WO2022030082A1 - 電力変換装置および金属加工装置 - Google Patents

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WO2022030082A1
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瑞紀 中原
博洋 床井
賢二 池田
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株式会社日立産機システム
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    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device and a metal processing device, for example, a power conversion device including a voltage doubler rectifying circuit, and a metal processing device including the power conversion device.
  • the inverter device described in Patent Document 1 has a voltage doubler circuit capable of switching between a full-wave rectification mode and a voltage doubler rectification mode depending on the load state of the motor.
  • the DC voltage from the voltage doubler circuit is the full-wave rectification voltage (1x) in the full-wave rectification mode and the double voltage (2x) in the voltage doubler rectification mode.
  • the output voltage of the inverter operated by the DC voltage from the voltage doubler circuit can be doubled in the voltage doubler rectification mode as compared with the full wave rectification mode.
  • Patent Document 1 attention is paid to the operation of switching from the full-wave rectification mode to the voltage doubler rectification mode.
  • the control circuit receives a motor acceleration command from a load machine such as a refrigerator
  • the voltage doubler circuit boosts the DC voltage using the voltage doubler rectification mode.
  • the motor starts accelerating when the boosting of the DC voltage is completed, and accelerates to a desired rotation speed.
  • the motor rotation speed can be increased and the cooling performance can be improved.
  • a power conversion device that converts DC power to three-phase AC power is widely used for the purpose of variable speed control of motors.
  • a commercial power source three-phase 200V or the like
  • AC power having an arbitrary voltage or frequency is output by a subsequent inverter.
  • the rectifier circuit provided in the power converter often full-wave rectifies the three-phase AC voltage, and the DC voltage from the rectifier circuit is approximately ⁇ 2 times the effective value of each input line voltage.
  • the upper limit of the output voltage of the power converter is determined by the DC voltage supplied to the inverter, and it was not possible to output a voltage higher than that.
  • the induced voltage increases as the rotation speed increases. Therefore, in order to rotate the motor at high speed, the inverter needs to output a higher voltage.
  • the load of the motor is a processing machine such as a press processing machine, it is required to reduce the tact time for improving productivity.
  • a mechanism for driving the motor at high speed rotation and high acceleration is required.
  • Patent Document 1 a method of boosting a DC voltage by using a voltage doubler circuit is known to solve such a problem of high-speed rotation of a motor.
  • the transient time associated with the boosting and acceleration becomes long.
  • this method is applied to a servomotor for a machining machine that performs an operation such as rapidly lowering the mechanism to pressurize an object to be machined and then rapidly raising the mechanism, high acceleration operation is performed. It can be difficult to achieve. That is, it takes time to accelerate the motor, and there is a possibility that it becomes difficult to reduce the tact time of the processing machine.
  • the present invention has been made in view of the above, and one of the objects thereof is to provide a power conversion device capable of shortening the time required for accelerating a motor, and a metal processing device including the power conversion device. To do.
  • the power converter has a converter that converts an AC voltage from the outside into a DC voltage and a converter controller that controls the converter, and supplies electric power to the motor.
  • the converter has a voltage doubler circuit that boosts the DC voltage when it is started, and outputs a DC voltage whose voltage value differs depending on whether the voltage doubler circuit is started or stopped.
  • the converter controller activates the voltage doubler circuit at the first time, which is a predetermined period before the second time when the speed command value of the motor rises from the predetermined value.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example around a power conversion device according to the first embodiment of the present invention.
  • the power conversion device 10 shown in FIG. 1 is a device that supplies electric power to the motor 130.
  • the motor 130 is, for example, a three-phase servomotor, and controls the position, speed, and the like of a motor load (for example, a press mechanism) (not shown).
  • the power conversion device 10 includes a converter 100, an inverter 103, an AC voltage sensor 105, a DC voltage sensor 106, a voltage doubler controller (converter controller) 107, and an inverter controller 108.
  • a load controller 109 is provided outside the power conversion device 10.
  • the load controller 109 controls the sequence of the motor load (for example, a press mechanism or the like).
  • the load controller 109 determines various driving conditions of the motor 130 according to each sequence. Along with this, the load controller 109 recognizes how to change the rotation speed, torque (current), etc. of the motor 130 in time series.
  • the converter 100 receives the three-phase AC power from the external three-phase AC power supply 120 and converts the three-phase AC voltage (Vu, Vv, Vw) into the DC voltage Vo.
  • the converter 100 includes a three-phase diode bridge 101, a DC link unit 102, and a voltage doubler circuit 104.
  • the three-phase diode bridge 101 full-wave rectifies the three-phase AC power from the three-phase AC power supply 120, and converts it into a DC voltage Vo at the DC link unit 102.
  • the DC link unit 102 includes two DC link capacitors C1 and C2 connected in series between the positive electrode output node Np1 and the negative electrode output node Nn1 of the three-phase diode bridge 101.
  • the voltage doubler circuit 104 receives the three-phase AC power from the three-phase AC power supply 120, and when it is started, determines the DC voltage Vo via the common connection node of the DC link capacitors C1 and C2. Boost to voltage. Specifically, the voltage doubler circuit 104 boosts the DC voltage Vo to about twice the voltage by alternately charging the DC link capacitors C1 and C2. Along with this, the converter 100 outputs a DC voltage Vo having a different voltage value depending on the start / stop of the voltage doubler circuit 104 (in other words, the voltage doubler rectification mode or the full-wave rectification mode). The DC voltage Vo becomes a full-wave rectified voltage in the full-wave rectified mode and a double voltage in the double-voltage rectified mode.
  • the AC voltage sensor 105 detects the voltage values (Vu', Vv', Vw') of each phase of the three-phase AC power supply 120.
  • the DC voltage sensor 106 detects the voltage value (Vo') of the DC voltage.
  • the detection result of the AC voltage sensor 105 and the detection result of the DC voltage sensor 106 are input to the voltage doubler controller (converter controller) 107 via the signal lines 110 and 112, respectively. Based on these detection results, the voltage doubler controller 107 controls switching of the switching element (not shown) in the voltage doubler circuit 104 with the switching signal Gsw via the signal line 111.
  • load information (motor information) LDI is input to the voltage doubler controller 107 from the load controller 109 via the signal line 113.
  • the load information LDI includes, for example, load power information and load control information.
  • the voltage doubler controller 107 determines the start time of the voltage doubler circuit 104 based on this load information LDI. Then, the voltage doubler controller 107 starts the switching control of the voltage doubler circuit 104 from this start-up time.
  • the inverter 103 is composed of a three-phase inverter including six switching elements SW.
  • the inverter 103 converts the DC voltage Vo from the converter 100 into an AC voltage (three-phase AC voltage) and outputs it to the motor 130.
  • the switching element SW is composed of, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor), a thyristor, or the like.
  • the inverter 103 includes a current sensor (not shown), and detects the current value (Iu', Iv', Iw') of each phase by using the current sensor. The detection result of this current sensor is input to the inverter controller 108 via the signal line 115.
  • a speed command value ⁇ * , a torque command value (current command value) I * , and the like from the load controller 109 are input to the inverter controller 108 via the signal line 114.
  • the inverter controller 108 performs PI control (proportional / integral control) or the like so that the rotation speed of the motor 130 approaches the speed command value ⁇ * .
  • the inverter controller 108 performs PI control or the like so that the current value of the motor 130 (detected current value (Iu', Iv', Iw')) approaches the current command value I * .
  • the inverter controller 108 determines the duty ratio of the PWM signal by such PI control or the like, and reflects the predetermined energization method (for example, 180 ° energization method or the like) to transmit the PWM signals PWMu, PWMv, PWMw of each phase. Generate.
  • the inverter controller 108 switches and controls each switching element SW in the inverter 103 by the PWM signals PWMu, PWMv, and PWMw.
  • the voltage doubler controller 107 and the inverter controller 108 are typically composed of a single or a plurality of microcontrollers (microcomputers) and the like.
  • Each signal line 110 to 116 is not limited to wired and may be wireless. Then, these are mounted on a single or a plurality of wiring boards together with each component constituting the converter 100, the inverter 103, and the like, and are mounted in the housing constituting the power conversion device 10.
  • the load controller 109 is typically mounted on a higher-level device outside the power conversion device 10.
  • the mounting method is not limited to such a method and can be changed as appropriate.
  • the voltage doubler controller 107 and the inverter controller 108 may be partially or completely composed of FPGA (Field Programmable Gate Array), ASIC (Application Specific Integrated Circuit), or the like. That is, each controller may be appropriately configured by software, hardware, or a combination thereof.
  • the converter 100 and the inverter 103 both use a three-phase (u-phase, v-phase, w-phase) configuration, but a configuration of two or more phases may be used.
  • the motor 130 is driven by the three-phase AC power using the inverter 103 here, the motor 130 may be driven by the DC voltage Vo in some cases.
  • FIG. 2 is a schematic view showing a configuration example of a main part of the voltage doubler controller in FIG.
  • the voltage doubler controller 107 of FIG. 2 includes a start-up time calculator 203 and a switching signal calculator 205.
  • Load power information 201 and load control information 202 which are load information (motor information) LDI, are input to the start time calculator 203.
  • the load control information 202 includes time information at which time the speed command value ⁇ * of the motor 130 is increased from a predetermined value. In other words, it contains time information that requires the activation of the voltage doubler circuit 104.
  • the load power information 201 represents the power consumption of the motor 130.
  • the start-up time calculator 203 sets a time before the time when the speed command value of the motor 130 rises from the predetermined value by a predetermined period as the start-up time.
  • the start-up time calculator 203 asserts the double-voltage start-up signal EN at this start-up time.
  • the switching signal calculator 205 starts the generation of the switching signal Gsw in response to the assertion of the voltage doubler start signal EN, and the switching element (not shown) in the voltage doubler circuit 104 is switched and controlled by the switching signal Gsw.
  • the startup time calculator 203 is implemented, for example, by program processing using a CPU (Central Processing Unit) in the microcomputer.
  • the switching signal calculator 205 is implemented by using, for example, a counter in a microcomputer or the like.
  • FIG. 3A is a schematic view showing a configuration example of a metal processing apparatus according to the first embodiment of the present invention.
  • the metal processing device 310 of FIG. 3A is a press device for processing metal, which is an object to be processed 315, by a slide (press mechanism) 311.
  • the metal processing device 310 includes a slide 311, a bolster 312, a motor (servo motor) 130, and a power conversion device 10.
  • the lower mold 314 is attached to the bolster 312, and the object to be machined 315 is installed via the lower mold 314.
  • the slide 311 is arranged so as to face the bolster 312 with the workpiece 315 interposed therebetween.
  • the upper mold 313 is attached to the slide 311.
  • the motor 130 controls the position of the slide (press mechanism) 311 between the machining position P0 and the standby position P1.
  • the processing position P0 is a position when processing the object to be processed (metal) 315.
  • the power conversion device 10 includes a converter 100 and an inverter 103 as shown in FIG. 1, and controls the rotation of the motor 130 (and thus the position of the slide 311) by supplying a predetermined electric power to the motor 130.
  • the object to be machined (metal) 315 is machined into a predetermined shape based on the shapes of the upper die 313 and the lower die 314 when the position of the slide 311 is controlled to the machining position P0 via the motor 130.
  • torque control current control
  • FIG. 3B is a time chart showing an operation example of the metal processing apparatus of FIG. 3A.
  • the mechanical position (position of slide 311), motor rotation speed (and thus speed command value ⁇ * ), motor torque (and thus current command value I * ), voltage doubler start signal EN, and DC voltage Vo are controlled.
  • the state is shown.
  • the motor torque (I * ) is expressed positively in the direction in which the workpiece 315 is pressed. First, a part excluding the DC voltage Vo will be described.
  • the metal processing apparatus 310 operates in a processing mode in which the object to be processed (metal) 315 is pressed by the slide 311.
  • the mechanical position is the machining position P0.
  • the motor rotation speed ( ⁇ * ) is a low speed close to zero because the workpiece 315 is being pressurized.
  • the motor torque (I * ) is a large torque because the workpiece 315 is being pressurized.
  • the metal processing apparatus 310 operates in a transfer mode in which the slide 311 is transferred from the processing position P0 to the standby position P1.
  • the motor rotation speed (speed command value ⁇ * ) is controlled so as to increase from the time t2 when the machining of the machining object 315 is completed.
  • the motor 130 starts accelerating from time t2 toward the upper limit target speed determined by the speed command value ⁇ * , and reaches the upper limit target speed at time t3.
  • the motor 130 keeps rotating at the upper limit target speed during the period from time t3 to time t4.
  • the motor rotation speed ( ⁇ * ) is controlled to decrease in order to reach the standby position P1 in a state where the slide 311 is sufficiently decelerated (a state where the speed is substantially zero). Then, the slide 311 reaches the standby position P1 in a sufficiently decelerated state at time t5.
  • the motor torque (I * ) has a small negative value in the period from time t2 to time t4 because the torque required for transferring the slide 311 is sufficient. Further, the motor torque (I * ) becomes a positive value in the period from time t4 to time t5 as the motor rotation speed ( ⁇ * ) decelerates.
  • the metal processing apparatus 310 operates in the standby mode waiting for the next processing process.
  • the mechanical position keeps the standby position P1, and the motor rotation speed ( ⁇ * ) and the motor torque (I * ) are both zero.
  • a transfer mode for performing transfer in the direction opposite to the period T2 is provided after the standby mode T3.
  • the control state 301 when the power conversion device 10 of FIG. 1 is used and the control state 302 when the power conversion device as a comparative example is used are shown.
  • the voltage doubler start signal EN is at the negate level until time t1. Accordingly, the voltage doubler circuit 104 is in the stopped state.
  • the voltage doubler controller 107 asserts the voltage doubler start signal EN at time t1. Accordingly, the voltage doubler circuit 104 is activated. That is, the voltage doubler controller 107 starts outputting the switching signal Gsw to the voltage doubler circuit 104. After that, the machining mode is switched to the transfer mode at time t2. The voltage doubler controller 107 maintains the assert level of the voltage doubler start signal EN as it is in the transfer mode (period T2) and the subsequent standby mode (period T3). In response to this, the voltage doubler circuit 104 continues the boosting operation as it is even after the time t2.
  • the DC voltage Vo is the voltage value V1 for full-wave rectification because the voltage doubler circuit 104 is in the stopped state during the period up to the time t1 in the period T1.
  • the voltage doubler circuit 104 sets the DC voltage Vo in response to the assertion of the voltage doubler start signal EN, from the voltage value V1 of the full-wave rectification, and reserves higher than that.
  • the voltage value is boosted to V2.
  • the voltage doubler circuit 104 boosts the DC voltage Vo from the spare voltage value V2 to a voltage value V3 which is higher than the spare voltage value V2 and which is about twice the voltage value V1 after the time t2.
  • the voltage doubler circuit 104 supplies power in a transfer mode in which the motor torque (I * ) becomes small, as shown in FIG. 3B, under the demand for miniaturization of the power conversion device 10.
  • the voltage doubler circuit 104 is composed of, for example, an element having a smaller size than the inverter 103, and has a smaller power capacity than the inverter 103.
  • This steady value (voltage value V2) is determined based on the known power capacity of the voltage doubler circuit 104 and the power consumption of the motor 130 in the machining mode.
  • the voltage value V2 is a voltage value at which the charging current from the voltage doubler circuit 104 to the DC link unit 102 and the discharge current from the DC link unit 102 due to the power consumption of the motor 130 are balanced.
  • the start-up time calculator 203 of FIG. 2 can calculate the voltage value V2 by inputting the load power information 201 representing the power consumption of the motor 130 in the machining mode.
  • the start-up time calculator 203 is based on known capacitance values (that is, step-up time constants) of each capacitor (C1 and C2) constituting the DC link unit 102 and an effective charging current of the DC link unit 102. Therefore, the time required to boost the DC voltage Vo from the voltage value V1 to the voltage value V2 can be calculated.
  • the start-up time calculator 203 defines this calculated time as the period T12 in FIG. 3B. Further, the start time calculator 203 can obtain the time t2 in FIG. 3B from the load control information 202.
  • the time t2 is the time when the transfer of the slide (press mechanism) 311 from the machining position P0 to the standby position P1 is started.
  • the start-up time calculator 203 asserts the voltage doubler start-up signal EN at the time t1 in which the speed command value ⁇ * of the motor 130 rises from the predetermined value by the period T12 before the time t2. do.
  • the time t1 is too early, the operating period of the voltage doubler circuit 104 becomes longer by that amount, and unnecessary power loss may occur.
  • the time t1 is too late, the transition to the transfer mode is performed before the DC voltage Vo reaches the voltage value V2. In this case, the acceleration period of the motor 130 in the period T23 from the time t2 to the time t3 becomes long, and eventually the period T2 in the transfer mode becomes long.
  • the time t1 it is useful to set the time t1 so that the time when the DC voltage Vo reaches the voltage value V2 and the time t2 when the machining mode is switched to the transfer mode almost coincide with each other.
  • the motor torque (I * ) becomes small, so that the DC voltage Vo starts to rise again.
  • the DC voltage Vo is boosted from the voltage value V2 to the voltage value V3 which is about twice the voltage value V1 of the full-wave rectification.
  • the rotation speed of the motor 130 can be increased by the amount of boosting the DC voltage Vo.
  • the time t3 the DC voltage Vo becomes a steady state.
  • the power supply voltage of the inverter 103 changes during the processing mode period due to the boosting of the DC voltage Vo.
  • the stability of the control loop in the inverter controller 108 for example, the fluctuation of the current value from the current command value I * .
  • the inverter controller 108 as a servo amplifier is usually designed so that the response speed of the control loop is sufficiently high. Therefore, it is possible to sufficiently maintain the stability of the control loop (keep the current value at the current command value I * ).
  • the voltage doubler circuit 104 is started at least after the machining mode is completed, and as shown in the control state 302 of FIG. 3B, the time t2 at which the machining mode is switched to the transfer mode at the earliest. Will be started with. In this case, it takes time to boost the DC voltage Vo from the voltage value V1 to the voltage value V3 starting from the time t2, and the acceleration period of the motor 130 (and thus the period of the transfer mode T2) also depends on the boosting time. become longer.
  • the start-up time (time t1) of the voltage doubler circuit 104 is determined by using the start-up time calculator 203.
  • the time t1 may be fixedly set in advance for each type of the workpiece 315 by using a simulation or the like.
  • the load controller 109 of FIG. 1 may assert the voltage doubler start signal EN toward the voltage doubler controller 107 at a time t1 determined based on the simulation.
  • the spare voltage value V2 is set to a value passively determined by various conditions as described above.
  • a method may be used in which the spare voltage value V2 is actively determined by the control loop. For example, when the spare voltage value V2 passively determined is close to the voltage value V3 of the double voltage, the loss of the inverter 103 in the period T12 becomes large, and the stability of the control loop of the inverter controller 108 is ignored. It may be a level that cannot be achieved. In such a case, control may be performed to limit the upper limit of the spare voltage value V2.
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example around the power conversion device according to the second embodiment of the present invention.
  • the power conversion device 20 shown in FIG. 4 is different from the configuration example of FIG. 1 in the configuration and operation of the voltage doubler controller (converter controller) 107.
  • the current command value I * used in the inverter controller 108 is input to the voltage doubler controller 107 via the signal line 401.
  • the voltage doubler controller 107 determines the start time of the voltage doubler circuit 104 (that is, the time t1 in FIG. 3B) based on the change in the current command value I * .
  • the voltage doubler controller 107 and the inverter controller 108 in FIG. 4 typically, they are mounted on the same microcomputer or the like, or mounted on different microcomputers and the same wiring board. It may be mounted on the top.
  • the load controller 109 is often provided in a higher-level device located outside the housing constituting the power conversion device 20. Therefore, the signal line 401 of FIG. 4 can be made shorter than the signal line 113 of FIG. As a result, it becomes possible to reduce communication noise and facilitate mounting.
  • FIG. 5 is a schematic view showing a configuration example of a main part of the voltage doubler controller in FIG.
  • the voltage doubler controller 107 of FIG. 5 includes a start-up time calculator 203 and a switching signal calculator 205, as in the case of FIG. However, unlike the case of FIG. 2, the current command value I * is input to the start time calculator 203.
  • the start time calculator 203 compares the change pattern of the current command value I * acquired from the inverter controller 108 with the change pattern held in advance, so that the current time is within the period T1 of the machining mode. It is possible to estimate which time it is. Along with this, the start-up time calculator 203 can estimate the time t2 in FIG. 3B. Further, the start-up time calculator 203 can also calculate the period T12 in FIG. 3B based on the acquired current command value I * . As a result, the start-up time calculator 203 can calculate the time t1 in FIG. 3B.
  • the power conversion device 20 can determine the time to start the voltage doubler circuit 104 without obtaining special information (for example, the load control information 202 in FIG. 2) from the load controller 109 (for example, the host device). ..
  • FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration example of a main part around the power conversion device according to the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 6 shows a detailed circuit configuration example of the voltage doubler circuit 104 in the power conversion device 60, unlike FIG. 1 or FIG.
  • the voltage doubler circuit 104 includes a three-phase diode bridge 601, a half bridge 602, and an inductor L1.
  • the half bridge 602 includes two switching elements SW1 and SW2.
  • the three-phase diode bridge 601 full-wave rectifies the three-phase AC voltage (Vu, Vv, Vw) from the three-phase AC power supply 120 when the voltage doubler circuit 104 is activated.
  • the inductor L1 is connected between the common connection node Nc of the two DC link capacitors C1 and C2 and the switch node Nsw.
  • the switching element SW1 is connected between the positive electrode output node Np2 and the switch node Nsw of the three-phase diode bridge 601.
  • the switching element SW2 is connected between the negative electrode output node Nn2 of the three-phase diode bridge 601 and the switch node Nsw.
  • the switching elements SW1 and SW2 are configured by, for example, an IGBT, a MOSFET, a thyristor, or the like.
  • the voltage doubler controller (converter controller) 107 shown in FIG. 1 controls switching of the switching elements SW1 and SW2 with a plurality of switching signals Gsw with the activation of the voltage doubler circuit 104.
  • the voltage doubler controller 107 fixes both the switching elements SW1 and SW2 to off when the voltage doubler circuit 104 is stopped.
  • the operation of the voltage doubler circuit 104 will be described. First, it is assumed that the switching element SW1 is controlled to be on and the switching element SW2 is controlled to be off. In this case, the path of the three-phase AC power supply 120, the positive output node Np2 of the three-phase diode bridge 601, the switching element SW1, the inductor L1, the DC link capacitor C2, the negative negative output node Nn1 of the three-phase diode bridge 101, and the three-phase AC power supply 120. Charging current flows at. As a result, only the DC link capacitor C2 is charged.
  • the switching element SW2 is controlled to be on and the switching element SW1 is controlled to be off.
  • the path of the three-phase AC power supply 120, the positive output node Np1 of the three-phase diode bridge 101, the DC link capacitor C1, the inductor L1, the switching element SW2, the negative negative output node Nn2 of the three-phase diode bridge 601 and the three-phase AC power supply 120 Charging current flows at. As a result, only the DC link capacitor C1 is charged.
  • the DC link capacitors C1 and C2 can be charged alternately by alternately switching the on / off states of the switching elements SW1 and SW2. At this time, each of the DC link capacitors C1 and C2 is charged to the full-wave rectified voltage. As a result, the DC voltage Vo becomes a double voltage that is about twice the full-wave rectified voltage.
  • the inductor L1 is provided to suppress the inrush current to each capacitor (C1 and C2) that may occur in the period from the activation of the voltage doubler circuit 104 to the completion of the boosting of the DC voltage Vo.
  • each switching element SW1 and SW2 in the voltage doubler circuit 104 is configured with an element size smaller than that of the switching element SW in the inverter 103.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of an operation verification result when the power conversion device of FIG. 6 is applied to the metal processing device of FIG. 3A.
  • FIG. 7 shows the results of simulating the inductor current IL flowing through the inductor L1 and the DC voltage Vo for the period from around time t1 to around time t3 in FIG. 3B.
  • the inductor current IL is zero and the DC voltage Vo is the full-wave rectified voltage (voltage value V1).
  • the inductor current IL changes to a high frequency by the soft start control immediately after the start.
  • the inductor current IL alternately switches between positive current and negative current at predetermined periods.
  • This predetermined period is determined based on, for example, switching between the maximum voltage phase and the minimum voltage phase in the three-phase AC voltage (Vu, Vv, Vw), and is a period for an electric angle of 60 ° of the AC phase.
  • the timing at which the maximum voltage phase or the minimum voltage phase is switched is detected using the AC voltage sensor 105 of FIG.
  • the on-side switching element (SW1 or SW1 or SW2) is intermittently controlled to be ON.
  • the switching element on the on side is switched controlled at a high switching frequency.
  • Such control is called soft start control. That is, since a large inrush current (that is, overcurrent) can flow in the DC link capacitors C1 and C2 during the boosting period, the voltage doubler controller 107 prevents this overcurrent by using soft start control.
  • the DC voltage Vo starts to rise at time t1 and reaches a steady state at the spare voltage value V2.
  • the switching from the machining mode to the transfer mode occurs, and the required motor current becomes smaller, so that the DC voltage Vo starts to rise again.
  • the inductor current IL hardly changes around the time t2.
  • the DC voltage Vo reaches a double voltage (voltage value V3).
  • the voltage of the three-phase AC power supply 120 and the voltage of the DC link capacitors C1 and C2 compete with each other, so that the inductor current IL becomes smaller than the limit range (ILmin to ILmax).
  • the switching elements SW1 and SW2 are stabilized in a state of switching control every period of the electric angle of 60 °. In other words, it becomes stable at a switching frequency that is three times the frequency of the three-phase AC power supply 120.
  • the present invention is not limited to the above embodiment and can be variously modified without departing from the gist thereof.
  • the above-described embodiments have been described in detail in order to explain the present invention in an easy-to-understand manner, and are not necessarily limited to those having all the described configurations.
  • it is possible to replace a part of the configuration of one embodiment with the configuration of another embodiment and it is also possible to add the configuration of another embodiment to the configuration of one embodiment. ..
  • the power conversion device to a metal processing device
  • the application is not limited to this, and the full-wave rectification mode and the voltage doubler rectification mode are appropriately switched according to the switching of the rotation speed of the motor. It can be similarly applied to various devices (systems) that operate in the same way.

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Abstract

モータの加速に要する時間を短縮可能な電力変換装置、および当該電力変換装置を含む金属加工装置を提供する。そこで、電力変換装置１０は、外部からの交流電圧を直流電圧Ｖｏに変換するコンバータ１００と、コンバータ１００を制御するコンバータ制御器１０７とを有する。コンバータ１００は、起動された際に直流電圧Ｖｏを昇圧する倍電圧回路１０４を有し、倍電圧回路１０４の起動・停止に応じて電圧値が異なる直流電圧Ｖｏを出力する。コンバータ制御器１０７は、モータ１３０の速度指令値ω＊が所定の値から上昇する第２の時刻よりも所定期間だけ前となる第１の時刻で、倍電圧回路１０４を起動する。

Description

電力変換装置および金属加工装置
　本発明は、電力変換装置および金属加工装置に関し、例えば、倍電圧整流回路を含む電力変換装置、および当該電力変換装置を含む金属加工装置に関する。
　特許文献１に記載のインバータ装置は、モータの負荷状態によって全波整流モードと倍電圧整流モードとを切り替え可能な倍電圧回路を有している。倍電圧回路からの直流電圧は、全波整流モードでは全波整流電圧（１倍）となり、倍電圧整流モードでは倍電圧（２倍）となる。これに伴い、倍電圧整流モードでは全波整流モードと比較して、倍電圧回路からの直流電圧で動作するインバータの出力電圧も２倍にできる。
　また、特許文献１では、全波整流モードから倍電圧整流モードに切り替える動作に着目している。冷凍機などの負荷機械からのモータ加速指令を制御回路が受け取ると、倍電圧回路は、倍電圧整流モードを用いて直流電圧を昇圧する。モータは、直流電圧の昇圧が完了すると加速を開始し、所望の回転数まで加速する。これにより、冷蔵庫内の急冷が必要な際にモータ回転数を高め、冷却性能を向上することができる。
特開２００２－６４９９２号公報
　直流電力を三相交流電力へ変換する電力変換装置は、モータの可変速制御を目的として広く使用されている。これらの電力変換装置では、商用電源（三相２００Ｖ等）を整流回路によって直流電力に変換し、後段のインバータで任意の電圧や周波数をもつ交流電力を出力することが一般的である。電力変換装置に設けられる整流回路は、三相交流電圧を全波整流することが多く、整流回路からの直流電圧は、入力される各線間電圧の実効値のおよそ√２倍となる。
　一般的に、電力変換装置の出力電圧は、インバータに供給される直流電圧によってその上限が決まり、それ以上の電圧を出力することはできなかった。一方、一般的なモータは、回転速度が上昇すると誘起電圧が高くなる。このため、モータを高速回転させるためには、インバータは、より高い電圧を出力する必要がある。例えば、モータの負荷がプレス加工機などの加工機械の場合は、生産性向上に向けたタクトタイムの縮減が要求される。そのためには、モータを高速回転および高加速度で駆動する仕組みが求められる。
　このようなモータの高速回転の課題に対して、特許文献１に示されるように、倍電圧回路を用いて直流電圧を昇圧する方式が知られている。しかしながら、特許文献１に記載された方式では、モータ加速指令を受けてから直流電圧の昇圧を開始するため、昇圧および加速に伴う過渡時間が長くなる。その結果、例えば、メカを急速に下降させて加工対象物を加圧させたのち、メカを急速に上昇させるといった動作を行う加工機械用サーボモータに当該方式を適用した場合、高加速度な動作を実現することが困難となり得る。すなわち、モータの加速に時間がかかり、加工機械のタクトタイム縮減が困難となる恐れがあった。
　本発明は、このようなことに鑑みてなされたものであり、その目的の一つは、モータの加速に要する時間を短縮可能な電力変換装置、および当該電力変換装置を含む金属加工装置を提供することにある。
　本発明の前記並びにその他の目的と新規な特徴は、本明細書の記述及び添付図面から明らかになるであろう。
　本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態の概要を簡単に説明すれば、次のとおりである。
　本発明の代表的な実施の形態による電力変換装置は、外部からの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、コンバータを制御するコンバータ制御器とを有し、モータへ電力を供給する。コンバータは、起動された際に直流電圧を昇圧する倍電圧回路を有し、倍電圧回路の起動・停止に応じて電圧値が異なる直流電圧を出力する。コンバータ制御器は、モータの速度指令値が所定の値から上昇する第２の時刻よりも所定期間だけ前となる第１の時刻で、倍電圧回路を起動する。
　本願において開示される発明のうち、代表的な実施の形態によって得られる効果を簡単に説明すると、モータの加速に要する時間を短縮することが可能になる。
本発明の実施の形態１による電力変換装置周りの構成例を示す回路図である。 図１における倍電圧制御器の主要部の構成例を示す概略図である。 本発明の実施の形態１による金属加工装置の構成例を示す概略図である。 図３Ａの金属加工装置の動作例を示すタイムチャートである。 本発明の実施の形態２による電力変換装置周りの構成例を示す回路図である。 図４における倍電圧制御器の主要部の構成例を示す概略図である。 本発明の実施の形態３による電力変換装置周りの主要部の構成例を示す回路図である。 図６の電力変換装置を図３Ａの金属加工装置に適用した場合の動作検証結果の一例を示す図である。
　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、実施の形態を説明するための全図において、同一の部材には原則として同一の符号を付し、その繰り返しの説明は省略する。
　（実施の形態１）
　《電力変換装置の構成》
　図１は、本発明の実施の形態１による電力変換装置周りの構成例を示す回路図である。図１に示す電力変換装置１０は、モータ１３０へ電力を供給する装置である。モータ１３０は、例えば、三相サーボモータであり、図示しないモータ負荷（例えばプレス機構等）の位置、速度等を制御する。当該電力変換装置１０は、コンバータ１００と、インバータ１０３と、交流電圧センサ１０５と、直流電圧センサ１０６と、倍電圧制御器（コンバータ制御器）１０７と、インバータ制御器１０８と、を備える。
　また、例えば、電力変換装置１０の外部には、負荷制御器１０９が設けられる。負荷制御器１０９は、モータ負荷（例えばプレス機構等）のシーケンスを制御するものである。負荷制御器１０９は、各シーケンスに応じたモータ１３０の各種駆動条件を定める。これに伴い、負荷制御器１０９は、モータ１３０の回転速度、トルク（電流）等の時系列な変化のさせ方を認識している。
　コンバータ１００は、外部の三相交流電源１２０からの三相交流電力を受電し、三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を直流電圧Ｖｏに変換する。具体的には、コンバータ１００は、三相ダイオードブリッジ１０１と、ＤＣリンク部１０２と、倍電圧回路１０４とを備える。三相ダイオードブリッジ１０１は、三相交流電源１２０からの三相交流電力を全波整流し、ＤＣリンク部１０２で直流電圧Ｖｏに変換する。ＤＣリンク部１０２は、三相ダイオードブリッジ１０１の正極出力ノードＮｐ１と負極出力ノードＮｎ１との間に直列接続される２個のＤＣリンクコンデンサＣ１，Ｃ２を備える。
　倍電圧回路１０４は、この例では、三相交流電源１２０からの三相交流電力を受電し、起動された際に、ＤＣリンクコンデンサＣ１，Ｃ２の共通接続ノードを介して直流電圧Ｖｏを所定の電圧に昇圧する。詳細には、倍電圧回路１０４は、ＤＣリンクコンデンサＣ１，Ｃ２を交互に充電することで、直流電圧Ｖｏを約２倍の倍電圧に昇圧する。これに伴い、コンバータ１００は、倍電圧回路１０４の起動・停止（言い換えれば倍電圧整流モードか全波整流モードか）に応じて電圧値が異なる直流電圧Ｖｏを出力する。直流電圧Ｖｏは、全波整流モードでは全波整流電圧となり、倍電圧整流モードでは倍電圧となる。
　交流電圧センサ１０５は、三相交流電源１２０の各相の電圧値（Ｖｕ’，Ｖｖ’，Ｖｗ’）を検出する。直流電圧センサ１０６は、直流電圧の電圧値（Ｖｏ’）を検出する。交流電圧センサ１０５の検出結果および直流電圧センサ１０６の検出結果は、それぞれ、信号線１１０，１１２を介して倍電圧制御器（コンバータ制御器）１０７へ入力される。倍電圧制御器１０７は、これらの検出結果に基づいて、倍電圧回路１０４内のスイッチング素子（図示せず）を、信号線１１１を介してスイッチング信号Ｇｓｗでスイッチング制御する。
　さらに、倍電圧制御器１０７には、負荷制御器１０９から信号線１１３を介して負荷情報（モータ情報）ＬＤＩが入力される。詳細は後述するが、負荷情報ＬＤＩには、例えば、負荷電力情報と負荷制御情報とが含まれる。倍電圧制御器１０７は、この負荷情報ＬＤＩに基づいて倍電圧回路１０４の起動時刻を定める。そして、倍電圧制御器１０７は、この起動時刻から倍電圧回路１０４のスイッチング制御を開始する。
　インバータ１０３は、この例では、６個のスイッチング素子ＳＷを含む三相インバータで構成される。インバータ１０３は、コンバータ１００からの直流電圧Ｖｏを交流電圧（三相交流電圧）に変換してモータ１３０へ出力する。スイッチング素子ＳＷは、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、またはＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、あるいはサイリスタ等によって構成される。また、インバータ１０３は、図示しない電流センサを含み、電流センサを用いて各相の電流値（Ｉｕ’，Ｉｖ’，Ｉｗ’）を検出する。この電流センサの検出結果は、信号線１１５を介してインバータ制御器１０８へ入力される。
　さらに、インバータ制御器１０８には、負荷制御器１０９からの速度指令値ω＊やトルク指令値（電流指令値）Ｉ＊等が信号線１１４を介して入力される。インバータ制御器１０８は、モータ１３０の回転速度が速度指令値ω＊に近づくようにＰＩ制御（比例・積分制御）等を行う。または、インバータ制御器１０８は、モータ１３０の電流値（検出された電流値（Ｉｕ’，Ｉｖ’，Ｉｗ’））が電流指令値Ｉ＊に近づくようにＰＩ制御等を行う。
　そして、インバータ制御器１０８は、このようなＰＩ制御等によってＰＷＭ信号のデューティ比を定め、所定の通電方式（例えば１８０°通電方式等）を反映して各相のＰＷＭ信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗを生成する。インバータ制御器１０８は、このＰＷＭ信号ＰＷＭｕ，ＰＷＭｖ，ＰＷＭｗによってインバータ１０３内の各スイッチング素子ＳＷをスイッチング制御する。
　図１において、倍電圧制御器１０７およびインバータ制御器１０８は、代表的には、単数または複数のマイクロコントローラ（マイコン）等で構成される。各信号線１１０～１１６は、有線に限らず無線であってもよい。そして、これらは、コンバータ１００やインバータ１０３等を構成する各部品と共に、単数または複数の配線基板上に実装され、電力変換装置１０を構成する筐体内に搭載される。また、負荷制御器１０９は、代表的には、電力変換装置１０外部の上位装置に搭載される。
　なお、実装方式に関しては、勿論、このような方式に限らず、適宜変更することが可能である。例えば、倍電圧制御器１０７およびインバータ制御器１０８は、一部または全てがＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）やＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）等で構成されてもよい。すなわち、各制御器は、ソフトウェア、またはハードウェア、あるいは、その組み合わせで適宜構成されればよい。
　また、ここでは、コンバータ１００およびインバータ１０３共に三相（ｕ相、ｖ相、ｗ相）構成を用いたが、二相以上の構成であればよい。さらに、ここでは、インバータ１０３を用いた三相交流電力でモータ１３０を駆動したが、場合によっては、モータ１３０を直流電圧Ｖｏで駆動するような構成であってもよい。
　図２は、図１における倍電圧制御器の主要部の構成例を示す概略図である。図２の倍電圧制御器１０７は、起動時刻演算器２０３と、スイッチング信号演算器２０５とを備える。起動時刻演算器２０３には、負荷情報（モータ情報）ＬＤＩである負荷電力情報２０１および負荷制御情報２０２が入力される。負荷制御情報２０２は、モータ１３０の速度指令値ω＊を所定の値からどの時刻で上昇させるかの時刻情報を含む。言い換えれば、倍電圧回路１０４の起動が必要となる時刻情報を含む。負荷電力情報２０１は、モータ１３０の消費電力を表す。
　起動時刻演算器２０３は、このような負荷情報ＬＤＩに基づいて、モータ１３０の速度指令値が所定の値から上昇する時刻よりも所定期間だけ前の時刻を、起動時刻として定める。起動時刻演算器２０３は、この起動時刻で、倍電圧起動信号ＥＮをアサートする。スイッチング信号演算器２０５は、倍電圧起動信号ＥＮのアサートに応じて、スイッチング信号Ｇｓｗの生成を開始し、このスイッチング信号Ｇｓｗで倍電圧回路１０４内のスイッチング素子（図示せず）をスイッチング制御する。
　なお、起動時刻演算器２０３は、例えば、マイコン内のＣＰＵ（Central Processing Unit）を用いたプログラム処理等で実装される。スイッチング信号演算器２０５は、例えば、マイコン内のカウンタ等を用いて実装される。
　《金属加工装置への適用例》
　図３Ａは、本発明の実施の形態１による金属加工装置の構成例を示す概略図である。図３Ａの金属加工装置３１０は、プレス装置であり、スライド（プレス機構）３１１によって加工対象物３１５である金属を加工するものである。当該金属加工装置３１０は、スライド３１１と、ボルスタ３１２と、モータ（サーボモータ）１３０と、電力変換装置１０とを備える。ボルスタ３１２には、下型３１４が取り付けられ、下型３１４を介して加工対象物３１５が設置される。スライド３１１は、加工対象物３１５を挟んでボルスタ３１２と対向するように配置される。スライド３１１には、上型３１３が取り付けられる。
　モータ１３０は、スライド（プレス機構）３１１の位置を、加工位置Ｐ０と待機位置Ｐ１との間で制御する。加工位置Ｐ０は、加工対象物（金属）３１５を加工する際の位置である。電力変換装置１０は、図１に示したようなコンバータ１００およびインバータ１０３を含み、モータ１３０に所定の電力を供給することでモータ１３０の回転（ひいてはスライド３１１の位置）を制御する。加工対象物（金属）３１５は、スライド３１１の位置がモータ１３０を介して加工位置Ｐ０に制御された際に、上型３１３および下型３１４の形状に基づいて所定の形状に加工される。この加工の際には、適宜、モータ１３０のトルク制御（電流制御）が行われる。
　図３Ｂは、図３Ａの金属加工装置の動作例を示すタイムチャートである。図３Ｂには、メカ位置（スライド３１１の位置）、モータ回転速度（ひいては速度指令値ω＊）、モータトルク（ひいては電流指令値Ｉ＊）、倍電圧起動信号ＥＮ、および直流電圧Ｖｏの各制御状態が示される。モータトルク（Ｉ＊）については、加工対象物３１５を加圧する方向を正にとって表現している。まず、直流電圧Ｖｏを除く箇所に関して説明する。
　時刻ｔ２までの期間Ｔ１において、金属加工装置３１０は、加工対象物（金属）３１５をスライド３１１で加圧する加工モードで動作する。期間Ｔ１において、メカ位置は、加工位置Ｐ０である。モータ回転速度（ω＊）は、加工対象物３１５を加圧している状態であるため、ゼロに近い低速となる。一方、モータトルク（Ｉ＊）は、加工対象物３１５を加圧している状態であるため、大トルクとなる。
　時刻ｔ２から時刻ｔ５までの期間Ｔ２において、金属加工装置３１０は、スライド３１１を加工位置Ｐ０から待機位置Ｐ１へ移送する移送モードで動作する。加工対象物３１５の加工が終了すると、スライド３１１を早期に待機位置Ｐ１へ戻すことが望まれる。そこで、モータ回転速度（速度指令値ω＊）は、加工対象物３１５の加工が終了した時刻ｔ２から上昇するように制御される。これに応じて、モータ１３０は、速度指令値ω＊によって定められる上限目標速度に向けて時刻ｔ２から加速を開始し、時刻ｔ３で上限目標速度に到達する。モータ１３０は、時刻ｔ３から時刻ｔ４までの期間では、当該上限目標速度での回転状態を保つ。
　時刻ｔ４では、スライド３１１を十分に減速させた状態（速度が略ゼロの状態）で待機位置Ｐ１に到達させるため、モータ回転速度（ω＊）は、下降するように制御される。そして、スライド３１１は、時刻ｔ５において、十分に減速した状態で待機位置Ｐ１に到達する。モータトルク（Ｉ＊）は、時刻ｔ２から時刻ｔ４までの期間では、スライド３１１の移送に要するトルクで足りるため、小さい負値となる。また、モータトルク（Ｉ＊）は、時刻ｔ４から時刻ｔ５までの期間では、モータ回転速度（ω＊）の減速に伴い、正値となる。
　時刻ｔ５以降の期間Ｔ３において、金属加工装置３１０は、次の加工処理を待つ待機モードで動作する。期間Ｔ３において、メカ位置は、待機位置Ｐ１を保ち、モータ回転速度（ω＊）およびモータトルク（Ｉ＊）は共にゼロである。なお、図示は省略されているが、待機モードＴ３の後には、期間Ｔ２とは逆方向の移送を行う移送モードが設けられる。
　次に、直流電圧Ｖｏに関して説明する。図３Ｂの直流電圧Ｖｏに関しては、図１の電力変換装置１０を用いた場合の制御状態３０１と、比較例となる電力変換装置を用いた場合の制御状態３０２とが示される。加工モードの期間Ｔ１において、倍電圧起動信号ＥＮは、時刻ｔ１まではネゲートレベルである。これに応じて、倍電圧回路１０４は、停止状態である。
　一方、倍電圧制御器１０７は、時刻ｔ１で倍電圧起動信号ＥＮをアサートする。これに応じて、倍電圧回路１０４は、起動される。すなわち、倍電圧制御器１０７は、倍電圧回路１０４へのスイッチング信号Ｇｓｗの出力を開始する。その後、時刻ｔ２で加工モードから移送モードに切り替わる。倍電圧制御器１０７は、移送モード（期間Ｔ２）およびその後の待機モード（期間Ｔ３）において、倍電圧起動信号ＥＮのアサートレベルをそのまま維持する。これに応じて、倍電圧回路１０４は、時刻ｔ２以降も、昇圧動作をそのまま継続する。
　直流電圧Ｖｏは、期間Ｔ１における時刻ｔ１までの期間では、倍電圧回路１０４が停止状態であるため、全波整流の電圧値Ｖ１となる。その後、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間Ｔ１２において、倍電圧回路１０４は、倍電圧起動信号ＥＮのアサートに応じて、直流電圧Ｖｏを、全波整流の電圧値Ｖ１から、それよりも高い予備の電圧値Ｖ２に昇圧する。さらに、倍電圧回路１０４は、時刻ｔ２以降では、直流電圧Ｖｏを、予備の電圧値Ｖ２から、それよりも高く、電圧値Ｖ１の約２倍となる電圧値Ｖ３に昇圧する。
　ここで、倍電圧回路１０４は、電力変換装置１０の小型化の要求のもとで、図３Ｂに示されるように、モータトルク（Ｉ＊）が小さくなる移送モードで電力供給を行うことを前提に設計される。このため、倍電圧回路１０４は、例えば、インバータ１０３と比較してサイズが小さい素子で構成され、インバータ１０３と比較して電力容量が小さくなる。その結果、加工モードの期間Ｔ１に含まれる期間Ｔ１２において、倍電圧回路１０４を起動させると、直流電圧Ｖｏは、倍電圧の電圧値Ｖ３には到達できず、電圧値Ｖ１と電圧値Ｖ３の間の電圧値Ｖ２で定常値に達する。
　この定常値（電圧値Ｖ２）は、既知となる倍電圧回路１０４の電力容量と、加工モード時のモータ１３０の消費電力とに基づいて定まる。具体的には、電圧値Ｖ２は、倍電圧回路１０４からのＤＣリンク部１０２への充電電流と、モータ１３０の消費電力に伴うＤＣリンク部１０２からの放電電流とがバランスする際の電圧値となる。したがって、図２の起動時刻演算器２０３は、加工モード時のモータ１３０の消費電力を表す負荷電力情報２０１が入力されることで電圧値Ｖ２を算出できる。
　また、起動時刻演算器２０３は、ＤＣリンク部１０２を構成する各コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）の既知の容量値等（すなわち昇圧時定数）と、ＤＣリンク部１０２の実効的な充電電流とに基づいて、直流電圧Ｖｏを電圧値Ｖ１から電圧値Ｖ２に昇圧するのに要する時間を算出できる。起動時刻演算器２０３は、この算出した時間を図３Ｂの期間Ｔ１２として定める。また、起動時刻演算器２０３は、負荷制御情報２０２によって図３Ｂの時刻ｔ２を得ることができる。時刻ｔ２は、スライド（プレス機構）３１１の加工位置Ｐ０から待機位置Ｐ１への移送を開始する時刻である。
　これらの情報に基づいて、起動時刻演算器２０３は、モータ１３０の速度指令値ω＊が所定の値から上昇する時刻ｔ２よりも期間Ｔ１２だけ前となる時刻ｔ１で、倍電圧起動信号ＥＮをアサートする。ここで、時刻ｔ１が早すぎると、その分だけ倍電圧回路１０４の動作期間が長くなり、無駄な電力損失が生じ得る。一方、時刻ｔ１が遅すぎると、直流電圧Ｖｏが電圧値Ｖ２に到達する前に移送モードへの移行が行われる。この場合、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの期間Ｔ２３におけるモータ１３０の加速期間が長くなり、ひいては、移送モードの期間Ｔ２が長くなる。
　そこで、図３Ｂのように、直流電圧Ｖｏが電圧値Ｖ２に到達する時刻と、加工モードから移送モードに切り替わる時刻ｔ２とがほぼ一致するように時刻ｔ１を定めることが有益となる。その後、時刻ｔ２で加工モードから移送モードに切り替わると、モータトルク（Ｉ＊）が小さくなるため、直流電圧Ｖｏは、再び上昇し始める。そして、期間Ｔ２３において、直流電圧Ｖｏは、電圧値Ｖ２から、全波整流の電圧値Ｖ１の約２倍の電圧値Ｖ３まで昇圧される。この際には、この直流電圧Ｖｏを昇圧した分だけ、モータ１３０の回転速度を上昇させることが可能になる。時刻ｔ３以降、直流電圧Ｖｏは、定常状態となる。
　なお、図３Ｂの期間Ｔ１２では、直流電圧Ｖｏの昇圧によって、加工モードの期間でインバータ１０３の電源電圧が変化することになる。この場合、インバータ制御器１０８における制御ループの安定性（例えば、電流値の電流指令値Ｉ＊からの変動等）が懸念される。ただし、特に、金属加工装置等のようなサーボ機構では、サーボアンプとなるインバータ制御器１０８は、通常、制御ループの応答速度が十分に速くなるように設計される。このため、制御ループの安定性を十分に保つ（電流値を電流指令値Ｉ＊に保つ）ことが可能である。
　また、比較例となる電力変換装置では、倍電圧回路１０４は、少なくとも加工モードが完了した後に起動され、図３Ｂの制御状態３０２に示されるように、早くとも加工モードから移送モードに切り替わる時刻ｔ２で起動されることになる。この場合、時刻ｔ２を起点として、直流電圧Ｖｏを電圧値Ｖ１から電圧値Ｖ３に昇圧するのに時間を要し、この昇圧時間に応じてモータ１３０の加速期間（ひいては移送モードＴ２の期間）も長くなる。
　《実施の形態１の主要な効果》
　以上、実施の形態１の方式を用いることで、代表的には、モータ１３０の加速に要する時間（すなわち図３Ｂの期間Ｔ２３）を短縮することが可能になる。その結果、金属加工装置３１０のタクトタイムを縮減できる。さらに、倍電圧回路１０４の電力容量を上げることなく、このような効果が得られる。倍電圧回路１０４の電力容量を上げないことで、電力変換装置１０の小型化が可能になる。
　なお、図２の例では、起動時刻演算器２０３を用いて倍電圧回路１０４の起動時刻（時刻ｔ１）を定めた。ただし、通常、加工対象物３１５の種類が同じであれば、時刻ｔ１も不変である。このため、時刻ｔ１を、加工対象物３１５の種類毎に予めシミュレーション等を用いて固定的に定めてもよい。この場合、例えば、図１の負荷制御器１０９が、シミュレーションに基づいて定められる時刻ｔ１で、倍電圧制御器１０７に向けた倍電圧起動信号ＥＮをアサートしてもよい。
　また、図３Ｂの例では、予備の電圧値Ｖ２は、前述したような各種条件によって受動的に定まる値とした。ただし、予備の電圧値Ｖ２を制御ループによって能動的に定める方式を用いてもよい。例えば、受動的に定まる予備の電圧値Ｖ２が、倍電圧の電圧値Ｖ３に近いような場合、期間Ｔ１２におけるインバータ１０３の損失が大きくなり、また、インバータ制御器１０８の制御ループの安定性が無視できないレベルとなる可能性がある。このような場合、予備の電圧値Ｖ２の上限値を制限するような制御を行ってもよい。
　（実施の形態２）
　《電力変換装置の構成および動作》
　図４は、本発明の実施の形態２による電力変換装置周りの構成例を示す回路図である。図４に示す電力変換装置２０は、図１の構成例と比較して、倍電圧制御器（コンバータ制御器）１０７の構成および動作が異なっている。倍電圧制御器１０７には、図１の場合と異なり、インバータ制御器１０８で用いる電流指令値Ｉ＊が信号線４０１を介して入力される。倍電圧制御器１０７は、当該電流指令値Ｉ＊の変化に基づいて、倍電圧回路１０４の起動時刻（すなわち図３Ｂの時刻ｔ１）を定める。
　ここで、図４における倍電圧制御器１０７およびインバータ制御器１０８の実装形態として、代表的には、同一のマイコン等に実装される場合や、異なるマイコン等に実装された上で同一の配線基板上に搭載される場合等が考えられる。一方、負荷制御器１０９は、前述したように、電力変換装置２０を構成する筐体の外部に位置する上位装置に設けられる場合が多い。このため、図４の信号線４０１を、図１の信号線１１３よりも短くすることができる。その結果、通信ノイズの低減や、実装の容易化等が実現可能になる。
　図５は、図４における倍電圧制御器の主要部の構成例を示す概略図である。図５の倍電圧制御器１０７は、図２の場合と同様に、起動時刻演算器２０３およびスイッチング信号演算器２０５を備える。ただし、起動時刻演算器２０３には、図２の場合と異なり、電流指令値Ｉ＊が入力される。
　ここで、図３Ａに示したような金属加工装置３１０において、加工モードの際には、トルク（すなわち電流指令値Ｉ＊）を逐次変化させながら所望の加工を行う方式が一般的である。このため、起動時刻演算器２０３は、インバータ制御器１０８から取得した電流指令値Ｉ＊の変化パターンと、予め保持している変化パターンとを比較することで、現時刻が加工モードの期間Ｔ１内のどの時刻であるかを推定できる。これに伴い、起動時刻演算器２０３は、図３Ｂの時刻ｔ２を推定できる。また、起動時刻演算器２０３は、取得した電流指令値Ｉ＊に基づいて、図３Ｂの期間Ｔ１２も算出できる。これにより、起動時刻演算器２０３は、図３Ｂの時刻ｔ１を算出することが可能である。
　《実施の形態２の主要な効果》
　以上、実施の形態２の方式を用いることでも、実施の形態１の場合と同様の効果が得られる。さらに、電力変換装置２０は、負荷制御器１０９（例えば上位装置）からの特殊な情報（例えば図２の負荷制御情報２０２）を得ることなく、倍電圧回路１０４を起動する時刻を定めることができる。
　（実施の形態３）
　《電力変換装置の構成および動作》
　図６は、本発明の実施の形態３による電力変換装置周りの主要部の構成例を示す回路図である。図６では、図１または図３と異なり、電力変換装置６０内の倍電圧回路１０４の詳細な回路構成例が示される。倍電圧回路１０４は、三相ダイオードブリッジ６０１と、ハーフブリッジ６０２と、インダクタＬ１とを備える。ハーフブリッジ６０２は、２個のスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を備える。三相ダイオードブリッジ６０１は、倍電圧回路１０４が起動された際に、三相交流電源１２０からの三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）を全波整流する。
　インダクタＬ１は、２個のＤＣリンクコンデンサＣ１，Ｃ２の共通接続ノードＮｃと、スイッチノードＮｓｗとの間に接続される。スイッチング素子ＳＷ１は、三相ダイオードブリッジ６０１の正極出力ノードＮｐ２とスイッチノードＮｓｗとの間に接続される。スイッチング素子ＳＷ２は、三相ダイオードブリッジ６０１の負極出力ノードＮｎ２とスイッチノードＮｓｗとの間に接続される。スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、例えば、ＩＧＢＴ、またはＭＯＳＦＥＴ、あるいはサイリスタ等によって構成される。
　図１に示した倍電圧制御器（コンバータ制御器）１０７は、倍電圧回路１０４の起動に伴い、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を複数のスイッチング信号Ｇｓｗでスイッチング制御する。一方、倍電圧制御器１０７は、倍電圧回路１０４を停止状態にする場合、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２を共にオフに固定する。
　倍電圧回路１０４の動作について説明する。まず、スイッチング素子ＳＷ１がオン、スイッチング素子ＳＷ２がオフに制御された場合を想定する。この場合、三相交流電源１２０、三相ダイオードブリッジ６０１の正極出力ノードＮｐ２、スイッチング素子ＳＷ１、インダクタＬ１、ＤＣリンクコンデンサＣ２、三相ダイオードブリッジ１０１の負極出力ノードＮｎ１、三相交流電源１２０の経路で充電電流が流れる。その結果、ＤＣリンクコンデンサＣ２のみが充電される。
　次に、スイッチング素子ＳＷ２がオン、スイッチング素子ＳＷ１がオフに制御された場合を想定する。この場合、三相交流電源１２０、三相ダイオードブリッジ１０１の正極出力ノードＮｐ１、ＤＣリンクコンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ２、三相ダイオードブリッジ６０１の負極出力ノードＮｎ２、三相交流電源１２０の経路で充電電流が流れる。その結果、ＤＣリンクコンデンサＣ１のみが充電される。
　そこで、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２のオン・オフ状態を交互に切り替えることで、ＤＣリンクコンデンサＣ１，Ｃ２を交互に充電することができる。この際に、ＤＣリンクコンデンサＣ１，Ｃ２のそれぞれは、全波整流電圧まで充電される。その結果、直流電圧Ｖｏは、全波整流電圧の約２倍の倍電圧となる。なお、インダクタＬ１は、倍電圧回路１０４が起動されたのち、直流電圧Ｖｏの昇圧が完了するまでの期間で生じ得る各コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）への突入電流を抑制するために設けられる。
　また、２個の三相ダイオードブリッジ１０１，６０１は、三相交流電源１２０から見て、並列に接続される。このため、例えば、図３Ｂの期間Ｔ１２において、インバータ１０３で必要される大電力は、大部分が三相ダイオードブリッジ１０１によって供給され、倍電圧回路１０４によって供給される必要性は殆どない。すなわち、倍電圧回路１０４は、インバータ１０３よりも小さい電力を出力した状態で、直流電圧Ｖｏを昇圧することができる。その結果、インバータ１０３よりも電力容量が小さく、低コストで小型な倍電圧回路１０４を用いることが可能になる。具体的には、例えば、倍電圧回路１０４内の各スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２は、インバータ１０３内のスイッチング素子ＳＷよりも小さい素子サイズで構成される。
　図７は、図６の電力変換装置を図３Ａの金属加工装置に適用した場合の動作検証結果の一例を示す図である。図７には、図３Ｂにおける時刻ｔ１前後から時刻ｔ３前後までの期間を対象に、インダクタＬ１に流れるインダクタ電流ＩＬと、直流電圧Ｖｏとをシミュレーションした結果が示される。図７の時刻ｔ１までの期間では、倍電圧回路１０４が停止状態であるため、インダクタ電流ＩＬはゼロであり、直流電圧Ｖｏは全波整流電圧（電圧値Ｖ１）である。時刻ｔ１で倍電圧回路１０４が起動されたのち、インダクタ電流ＩＬは、起動直後のソフトスタート制御によって高周波状に変化する。
　具体的には、まず、前述したようなスイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の制御に応じて、インダクタ電流ＩＬは、予め定めた期間毎に、正電流と負電流とが交互に切り替わる。この予め定めた期間は、例えば、三相交流電圧（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）における最大電圧相または最小電圧相の切り替わりに基づいて定められ、当該交流位相の電気角６０°分の期間である。最大電圧相または最小電圧相が切り替わるタイミングは、図１の交流電圧センサ１０５を用いて検出される。
　そして、図１の倍電圧制御器１０７は、インダクタ電流ＩＬが予め定めた制限範囲（ＩＬｍｉｎ～ＩＬｍａｘ）を超えないように、電気角６０°分の期間内で、オン側のスイッチング素子（ＳＷ１またはＳＷ２）を間欠的にオンに制御する。言い換えれば、オン側のスイッチング素子は、高いスイッチング周波数でスイッチング制御される。このような制御は、ソフトスタート制御と呼ばれる。すなわち、昇圧を行っている期間では、ＤＣリンクコンデンサＣ１，Ｃ２に大きな突入電流（すなわち過電流）が流れ得るため、倍電圧制御器１０７は、ソフトスタート制御を用いてこの過電流を防止する。
　直流電圧Ｖｏは、時刻ｔ１から上昇し始め、予備の電圧値Ｖ２で定常状態に達する。時刻ｔ２では、加工モードから移送モードへの切り替わりが生じ、必要とされるモータ電流が小さくなるため、直流電圧Ｖｏは、再び上昇し始める。また、インダクタ電流ＩＬは、時刻ｔ２前後で殆ど変化しない。時刻ｔ３では、直流電圧Ｖｏは、倍電圧（電圧値Ｖ３）に到達する。
　ここで、時刻ｔ３近傍では、三相交流電源１２０の電圧と、ＤＣリンクコンデンサＣ１，Ｃ２の電圧とが拮抗するため、インダクタ電流ＩＬは、制限範囲（ＩＬｍｉｎ～ＩＬｍａｘ）未満の大きさまで小さくなる。その結果、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２の間欠的な制御は生じなくなる。そして、スイッチング素子ＳＷ１，ＳＷ２が電気角６０°の期間毎にスイッチング制御された状態で安定化する。言い換えれば、三相交流電源１２０の周波数の３倍のスイッチング周波数で安定状態となる。
　《実施の形態３の主要な効果》
　以上、実施の形態３の方式を用いることで、実施の形態１，２の場合と同様に、倍電圧回路１０４の電力容量を上げることなく、モータ１３０の加速に要する時間を短縮することが可能になる。さらに、図６に示されるような並列接続方式の倍電圧回路１０４を用いることで、電力損失を低減することが可能になる。すなわち、倍電圧回路の回路方式として、例えば、三相ダイオードブリッジ１０１とＤＣリンク部１０２との間の経路上に直列に素子を挿入するような方式も知られている。この場合、この直列に挿入された素子によって全波整流モード時に無駄な電力損失が生じ得る。図６の回路方式を用いると、このような電力損失は生じない。
　以上、本発明者によってなされた発明を実施の形態に基づき具体的に説明したが、本発明は前記実施の形態に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能である。例えば、前述した実施の形態は、本発明を分かり易く説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施の形態の構成の一部を他の実施の形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施の形態の構成に他の実施の形態の構成を加えることも可能である。また、各実施の形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。
　例えば、ここでは、電力変換装置の金属加工装置への適用例を示したが、勿論、これに限らず、モータの回転速度の切り替えに応じて全波整流モードと倍電圧整流モードとを適宜切り替えて動作するような各種装置（システム）に対して同様に適用可能である。
　１０，２０，６０…電力変換装置、１００…コンバータ、１０１，６０１…三相ダイオードブリッジ、１０２…ＤＣリンク部、１０３…インバータ、１０４…倍電圧回路、１０７…倍電圧制御器（コンバータ制御器）、１０８…インバータ制御器、１０９…負荷制御器、１３０…モータ、３１０…金属加工装置、３１１…スライド（プレス機構）、３１５…加工対象物（金属）、Ｃ１，Ｃ２…ＤＣリンクコンデンサ、ＥＮ…倍電圧起動信号、Ｌ１…インダクタ、ＳＷ，ＳＷ１，ＳＷ２…スイッチング素子、Ｖｏ…直流電圧

Claims (14)

  1. 　モータへ電力を供給する電力変換装置であって、
    　外部からの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
    　前記コンバータを制御するコンバータ制御器と、
    を備え、
    　前記コンバータは、起動された際に前記直流電圧を昇圧する倍電圧回路を有し、前記倍電圧回路の起動・停止に応じて電圧値が異なる前記直流電圧を出力し、
    　前記コンバータ制御器は、前記モータの速度指令値が所定の値から上昇する第２の時刻よりも所定期間だけ前となる第１の時刻で、前記倍電圧回路を起動する、
    電力変換装置。
  2. 　請求項１記載の電力変換装置において、
    　前記コンバータは、前記所定期間では前記直流電圧を第１の電圧値から前記第１の電圧値よりも高い第２の電圧値に昇圧し、前記第２の時刻以降では前記直流電圧を前記第２の電圧値から前記第２の電圧値よりも高い第３の電圧値に昇圧する、
    電力変換装置。
  3. 　請求項２記載の電力変換装置において、
    　前記第２の電圧値は、前記倍電圧回路の電力容量と、前記モータの消費電力とに基づいて定まる定常値であり、
    　前記所定期間は、前記直流電圧が前記第１の電圧値から前記定常値に到達するまでの時間に基づいて定められる、
    電力変換装置。
  4. 　請求項１記載の電力変換装置において、さらに、
    　複数のスイッチング素子を含み、前記コンバータからの前記直流電圧を交流電圧に変換して前記モータへ出力するインバータと、
    　前記モータの回転速度が速度指令値に近づくように前記インバータ内の前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御器と、
    を有する、
    電力変換装置。
  5. 　請求項４記載の電力変換装置において、
    　前記コンバータは、
    　第１の三相ダイオードブリッジと、
    　前記第１の三相ダイオードブリッジの正極出力ノードと負極出力ノードとの間に直列接続される第１のＤＣリンクコンデンサおよび第２のＤＣリンクコンデンサと、
    　前記倍電圧回路を構成する第２の三相ダイオードブリッジ、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子およびインダクタと、
    を有し、
    　前記インダクタは、前記第１のＤＣリンクコンデンサおよび前記第２のＤＣリンクコンデンサの共通接続ノードと、スイッチノードとの間に接続され、
    　前記第１のスイッチング素子は、前記第２の三相ダイオードブリッジの正極出力ノードと前記スイッチノードとの間に接続され、
    　前記第２のスイッチング素子は、前記第２の三相ダイオードブリッジの負極出力ノードと前記スイッチノードとの間に接続され、
    　前記コンバータ制御器は、前記倍電圧回路の起動に伴い、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御する、
    電力変換装置。
  6. 　請求項５記載の電力変換装置において、
    　前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のそれぞれは、前記インバータ内の前記複数のスイッチング素子のそれぞれよりも小さい素子サイズで構成される、
    電力変換装置。
  7. 　プレス機構によって加工対象物である金属を加工する金属加工装置であって、
    　前記金属を加工する際の加工位置と、所定の待機位置との間で前記プレス機構の位置を制御するモータと、
    　前記モータへ電力を供給する電力変換装置と、
    を備え、
    　前記電力変換装置は、
    　外部からの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、
    　前記コンバータを制御するコンバータ制御器と、
    を有し、
    　前記コンバータは、起動された際に前記直流電圧を昇圧する倍電圧回路を有し、前記倍電圧回路の起動・停止に応じて電圧値が異なる前記直流電圧を出力し、
    　前記コンバータ制御器は、前記モータの速度指令値が所定の値から上昇する第２の時刻よりも所定期間だけ前となる第１の時刻で、前記倍電圧回路を起動する、
    金属加工装置。
  8. 　請求項７記載の金属加工装置において、
    　前記第２の時刻は、前記プレス機構の前記加工位置から前記待機位置への移送を開始する時刻である、
    金属加工装置。
  9. 　請求項８記載の金属加工装置において、
    　前記コンバータは、前記所定期間では前記直流電圧を第１の電圧値から前記第１の電圧値よりも高い第２の電圧値に昇圧し、前記第２の時刻以降では前記直流電圧を前記第２の電圧値から前記第２の電圧値よりも高い第３の電圧値に昇圧する、
    金属加工装置。
  10. 　請求項９記載の金属加工装置において、
    　前記第２の電圧値は、前記倍電圧回路の電力容量と、前記金属の加工に伴う前記モータの消費電力とに基づいて定まる定常値であり、
    　前記所定期間は、前記直流電圧が前記第１の電圧値から前記定常値に到達するまでの時間に基づいて定められる、
    金属加工装置。
  11. 　請求項８記載の金属加工装置において、
    　前記電力変換装置は、さらに、
    　複数のスイッチング素子を含み、前記コンバータからの前記直流電圧を交流電圧に変換して前記モータへ出力するインバータと、
    　前記モータの回転速度が速度指令値に近づくように、または前記モータの電流値が電流指令値に近づくように、前記インバータ内の前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御するインバータ制御器と、
    を有する、
    金属加工装置。
  12. 　請求項１１記載の金属加工装置において、
    　前記コンバータは、
    　第１の三相ダイオードブリッジと、
    　前記第１の三相ダイオードブリッジの正極出力ノードと負極出力ノードとの間に直列接続される第１のＤＣリンクコンデンサおよび第２のＤＣリンクコンデンサと、
    　前記倍電圧回路を構成する第２の三相ダイオードブリッジ、第１のスイッチング素子、第２のスイッチング素子およびインダクタと、
    を有し、
    　前記インダクタは、前記第１のＤＣリンクコンデンサおよび前記第２のＤＣリンクコンデンサの共通接続ノードと、スイッチノードとの間に接続され、
    　前記第１のスイッチング素子は、前記第２の三相ダイオードブリッジの正極出力ノードと前記スイッチノードとの間に接続され、
    　前記第２のスイッチング素子は、前記第２の三相ダイオードブリッジの負極出力ノードと前記スイッチノードとの間に接続され、
    　前記コンバータ制御器は、前記倍電圧回路の起動に伴い、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子をスイッチング制御する、
    金属加工装置。
  13. 　請求項１２記載の金属加工装置において、
    　前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のそれぞれは、前記インバータ内の前記複数のスイッチング素子のそれぞれよりも小さい素子サイズで構成される、
    金属加工装置。
  14. 　請求項１１記載の金属加工装置において、
    　前記コンバータ制御器は、前記インバータ制御器で用いる前記電流指令値を入力として、前記電流指令値の変化に基づいて前記第１の時刻を定める、
    金属加工装置。
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