥＴに電流を流すことで、いわゆる同期整流制御を行うことが可能であり、回路損失を低減できる。
なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、その内部に寄生ダイオードＤ１１を有している。同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、その内部に寄生ダイオードＤ２１を有している。
なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は、その内部に寄生ダイオードＤ１１を有している。同様に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は、その内部に寄生ダイオードＤ２１を有している。
このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、オン抵抗の小さいスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを用いることで、導通損失を更に低減することが可能である。ここで、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードには、アクティブ動作時に逆回復電流が発生する。特にスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードは、通常のＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードに対して逆回復電流が大きく、スイッチング損失が大きいという課題がある。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）として、逆回復時間（ｔｒｒ）が小さいＭＯＳＦＥＴを使用することで、スイッチング損失を低減することができる。
ダイオードＤ１，Ｄ２はアクティブ動作時においても逆回復電流が発生しないため、その順方向電圧小さいものを選定することが好ましい。例えば、一般的な整流ダイオードや交耐圧のショットキーバリアダイオードを使用することで、回路の導通損失を低減することが可能である。
シャント抵抗Ｒ１，Ｒ２（電流検出部）は、配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流（負荷）を検出するものである。しかし後記する図１９に示すように、電流検出部としてトランスを用いてもよく、またはホール素子などを用いてもよい。
ゲイン制御部１２は、回路電流実効値Ｉｓと直流電圧圧縮比ａから決定される電流制御ゲインＫｐを制御する機能を有している。このときＫｐ×Ｉｓを所定値に制御することで、交流電源電圧Ｖｓから直流電圧Ｖｄをａ倍に昇圧することができる。
交流電圧検出部１３は、交流電源ＶＳから印加される交流電源電圧Ｖｓを検出するものであり、配線ｈａ，ｈｂに接続されている。交流電圧検出部１３は、その検出値をゼロクロス判定部１４に出力する。
ゼロクロス判定部１４は、交流電圧検出部１３によって検出される交流電源電圧Ｖｓの値に関して、その正負が切り替わったか、つまり、ゼロクロス点に達したか否かを判定する機能を有している。ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓの極性を検出する極性検出部である。例えば、ゼロクロス判定部１４は、交流電源電圧Ｖｓが正の期間中にはコンバータ制御部１８に‘１’の信号を出力し、交流電源電圧Ｖｓが負の期間中にはコンバータ制御部１８に‘０’の信号を出力する。
負荷検出部１５は、例えばシャント抵抗によって構成され、交流電源ＶＳから流れる電流を検出し、よって負荷Ｈに供給される電流値（負荷）を検出する機能を有している。なお、負荷Ｈがモータである場合、負荷検出部１５によってモータの回転速度を検出し、この回転速度から電流値（負荷）を推定するようにしてもよい。負荷検出部１５は、その検出値を昇圧比制御部１６に出力する。
昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比１／ａを選定し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そして目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにコンバータ制御部１８はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）に駆動パルスを出力することで、スイッチング制御を行う。
昇圧比制御部１６は、負荷検出部１５の検出値から直流電圧Ｖｄの昇圧比１／ａを選定し、その選定結果をコンバータ制御部１８に出力する。そして目標電圧まで直流電圧Ｖｄを昇圧するようにコンバータ制御部１８はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）に駆動パルスを出力することで、スイッチング制御を行う。
直流電圧検出部１７は、平滑コンデンサＣ１に印加される直流電圧Ｖｄを検出するものであり、その正側が配線ｈｃに接続され、負側が配線ｈｄに接続されている。直流電圧検出部１７は、その検出値をコンバータ制御部１８に出力する。なお、直流電圧検出部１７の検出値は、負荷Ｈに印加される電圧値が所定の目標値に達しているか否かの判定に用いられる。
コンバータ制御部１８は、例えば、マイコン（Microcomputer：図示せず）であり、ＲＯＭ（Read Only Memory）に記憶されたプログラムを読み出してＲＡＭ（Random Access Memory）に展開し、ＣＰＵ（Central Processing Unit）が各種処理を実行するようになっている。コンバータ制御部１８は、電流検出部１１又はシャント抵抗Ｒ１、Ｒ２、ゲイン制御部１２、ゼロクロス判定部１４、昇圧比制御部１６、及び直流電圧検出部１７から入力される情報に基づいて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン／オフを制御する。なお、コンバータ制御部１８が実行する処理については後記する。
直流電源装置１の動作モードとしては、全波整流モード、部分スイッチングモード、高速スイッチングモードの３つを考える。部分スイッチングモード、高速スイッチングモードは、コンバータがアクティブ動作をするモードであり、ブリッジ整流回路１０に短絡電流を通流させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行うモードである。以下、各モードにおける直流電源装置１の動作について説明する。
例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する必要がある。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる必要がある。
例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Ｖｄを昇圧する必要がある。また、負荷が大きくなり、直流電源装置１に流れる電流が大きくなるにしたがって高調波電流も増大してしまう。そのため、高負荷の場合には、部分スイッチングモードまたは高速スイッチングモードで昇圧を行い、高調波電流の低減つまり、電源入力の力率を改善させる必要がある。
≪全波整流動作≫
本発明の主目的である高効率動作実現のために、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
図２は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
図２において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ２→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オン状態である。仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオン状態で無い場合には、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードＤ２１（図１参照）を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの特性は悪いため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。
本発明の主目的である高効率動作実現のために、交流電源電圧Ｖｓの極性に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
図２は、交流電源電圧Ｖｓが正の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
図２において、交流電源電圧Ｖｓが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→平滑コンデンサＣ１→シャント抵抗Ｒ２→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→交流電源ＶＳの順に流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オン状態である。仮にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオン状態で無い場合には、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードＤ２１（図１参照）を流れる。しかし通常、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードの特性は悪いため、大きな導通損失が発生してしまう。そこで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン抵抗の部分に電流を流すことで、導通損失の低減を図ることが可能である。これが、いわゆる同期整流制御の原理である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるタイミングである。
図３は、交流電源電圧が負の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示した図である。
図３において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源ＶＳ→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オン状態である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
以上のように直流電源装置１を動作させることで、高効率動作が可能となる。
図３において、交流電源電圧Ｖｓが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源ＶＳ→シャント抵抗Ｒ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→平滑コンデンサＣ１→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１→交流電源ＶＳの順に電流が流れる。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）は常時オン状態である。なお、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン動作開始のタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が正から負に切り替わるゼロクロスのタイミングから行う。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフさせるタイミングとしては、交流電源電圧Ｖｓの極性が負から正に切り替わるタイミングである。
以上のように直流電源装置１を動作させることで、高効率動作が可能となる。
図４（ａ）〜（ｄ）は、全波整流時における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
図４（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図４（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図４（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図４（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図４（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図４（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベル、負のときにＨレベルとなる。
図４（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベル、負のときにＬレベルとなる。
図４（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが所定振幅に達した場合に流れる。
以上が、電源電圧の極性に応じて回路短絡動作を行った場合の電流の流れと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング動作である。次に、高速スイッチング動作について説明する。
図４（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図４（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図４（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図４（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図４（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図４（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベル、負のときにＨレベルとなる。
図４（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＨレベル、負のときにＬレベルとなる。
図４（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが所定振幅に達した場合に流れる。
以上が、電源電圧の極性に応じて回路短絡動作を行った場合の電流の流れと、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング動作である。次に、高速スイッチング動作について説明する。
≪高速スイッチング動作≫
次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。
この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して、回路に短絡電流を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。まず、回路を短絡させた場合の動作について説明する。
次に直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う高速スイッチング動作について説明する。
この動作モードでは、あるスイッチング周波数でＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）をスイッチング制御して、回路に短絡電流を通流させることで、直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う。まず、回路を短絡させた場合の動作について説明する。
交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルで全波整流を行った場合、電流の流れは図２の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記した通りである。このとき、図４（ｂ）に示したように、電源電圧に対して回路電流ｉｓは歪んでいる。これは、電流が流れるタイミングが交流電源電圧Ｖｓに対して直流電圧Ｖｄが小さくなった場合のみであることと、リアクトルＬ１の特性から生じるものである。
そこで、複数回に亘って回路に短絡電流を通流させることで、回路電流を正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。
そこで、複数回に亘って回路に短絡電流を通流させることで、回路電流を正弦波に近づけることで力率の改善を行い、高調波電流を低減する。
図５は、電源電圧が正のサイクルでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオンさせた場合に流れる短絡電流ｉｓｐの経路を示した図である。
短絡電流ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→シャント抵抗Ｒ１→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、以下の式（１）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。
短絡電流ｉｓｐの経路としては、交流電源ＶＳ→リアクトルＬ１→ダイオードＤ１→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）→シャント抵抗Ｒ１→交流電源ＶＳ、の順である。このとき、リアクトルＬ１には、以下の式（１）で表されるエネルギが蓄えられる。このエネルギが平滑コンデンサＣ１に放出されることで、直流電圧Ｖｄが昇圧される。
交流電源電圧Ｖｓが負のサイクルで全波整流を行った場合の電流の流れは図５の通りであり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の動作については前記の通りである。
図６は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて短絡電流ｉｓｐを通流させた場合の経路を示した図である。
電流の経路としては、交流電源ＶＳ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１、の順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。
図６は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオンさせて短絡電流ｉｓｐを通流させた場合の経路を示した図である。
電流の経路としては、交流電源ＶＳ→ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）→シャント抵抗Ｒ２→ダイオードＤ２→リアクトルＬ１、の順となる。このときも、前記したようにリアクトルＬ１にエネルギが蓄えられ、そのエネルギによって直流電圧Ｖｄが昇圧される。
図７（ａ）〜（ｄ）は、短絡電流を通流させた場合における、交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
図７（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図７（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図７（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図７（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図７（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図７（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のときにＨレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＬレベルのパルスとなる。
図７（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転している。
図７（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧Ｖｓが負極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。
図７（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図７（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図７（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図７（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図７（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図７（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のときにＬレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＨレベルのパルスとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のときにＨレベルとなり、更に所定タイミングで２回のＬレベルのパルスとなる。
図７（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転している。
図７（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓが正極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がり、交流電源電圧Ｖｓが負極性かつ、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスがＨレベルになったときに立ち上がる。これにより、力率が改善される。
図８（ａ）〜（ｄ）は、高速スイッチングを行った場合の交流電源電圧Ｖｓと回路電流ｉｓとＭＯＳＦＥＴの駆動パルスの波形図である。
図８（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図８（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図８（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図８（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図８（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図８（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のとき、その大きさに応じたオフ・デューティとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のとき、その大きさに応じオン・デューティとなる。
図８（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のとき、その大きさに応じたオン・デューティとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のとき、その大きさに応じたオフ・デューティとなる。
図８（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓと同位相の正弦波状の波形となる。これにより、図７の場合よりも更に力率が改善される。
図８（ａ）は交流電源電圧Ｖｓの波形を示し、図８（ｂ）は回路電流ｉｓの波形を示している。図８（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示し、図８（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルス波形を示している。
図８（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状の波形である。
図８（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスは、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のとき、その大きさに応じたオフ・デューティとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のとき、その大きさに応じオン・デューティとなる。
図８（ｃ）に示すようにＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスとは反転しており、交流電源電圧Ｖｓの極性が正のとき、その大きさに応じたオン・デューティとなる。交流電源電圧Ｖｓの極性が負のとき、その大きさに応じたオフ・デューティとなる。
図８（ｂ）に示すように、回路電流ｉｓは、交流電源電圧Ｖｓと同位相の正弦波状の波形となる。これにより、図７の場合よりも更に力率が改善される。
高速スイッチング動作においては、例えば電源電圧が正の極性の場合、回路短絡動作時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオン、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオフ状態とすることで、短絡電流ｉｓｐを通流させる。次にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）をオフ状態にし、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態にする。このように、このように短絡動作の有無に応じてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフを切り替えているのは、同期整流を行っているためである。単純に高速スイッチング動作を行うためには、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）は常時オフ状態で、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を一定周波数でスイッチング動作を行えばよい。しかし、このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）オフ時にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）もオフ状態であると、電流はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の寄生ダイオードＤ２２を流れることになる。前記したように、この寄生ダイオードは特性が悪く、電圧ドロップが大きいために、導通損失が大きくなってしまう。そこで本発明では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）オフ時には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）をオン状態にして同期整流を行うことで、導通損失を低減しているのである。
直流電源装置１に流れる回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の式（２）で表すことができる。
直流電源装置１に流れる回路電流ｉｓ（瞬時値）は、以下の式（２）で表すことができる。
さらに、この式（２）を書き換えると、以下の式（３）となる。
式（４）は、回路電流ｉｓ（瞬時値）と、回路電流実効値Ｉｓとの関係を示すものである。
式（３）を変形して式（４）を代入すると、以下の式（５）となる。
昇圧比の逆数を右辺とすると、以下の式（６）となる。
さらに、ＭＯＳＦＥＴのデューティｄは、式（７）のように表すことが可能である。
以上より、式（６）に示したＫｐ×Ｉｓを制御することで、交流電源電圧Ｖｓの実効値のａ倍に昇圧可能であり、そのときのＭＯＳＦＥＴのデューティｄ（通流率）は、式（７）で与えることができる。
図９は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティの関係を示した図である。図９の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
破線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティは、交流電源電圧Ｖｓと比例している。２点鎖線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティは、１．０からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを減算したものとなる。
図９において、式（７）で示したように、回路電流ｉｓが大きくなるほど短絡電流を流すためにスイッチング動作を行うＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは小さくなり、逆に回路電流ｉｓが小さいほどＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは大きくなる。同期整流を行う側のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄとは逆特性となる。
破線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティは、交流電源電圧Ｖｓと比例している。２点鎖線で示したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのオン・デューティは、１．０からＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを減算したものとなる。
図９において、式（７）で示したように、回路電流ｉｓが大きくなるほど短絡電流を流すためにスイッチング動作を行うＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは小さくなり、逆に回路電流ｉｓが小さいほどＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは大きくなる。同期整流を行う側のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデューティｄは、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティｄとは逆特性となる。
図１０は、電源電圧半サイクル（正の極性）における、デッドタイムを考慮したＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのオン・デューティを実線で追記した図である。図１０の縦軸はオン・デューティを示し、横軸は交流電源電圧Ｖｓの正極性の半サイクル分の時間を示している。
このように、所定のデッドタイムを付与すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティは、このデッドタイム分だけ小さくなる。
このように、所定のデッドタイムを付与すると、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスのデューティは、このデッドタイム分だけ小さくなる。
図１１は、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと、回路電流ｉｓ（瞬時値）との関係を示した図である。実線は交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓを示し、破線は回路電流ｉｓの瞬時値を示している。図１１の横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
図１１に示すように、高速スイッチング制御により、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓ（瞬時値）とは両方とも略正弦波状となり、よって力率を改善することができる。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティｄＱ１を、以下の式（８）に示す。
図１１に示すように、高速スイッチング制御により、交流電源電圧Ｖｓの瞬時値ｖｓと回路電流ｉｓ（瞬時値）とは両方とも略正弦波状となり、よって力率を改善することができる。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティｄＱ１を、以下の式（８）に示す。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティｄＱ２を、以下の式（９）に示す。
また、電源電圧と電流の関係をみると、回路電流ｉｓは正弦波状に制御されているため、力率は良い状態である。なお、これはリアクトルＬ１（図１参照）のインダクタンスが小さく電源電圧に対して電流の位相遅れが無い状態を想定している。仮に、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きく、電流位相が電圧位相に対して遅れる場合には、電流位相を考慮してデューティｄを設定すればよい。
図１２は、交流電源電圧Ｖｓが正極性の場合に、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示した図である。図１２の縦軸はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示し、横軸は正の極性の電源電圧の半サイクル分の時間を示している。
実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示している。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示している。このように制御することにより、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、電流を正弦波状に制御可能である。
実線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮しない場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示している。破線は、リアクトルＬ１による電流位相の遅れ分を考慮した場合のＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のデューティを示している。このように制御することにより、リアクトルＬ１のインダクタンスが大きい場合であっても、電流を正弦波状に制御可能である。
ブリッジ整流回路１０の制御において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオンからオフに切り替わり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフからオンに切り替わるタイミングではデッドタイムを設ける必要がある。ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフからオンに切り替わり、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオンからオフに切り替わるタイミングも同様である。デッドタイムを設けていない場合には、ブリッジ整流回路１０の直流出力側が上下短絡し、最悪の場合、直流電源装置１が破壊するおそれがある。
図１３（ａ）〜（ｃ）は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルの場合において、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）それぞれにデッドタイムを設けた場合の回路電流とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）の駆動パルスの関係を示した図である。
図１３（ａ）の回路電流の実線はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）にデッドタイムを設けた場合に通流する電流を示している。回路電流の破線は、目標値を示している。
図１３（ｂ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示している。破線はデッドタイムを考慮しない場合、実線はデッドタイムを考慮した場合である。周期ＴはＰＷＭ周期を示し、時間ｔｏｎはオン時間、時間ｔｏｆｆはオフ時間を示している。
図１３（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示している。図１３（ａ）〜（ｃ）とも横軸は、共通する時間を示している。時間ｔｄはデッドタイムを示している。
図１３（ａ）の回路電流の実線はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）にデッドタイムを設けた場合に通流する電流を示している。回路電流の破線は、目標値を示している。
図１３（ｂ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示している。破線はデッドタイムを考慮しない場合、実線はデッドタイムを考慮した場合である。周期ＴはＰＷＭ周期を示し、時間ｔｏｎはオン時間、時間ｔｏｆｆはオフ時間を示している。
図１３（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形を示している。図１３（ａ）〜（ｃ）とも横軸は、共通する時間を示している。時間ｔｄはデッドタイムを示している。
図１３（ｂ）のｔ０のタイミングにおいて、本来はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルス波形において、破線で示す部分までオン・デューティを確保すべきである。しかしＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にもデッドタイムを設けることで、設定されたオン・デューティを確保できない。よって図１３（ａ）に示すように、破線で示す目標電流まで電流を通流させることができていない。
このため、直流電圧Ｖｄを目標値まで昇圧することができない。
このため、直流電圧Ｖｄを目標値まで昇圧することができない。
例えば目標とするデッドタイムを確保するために、交流電源電圧Ｖｓが正極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）とＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデッドタイムの分担比を考えた場合に、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の分担比を小さくすればするほど、目標電流に近づけることが可能となる。つまり、理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側にデッドタイムを１００％分担させることで、目標電流を通流させることができ、つまりは目標とする直流電圧Ｖｄまで昇圧することが可能である。この内容を図示すると、図１４のような関係となる。
図１４（ａ），（ｂ）は、交流電源電圧Ｖｓが正極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）にデッドタイムを設定した様子を表した図である。図１４（ａ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示し、図１４（ｂ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示している。
ここではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側にデッドタイムを１００％分担し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側はデッドタイムを分担していない。
図１４（ａ）のように、オン時間ｔｏｎとオフ時間ｔｏｆｆとがＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに設定されている。これにより、回路電流ｉｓを目標電流に近づけることが可能となる。
図１４（ｂ）のように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに対して、時間ｔｄのデッドタイムをＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設けている。これにより、ブリッジ整流回路１０の直流出力側の上下短絡を防ぐことができる。
ここではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側にデッドタイムを１００％分担し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側はデッドタイムを分担していない。
図１４（ａ）のように、オン時間ｔｏｎとオフ時間ｔｏｆｆとがＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに設定されている。これにより、回路電流ｉｓを目標電流に近づけることが可能となる。
図１４（ｂ）のように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに対して、時間ｔｄのデッドタイムをＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設けている。これにより、ブリッジ整流回路１０の直流出力側の上下短絡を防ぐことができる。
また同様に交流電源電圧Ｖｓが負極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にデッドタイムをもたせることで直流電圧Ｖｄを目標値まで昇圧可能である。この内容を図示すると図１５のような関係となる。
図１５（ａ），（ｂ）は、交流電源電圧Ｖｓが負極性のとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）にデッドタイムを設定した様子を表した図である。図１５（ａ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示し、図１５（ｂ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示している。
ここではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にデッドタイムを１００％分担し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側はデッドタイムを分担していない。
図１５（ａ）のように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに対して、時間ｔｄのデッドタイムをＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設けている。これにより、ブリッジ整流回路１０の直流出力側の上下短絡を防ぐことができる。
図１５（ｂ）のように、オン時間ｔｏｎとオフ時間ｔｏｆｆとがＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設定されている。これにより、回路電流ｉｓを目標電流に近づけることが可能となる。
ここではＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にデッドタイムを１００％分担し、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側はデッドタイムを分担していない。
図１５（ａ）のように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスに対して、時間ｔｄのデッドタイムをＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設けている。これにより、ブリッジ整流回路１０の直流出力側の上下短絡を防ぐことができる。
図１５（ｂ）のように、オン時間ｔｏｎとオフ時間ｔｏｆｆとがＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスに設定されている。これにより、回路電流ｉｓを目標電流に近づけることが可能となる。
以上、まとめると本発明の直流電源装置１において、デッドタイムは、交流電源電圧Ｖｓが正の場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側の駆動パルスのデッドタイムの分担に対してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側を小さくし、理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側にデッドタイムを設定する。交流電源電圧Ｖｓが負の場合には、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスのデッドタイムの分担に対してＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側を小さくし、理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側にデッドタイムを設定する。
以上のように、交流電源電圧Ｖｓの極性に合わせてデッドタイムを設定した場合、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のデューティやオン時間、オフ時間の関係を表すと以下のようになる。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン時間ｔon_Q1は、以下の式（１０）で算出される。ここでＴは周期である。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオン時間ｔon_Q1は、以下の式（１０）で算出される。ここでＴは周期である。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のオフ時間ｔoff_Q1は、以下の式（１１）で算出される。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオン時間ｔon_Q2は、以下の式（１２）で算出される。ここでtdはデッドタイムである。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のオフ時間ｔoff_Q2は、以下の式（１３）で算出される。
ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）のデューティｄQ2は、以下の式（１４）で算出される。
以上のようにデッドタイムを設定することで、直流電圧Ｖｄを目標値まで昇圧しつつ、力率の改善による高調波電流の低減が可能である。更に、本発明の直流電源装置１においては同期整流を行っているため高効率動作も可能である。
≪部分スイッチング動作≫
前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。
回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなるため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。逆に入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。
前記したように、高速スイッチング動作を行うことで回路電流ｉｓを正弦波に成形することができ、高力率を確保することができる。しかし、スイッチング周波数が大きければ大きいほどスイッチング損失は大きくなる。
回路の入力が大きいほど、高調波電流も増大するので、特に高次の高調波電流の規制値を満足することが難しくなるため、入力電流が大きいほど高力率を確保する必要がある。逆に入力が小さい場合には高調波電流も小さくなるので必要以上に力率を確保する必要が無い場合がある。つまり、言い換えると負荷条件に応じて効率を考慮しつつ最適な力率を確保することで高調波電流を低減すればよいと言える。
そこで、スイッチング損失の増大を抑えつつ、力率を改善する場合には部分スイッチング動作を行えばよい。
部分スイッチング動作とは、高速スイッチング動作のように所定周波数で回路を短絡させるのではなく、交流電源電圧Ｖｓの半サイクルの中で、ブリッジ整流回路を繰り返し複数回短絡させることで直流電圧Ｖｄの昇圧と力率の改善を行う動作モードである。高速スイッチング動作の場合と比べてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング回数が少ない分、スイッチング損失の低減が可能である。以下、図１６を用いて部分スイッチング動作の説明を行う。
図１６（ａ）〜（ｄ）は、交流電源電圧Ｖｓが正のサイクルにおける、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスと交流電源電圧Ｖｓ、回路電流ｉｓの関係を示した図である。
図１６（ａ）は交流電源電圧Ｖｓを示し、図１６（ｂ）は回路電流ｉｓを示している。図１６（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示し、図１６（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示している。
図１６（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状である。
図１６（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
ここで例えば、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをdi(P1)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を時間ton1_Q1に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q1)/dtとおく。さらに時間ton1_Q1に亘ってオンした後、時間toff_Q1に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q1)/dtとおく。このときdi(ton1_Q1)/dtとdi(toff1_Q1)/dtとの平均値が点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるように制御する。
次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を時間ton2_Q1に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q1)/dtとおき、時間toff2_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2_Q1)/dtとdi(toff2_Q1)/dtの平均値が点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。
図１６（ａ）は交流電源電圧Ｖｓを示し、図１６（ｂ）は回路電流ｉｓを示している。図１６（ｃ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）の駆動パルスを示し、図１６（ｄ）はＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）の駆動パルスを示している。
図１６（ａ）に示すように交流電源電圧Ｖｓは、略正弦波状である。
図１６（ｂ）の一点鎖線は、理想的な回路電流ｉｓを略正弦波状に示している。このとき、最も力率が改善される。
ここで例えば、理想電流上の点Ｐ１を考えた場合、この点での傾きをdi(P1)/dtとおく。次に、電流がゼロの状態から、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を時間ton1_Q1に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton1_Q1)/dtとおく。さらに時間ton1_Q1に亘ってオンした後、時間toff_Q1に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff1_Q1)/dtとおく。このときdi(ton1_Q1)/dtとdi(toff1_Q1)/dtとの平均値が点Ｐ１における傾きdi(P1)/dtと等しくなるように制御する。
次に、点Ｐ１と同様に、点Ｐ２での電流の傾きをdi(P2)/dtとおく。そして、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）を時間ton2_Q1に亘ってオンしたときの電流の傾きをdi(ton2_Q1)/dtとおき、時間toff2_Q2に亘ってオフした場合の電流の傾きをdi(toff2_Q2)/dtとおく。点Ｐ１の場合と同様に、di(ton2_Q1)/dtとdi(toff2_Q1)/dtの平均値が点Ｐ２における傾きdi(P2)/dtと等しくなるようにする。以降これを繰り返していく。このとき、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）のスイッチング回数が多いほど、理想的な正弦波に近似することが可能である。
図１６（ｄ）において、まずＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が時間ton1_Q2に亘ってオンとなり、そののち時間toff1_Q2に亘ってオフ状態となる。
図１６（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフになったタイミングで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）が時間ton1_Q1に亘ってオン状態になる。そしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態となったタイミングでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が時間ton2_Q2に亘ってオン状態となる。以降、同様にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は双方でオン、オフを繰り返す。これは、高速スイッチング動作で説明したように、回路短絡動作を行いつつ、同期整流を行っているためである。この部分スイッチング動作においても、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフ切り替わりのタイミングで上下短絡を起こす危険性があるため、高速スイッチング動作の場合と同様にデッドタイムを設けている。つまり、交流電源電圧Ｖｓが正の場合では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側のデッドタイムの割合をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）よりも小さくする。理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側でデッドタイムを確保する。交流電源電圧Ｖｓが負の場合では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側のデッドタイムの割合をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）よりも小さくする。理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側でデッドタイムを確保する。このようにデッドタイムを設定することで、高効率動作を行いつつ、力率の改善と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うことが可能である。
図１６（ｃ）に示すように、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）がオフになったタイミングで、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）が時間ton1_Q1に亘ってオン状態になる。そしてＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）がオフ状態となったタイミングでＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）が時間ton2_Q2に亘ってオン状態となる。以降、同様にＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）は双方でオン、オフを繰り返す。これは、高速スイッチング動作で説明したように、回路短絡動作を行いつつ、同期整流を行っているためである。この部分スイッチング動作においても、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）のオン、オフ切り替わりのタイミングで上下短絡を起こす危険性があるため、高速スイッチング動作の場合と同様にデッドタイムを設けている。つまり、交流電源電圧Ｖｓが正の場合では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側のデッドタイムの割合をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）よりも小さくする。理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側でデッドタイムを確保する。交流電源電圧Ｖｓが負の場合では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ２）側のデッドタイムの割合をＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）よりも小さくする。理想的にはＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１）側でデッドタイムを確保する。このようにデッドタイムを設定することで、高効率動作を行いつつ、力率の改善と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うことが可能である。
＜デッドタイム可変＞
これまでの説明では、デッドタイムはある一定の固定値で考えてきた。しかしデッドタイムにある特性をもたせ、場合に応じて変化させてもよい。
図１６は、ＭＯＳＦＥＴのゲート回路の等価回路である。
ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧Ｖｇｓは、以下の式（１５）の関係がある。
これまでの説明では、デッドタイムはある一定の固定値で考えてきた。しかしデッドタイムにある特性をもたせ、場合に応じて変化させてもよい。
図１６は、ＭＯＳＦＥＴのゲート回路の等価回路である。
ＭＯＳＦＥＴのゲート電圧Ｖｇｓは、以下の式（１５）の関係がある。
但し、Ｅは電源電圧、Ｃｇｓはゲート−ソース間容量、Ｃｇｄはゲート−ドレイン間容量、Ｒｇはゲート抵抗を示している。また、ゲートの入力容量Ｃｉｓｓは、ＣｇｄとＣｇｓとの和で表される。
ここで、ゲートの入力容量Ｃｉｓｓは、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが大きくなるほど、容量が小さくなるという特性がある。そのためドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが大きいほど早くオンするといえる。本発明の直流電源装置１は、入力電源が交流電源ＶＳであるため、実際にはオンするまでの時間も、この交流電源電圧Ｖｓとともに変化していると考えられる。すなわち、交流電源電圧Ｖｓのゼロクロス付近でのオン時間ton_zeroと、交流電源電圧Ｖｓのピーク付近でのオン時間ton_peakとを比べると、オン時間ton_zeroは、オン時間ton_peakよりも大きい。
ここで、ゲートの入力容量Ｃｉｓｓは、ドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが大きくなるほど、容量が小さくなるという特性がある。そのためドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓが大きいほど早くオンするといえる。本発明の直流電源装置１は、入力電源が交流電源ＶＳであるため、実際にはオンするまでの時間も、この交流電源電圧Ｖｓとともに変化していると考えられる。すなわち、交流電源電圧Ｖｓのゼロクロス付近でのオン時間ton_zeroと、交流電源電圧Ｖｓのピーク付近でのオン時間ton_peakとを比べると、オン時間ton_zeroは、オン時間ton_peakよりも大きい。
そこで、より最適にデッドタイムを設定するためには、電源電圧ゼロクロス付近でのデッドタイムに対して、電源電圧ピーク付近でのデッドタイムは小さく設定すればよい。このように設定することで、同期整流期間が増えることになり、損失低減効果をさらに高めることが可能である。
例えばデッドタイムｔｄを、以下の式（１６）のように設定する。
例えばデッドタイムｔｄを、以下の式（１６）のように設定する。
但し、ｔｄ０はデッドタイムの最大値、Ｔはスイッチング周期、tonはオン時間、toffはオフ時間である。
ここで、ton,toffは変化する。デューティで考えた場合、図９に示したように、ゼロクロス付近では１００％、電圧ピーク付近では１０％以下というように、ピーク付近ほどデューティは小さくなる、つまりtonは小さくなる。よって式（１６）に示すように、周期に対してオン時間の割合だけデッドタイムｔｄを小さくするとよい。交流電源電圧ＶｓとＭＯＳＦＥＴの特性を考慮してデッドタイムｔｄを可変させることで、同期整流期間を増やすことができ、導通損低減効果を更に高めることが可能である。なお、デッドタイムｔｄの可変方法として式（１６）で説明したが、これはあくまで代表的な式であり、別の式や方法でデッドタイムを可変させてもよい。
ここで、ton,toffは変化する。デューティで考えた場合、図９に示したように、ゼロクロス付近では１００％、電圧ピーク付近では１０％以下というように、ピーク付近ほどデューティは小さくなる、つまりtonは小さくなる。よって式（１６）に示すように、周期に対してオン時間の割合だけデッドタイムｔｄを小さくするとよい。交流電源電圧ＶｓとＭＯＳＦＥＴの特性を考慮してデッドタイムｔｄを可変させることで、同期整流期間を増やすことができ、導通損低減効果を更に高めることが可能である。なお、デッドタイムｔｄの可変方法として式（１６）で説明したが、これはあくまで代表的な式であり、別の式や方法でデッドタイムを可変させてもよい。
＜空気調和機と直流電源装置の動作＞
図１８は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
図１８に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、不図示の直流電源装置１（図１参照）とを備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。直流電源装置１は、この室内機１００と室外機２００とに直流電力を供給する。
図１８は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
図１８に示すように、空気調和機Ａは、いわゆるルームエアコンであり、室内機１００と、室外機２００と、リモコンＲｅと、不図示の直流電源装置１（図１参照）とを備えている。室内機１００と室外機２００とは冷媒配管３００で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機１００が設置されている室内を空調する。また、室内機１００と室外機２００とは、通信ケーブル（図示せず）を介して互いに情報を送受信するようになっている。直流電源装置１は、この室内機１００と室外機２００とに直流電力を供給する。
リモコンＲｅは、ユーザによって操作されて、室内機１００のリモコン送受信部Ｑに対して赤外線信号を送信する。この赤外線信号の内容は、運転要求、設定温度の変更、タイマ、運転モードの変更、停止要求などの指令である。空気調和機Ａは、これら赤外線信号の指令に基づいて、冷房モード、暖房モード、除湿モードなどの空調運転を行う。また、室内機１００は、リモコン送受信部ＱからリモコンＲｅへ、室温情報、湿度情報、電気代情報などのデータを送信する。
空気調和機Ａに搭載された直流電源装置１の動作の流れについて説明する。直流電源装置１は、高効率動作と力率の改善による高調波電流の低減と直流電圧Ｖｄの昇圧を行うものである。そして、動作モードとしては前記のように、全波整流動作、高速スイッチング動作、部分スイッチング動作の３つの動作モードを備えている。
例えば負荷Ｈとして空気調和機Ａのインバータやモータを考えた場合、負荷が小さく、効率重視の運転が必要であれば、直流電源装置１を全波整流モードで動作させるとよい。
負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置１に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。
負荷が大きくなり、昇圧と力率の確保とが必要であれば、直流電源装置１に高速スイッチング動作を行わせるとよい。また空気調和機Ａの定格運転時のように、負荷としてはそれほど大きくないが昇圧や力率の確保が必要な場合には、部分スイッチング動作を行わせるとよい。
図１９は、負荷の大きさに応じて直流電源装置１の動作モードと空気調和機Ａの運転領域を切り替える様子を説明した概要図である。
定格運転とは、JISC9612に記載された「JISB8615-1 表１（冷房能力試験条件）のＴ１条件下での運転」のことをいう。具体的にはJISB8615-1の第５項「冷房試験」と第６項「暖房試験」の中に、温度条件が記載されている。
高負荷運転とは、例えば「JIS B 8615-1に記載の過負荷運転条件下での運転」であるが、定格運転よりも更に入力が大きい運転領域であればよい。
中間運転とは、「定格運転の半分の運転能力」のことをいい、JISC9612に記載されている。
負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置１は全波整流を行い、定格運転時には部分スイッチングを行い、必要に応じて高速スイッチングを行う。
定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチングを行う。
以上のように、直流電源装置１は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
定格運転とは、JISC9612に記載された「JISB8615-1 表１（冷房能力試験条件）のＴ１条件下での運転」のことをいう。具体的にはJISB8615-1の第５項「冷房試験」と第６項「暖房試験」の中に、温度条件が記載されている。
高負荷運転とは、例えば「JIS B 8615-1に記載の過負荷運転条件下での運転」であるが、定格運転よりも更に入力が大きい運転領域であればよい。
中間運転とは、「定格運転の半分の運転能力」のことをいい、JISC9612に記載されている。
負荷に、閾値＃１，＃２を設けて、かつ機器として空気調和機Ａを考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置１は全波整流を行い、定格運転時には部分スイッチングを行い、必要に応じて高速スイッチングを行う。
定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチングを行う。
以上のように、直流電源装置１は、空気調和機Ａの運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
なお、負荷Ｈがインバータやモータなどの場合、負荷の大きさを決めるパラメータとして、インバータやモータに流れる電流、インバータの変調率、モータの回転速度が考えられる。また、直流電源装置１に通流する回路電流ｉｓで負荷Ｈの大きさを判断してもよい。
例えばまたは負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置１は全波整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチングを行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチングを行う。
以上のように直流電源装置１は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
例えばまたは負荷の大きさが閾値＃１以下ならば、直流電源装置１は全波整流を行い、閾値＃１を超えたならば部分スイッチングを行う。または負荷の大きさが閾値＃２を超えたならば、直流電源装置１は高速スイッチングを行い、閾値＃２を以下ならば部分スイッチングを行う。
以上のように直流電源装置１は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
本実施形態では、ＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴを使用した例を説明した。このＭＯＳＦＥＴ（Ｑ１，Ｑ２）としてＳｉＣ（Silicon Carbide）−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、更なる高効率動作を実現することが可能である。
また、本発明の直流電源装置１を空気調和機Ａに備えることで、エネルギ効率（つまり、ＡＰＦ）が高く、また、信頼性の高い空気調和機Ａを提供できる。空気調和機以外の機器に本発明の直流電源装置１を搭載しても、高効率で信頼性の高い機器を提供することが可能である。
（変形例）
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。
上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイルなどの情報は、メモリ、ハードディスクなどの記録装置、または、フラッシュメモリカード、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）などの記録媒体に置くことができる。
各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
例えば図２０は、変形例における直流電源装置１Ａを示す概略の構成図である。電流検出部１１（電流検出部）は、トランスであり、配線ｈｂに設けられており、配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流（負荷）を検出する。本発明は、このように構成してもよい。なお、トランスの代わりに、ホール素子などを用いてもよい。
例えば図２０は、変形例における直流電源装置１Ａを示す概略の構成図である。電流検出部１１（電流検出部）は、トランスであり、配線ｈｂに設けられており、配線ｈａ，ｈｂを介して流れる電流（負荷）を検出する。本発明は、このように構成してもよい。なお、トランスの代わりに、ホール素子などを用いてもよい。
１，１Ａ 直流電源装置
１０ ブリッジ整流回路 （整流回路）
１１ 電流検出部
Ｒ１，Ｒ２ シャント抵抗 （電流検出部）
１２ ゲイン制御部
１３ 交流電圧検出部
１４ ゼロクロス判定部 （極性検出部）
１５ 負荷検出部
１６ 昇圧比制御部
１７ 直流電圧検出部
１８ コンバータ制御部
Ｖｓ 交流電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ 配線
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ
１０ ブリッジ整流回路 （整流回路）
１１ 電流検出部
Ｒ１，Ｒ２ シャント抵抗 （電流検出部）
１２ ゲイン制御部
１３ 交流電圧検出部
１４ ゼロクロス判定部 （極性検出部）
１５ 負荷検出部
１６ 昇圧比制御部
１７ 直流電圧検出部
１８ コンバータ制御部
Ｖｓ 交流電源
Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ｈａ，ｈｂ，ｈｃ，ｈｄ 配線
Ｌ１ リアクトル
Ｑ１，Ｑ２ ＭＯＳＦＥＴ
Claims (13)
- 第１のダイオードと第２のダイオード、および第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子がブリッジ接続される整流回路と、
交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し複数回実施する制御部と、
を備えることを特徴とする直流電源装置。 - 前記制御部は、
交流全周期に亘って前記同期整流制御を実施する全波整流動作と、
前記同期整流制御を実施すると共に、前記交流電源の所定位相にて部分的に前記回路短絡制御を実施する部分スイッチング動作と、
交流全周期に亘って前記同期整流制御と前記回路短絡制御とを交互に実施する高速スイッチング動作、のうちいずれかの動作に切り替える、
ことを特徴とする、請求項１に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記整流回路の出力側の負荷の大きさに応じて、前記全波整流動作と前記部分スイッチング動作と前記高速スイッチング動作のうちいずれかの動作に切り替える、
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、上位装置の運転領域に応じて、前記全波整流動作と前記部分スイッチング動作と前記高速スイッチング動作のうちいずれかの動作に切り替える、
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 - 前記第１のダイオードのカソードと前記第１のスイッチング素子の一端とが前記平滑コンデンサの正極側に接続され、前記第１のダイオードのアノードと前記第２のダイオードのカソードとが前記交流電源の一端側に接続され、前記第１のスイッチング素子の他端と前記第２のスイッチング素子の一端とが前記交流電源の他端側に接続され、前記第２のダイオードのアノードと前記第２のスイッチング素子の他端とが前記平滑コンデンサの負極側に接続されている、
ことを特徴とする請求項２に記載の直流電源装置。 - 前記交流電源の一端側の電圧が正極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で前記第１のスイッチング素子に設けたデッドタイムに対して、前記第２のスイッチング素子に設けたデッドタイムを相対的に大きくし、前記交流電源の一端側の電圧が負極性の場合は、前記第１のスイッチング素子に設けたデッドタイムに対して、前記第２のスイッチング素子に設けたデッドタイムを相対的に小さくする、
ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを前記交流電源の電圧の大きさに応じて変化させる、
ことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを前記交流電源の電圧位相に応じて変化させる、
ことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記第１，第２のスイッチング素子の制御のデッドタイムを、電源電圧ゼロクロス付近に対して電源電圧ピーク付近の方が小さくなるように変化させる、
ことを特徴とする請求項６に記載の直流電源装置。 - 前記交流電源の一端側の電圧が正極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で、前記第２のスイッチング素子の制御にデッドタイムを設けて、前記第１のスイッチング素子の制御には設けず、前記交流電源の一端側の電圧が負極性の場合は、同一のスイッチング周期の中で、前記第１のスイッチング素子側の制御にデッドタイムを設け、前記第２のスイッチング素子側の制御には設けない、
ことを特徴とする請求項５に記載の直流電源装置。 - 前記第１，第２のダイオードは、ＳｉＣ（Silicon Carbide）−ショットキーバリアダイオードまたは整流ダイオードである、
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 - 前記第１，第２のスイッチング素子は、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）またはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴである、
ことを特徴とする請求項１に記載の直流電源装置。 - 請求項１ないし請求項１２のうち何れか１項に記載の直流電源装置を備えた、
ことを特徴とする空気調和機。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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|---|---|---|---|
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|---|---|
| JP2016214015A true JP2016214015A (ja) | 2016-12-15 |
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|---|---|
| JP (1) | JP6416690B2 (ja) |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR101852419B1 (ko) | 2018-04-26 |
| CN106160535A (zh) | 2016-11-23 |
| KR20160134470A (ko) | 2016-11-23 |
| CN106160535B (zh) | 2018-08-28 |
| JP6416690B2 (ja) | 2018-10-31 |
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| Date | Code | Title | Description |
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| A711 | Notification of change in applicant |
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|
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| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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| R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
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| R157 | Certificate of patent or utility model (correction) |
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