JP2011125147A - 電源回路及びそれを用いたモータ駆動装置並びに冷凍機器 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明の課題は、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路において、スイッチング動作開始時の過電流を防止することである。
【解決手段】上記課題を解決するために、本発明では、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路において、電源周期の半周期に一回の入力電流のピーク値付近でスイッチング動作を開始する構成とすることを特徴とする。具体的な手段の一つとしては、直流電圧脈動成分を検出し、直流電圧脈動成分が「正」になったタイミングでスイッチング動作を開始する。別の手段としては、入力電流瞬時値と入力電流の大きさに比例する値（例えば実効値など）を比較して、入力電流瞬時値が入力電流の大きさに比例する値を超えている期間でスイッチング動作を開始する構成とする。
【選択図】 図１

Description

本発明は電源回路及びそれを用いたモータ駆動装置並びに冷凍機器に係り、特に、スイッチング動作を用いて単相交流電源の力率改善、若しくは高調波電流抑制を行うものに好適な電源回路及びそれを用いたモータ駆動装置並びに冷凍機器に関する。

単相交流電源の力率改善、若しくは高調波電流抑制を行う電源回路は広く使用されている。中でも、リアクトルとスイッチング素子及びダイオードから構成される昇圧チョッパ回路を用いた電源回路は、回路構成及び制御構成が簡単であるため、電源への回生が必要でないインバータ機器（エアコン，ヒートポンプ給湯機など）の電源回路として使用されている。

昇圧チョッパ回路を用いた力率改善方法、若しくは高調波電流抑制方法は多数報告されている。

特許文献１に代表される方式は、上記昇圧チョッパ回路を用いた電源回路の制御方式の中で最も一般的な方法の一つで、電源電圧位相若しくは波形から基準となる正弦波電流指令波形を作成し、電流制御ループを用いて入力電流を正弦波状に制御する方式である。このため、本方式は、電源電圧検出回路や電流制御構成が必要であり、回路及び制御構成がやや複雑である。

回路及び制御構成を簡単化した方式として、特許文献２が提案されている。本方式は、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、入力電流波形を正弦波状に制御する方式であり、上記電源電圧検出回路や電流制御構成が不要な方式である。

具体的には、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の通流率：ｄを（１）式の通り与えると、入力電流が（２）式の通りになる原理を用いた方式である（本方式を１−Ｋpis制御方式と呼ぶ）。

（ここで、１：１００％通流率，Ｋｐ：電流制御ゲイン，ｉｓ：入力電流（瞬時値））

（ここで、Ｖｓ：電源電圧実効値，Ｅｄ：直流電圧，ω：電気角周波数）
また、特許文献３には、上記技術を応用した内容として、昇圧チョッパ回路の高効率化を目的に、入力電流のピーク付近のスイッチング動作を停止させる部分スイッチング動作方式（昇圧比一定制御方式と呼ぶ）が提案されている。

特許文献２及び３は、上記の通り、簡単な回路及び制御構成で入力電流波形を正弦波状に制御でき、単相交流電源の力率改善もしくは高調波電流抑制が可能な方式である。

以上の通り、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路は様々な制御方式が提案されているが、基本的には、入力電流が流れない期間（電源電圧が直流電圧に対して小さい期間）は、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の通流率を広げ、入力電流が流れる期間（電源電圧が直流電圧に対して大きい期間）は、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子の通流率を狭める動作を行うことで入力電流を正弦波状に制御している。

具体的には、特許文献２の（１）式の通りであり、入力電流が小さい（零）の場合、通流率は大きな値（１００％）となり、入力電流が大きい場合、通流率は小さな値となる。

ここで、図１７を用いて昇圧チョッパ回路を用いた電源回路のスイッチング動作の開始タイミングを考える。

図１７（ａ）は、入力電流が流れてない期間（電源電圧が直流電圧に対して低い期間）にスイッチング動作を開始した場合、図１７（ｂ）は、入力電流が十分に流れている期間（電源電圧ピーク値付近）にスイッチング動作を開始した場合のスイッチング素子へのＰＷＭ信号（スイッチング信号）と入力電流波形を模式的に記載した図である。

上述した通り、昇圧チョッパを用いた電源回路の制御方式では、入力電流が小さい時は通流率が大きな値（パルス幅広い）となる。このため、リアクトルのインダクタンス値を小さく設定した場合や、スイッチング周波数を低く設定した場合（演算周期が遅い場合）は、図１７（ａ）に示す通り、スイッチング動作開始と同時に過電流が発生する恐れがある。

一般的な回路では、スイッチング素子の保護のため、過電流保護回路が設置されており、過電流発生時にはスイッチング動作を停止させる。このため、スイッチング動作開始を何度も繰り返し、場合によっては、電源回路の動作或いは、この電源回路を用いたシステムの通常動作ができなくなる可能性もある。

言い換えると、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路のスイッチング動作を、図１７（ｂ）に示す通り、入力電流が十分に流れている期間（電源電圧ピーク値付近以降）に開始すれば、通流率が小さい（パルス幅狭い）状態から制御が始まるので過電流が防止できるが、特許文献１〜３には、上記についての考慮がなされていない。

現状、電源回路やこの電源回路を用いたシステムでは、低コスト化が重要な課題の一つであり、そのために、マイクロコンピュータ等を使用したデジタル演算化やリアクトルの小型化（低インダクタンス化）は避けて通れない課題である。よって、上記課題の解決は重要である。

ここで、特許文献４では、電源回路の制御構成に直流電圧制御ループを追加し、電源回路のスイッチング開始時に直流電圧指令値を徐々に増加させていくことにより直流電圧の急上昇を防止する方式が開示されており、本処理を用いることにより、ある程度過電流の抑制は可能と思われる。しかし、入力電流が零の場合は、どちらにしても通流率が１００％となり、過電流が発生する可能性はある。

また、特許文献５には、入力電流値に応じて電源回路のスイッチング動作の起動・停止させることが記載されているが、特許文献５は、下記に示す通り、軽負荷時の過電圧防止が目的であり、現在の課題解決策とは異なる。

通常、昇圧チョッパ回路は、スイッチング素子をオンすることでリアクトルに強制的に電流を流しエネルギーを蓄え、スイッチング素子のオフ時にそのエネルギーを平滑コンデンサに移動させる動作を行っている。よって、電源回路の負荷が電力を消費しないと直流電圧が急上昇してしまう。

そこで、特許文献５では、入力電流値を検出し、入力電流値の大きさから電源回路の負荷の大きさを推定し、軽負荷時（入力電流が小さい時）には、電源回路のスイッチング動作を行わないように制御を構成することが示されている。

ここで、上記では、昇圧チョッパ回路のスイッチング素子のスイッチング動作の開始タイミングを通流率が小さい（パルス幅狭い）状態で開始すれば過電流が防止できることを述べた。

しかし、スイッチング動作開始時のパルス幅を狭くする（演算周期を早くする）方法として、一時的にＰＷＭ周波数を増加させることも考えられる。

特許文献６では、入力電流瞬時値が小さい期間にＰＷＭ周波数を低下させる方式が開示されているが、本目的は、スイッチング損失を低減するための方式であり、本課題とは異なる。言い換えると、特許文献６においても、本課題の解決はできない。

特開昭５９−１９８８７３公報 特開平１−１１４３７２号公報 特許第２８０９４６３号公報 特許第３４２４４６１号公報 特開平５−６８３７６号公報 特開２００６−６７７３０号公報

上述した通り、発明が解決しようとする課題は、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路において、スイッチング動作開始時の過電流を防止することである。

上記課題を解決するために、本発明では、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路において、電源周期の半周期に一回の入力電流のピーク値付近、若しくはピーク値以降でスイッチング動作を開始する構成とすることを特徴とする。

具体的な手段の一つとしては、直流電圧脈動成分を検出し、直流電圧脈動成分が「正」になったタイミングでスイッチング動作を開始する。

別の手段としては、入力電流瞬時値と入力電流の大きさに比例する値（例えば実効値など）を比較して、入力電流瞬時値が入力電流の大きさに比例する値を超えている期間でスイッチング動作を開始する構成とする。

更に、別の手段としては、電源電圧位相を検出し、電源電圧位相が所定の位相の時にスイッチング動作を開始する構成とする。

また、別の方式として、スイッチング動作開始後一定期間のみ通常のスイッチング周波数より高い周波数でスイッチング動作させる方式とする。

本発明によれば、昇圧チョッパ回路を用いた電源回路であっても、スイッチング動作開始時の過電流を防止することができる。

本発明の電源回路の第１の実施例を示す全体構成図である。（実施例１） 第１の実施例における電源回路の制御内容を示す制御ブロック図である。（実施例１） 第１の実施例における起動判定処理を示すフローチャートである。（実施例１） 第１の実施例における動作説明図である。（実施例１） 第１の実施例における実験結果を示す波形図である。（実施例１） 第１の実施例における起動判定処理を示すフローチャートである。（実施例１） 本発明の第２の実施例における起動判定処理を示すフローチャートである。（実施例２） 第２の実施例における動作説明図である。（実施例２） 本発明の第３の実施例における起動判定処理のフローチャートである。（実施例３） 第３の実施例における動作説明図である。（実施例３） 第３の実施例における電源電圧位相検出回路図である。（実施例３） 本発明のモータ駆動装置を示す全体構成図である。（実施例４） 第４の実施例におけるモジュール外観図である。（実施例４） 第４の実施例におけるハイブリッドＩＣを示す斜視図である。（実施例４） 第４の実施例におけるインバータエアコンを示す図である。（実施例４） 第４の実施例であるインバータエアコンへの適用時の動作説明図である（実施例４） 一般的な電源回路のスイッチング動作開始時の問題点説明図である。 本発明の第５の実施例における起動判定処理を示すフローチャートである。（実施例５） 第５の実施例におけるスイッチング周波数の変更動作説明図である。（実施例５）

以下、図示した実施例に基づいて本発明を詳細に説明する。

＜第１の実施例＞
図１から図６を用いて本発明の第１の実施例を説明する。先ず、図１を用いて電源回路の構成と動作について説明する。

本実施例における電源回路は、交流電源１に接続された整流回路２，昇圧チョッパ回路３，平滑コンデンサ４、及び制御回路５を備え、前記平滑コンデンサ４の出力端子に接続された負荷６に直流電力を供給する。

前記昇圧チョッパ回路３は、リアクトル３２と前記交流電源１を、前記リアクトル３２を介して短絡するスイッチング素子３１、及び前記スイッチング素子３１の端子電圧を前記平滑コンデンサ４に供給するダイオード３３から構成され、前記スイッチング素子３１のスイッチング動作と前記リアクトル３２によるエネルギー蓄積効果を利用して直流電圧を昇圧する回路である。ここで、前記スイッチング素子３１は、ＩＧＢＴやトランジスタなどの自己消己形半導体素子を使用し、前記制御回路５からのドライブ信号５１ａに従って駆動される。

前記制御回路５は、シャント抵抗５３と増幅回路５２を用いて前記交流電源１から流入する入力電流を検出し入力電流値５ｂを出力する入力電流検出回路と、前記平滑コンデンサ４の端子電圧である直流電圧を検出し直流電圧値５ｃを出力する直流電圧検出回路と、前記入力電流値５ｂに従って前記スイッチング素子３１を制御する通流率信号５ａを演算する演算手段５０、及び前記通流率信号５ａを増幅して前記スイッチング素子３１を駆動するドライブ信号５１ａを出力するドライブ回路５１から構成されている。ここで、直流電圧検出回路の詳細は図示していないが、抵抗を用いた分圧回路を用いれば簡単な回路構成で実現できる。

演算手段５０は、シングルチップマイクロコンピュータに代表される半導体演算素子（以下、マイコンと称す）を用いており、前記入力電流値５ｂと前記直流電圧値５ｃは、マイコン内蔵のＡ／Ｄ変換器を用いてデジタル値に変換して演算を行っている。前記通流率信号５ａは、マイコン内蔵のＰＷＭタイマを用いてＰＷＭパルス信号の形で出力している。

次に、前記演算手段５０内で行われる制御処理に関して図２を用いて説明する。本説明では、前記入力電流値５ｂを用いて前記通流率信号５ａを算出する部分について述べる。算出した通流率信号５ａからＰＷＭタイマを用いてＰＷＭパルス信号を作成する部分はマイコンの機能であるため省略する。

図２の制御ブロック図は、特許文献３に記載の昇圧比一定制御の制御構成を用いている。制御構成は特許文献１及び２等記載の方式でも良い。

ここで、１−Ｋpis制御方式と昇圧比一定制御方式について再度簡単に説明する。

図１に示す昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３１の通流率信号（オン時間の比率）ｄを（１）式の通り与えると、入力電流ｉｓは（２）式の通りとなる。（２）式からわかる通り、電源電圧波形などの基準波形が無くても入力電流ｉｓは電源電圧Ｖｓに同期した正弦波になる。これが、１−Ｋpis制御方式の基本原理である。

（ここで、１：１００％通流率，Ｋｐ：電流制御ゲイン，ｉｓ：入力電流（瞬時値））

ここで、Ｖｓ：電源電圧実効値，Ｅｄ：直流電圧，ω：電気角周波数である。基本原理では、上記比例ゲインＫｐを直流電圧偏差より決定することにより、直流電圧Ｅｄの制御が可能である。

ここで、（２）式を変形すると、

となり、（３）式は、瞬時の昇圧比を示している。

ここで、実効値ベースで昇圧比ａを考えると、

（ここで、Ｉｓ：入力電流（実効値））
となり、Ｋｐ・Ｉｓを一定に制御すれば、直流電圧Ｅｄは電源電圧Ｖｓのａ倍に制御できる。

以上の方法に基づき、通流率信号ｄを次式により与えれば

通流率信号ｄは、入力電流｜ｉｓ｜がａ・Ｉｓを超えると０％となり、スイッチング動作が停止する。これにより、入力電流は電源電圧のピーク付近（入力電流がａ・Ｉｓを超える領域）でチョッパが入らない波形となり、スイッチング損失の低減が図れる。これが昇圧比一定制御の原理である。

上記の通り制御することにより、基準となる正弦波電流指令波形や電源位相を検出することなく、入力電流瞬時値と比例ゲインのみを用いて入力電流波形を電源電圧に同期した正弦波状に制御でき、入力電流のピーク値付近のスイッチング動作を停止（部分スイッチング動作）することが可能である。

上記式をブロック図にすると図２の５０Ａの通りとなる。ここで、入力電流実効値Ｉｓは前記入力電流値５ｂをフィルタ手段５００を用いて簡易的に算出している。厳密に平均値や実効値を算出し、その値で制御しても良い。また、昇圧比ａは予め設定された値を使用している。

また、本ブロック図では通流率信号ｄの演算において、（１）式及び（５）式の通り、最大通流率である１（１００％）から入力電流瞬時値（絶対値）｜ｉｓ｜と比例ゲインＫｐの積を差し引いて算出しているが、実際のＰＷＭタイマ設定では、入力電流瞬時値（絶対値）｜ｉｓ｜と比例ゲインＫｐの積の値をオフ時間の比率と考えて設定すれば最大通流率である１から差し引く必要はなくなる。

次に図３を用いて本発明の動作について説明する。図３は、スイッチング動作の開始判定処理の概略フローチャートである。図３（あ）において、電源回路の起動条件が成立しているかどうかを判定する。電源回路の起動条件としては、電源回路に接続されている負荷がある程度の電力を消費しているかどうかを入力電流値から確認する。具体的には、特許文献５にも記載されているが、入力電流値の大きさ（平均値や実効値）が所定値以上かどうかを判定している。

この結果、電源回路の起動条件を満足している場合、（い）に移行する。言い換えれば、電源回路起動前は、起動条件成立を常に監視している。

（い）では、直流電圧脈動成分を検出し、その値が「負」であるかどうかをチェックしている。「負」の場合は（う）に移行する。（う）では、（い）の反対に、直流電圧脈動成分が「正」か否かをチェックする。ここで、直流電圧脈動成分が「正」になったら（え）に移行し、電源回路のスイッチング動作を開始させる。言い換えると、上記タイミングで昇圧チョッパ回路のスイッチング動作を開始し、その後は、図２に示す制御ブロックに従い電源回路を通常制御する。

以上のように、（い）で直流電圧脈動成分が「負」を検出し、その後（う）で「正」を検出することにより、直流電圧脈動成分が「負」から「正」に変わる瞬間を検出することができる。

次に図４を用いて、直流電圧脈動と入力電流ピーク値の関係を説明する。図４は（ａ）に直流電圧脈動成分、（ｂ）に電源電圧と入力電流波形を示す。

図１７（ｂ）に示す通り、入力電流のピーク値付近でスイッチング動作を開始すれば、初期通流率が小さい値から始まり過電流を防止できる。

ここで、直流電圧の脈動について考えると、直流電圧が上昇する原因は、電源から平滑コンデンサに入力電流が供給されるためである。言い換えると、直流電圧脈動成分が「負」から「正」に変化するタイミングと入力電流のピーク値はほぼ一致する（リアクトルや平滑コンデンサ容量や負荷の状態により直流電圧脈動振幅や位相は若干変化する）。そこで、直流電圧脈動成分が「負」から「正」に変化する瞬間（点Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ）を検出すれば、スイッチング動作開始のタイミングが決定できる。

図５に実際の起動時の入力電流波形を示す。図５（ａ）が、入力電流が小さい期間にスイッチング動作を開始した時の波形、図５（ｂ）が本実施例を用いてスイッチング動作を開始させた時の波形である。図５（ｂ）に示す通り、入力電流の過電流を防止できることが分かる。なお、制御構成は、どちらも前述の特許文献３に示す昇圧比一定制御を用いている。

図６は、図３の処理を簡略化した方式で、図３の（い）の処理、つまり、直流電圧脈動成分の「負」を検出しない方式である。直流電圧脈動成分が「負」から「正」に変わる瞬間を正しく検出するためには、図３の処理が有効であるが、電源起動処理の演算周期を短くできる場合や、特許文献３に示す昇圧比一定制御（元々電流ピーク付近でスイッチング動作を一時停止する制御）を用いる場合などでは図６に示す様に、（い）の処理を省略することも可能である。

以上のように本実施例を用いることにより、スイッチング動作開始時の過電流を防止でき、スムーズな電源回路の起動が図れる。また、スイッチング素子へのストレスも抑制でき、電源回路の信頼性も向上する。

ここで、過電流発生のメカニズムを考えた場合、電源半周期の前半領域（入力電流瞬時値が増加する領域）は、ＰＷＭ信号の通流率を徐々に減少させなければならない領域（電流が流れ過ぎる領域）であるが、デジタル制御の場合、演算遅れがあるため、通流率の修正が間に合わず過電流が発生する。

反対に、電源半周期の後半領域（入力電流瞬時値が減少する領域）は、ＰＷＭ信号の通流率を徐々に増加させなければならない領域（電流が流れにくい領域）であるため、演算遅れが多少あっても過電流が発生しない。

また、入力電流ピーク値付近は、電源電圧の大きさの変化が少ない領域（通流率の変化が少ない領域）であるため、演算遅れがあっても過電流は発生しない。

よって、厳密に入力電流のピークでスイッチング動作を開始する必要は無く、入力電流のピーク値付近以降電流が流れている期間で開始できれば問題ない。

＜第２の実施例＞
第２の実施例で、入力電流ピーク付近でスイッチング動作を開始する方法を説明する。

図７及び図８を用いて第２の実施例を説明する。回路構成及び制御構成は第１の実施例と同様であるので説明は省略する。

第１の実施例では、直流電圧脈動成分を用いてスイッチング動作の起動タイミングを検出したが、本実施例は、入力電流検出値を用いて行う方式である。

図７の概略フローチャートにおいて、図３や図６と異なる所は、（お）の処理の部分だけである。よって、（お）の処理について説明する。

図３では直流電圧脈動成分の「負」から「正」への変化点を検出していたが、本実施例では、入力電流の瞬時値と例えば平均値を比較して、入力電流瞬時値が平均値以上の期間を起動可能期間とするものである。本処理でも入力電流のピーク値付近でのスイッチング動作の開始タイミングが検出できる。

図８はその関係を示した図である。図８（ａ）は、電源電圧と入力電流波形、図８（ｂ）は、入力電流検出値と入力電流平均値の波形（図１の５ｂの検出波形）を示す。この図に示す通り、入力電流と入力電流平均値を比較することでも起動タイミング（点Ａ１から点Ａ２の間）を検出することが可能である。

ここで、本実施例では、入力電流と入力電流平均値から起動可能領域を検出しているが、入力電流平均値より実効値もしくは、平均値に所定の定数を乗算した値等を用いると、起動可能領域の範囲（点Ａ１から点Ａ２の間）が狭まり、入力電流ピーク値の精度が向上する。

本実施例においても、第１の実施例同様の効果が得られる。また、直流電圧脈動を検出不要になるため、適用するシステムによっては、直流電圧検出回路を省略できコスト低減も図れる。

＜第３の実施例＞
実施例１及び２では、電源電圧位相を検出しない方式として実施例を説明したが、特許文献１記載の方式のように、元々電源電圧位相を検出可能な場合の実施例を次に説明する。電源回路の全体構成は省略する。

図９のスイッチング動作開始判定処理で異なる部分は、（か）の処理の部分のみであり、（か）の処理では、電源電圧位相を演算し、スイッチング動作開始可能位相かどうかをチェックしている。起動可能位相の作成方法は図１０を用いて説明する。

図１０（ａ）は電源電圧と入力電流の波形、図１０（ｂ）は図１１に示す電源電圧位相検出回路が発生する電源電圧位相検出値、図１０（ｃ）は前記電源電圧位相検出値を基に制御マイコン内で演算した電源電圧位相信号、図１０（ｄ）は上記電源電圧位相信号を基に発生させた電源電圧位相パルスである。

制御マイコン内では、図１０（ｂ）に示す電源電圧位相検出値の立上り，立下りエッジと位相更新タイマ（図示せず）を基に、図１０（ｃ）に示す通り電源電圧位相信号を更新している。そして、前記電源位相信号を中間値（電源位相の９０度と２７０度に対応）と比較することにより、図１０（ｄ）に示すような電源電圧位相パルスを発生している。

ここで、上記電源電圧位相パルスの立上り，立下りエッジは、電源電圧位相の９０度及び２７０度となり、入力電流のピーク値付近となる。よって、上記電源電圧位相パルスの立上り，立下りエッジを用いてスイッチング動作の開始タイミングとすれば、第１及び第２の実施例同様のスイッチング動作の開始が行える。

ここで、本実施例では、電源電圧位相検出値を制御マイコンで検出し、その後はソフト処理にて起動タイミングを得ているが、ハード回路のみで起動タイミングを検出しても良い。また、反対に、電源電圧を直接マイコンに取り込んで起動タイミングをソフト的に演算する方式でも問題ない。

本実施例では、電源電圧位相を検出できるので、正確にスイッチング開始タイミングを検出できる。また、元々電源電圧位相を検出する方式であるので、追加する回路も必要なく適用できる。

以上、第１の実施例から第３の実施例まで、スイッチング動作の開始タイミングについて述べてきたが、第１の実施例の図５にも示す通り、特許文献３の様に、電流ピーク値付近でスイッチング動作を一時停止させるスイッチング方式の場合、実際にスイッチング動作が始まるのは所定の一時停止期間が終了した後になる。

よって、このようなスイッチング方式を採用している電源回路では、スイッチング動作開始タイミングは、入力電流がピーク値を過ぎた後半領域から開始する構成としても問題ない。

言い換えると、電源電圧周期の半周期の後半領域でスイッチング動作を開始する構成でも良い。

＜第４の実施例＞
図１２から図１６を用いて本発明の第４の実施例を説明する。第１から第３の実施例と同一符号は同一動作をするものであり説明は省略する。

図１２は、本発明の電源回路の負荷としてモータ９及びインバータ回路８からなるモータ駆動回路を接続し、本発明の電源回路の制御回路と前記インバータ回路８の制御回路を一体化させた構成となっている。言い換えると、図１２に示す制御回路７はマイコンを使用し、１つのマイコンで電源回路とインバータ回路を制御する構成となっている。

第１の実施例と異なる部分のみ説明する。インバータ回路８はＩＧＢＴとダイオードから構成されているインバータ回路であり、モータ９は永久磁石同期モータである。

また、昇圧チョッパ回路の構成が第１の実施例と異なっているが、本回路構成でも第１の実施例同様の動作が可能である。ここで、整流回路２内のダイオード２１，２２は電源の整流動作以外に、第１の実施例の昇圧チョッパ回路３のダイオード３３と同様の動作を行う。言い換えると、前記ダイオード２１，２２は上記２つの動作を行っており、この回路構成にすることにより、ダイオード１個分の損失を低減できる効果がある。

制御回路７は、上述のようにマイコンを使用し本発明の電源回路とインバータ回路を制御しており、マイコン（演算手段７０）では、第１から第３の実施例で説明した電源回路の制御演算とインバータ回路の制御演算を行っている。

電源回路部の制御回路の構成については第１から第３の実施例で説明した内容と同様なので説明は省略する。ここでは、インバータ回路部の制御回路の構成について簡単に説明する。

本実施例のモータ制御では、モータ電流センサレス，位置センサレスベクトル制御を行っているため、インバータ回路から検出するものは直流側に設置したシャント抵抗７３に流れる直流電流のみである。具体的には、図１２に示す通り、前記シャント抵抗７３に発生する電圧を増幅回路７２で増幅し、直流電流検出値７ｂとしてマイコンのＡ／Ｄ変換器を用いて取り込む。また、インバータ回路のスイッチング素子に与えるＰＷＭ信号７ａはドライブ回路７１を介してドライブ信号７１ａとしてインバータ回路に与えている。

ここで、図示してないが演算手段７０内には、第１から第３の実施例で説明した電源回路の制御手段とモータ電流センサレス，位置センサレスベクトル制御手段が内蔵されており、お互いに内部値の情報交換が可能である。上記構成で電源回路は第１から第３の実施例同様の動作を行う。

インバータ回路の制御演算は、ベクトル制御を用いた位置センサレス制御であるが、本願では詳細な説明を省略する。特に制御方法は限定しない。

図１３は、本実施例の利用形態の一例として、電源回路とインバータ回路及び制御回路を一体化したモジュールの概観図である。

本モジュールは、ＩＧＢＴやダイオードなどのパワー系半導体を下部にベアチップ実装し、制御回路を上部の基板に配置した一体モジュールである。モジュール化することにより、本発明の適用が容易となり、コスト的にも安価なシステムが構築できる。

ここで、本実施例は、ベクトル制御を用いたインバータ回路で説明したが、従来から広く使われている１２０度通制御形インバータ回路を用いても同様の効果が得られる。

図１４は、本実施例の利用形態の一例として、電源回路の制御回路部をハイブリッドＩＣ化した概観図である。ハイブリッドＩＣ化することにより、様々な電源容量の電源回路の構築が容易になる。

図１５は、セパレータ型インバータエアコンの外観図であり、本実施例のモータ駆動装置をインバータエアコンの圧縮機駆動装置として適用した場合の一例である。

本エアコンは、室外機６００と室内機４００で構成されている。室外機６００内には、モータと一体となった圧縮機３００や室外ファン１００及び圧縮機３００や室外ファン１００を駆動するモータ駆動装置２００が設置されている。

図１６は、上記インバータエアコンを動作させた時のモータ回転数と電源回路の昇圧比ａ、直流電圧の変化を示した動作説明図である。

図１６に示す通り、モータの回転数が低い領域、言い換えると、負荷が軽い状態（モータ回転数小）では昇圧比ａを下げて運転する。この場合、直流電圧を低く押さえることができるため、電源回路のスイッチング損失等が低下し、さらにインバータ回路及びモータの損失も低減でき、高効率動作が可能となる。

反対に負荷が重い状態（モータ回転数大）では、昇圧比ａを上げることにより直流電圧を増加させ、高出力が可能となる。言い換えると、負荷（モータ回転数）に応じて昇圧比ａを変更することにより、高効率化と高出力化の両立が可能となる。

以上の通り、本発明を用いると、電源回路のスイッチング動作時の過電流が防止でき、スムーズな電源回路の起動が可能となる。また、本発明の電源回路をモータ駆動回路やインバータエアコン等のシステムに適用した場合、過電流による起動不良等が防止でき、システムの安定動作が可能となり、信頼性も向上する。また、適用システムの付加価値も向上する。

＜第５の実施例＞
上記実施例では、スイッチング動作開始時のタイミングの見つけ方に関する実施例及びその応用の実施例について述べてきた。

ここで、過電流発生原因を再考すると、入力電流を検出して通流率を決定しＰＷＭ信号として出力されるまでの演算遅れが原因である。言い換えると、デジタル処理の演算遅れが原因である。

本実施例では、電源回路のスイッチング動作開始時のみスイッチング周波数を通常の周波数より高くする実施例（演算周期及びＰＷＭ信号出力周期を早くする実施例）について述べる。本実施例と上記で述べた実施例を併用することも可能である。

電源回路の全体構成や制御構成等は、第１の実施例で述べた構成と同じであり、スイッチング動作の内容は同一である。異なる部分は、スイッチング動作開始判定処理の内容のみなので、図１８，図１９を用いて簡単に動作を説明する。

図１８のフローチャートにおいて、図３や図７と同一符号は同一の動作をするのであり説明も省略する。

図１８（き）では、電源回路のスイッチング周波数を高周波数に設定する。本実施例には、マイコン内蔵のＰＷＭタイマの設定レジスタ等の値を書き換えるのみであり、実際のスイッチング信号は出力しない。

（く）では、スイッチング周波数変更条件をチェックし、条件成立時には、（け）に移行してスイッチング周波数を通常周波数に設定変更して本動作開始判定処理を抜ける。

図１９にスイッチング周波数変更の様子（動作）の一例を示す。図１９（ａ）は時間でスイッチング周波数を変更する場合、図１９（ｂ）は入力電流の大きさでスイッチン周波数を変更する場合を一例として示している。

ここで、図１９（ａ）のｔ１が周波数を変更するタイミングであり、基本的には電源周波数の１周期もしくは、ある程度短い時間に設定すれば良いと考える。同様に図１９（ｂ）のＩ１が周波数を変更するタイミングであるが、この図では、Ｉ１以下の低電流（軽負荷時）は高周波数でスイッチングをするように記載しているが、これに限らず、小さい値で切替えを行っても問題ない。ここで、Ｉ０は、特許文献５に記載されている通り、（（図１８（あ）の処理）コンバータ起動条件の電流値を示している。

図１９では、スイッチング周波数変更の様子の一例として、２パターンを示したが、本目的はスイッチング動作開始時の最初のパルス幅を短くして、過電流を防止することであるので、それを満足できる方式なら良い。

また、スイッチング周波数の変更幅であるが、通常の周波数の２倍程度が望ましいと考える。

本実施例では、スイッチング動作開始時のスイッチング周波数を高く設定することにより、パルス幅を短くして過電流を防止する方式であるので、スイッチング動作開始タイミングを別途設定することは不要であるが、前記実施例の開始判定処理を併用すると、より過電流が発生する可能性を低く抑えることが可能である。

１ 交流電源
２ 整流回路
３ 昇圧チョッパ回路
４ 平滑コンデンサ
５，７ 制御回路
６ 負荷
８ インバータ回路
９ モータ
５０，７０ 演算手段
５０Ａ 昇圧比一定制御部

Claims (13)

1. 交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路を有し、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を用いて前記交流電源から流入する入力電流を制御する制御手段を備えた電源回路において、
   前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作が、前記入力電流瞬時値のピーク値付近、若しくはピーク値以降の電流が流れている期間で開始されることを特徴とする電源回路。
2. 交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路を有し、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路と、前記交流電源から流入する入力電流情報を生成する入力電流情報生成手段と、前記入力電流情報と設定された係数との積を求め、少なくとも、この積に基づいて前記スイッチング素子の動作を規定する前記通流率信号を作成する制御手段とを備えた電源回路において、
   前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作が、前記入力電流瞬時値のピーク値付近、若しくはピーク値以降の電流が流れている期間で開始することを特徴とする電源回路。
3. 請求項１又は２に記載の電源回路において、
   前記平滑回路の両端の電圧である直流電圧脈動成分を検出する直流電圧脈動成分検出手段を備え、前記直流電圧脈動成分検出手段で検出された直流電圧脈動成分の符号変化点、若しくは脈動成分が正の期間を前記入力電流瞬時値のピーク値付近、若しくはピーク値以降の電流が流れている期間として、前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作を開始することを特徴とする電源回路。
4. 請求項１又は２に記載の電源回路において、
   前記入力電流の大きさを算出する演算手段と、前記入力電流の大きさと前記入力電流瞬時値を比較する比較手段とを備え、前記入力電流瞬時値が前記入力電流の大きさより大きい期間を前記入力電流瞬時値のピーク値付近、若しくはピーク値以降の電流が流れている期間として、前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作を開始することを特徴とする電源回路。
5. 請求項４に記載の電源回路において、
   前記入力電流の大きさは、前記入力電流瞬時値の平均値，実効値、或いは、前記入力電流瞬時値のフィルタ処理した値に所定の係数を乗算した値のいずれかを用いることを特徴とする電源回路。
6. 請求項１又は２に記載の電源回路において、
   前記交流電源の電源電圧位相を検出する手段を備え、前記電源電圧位相が所定の位相の時を前記入力電流瞬時値のピーク値付近、或いはピーク値以降の電流が流れている期間として、前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作を開始することを特徴とする電源回路。
7. 請求項２に記載の電源回路を備え、該電源回路の負荷としてモータと前記モータを駆動するインバータ回路を接続し、前記モータの回転数、若しくは負荷状態に応じて前記係数を変更する係数変更手段を備えていることを特徴とするモータ駆動装置。
8. 請求項７に記載のモータ駆動装置を冷凍機器の圧縮機駆動用モータの駆動に適用したことを特徴とする冷凍機器。
9. 請求項１又は２記載の電源回路と、該電源回路の負荷としてモータを駆動するインバータ回路と、該インバータ回路と前記電源回路とを制御する制御回路とを備え、これらを一体としたことを特徴としたモジュール。
10. 交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路を有し、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を用いて前記交流電源から流入する入力電流を制御する制御手段を備えた電源回路において、
    前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作時に、スイッチング周波数が通常のスイッチング周波数より高い値であることを特徴とする電源回路。
11. 交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路を有し、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を用いて前記交流電源から流入する入力電流を制御する制御手段を備えた電源回路において、
    前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作が、前記入力電流瞬時値のピーク値付近、若しくはピーク値以降の電流が流れている期間で開始されると共に、スイッチング周波数が通常のスイッチング周波数より高い値であることを特徴とする電源回路。
12. 交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路を有し、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を用いて前記交流電源から流入する入力電流を制御する制御手段を備えた電源回路において、
    前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作が、前記交流電源の電圧の半周期の後半に開始されることを特徴とする電源回路。
13. 交流電源を直流に変換する整流回路と平滑回路を有し、通流率信号に基づいてスイッチング動作するスイッチング素子とインダクタンス及びダイオードからなる昇圧チョッパ回路を用いて前記交流電源から流入する入力電流を制御する制御手段を備え、少なくとも入力電流のピーク値付近で前記スイッチング動作を一時停止する制御モードがある電源回路において、
    前記スイッチング素子の最初のスイッチング動作が、前記入力電流のピーク値付近、若しくはピーク値以降の電流が流れている期間から開始されることを特徴とする電源回路。

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