WO2006064586A1 - 電源装置 - Google Patents

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WO2006064586A1
WO2006064586A1 PCT/JP2005/012239 JP2005012239W WO2006064586A1 WO 2006064586 A1 WO2006064586 A1 WO 2006064586A1 JP 2005012239 W JP2005012239 W JP 2005012239W WO 2006064586 A1 WO2006064586 A1 WO 2006064586A1
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power supply
voltage
switching
switching element
load
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PCT/JP2005/012239
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Yasutaka Taguchi
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Fujitsu General Limited
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4225—Arrangements for improving power factor of AC input using a non-isolated boost converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/157—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators with digital control
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a control technology for a power supply circuit that converts a commercial power supply into a power supply for home appliances, and more specifically, a power supply device having a boosted chiba power factor improvement and a harmonic current suppression function. It is about.
  • an input power supply (commercial power supply) 1 is full-wave rectified by a rectifier circuit 2, and this AC Z-DC converted voltage is converted into a booster chopper circuit ( Power factor improvement means 3) While boosting to a predetermined voltage in step 3, the power factor of the power source is improved and the harmonic current is suppressed.
  • the boosting chiba circuit 3 includes a boosting choke coil (reactor) 3a connected in series to the positive terminal side of the rectifier circuit 2, a reverse blocking diode 3b connected in series to the boosting choke coil 3a, and the boosting choke.
  • a switching element (for example, IGBT; insulated gate transistor) 3c connected between the coil 3a and the reverse blocking diode 3b on the negative terminal side of the rectifier circuit 2 and a smoothing capacitor 3d for smoothing the output voltage are provided.
  • step-up chopper circuit 3 The operation of the step-up chopper circuit 3 is switched by the switching element 3c via the step-up choke coil 3a and short-circuited, while the voltage that is switched is supplied from the reverse blocking diode 3b to the smoothing capacitor 3d.
  • Load 4 voltage As the load 4, for example, when applied to a compressor motor of an air conditioner, an inverter circuit 4a and a motor 4b can be assumed.
  • the power supply apparatus includes a power supply phase detection circuit 5 that detects a zero cross of the AC power supply 1, and a power supply phase detection circuit 5.
  • a current sensor 6 for detecting the input current Ii of the pressure chopper circuit 3, and a control unit 8 for controlling the switching element 3c based on the detected value, the input voltage Vi and the output voltage Vo of the boost chopper circuit 3, and And a drive unit 7 for driving the switching element 3c by a signal from the control unit 8.
  • the control unit 8 switches the switching element 3c of the step-up chopper circuit 3 and turns the switching element 3c on and off based on the comparison result between the input current and the sine wave-shaped input current reference signal to thereby switch the step-up chopper circuit 3
  • the output voltage Vo of 3 is the load voltage.
  • the deviation between the output voltage command value and the detected output voltage Vo is calculated by the calculation means 8a, and the input current reference signal Ir is calculated by the current reference signal amplitude generation means 8b based on the calculated deviation.
  • the amplitude value of (a sinusoidal amplitude value serving as a so-called reference) is created.
  • the multiplication means 8c multiplies the generated amplitude value by the detected input voltage Vi, and the hysteresis comparator based on the input current reference signal (current command value) and the current detection value Ii of the multiplication result.
  • Hysteresis is created at 8d, and the upper limit value and lower limit value of the input current are created by this hysteresis, that is, the switching element 3c is switched so that the input current Ii falls within the range of the upper limit value and the lower limit value.
  • the zero cross of the AC power supply is detected by the power supply phase detection circuit 5, and a predetermined period from the predetermined zero cross to the zero cross is generated by the switching operation prohibition time generating means 8e. Hysteresis output is prohibited by AND circuit 8f.
  • the switching frequency of the switching element 3c does not increase.
  • the switching frequency of the switching element 3c increases, that is, the switching frequency for each half cycle of the AC power supply differs and is not constant. Fluctuates.
  • the present invention improves the power factor by short-circuiting the converted voltage through at least the reactor when converting the AC power source into a DC voltage to obtain a load voltage.
  • the switching element of the power factor improving means including the reactor is switched, and the switching element is turned on / off by the comparison result between the input current and the input current reference signal of the power supply voltage waveform. While the output voltage of the rate improvement means is used as a load voltage, the zero crossing of the AC power supply is detected, and the switching element is switched a predetermined number of times based on the zero crossing detection. .
  • the start time is set to a predetermined positive value or negative value with respect to the zero-cross detection, and the switching start time of the switching element is determined by the power supply device It is preferable to change it according to the load or input current.
  • the switching frequency of the switching element is set so that the switching operation is completed within a power supply phase of 90 degrees of the AC power supply, and the switching frequency of the switching element is at least the load and input of the power supply device It is determined based on the magnitude of the current or the power supply frequency, and it is preferable to determine by combining them. [0018] Further, when setting the number of times of switching, in the case of a motor via the load force inverter means of the power supply device, it may be obtained based on the motor rotation speed or inverter output frequency.
  • the switching frequency of the switching element and the subsequent switching inhibition control are realized by software, and further provided with voltage detection means for detecting the voltage of the AC power supply, and the switching frequency of the switching means is determined by this detection voltage. I prefer that.
  • the switching operation of the switching element is completed in a predetermined period after the zero-cross detection.
  • the switching frequency of the switching element is adjusted so that the switching operation of the switching element is completed in the predetermined period.
  • the switching operation of the switching element may be performed by reducing the switching frequency by the predetermined number of times in the previous switching frequency force. Prefer U ,.
  • the switching operation of the switching element is completed before the predetermined time, the switching operation of the switching element is performed by increasing the switching frequency by the predetermined number of times in the previous switching frequency force. Preferred.
  • the switching frequency of the switching element is counted by a counter function, and the power function is reset by the zero cross detection.
  • the present invention provides a power supply apparatus that improves the power factor by short-circuiting the AC power supply via a inductor when converting AC voltage to DC voltage to obtain a load voltage, and the reactor is
  • the switching element of the power factor improving means the switching element is turned on and off based on the comparison result between the input current and the input current reference signal of the power supply voltage waveform, and the output voltage of the power factor improving means is changed to the load voltage.
  • the zero crossing of the AC power supply is detected, and after a predetermined time has elapsed since the zero crossing detection, the next switch of the switching element is Preferably, the switching operation of the switching element is completed by a goff signal.
  • the present invention provides a power supply device that improves the power factor by short-circuiting the AC power supply via a inductor when converting AC voltage to DC voltage to obtain a load voltage, and the reactor is
  • the switching element of the power factor improving means the switching element is turned on and off based on the comparison result between the input current and the input current reference signal of the power supply voltage waveform, and the output voltage of the power factor improving means is changed to the load voltage.
  • the predetermined time is preferably changed according to the power supply frequency, the magnitude of the load, or the magnitude of the load voltage.
  • the predetermined time includes the time when switching of the switching element is in the permitted state, and harmonics when the input current, power supply voltage, reactor inductance, current hysteresis width, or switching frequency is used as a parameter. It is preferable to set based on the relationship with the evaluation index.
  • the predetermined time is preferably set in consideration of the power factor.
  • the predetermined time is set in consideration of a switching loss accompanying a switching operation of the switching element.
  • the AC power supply is converted into a DC voltage by the rectifying means to be the load voltage, and a rectified average value or an effective value is used instead of the unloaded output voltage and the loaded output voltage. It is preferable.
  • the predetermined value is preferably a value obtained in advance according to a load state.
  • the predetermined value is preferably a ratio of an input voltage when there is a load and when there is no load.
  • the AC power source is converted into a DC voltage by the rectifying means to be the load voltage, and a rectified average value or an effective value is used instead of the input voltage.
  • the switching of the zero crossing force switching element of the AC power supply waveform is started and the switching is performed a predetermined number of times, which contributes to the sine wave of the input current waveform. It is possible to reduce the second-order harmonics and stabilize the current control, and to achieve the power harmonic regulation easily.
  • the current control is performed every half cycle of the AC power supply, and the current control is appropriately performed.
  • the switching start time is changed according to the load and the magnitude of the input current, it contributes to the sine wave of the input current waveform by the current control.
  • switching is performed within a power supply phase of 90 degrees, that is, switching is prohibited including the vicinity of the peak region of the input current, contributing to the sine wave of the input current waveform as described above.
  • the current control can be stabilized.
  • the switching frequency is determined by various parameters, the input current waveform is converted into a sine wave and the current control stability is optimized.
  • the rotation speed and the inverter frequency are set to the magnitude of the load. Ideal for air conditioners and refrigerators.
  • FIG. 1 is a schematic block diagram showing an embodiment of a power supply device according to the present invention.
  • FIG. 2 is a schematic block diagram showing control means included in the power supply apparatus.
  • FIG. 3 is a schematic waveform diagram and time chart for explaining the operation of the control means.
  • FIG. 4 is a schematic block diagram showing a processing system in the control means.
  • FIG. 5 is a diagram showing current waveforms when the current hysteresis width is narrow and wide in the above power supply device.
  • FIG. 6 is a diagram showing parameters and their fluctuation ranges when the measurement of FIG. 7 is performed.
  • FIG. 7 is a Ton—Ymax characteristic diagram.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between input current and Ton.
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the switching frequency when the current hysteresis width is narrow in the power supply device.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the number of switchings when the current hysteresis width is wide in the power supply device.
  • FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of a main part of the third embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration example of the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram of the processing system and the like of the control means included in the power supply device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a schematic flowchart for explaining the operation of the power supply apparatus according to the fourth embodiment.
  • FIG. 15 is a schematic flowchart for explaining another operation of the power supply device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 16 is a schematic flow chart for explaining still another operation of the power supply device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 17 is a flowchart for explaining a modification of the process shown in FIG.
  • FIG. 18 is a block diagram illustrating a configuration example of the fourth embodiment.
  • FIG. 19 is a time chart for explaining the fifth embodiment.
  • FIG. 20-1 is a diagram for explaining Example 12.
  • FIG. 20-1 is a diagram for explaining Example 12.
  • FIG. 20-2 is another view for explaining the twelfth embodiment.
  • FIG. 20-3 is still another view for explaining the twelfth embodiment.
  • FIG. 20-4 is still another view for explaining the twelfth embodiment.
  • FIG. 21 is a diagram for explaining Example 7.
  • FIG. 22 is a diagram schematically showing FIG.
  • FIG. 23 is a schematic circuit diagram showing a conventional power supply device.
  • FIG. 24 is a schematic block diagram showing control means included in the conventional power supply device.
  • FIG. 25 is a schematic waveform diagram for explaining the operation of the conventional power supply device.
  • FIG. 26 is another schematic waveform diagram for explaining the operation of the conventional power supply apparatus.
  • the power supply device of the present invention when switching the switching means of the power factor improving means including the reactor (a boosting chiba circuit), switches the switching from the zero cross detection of the input current waveform a predetermined number of times (at least the power phase 90 degrees). Switching, even if the input voltage or output voltage fluctuates or the load 4 fluctuates in the peak region of the input current (near the input voltage vs. the output voltage Vo) In this way, the input current control is stabilized and the high-order harmonic current is reduced.
  • FIGS. 1 to 4 parts that may be considered to be the same as or identical to the components shown in FIGS. 23 and 24 are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
  • Figure 3 (a) corresponds to Figure 25 (a) and Figure 26 (a).
  • this power supply apparatus includes an input current detector 10 that detects an input current Ii of the boost chopper circuit 3 based on a detection signal from a current sensor (eg, CT) 6, and an input voltage of the boost chopper circuit 3.
  • the input voltage detector 11 for detecting Vi
  • the output voltage detector 12 for detecting the output voltage Vo of the boosting chiba circuit 3, and the zero crossing of the AC power supply by the detected value and the power phase detection circuit 5
  • a control unit 13 such as a microcomputer for outputting a signal for turning on / off the switching element 3c of the boosting chopper circuit 3 to the drive unit 7 based on the detection.
  • the other parts are the same as in FIG.
  • the control unit 13 generates a signal (switching signal) for switching the switching element 3c based on the deviation between the output voltage command value (applied voltage command value of the load 4) and the output voltage Vo.
  • the zero crossing point of the input power supply waveform is detected by the detection signal from the power supply phase detection circuit 10 to reset the pulse counter 13a, and when the pulse counter 13a reaches a predetermined count value, the switching element 3c Prohibit operation.
  • a deviation between the output voltage command value and the detected voltage Vo by the output voltage detector 12 is calculated by the calculating means 8a, and the input current is generated by the current reference signal amplitude generating means 8b based on this calculated deviation.
  • An amplitude value of the reference signal (a sinusoidal amplitude value as a so-called reference) is created.
  • the multiplication unit 8c multiplies the created amplitude value by the detection voltage Vi by the input voltage detection unit 11, and a hysteresis is created based on the input current reference signal of the multiplication result.
  • the detection voltage Vi use the input voltage waveform or the absolute value of the input voltage waveform.
  • the value of the input current reference signal having hysteresis and the input current Ii detected by the input current detection unit 10 are compared by the hysteresis comparator means 8d, and the switching signal of the switching element 3c is created based on the comparison result.
  • the boost chopper circuit 3 is controlled by this switching signal, that is, the switching element 3c is switched using the reference current reference signal as a reference sine wave as in the conventional case, and an input current waveform is obtained (see Fig. 3 (a)). .
  • the pulse counter 13a is reset by the reset signal of the detected power supply phase signal (zero cross) by the power supply phase detection circuit 5, and the output signal of this pulse counter 13a and the switching signal obtained by the hysteresis comparator 8d are A logical operation is performed by the logical product means (AND circuit) 8f, and a switching signal as a result of the calculation is output to the drive unit 7.
  • the pulse counter 13a counts the number of switchings of the switching element 3c (see FIG. 3 (e)), but the output of the pulse counter 13a becomes H level when reset, When the count value reaches the preset value (pulse set value), it becomes L level (see (f) in the figure).
  • the predetermined value of the pulse counter 13a includes a section in the vicinity of the peak region of the input current Ii (Vi ⁇ Vo). For example, the number of pulses corresponding to the power supply phase within 90 degrees is obtained empirically.
  • the switching element 3c when the zero cross is detected, the switching element 3c is turned on (see (b) and (c) in the same figure), and the input current Ii increases after reaching the upper limit value.
  • the pulse counter 13a When is turned off (see (a) and (c) in the figure), the pulse counter 13a is incremented (see (d) and (e) in the figure).
  • the input current Ii has a sine wave shape.
  • the switching start time of the switching element 3c is a zero cross detection time, but is a predetermined positive value (delay) or a negative value (early) with respect to the zero cross detection. It is good.
  • the predetermined positive value or negative value is changed from the load 4 or the magnitude of the input current Ii.For example, the larger the value is, the faster the value is, and the smaller the value is, the longer the value is, and the upper and lower limits are taken into account. Is preferred.
  • the predetermined value may be changed based on the power supply frequency (for example, 50 Hz or 60 Hz), the input voltage or input current, the output voltage, or the load. It is preferable to apply them based on individual or a combination of them, and it should be different depending on the environment in which the power supply is used and the equipment that uses the power supply.
  • the harmonic characteristics of the power supply vary depending on the input current, power supply frequency, etc., and the number of switchings is an important parameter in the harmonic suppression effect, so switching is performed according to the harmonic characteristics.
  • the harmonic suppression effect increases.
  • reducing the number of times of switching can improve efficiency in terms of switching loss and reactor loss.
  • the number of times of switching for example, when the input current is 7A or more and the number of switching is set to 5 times, when the input current becomes 6A or less, the number of times of switching is changed. If the AC power supply is 50 Hz, the power is changed to 8 times, and if the AC power supply is 60 Hz, the power is changed to 7 times.
  • the switching start time and the predetermined value are preferably values determined according to the motor speed or the inverter frequency. As described above, the input current waveform can be made closer to a sine wave, and the current control can be stabilized.
  • detection means for detecting the input power supply voltage may be provided, and the predetermined value may be changed according to the magnitude of the input power supply voltage.
  • the parameter for setting the above-mentioned predetermined value varies depending on the power supply environment and the equipment used.
  • the switching control of the switching element 3c described above is configured by software, for example, the converter block diagram of FIG. 4 can be used to achieve a worldwide PFC (controller).
  • a loop that does not require high-speed control such as voltage control is configured by software, and the current controller includes the hysteresis comparator 8d, the logic circuit 8f, the drive unit (gate drive circuit) 7 shown in FIG.
  • the switching operation control unit by the power system main circuit such as the switching element (IGBT) 3c is shown.
  • the software configuration 20 is realized by the microcomputer of the control unit 13.
  • the calculation means 20b calculates a deviation between the voltage command value 20a and the output voltage detection value according to the power supply environment and the equipment used. .
  • the proportional term P is calculated by PI (proportional integral) 20c of the voltage reference signal amplitude creating means 8b, and its integral term I is calculated.
  • the proportional term P and integral term I are used to calculate the current command amplitude. A value is calculated.
  • the current command amplitude value is converted into an analog output signal by the DZA conversion means 20d and output to the multiplication means 7c. As described above, current control is performed based on the multiplication result of the multiplication means 7c.
  • This software configuration 20 includes a pulse counter 13a and a switching operation controller 20e.
  • the pulse counter 13a starts counting by a reset signal from the power supply phase detection circuit (zero cross) 5.
  • the switching operation controller 20e determines whether or not the count value of the pulse counter 13a has reached a predetermined value determined by the parameters corresponding to the power supply environment and the device used, and monitors the count value.
  • the switching permission signal (see FIG. 3 (f); H level) of the switching element 3c is output to the current controller 22 until the count value of the pulse counter 13a reaches a predetermined value.
  • the current controller 22 turns on and off the switching element 3c so that the input current Ii falls within the range between the upper limit value and the lower limit value, and outputs this switching frequency information to the pulse counter 13a.
  • the switching operation controller 20e monitoring it sets the permission signal for inhibiting the switching of the switching element 3c to L level. With this L level enable signal, the current controller 22 stops the on / off operation of the switching element 3c.
  • the input current full wave obtained by the operation of the current controller 22 is fed back to the calculation means 21 and converted into an output current by the function G24 of the system on which the power supply apparatus is mounted.
  • the load current due to the disturbance is added to the output current by the calculation means 25, and this is integrated by the integrating unit 26 to become the output voltage.
  • the output voltage is set to the power supply voltage of the load 4, and noise is removed by the LPF 27, which is fed back to the software configuration 20.
  • This fed back output voltage is converted into the output voltage detection value of the arithmetic means 20b by the A ZD conversion means 20f.
  • the overvoltage 'overcurrent protection means 23 outputs overvoltage' overcurrent protection information to the switching operation controller 20e and the current controller 22, and the already known protection operation is performed. Done.
  • the switching control of the switching element 3c can be appropriately performed by using parameters according to various states, and the cost of the power supply device (no-ware) is reduced. You do n’t have to.
  • the input current waveform can be controlled to an arbitrary waveform by short-circuiting the power supply via the reactor using a boosting chiba circuit as shown in Fig. 1, and the control structure as shown in Fig. 2 Then, the switching element is turned on and off so that the input current waveform becomes the shape of the power supply voltage waveform, and after reaching the predetermined number of switching times, the switching operation is prohibited and the input current is stabilized to control (Fig. (See waveform 3).
  • the input current waveform is easily affected by variations in the inductance value of the reactor and variations in the hysteresis width (upper limit and lower limit setting ranges) due to variations in the resistance value.
  • the hysteresis width is narrow and when the hysteresis width is wide, if the output load voltage and the number of switching are the same, the current command value operates differently, so Fig. 5 (a) and Fig. 5 (b As shown in (), the current waveform is different.
  • the current waveform is different.
  • the current waveform is different.
  • the harmonic evaluation index Ymax is as follows: The value will be explained.
  • the maximum value is Ymax
  • Ymax max (l2 / Is2, 13 / ls3, 14 / ls4, ..., InZlsn, ..., I40Zls40), it is NG for the standard when Ymax> 1, and the standard when Ymax ⁇ 1. On the other hand, it can be expressed as OK.
  • the third embodiment aims to perform control in response to power harmonic regulation that is resistant to component variations and power fluctuations while improving the power factor with a small number of switching operations.
  • the relationship between the input current and Ton is as shown in Fig. 8, and the reactor inductance is large or Z and the current hysteresis width is large or Z and the number of switching is large. Or when Z and the power supply voltage are low, Ton increases and shifts to the direction of (1) in the figure, while the reactor inductance is small or Z and the current hysteresis width is small or Z and the number of switching is It is difficult to set the value of Ton so that Ymax ⁇ l with conventional technology, such as a little or Z and the power supply voltage is large, sometimes Ton is small and shifts to (2) in the figure. there were.
  • the switching element 3c is configured so that Ton falls within a predetermined range in order to correspond to the world wide power supply voltage range even in a situation where there is a variation in the reactor inductance value and a variation in the current hysteresis width. Power supply that automatically adjusts the switching frequency Providing equipment.
  • the power supply device of the present embodiment increases the number of switchings of the switching element 3c.
  • the ON width Ton is larger than the second predetermined value (3. 10)
  • the switching frequency of the switching element 3c is decreased.
  • the ON width Ton of the switching permission signal is equal to or larger than the first predetermined value (2.75) and equal to or smaller than the second predetermined value (3.10), the switching frequency of the switching element 3c is left as it is. .
  • FIG. 7 is a diagram in which the value of the parameter shown in FIG. 6 is varied, the Ymax at that time is measured, and the Ymax value is plotted on the horizontal axis of Ton.
  • Ymax> l is NG with respect to the IEC standard
  • FIG. 7 changes the number of switchings of the switching element 3c for any reactor and current hysteresis width within the range of FIG. Therefore, if Ton is always controlled within the range that Ymax ⁇ l (upper limit is 3.05ms to 3.10ms, lower limit is around 2.8ms), it shows that the IEC standard is satisfied. .
  • the switching frequency of the switching element 3c is set to 6 times, and when the current hysteresis width is large, the switching frequency is 5 times. For example, if the number of times of switching is changed so that the instantaneous average value of the section in which the switching operation is performed becomes equal regardless of the hysteresis width of the current, it has a meaning.
  • Fig. 7 shows the Ton-Ymax characteristics when these parameters are varied in consideration of variations in the inductance value of the reactor and component variations such as hysteresis width variation due to variation in resistance value. Therefore, if the number of times of switching is changed according to the results shown in Fig. 7 and control is performed in a range where Ton always satisfies Ymax ⁇ l, the power supply harmonic regulation value can be satisfied even if there is a variation in the above components. Become.
  • the characteristics shown in FIG. 7 are those at a power supply frequency of 50 Hz, they can be applied at 60 Hz by replacing the time axis of Ton with the power supply phase axis.
  • power supply worldwide can be achieved, and not only component noise but also power supply fluctuation (difference in power supply voltage) can be controlled, and control in response to power supply harmonic regulations can be performed. It becomes.
  • Ton upper limit value Z lower limit value calculating means 102 Based on Fig. 7, the time Ton value (upper limit value Z lower limit value) such that Ymax ⁇ l is output.
  • the upper limit is set to 3.10 ms and the lower limit is set to 2.75 ms.
  • the upper limit value Z lower limit value of the time Ton may be changed depending on conditions such as the magnitude of the input current.
  • the optimal upper limit value Z lower limit value is calculated based on conditions such as the size of.
  • the pulse counter 13a and the timer counter 101 are reset by a reset signal of the detected power supply phase signal (zero cross) by the power supply zero cross detection means 5.
  • the timer counter 101 starts measuring the time Ton.
  • the node counter 13a counts the number of switching times of the switching element 3c, and when the counter value reaches a predetermined value (pulse setting value, 5 times in this example), the output of the pulse counter 13a ( In FIG. 3, (f)) becomes L level, and the measurement of the time Ton by the timer counter 101 is thereby stopped. For this reason, the timer counter 101 outputs the time Ton when the number of times of switching is five. In this example, it is assumed that the time Ton at this time is 2.70 ms, for example.
  • the upper limit value Z lower limit value calculation means 102 outputs the above upper limit value Z lower limit value (upper limit value is 3.10 ms, lower limit value is 2.75 ms) to the switching frequency calculation means 103. It is.
  • the switching number calculation means 103 compares the time Ton with the upper limit value Z lower limit value.
  • the pulse set value set in the pulse counter 13a is increased by 1. (6 times in this example).
  • the next period (zero crossing) force is also controlled so that the time Ton becomes longer and the time Ton exceeds the lower limit value by the amount corresponding to 6 times of the Norse counter value.
  • the pulse counter Decrease the pulse set value set in 13a by 1 (4 times in this example).
  • the next period (zero cross) force is also controlled so that the time Ton becomes shorter and the time Ton falls below the upper limit value by the amount of the pulse counter value being four times.
  • the time Ton is compared with the upper limit value Z lower limit value, and based on the comparison result, the pulse set value set in the pulse counter 13a is increased by 1 or After that, the time Ton is between the upper and lower limits.
  • the Ton is controlled in a range where Ymax ⁇ l at all times, the power supply harmonic regulation value can be satisfied even if there is a variation in the above parts.
  • the switching permission signal width Ton corresponding to the output of the pulse counter 13a detected by the timer counter 101, and the upper limit value calculated by the Ton upper limit value Z lower limit value calculating means 102 (Fig. 7). 3.10) and the lower limit value (2.75 in the figure) are compared by the switching frequency calculation means 103, and the counter data of the nore counter 13a is set based on the comparison result. Then, the switching element 3c (see FIG. 1) performs switching for the specified number of times set in the NOR counter 13a.
  • the change period is set to about several seconds later than the power supply period, while the low-pass filter 104 is used to perform the time Ton filter process. I want it! /
  • the upper limit value Z of the time Ton may be changed depending on the magnitude of the input current (the upper limit value is set to a value smaller than 3.05 ms to 3.10 ms, and the lower limit value is around 2.8 ms. It is possible to maintain a high power factor from a light load to a heavy load by changing it according to the magnitude of the input current. For example, in the case of a light load, the switching loss can be reduced by setting the upper limit value to a value smaller than 3.05 ms to 3.10 ms, for example, 2.9 ms, and reducing the number of switching operations of the switching element 3c. Can do. On the other hand, in the case of heavy loads, the power factor can be improved by setting the lower limit value to a value larger than around 2.8 ms, for example, 2.9 ms.
  • Embodiment 4 will be described with reference to FIG. 12 to FIG.
  • Example 4 is a combination of the invention according to the applicant's application (Japanese Patent Application No. 2004-6982) and Example 3 described above. The following is a content specific to Example 4 in this application (patent application
  • the output DC voltage Vo is an important parameter for the input current waveform and the harmonic current. Therefore, if the output DC voltage Vo varies, it affects the input current by the current control, that is, the power supply device is installed.
  • the harmonic current characteristic and the power factor improvement characteristic differ depending on the equipment to be mounted, which causes a problem that the adaptability of the power supply apparatus is lowered.
  • the output DC voltage Vo is divided to detect the output DC voltage Vo. If a voltage dividing resistor circuit is provided and the output of this voltage dividing resistor circuit is AZD converted, it is possible.
  • the variation of this component is about ⁇ 4 to 6%.
  • an output DC voltage Vo of about 300V is detected, an error of about ⁇ 12 to 18V can be detected.
  • There was also a problem with the stability of the harmonic characteristics such as the current control was not stable and the power supply harmonic regulations could not be cleared.
  • the variation also greatly affects the input current waveform.
  • the input current waveform is similar to the input voltage waveform due to the power supply voltage drop due to the increase in input current or the increase or decrease in power supply voltage due to the influence of other connected devices. This will affect the stability of the current control.
  • the power supply device of the present embodiment uses a voltage dividing resistor circuit, an LPF, and an AZD converter for detecting the output voltage Vo (t) of the boosting chiba circuit when controlling the boosting chiba circuit including at least the reactor.
  • the no-load output voltage Vo (0) is detected and the voltage deviation Ve between the no-load output voltage Vo (0) multiplied by a predetermined ratio and the load output voltage Vo (t)
  • the voltage divider resistance and the AZD converter reference voltage AVR can be reduced. Regardless, the load output voltage is kept constant.
  • the ratio Vo (t) / Vo (0) between the output voltage of the boosting chiba circuit and the no-load output voltage is the difference between the voltage dividing resistor and the reference voltage AVR of the AZD converter. The value does not depend on the key.
  • Vo (t) Vo (0)
  • Vo (0) AVo (0)
  • this power supply device includes an input current detector 10 that detects an input current Ii of the boost chopper circuit 3 based on a detection signal from a current sensor (eg, CT) 6, and an input voltage of the boost chopper circuit 3.
  • Voltage divider resistor circuit 15 with resistors Rl and R2 connected in series to detect Vi, and voltage divider resistor circuit 16 with resistors R3 and R4 connected in series to detect its output voltage (output DC voltage) Vo and noise LPF (low-pass filter) 17 to be removed and the voltage passing through LPF17 are detected by AZD conversion and detected based on the detected value and zero-cross detection of AC power supply 1 by power-supply zero-cross detection section (power-phase detection section) 5
  • a control unit 14 such as a microcomputer for outputting a signal for turning on and off the switching element 3c of the boosting chopper circuit 3 to the driving unit 7.
  • the same effect as an active filter can be obtained by placing the boost choke coil (reactor) 3a and the switching element 3c shown in FIG. In that case, the position of the current detection means and the like may be changed as appropriate.
  • the control unit 14 has the same function as the control unit 13 in FIG. 1, and the other parts are the same as those in FIG.
  • the control unit 14 includes a voltage command 14a for issuing a command value (ratio value) A for suppressing variations in the output voltage, and an output voltage Vo ( t) is detected by A / D conversion, AZD14b, and judgment means 14c for switching this AZD-converted output voltage Vo (t) between no load and load, and the output voltage Vo (0 ) And the output voltage Vo (0) at the time of no load Multiplying means 14e for multiplying the rate value A, computing means 14f for computing the voltage command value of this multiplication result and the output voltage detection value Vo (t) under load, and input based on this calculation result Switching that generates ON / OFF timing of the switching element 3c based on the detection signal from the voltage controller 14g that calculates the correction amount of the voltage detection value Vi (t) and the power supply zero-cross detection unit 5.
  • Motion controller 14h Motion controller 14h.
  • the control unit 14 then multiplies the input voltage detection value Vi (t) by the operation value obtained by the voltage controller 14g, and the switching timing by the switching operation controller 14h. And a current controller 14j for controlling the input current Ii in consideration of the multiplication result of the multiplication means 14i when the switching signal of the switching element 3c is output.
  • the switching operation controller 14h and current controller 14j may have the block configuration shown in Fig. 24! /.
  • the control unit 14 switches the switching element 3c based on the output voltage command value (applied voltage command value of the load 4) to make the output voltage a predetermined value required for the load 4 as well as in the past. Make the current waveform sinusoidal. Note that the switching element 3c is switched a predetermined number of times based on the zero cross point of the input power supply in order to improve the input AC waveform and reduce the higher-order harmonic current.
  • the no-load output voltage Vo (0) is obtained by switching the determination means 14c to obtain the no-load voltage storage means.
  • the voltage command value V o * (t) is obtained using this output voltage Vo (0).
  • the determination means 14c determines whether there is no load or a load state depending on whether or not the load 4 is operating.
  • the above-mentioned no-load output voltage is detected by creating a no-load state for a predetermined period.
  • the no-load state is determined by a no-load determination means described later, and the detected value is stored. It is good to update.
  • the detection of the no-load output voltage is performed at a predetermined time from the power-on of the power supply device to the start of load activation at the predetermined time or by using an interval timer. Stop driving It is preferable to stop and do it when the operation stops!
  • the above-mentioned ratio value A is a value obtained in consideration of clearing of power supply harmonic regulations, and when the load 4 is a motor, it is obtained from the voltage value required by the motor control system according to the amount of the load. It does not matter whether the value is obtained by calculation with a table reference or function.
  • the type of AZD conversion data (output voltage or input voltage) is determined (step ST10). If the data type is output voltage, the AZD conversion result is filtered and assigned to Vo (t) (step ST11). Subsequently, the load state is judged (step ST12) . If there is a load, the output voltage Vo (t) is left as it is, and if there is no load, the output voltage Vo (t) is substituted into the initial value Vo (0) ( Step ST13).
  • step ST14 If the data type is input voltage, the AZD conversion result is filtered and substituted into Vi (t) (step ST14). Subsequently, the load state is judged (step ST15). If there is a load, the input voltage Vi (t) is left as it is. If there is no load, the output voltage Vi (t) is substituted for the initial value Vi (0). (Step ST16). For other data, the corresponding processing is executed (step ST17).
  • the voltage deviation Ve between the voltage command value Vo * (t) and the output voltage detection value Vo (t) is calculated by PI control as shown in FIG. Calculation is performed by the computing means 14f (step ST20).
  • Kp is an arbitrary proportional gain
  • Ki is an arbitrary integral gain.
  • the interval time of the processing system described above is basically based on the relationship of the interval time of the voltage command value calculation processing system ⁇ the interval time of the output voltage control processing system ⁇ the interval time of the AZD conversion processing system. . [0123]
  • the voltage controller 14g corrects the input voltage Vi so that the output voltage Vo (t) force SVo * (t) is obtained. Is output to multiplication means 14i.
  • the output voltage and input voltage in the processing system are obtained using the resistors Rl and R2 of the same voltage dividing resistor circuit 15 and the AZD converter reference voltage AVR.
  • the AZD conversion processing system may be executed by the routine shown in FIG.
  • the voltage command value Vo * (t) is obtained by multiplying the output voltage multiplied by the ratio value A to the output voltage Vo (0) at no load and the ratio of the input voltage Vi at load and no load. Obtained by multiplying Vi (t) / Vi (0) (steps ST30, ST31).
  • the voltage command value Vo * (t) is set by the output voltage when there is no load.Therefore, the power supply voltage decreases due to the increase in input current and the power supply due to the influence of other system connection devices. Despite the increase or decrease in voltage, the ratio between the input voltage peak value and the output voltage can be kept constant.
  • Example 1 voltage control is performed using the no-load output voltage and the load output voltage.
  • the rectified average value of the DC voltage rectified by the rectifier circuit 2 is A means for detecting the effective value and a storage means for storing the rectified average value or effective value at no load are provided, and the rectified average value of the storage means is provided in place of the no-load output voltage and the load output voltage! , Is the effective value and the detected rectified average value! Use the effective value.
  • the load voltage can be stabilized, and the converter system as a whole can exhibit robustness against component variations.
  • the control block diagram of FIG. 18 it is possible to reduce the product cost by configuring the control that requires a relatively high speed with hardware and configuring the control that may be a slow processing system with software.
  • the current controller 22 in the figure can be configured by a hysteresis comparator 8d shown in FIG.
  • the fourth embodiment can be easily combined with other embodiments.
  • Example 5 will be described with reference to FIG.
  • the timer counter 101 is reset by a reset signal (zero cross timing in the figure) of the detected power phase signal (zero cross) by the power zero cross detection means 5.
  • the timer counter 101 starts measuring the time Ton.
  • the switching enable signal is set to the prohibited output at the timing of the falling edge of the switching off signal of switching element 3c.
  • the time Ton can be set between the lower limit (2.75) and the upper limit (3.10) in Fig. 7. In other words, even if the upper limit (3. 10) is not set in advance, the time Ton becomes the upper limit (by setting the switching enable signal to the prohibited output immediately after the lower limit (2.75) is exceeded. 3. No more than 10).
  • the time Ton is the upper limit without synchronizing with the switching signal (IGBT gate drive signal in Fig. 19).
  • the switching enable signal may be forcibly set as a prohibited output so that it is between (3. 10) and the lower limit (2. 75). Even in this case, the instantaneous average values of the switching operation sections shown in FIGS. 9 and 10 can be made equal, the power supply harmonic characteristics can be stabilized, and the harmonic current can be suppressed.
  • Example 5 after the measured value by the timer counter 101 exceeds the lower limit value (2.75), the switching is permitted after the timing of the fall of the IGBT gate drive signal.
  • Example 6 when the measured value by the timer counter 101 exceeds the lower limit (2.75), without waiting for the fall timing of the IGBT gate drive signal Immediately (forcibly) set the switching enable signal to the prohibited output.
  • the force at which the switching permission signal is set to the prohibited output is the force at which the measured value by the timer counter 101 exceeds the lower limit (2.75).
  • the upper limit 3. It may be 10
  • Example 7 relates to how to determine the upper limit value Z lower limit value.
  • Ton increases by ⁇ T (n + 1) — ⁇ ( ⁇ ) ⁇ .
  • FIG. 22 is a diagram schematically showing the trend of Ymax-Ton in FIG.
  • T1 and T2 are set as the lower and upper limits of Ton, as shown in Fig. 22, (T1 is the first threshold value Tmin of Ym ax 1, which is larger than 2.75, T2 is Ymax The second threshold Tmax of 1. is smaller than 3. 10.
  • the width of T1 and T2 is the increment ⁇ T (n + 1) - ⁇ ( ⁇ ) ⁇ due to the change in Ton switching frequency. It must be set larger.
  • Ton at power switching times is less than T1, change the number of switching from n times to (n + 1) times, and increase Ton by ⁇ T (n + 1) — ⁇ ( ⁇ ) ⁇ If ⁇ 2 is exceeded, Ton cannot be controlled to an appropriate value (between T1 and ⁇ 2) by changing the number of times of switching.
  • T1 and T2 must be set inside two threshold values Tmin and Tmax of Ymax 1 shown in FIG.
  • Example 8 also relates to a method of determining an upper limit value and a lower limit value.
  • T1 is set to a value larger than Tmin
  • T2 is set to a value smaller than Tmax
  • the value that outputs the maximum power factor is set to Tl and ⁇ 2 Also good.
  • ⁇ is the increment of Ton per switching. Since this maximum power factor may vary depending on the input current value, the above T1 and T2 may be corrected.
  • Example 9 is a modification of Example 8.
  • T1 and T2 may be set based on the maximum efficiency point instead of the maximum power factor point in Example 8.
  • Ton control range T1 to T2 range
  • Ton and T1 switching is increased to (n + 1) times and Ton> T2.
  • change T1 or ⁇ 2 to widen the control range of Ton.
  • Fig. 7 and Fig. 22 which are Ton-Ymax characteristics are the results at a certain output voltage.
  • the results corresponding to FIGS. 7 and 22 vary based on the magnitude of the output voltage, more precisely, based on the relationship between the input voltage and the output voltage. Therefore, the results corresponding to FIG. 7 and FIG. 22 are obtained in advance according to the magnitude of the output voltage, and T1 and T2 are calculated based on the magnitude of the output voltage by referring to those results. It may be corrected.
  • FIGS. 20-1 to 20-4 which is not limited to the representative circuit shown in FIG. 1, is used. It can be applied to all power supply short circuit via.
  • the current control in the power supply device is stabilized and it is easy to comply with power supply harmonic regulations. Therefore, the present invention is applied to all home appliances including only air conditioners and compressors of refrigerators, and industrial equipment. It is also applicable to.

Landscapes

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Abstract

　力率改善手段を有する電源装置における電流制御を安定化し、電源高調波規制対応を容易とする。入力電源１を直流電圧に変換して昇圧チョッパ回路３で負荷４の電圧を得る際、昇圧チョッパ回路３のスイッチング素子３ｃをスイッチングし、昇圧チョークコイル３ａを介して短絡して力率を改善する。このとき、当該電源装置を制御する制御部１３は入力電流検出部１０による検出入力電流と正弦波状の入力電流基準信号との比較結果によりそのスイッチング素子３ｃをオン、オフする一方、交流電源半周期ごとに電源位相検出回路５によるゼロクロス検出から所定回数だけそのスイッチング素子３ｃをスイッチングし、それ以降そのスイッチングを禁止し、交流電源の半周期毎におけるスイッチング回数が変動しないようにする。

Description

明 細 書
電源装置
技術分野
[0001] 本発明は、商用電源を家電機器などの電源に変換する電源回路の制御技術に関 し、さらに詳しく言えば、昇圧チヨツバ型の力率改善および高調波電流抑制機能を有 する電源装置に関するものである。
背景技術
[0002] この種の電源装置の一例としては、図 23に示すように、入力電源（商用電源） 1を整 流回路 2で全波整流し、この交流 Z直流変換した電圧を昇圧チヨツバ回路 (力率改 善手段） 3で所定電圧に昇圧するとともに、電源の力率を改善し、かつ高調波電流を 抑制するようにしたものがある。
[0003] この場合、昇圧チヨツバ回路 3は整流回路 2の正端子側に直列に接続した昇圧チヨ ークコイル (リアクタ） 3aと、昇圧チョークコイル 3aに直列に接続した逆阻止ダイオード 3bと、この昇圧チョークコイル 3aと逆阻止ダイオード 3bの間で整流回路 2の負端子 側に接続したスイッチング素子 (例えば IGBT;絶縁ゲート形トランジスタ） 3cと、出力 電圧を平滑化する平滑コンデンサ 3dとを備えて 、る。
[0004] この昇圧チヨッパ回路 3の動作は、昇圧チョークコイル 3aを介してスイッチング素子 3cによってスイッチングして短絡する一方、スイッチングされて ヽる電圧を逆阻止ダイ オード 3bから平滑コンデンサ 3dに供給して負荷 4の電圧とする。なお、負荷 4として は、例えば空気調和機のコンプレッサモータに適用した場合インバータ回路 4aおよ びモータ 4bを想定することができる。
[0005] このような昇圧チヨツバ回路 3を含む電源装置の制御方法ついて、本出願人は先に 特願 2002— 158653号を出願して!/、る。この先願発明につ！/、て図 24な!ヽし図 26を 参照して簡単に説明すると、まず交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際 、その変換された電圧を少なくともリアクタ (昇圧チョークコイル 3a)を介して短絡して 力率を改善する。
[0006] 上記電源装置には、交流電源 1のゼロクロスを検出する電源位相検出回路 5と、昇 圧チヨツバ回路 3の入力電流 Iiを検出するための電流センサ 6と、それら検出値、昇 圧チヨッパ回路 3の入力電圧 Viおよび出力電圧 Voをもとにしてスイッチング素子 3c を制御する制御部 8と、この制御部 8からの信号によりスイッチング素子 3cを駆動する 駆動部 7とを備えてなる。
[0007] 制御部 8は、昇圧チヨッパ回路 3のスイッチング素子 3cをスイッチングするとともに、 入力電流と正弦波状の入力電流基準信号との比較結果によりそのスイッチング素子 3cをオン、オフしてその昇圧チヨッパ回路 3の出力電圧 Voを負荷の電圧とする。
[0008] このとき、図 24に示すように、出力電圧指令値と検出出力電圧 Voとの偏差が演算 手段 8aで算出され、この算出偏差により電流基準信号振幅作成手段 8bで入力電流 基準信号 Irの振幅値 ( 、わゆる基準となる正弦波状の振幅値)が作成される。
[0009] この作成振幅値と検出入力電圧 Viとの乗算が乗算手段 8cで行われ、この乗算結 果の入力電流基準信号 (電流指令値）と電流検出値 Iiをもとにしてヒステリシスコンパ レータ 8dでヒステリシスが作成され、このヒステリシスにより入力電流の上限値および 下限値が作成され、つまり入力電流 Iiがその上限値および下限値の範囲内に収まる ように、上記スイッチング素子 3cがスイッチングされる。
[0010] 一方、上記交流電源のゼロクロスを電源位相検出回路 5で検出するとともに、その ゼロクロスの所定前から同ゼロクロスまでの所定期間がスイッチング動作禁止時間作 成手段 8eで作成され、この作成信号によりヒステリシスの出力がアンド回路 8fで禁止 される。
[0011] これにより、図 25および図 26に示すように、その禁止区間だけスイッチング素子 3c のスイッチングが禁止されるため、入力交流電源のゼロクロス点で入力電流が強制的 にゼロとなり、そのゼロクロス点近傍における入力交流波形が改善され (正弦波状に され)、高次高調波電流の低減が図れる。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0012] し力しながら、上記昇圧チヨッパ回路 3の制御において、入力電圧 Viが出力電圧 V oより大きくなる付近 (Vi≥Vo区間；入力電流 Iiのピーク域)では、入力電圧や出力電 圧の変動、あるいは負荷 4の変動により入力電流 Iiが下限値にかかり、スイッチング素 子 3cのスイッチング回数が増えると、当該電流制御による不具合が生じる。
[0013] 例えば、図 25に示すように、その入力電流 Iiが下限値に力からない場合 (つまり負 方向変動が小さい場合）には、スイッチング素子 3cのスイッチング回数が増えない。 これと比べて図 26に示すように、入力電流 Iiが下限値に力かる場合にはスイッチング 素子 3cのスイッチング回数が増加し、すなわち交流電源半周期毎のスイッチング回 数が異なり、一定にならずに変動する。
[0014] この交流電源半周期毎におけるスイッチング回数が変動するということは、当該電 流制御が安定せず、高次高調波電流の低減を阻害するだけなぐ電源高調波規制 のクリア対策が難しくなる。また、 1回のスイッチング分によっても、出力電圧に影響が 及ぶために安定した負荷電力供給ができなくなり、特に負荷 4がモータである場合モ ータ回転数が安定せず、騒音などの原因ともなる。
課題を解決するための手段
[0015] 上記課題を解決するため、本発明は、交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧と する際、その変換された電圧を少なくともリアクタを介して短絡して力率を改善するよ うにした電源装置において、上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子を スイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結 果により、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手段の出力電圧を負 荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、このゼロクロス検出をもとに して所定回数だけ上記スイッチング素子をスイッチングするようにしたことを特徴とし ている。
[0016] 上記ゼロクロス検出によりスイッチング素子のスイッチングを開始する際、その開始 時刻をゼロクロス検出に対して所定の正の値あるいは負の値にし、また、上記スイツ チング素子のスイッチング開始時刻は当該電源装置の負荷あるいは入力電流の大き さに応じて変えるようにすることが好ま 、。
[0017] 上記スイッチング素子のスイッチング回数は、スイッチング動作が上記交流電源の 電源位相 90度以内に完了するように設定し、また、上記スイッチング素子のスィッチ ング回数は、少なくとも当該電源装置の負荷や入力電流の大きさもしくは電源周波 数をもとにして決定し、ある 、はそれらを組み合わせて決定することが好ま 、。 [0018] また、上記スイッチング回数を設定する際、当該電源装置の負荷力インバータ手段 を介したモータである場合、そのモータ回転数あるいはインバータ出力周波数をもと にして求めるとよい。
[0019] 上記スイッチング素子のスイッチング回数およびそれ以降のスイッチング禁止制御 はソフトウェアで実現し、また、上記交流電源の電圧を検出する電圧検出手段を備え 、この検出電圧により上記スイッチング手段のスイッチング回数を決めることが好まし い。
[0020] 上記ゼロクロス検出からの所定期間に上記スイッチング素子のスイッチング動作が 完了するようにすることが好ま 、。
[0021] 上記所定期間に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了するように上記ス イッチング素子のスイッチング回数を調整することが好ましい。
[0022] 上記所定時間以降に上記スイッチング素子のスイッチング動作が行われた場合、 前回の上記スイッチング回数力も所定の回数分だけ上記スイッチング回数を減じて 上記スイッチング素子のスイッチング動作を行うようにすることが好ま U、。
[0023] 上記所定時間以前に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了した場合、前 回の上記スイッチング回数力も所定の回数分だけ上記スイッチング回数を増加させ て上記スイッチング素子のスイッチング動作を行うようにすることが好ま 、。
[0024] 上記スイッチング素子のスイッチング回数を変更した結果、上記スイッチング素子の スイッチング動作が上記所定時間に完了しない場合、上記所定時間を補正する手段 を設けることが好ましい。
[0025] 上記スイッチング素子のスイッチング回数はカウンタ機能でカウントしており、上記力 ゥント機能は上記ゼロクロス検出によりリセットされるようにすることが好ましい。
[0026] 本発明は、交流電圧を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリ ァクタを介して短絡して力率を改善する電源装置にお!ヽて、上記リアクタを含む力率 改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形 の入力電流基準信号との比較結果より、上記スイッチング素子をオン、オフして上記 力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出 し、該ゼロクロス検出からの所定時間経過後、上記スイッチング素子の次のスィッチン グオフ信号により上記スイッチング素子のスイッチング動作を完了することが好ましい
[0027] 本発明は、交流電圧を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリ ァクタを介して短絡して力率を改善する電源装置にお!ヽて、上記リアクタを含む力率 改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形 の入力電流基準信号との比較結果より、上記スイッチング素子をオン、オフして上記 力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出 し、該ゼロクロス検出からの所定時間後、強制的に上記スイッチング素子のスィッチン グ動作を終了することが好まし 、。
[0028] 上記所定時間は、電源周波数、負荷の大きさ、または、負荷電圧の大きさによって 変化させることが好ましい。
[0029] 上記所定時間は、入力電流、電源電圧、リアクタインダクタンス、電流ヒステリシス幅 、又は、スイッチング回数をパラメータとしたときの、上記スイッチング素子のスィッチ ングが許可状態にあるときの時間と、高調波に関する評価指数との関係に基づいて 、設定することが好ましい。
[0030] 上記所定時間は、力率を考慮して設定することが好ましい。
[0031] 上記所定時間は、上記スイッチング素子のスイッチング動作に伴うスイッチング損失 を考慮して設定することが好ま 、。
[0032] 無負荷時の出力電圧と有負荷時の出力電圧を検出し、上記無負荷時の出力電圧 と上記有負荷時の出力電圧の比が所定値となるように電圧制御することが好ましい。
[0033] 上記交流電源は、整流手段で直流電圧に変換されて上記負荷電圧とされ、上記無 負荷時の出力電圧と上記有負荷時の出力電圧に代えて、整流平均値または実効値 を用いることが好ましい。
[0034] 上記所定値は、予め負荷状態に応じて求めた値であることが好ましい。
[0035] 上記所定値は、有負荷時及び無負荷時の入力電圧の比率を用いることが好ましい
[0036] 上記交流電源は、整流手段で直流電圧に変換されて上記負荷電圧とされ、上記入 力電圧に代えて、整流平均値または実効値が用いられることが好ましい。 発明の効果
[0037] 本発明によれば、交流電源波形のゼロクロス力 スイッチング素子のスイッチングを 開始するとともに、そのスッチイングを所定回数だけ行うようにしていることから、入力 電流波形の正弦波化に寄与して高次高調波を低減し、当該電流制御を安定化する ことができ、ひ 、ては電源高調波規制対応が容易に行えるようになると 、う効果があ る。
[0038] また、上記スイッチング回数をカウントするためのカウンタをゼロクロス検出によって リセットするようにしたことにより、交流電源の半周期ごとに当該電流制御を行うことに なりその電流制御が適切に行われ、また、そのスイッチングを開始する時刻を負荷や 入力電流の大きさに応じて変えることから、その電流制御による入力電流波形の正 弦波化に寄与する。
[0039] また、スイッチングを電源位相 90度以内で行 ヽ、つまり入力電流のピーク域付近を 含めてそのスイッチングを禁止するようにしているため、上述したように入力電流波形 の正弦波化に寄与でき、当該電流制御を安定させられる。また、上記スイッチング回 数を種々のパラメータで決定していることから、その入力電流波形の正弦波化、電流 制御の安定ィ匕が最適に行われる。
[0040] さらに、上記スイッチング回数を設定するための負荷として、インバータ手段による モータとした場合、その回転数やインバータ周波数を負荷の大きさとしていることから 、上述した効果にカ卩え、特にインバータエアコンや冷蔵庫にとって最適である。
[0041] また、上記スイッチング回数、スイッチング制御をソフトウェアによって実現すること から、当該電源装置のハードウェアのコストアップにならずに済む。さらにまた、上記 スイッチング回数を交流電源の電圧の大きさに応じた値とすることから、家電機器全 般に適用し、また産業機器などにも適用可能となる。
図面の簡単な説明
[0042] [図 1]図 1は、本発明による電源装置の実施形態を示す概略的ブロック線図である。
[図 2]図 2は、上記電源装置に含まれている制御手段を示す概略的ブロック線図であ る。
[図 3]図 3は、上記制御手段の動作説明用の概略的波形図およびタイムチャートであ る。
[図 4]図 4は、上記制御手段における処理系を示す概略的ブロック線図である。
[図 5]図 5は、上記電源装置にお!、て電流ヒステリシス幅が狭 ヽ場合と広 ヽ場合の電 流波形を示す図である。
[図 6]図 6は、図 7の測定が行なわれるときのパラメータとその変動範囲を示す図であ る。
[図 7]図 7は、 Ton— Ymax特'性図である。
[図 8]図 8は、入力電流と Tonとの関係を示す図である。
[図 9]図 9は、上記電源装置において電流ヒステリシス幅が狭い場合のスイッチング回 数の例を示した図である。
[図 10]図 10は、上記電源装置において電流ヒステリシス幅が広い場合のスイッチング 回数の例を示した図である。
[図 11]図 11は、実施例 3の要部の構成例を示すブロック図である。
[図 12]図 12は、実施例 4の構成例を示すブロック図である。
[図 13]図 13は、実施例 4の電源装置に含まれる制御手段の処理系等ブロック線図で ある。
[図 14]図 14は、実施例 4の上記電源装置の動作説明用の概略的フローチャートであ る。
[図 15]図 15は、実施例 4の上記電源装置の他の動作説明用の概略的フローチャート である。
[図 16]図 16は、実施例 4の上記電源装置の更に他の動作説明用の概略的フローチ ヤートである。
[図 17]図 17は、図 14に示す処理の変形例を説明するためのフローチャートである。
[図 18]図 18は、実施例 4の構成例を示すブロック図である。
[図 19]図 19は、実施例 5を説明するためのタイムチャート図である。
[図 20- 1]図 20— 1は、実施例 12を説明するための図である。
[図 20-2]図 20— 2は、実施例 12を説明するための他の図である。
[図 20-3]図 20— 3は、実施例 12を説明するための更に他の図である。 [図 20-4]図 20— 4は、実施例 12を説明するための更に他の図である。
[図 21]図 21は、実施例 7を説明するための図である。
[図 22]図 22は、図 7を模式的に示した図である。
[図 23]図 23は、従来の電源装置を示す概略的な回路図である。
[図 24]図 24は、上記従来の電源装置に含まれている制御手段を示す概略的ブロック 線図である。
[図 25]図 25は、上記従来の電源装置の動作を説明する概略的な波形図である。
[図 26]図 26は、上記従来の電源装置の動作を説明する他の概略的な波形図である 符号の説明
1 入力電源（交流電源）
2 整流回路
3 昇圧チヨツバ回路
3a 昇圧チョークコイル
3b 逆阻止ダイオード
3c スイッチング素子
3d 平滑コンデンサ
4 負荷
5 電源位相検出回路
6 電流センサ
7 駆動部
13 制御部
10 入力電流検出部
11 入力電圧検出部
12 出力電圧検出部
13a ノ ノレスカウンタ
Ii 入力電流
Vi 入力電圧 Vo 出力電圧
発明を実施するための最良の形態
[0044] 本発明の電源装置は、リアクタを含む力率改善手段 (昇圧チヨツバ回路)のスィッチ ング手段をスイッチングする際、そのスイッチングを入力電流波形のゼロクロス検出か ら所定回数 (少なくとも電源位相 90度以内の所定区間）だけ行い、つまり入力電流の ピーク域 (入力電圧 V S出力電圧 Voより大きくなる付近）にお ヽて入力電圧や出力 電圧の変動、あるいは負荷 4の変動があっても、そのスイッチングしないようにして入 力電流制御の安定化、高次高調波電流の低減を実現する。
[0045] 以下に、本発明の実施形態を図 1ないし図 4を参照して詳しく説明する。なお図 1お よび図 2において、図 23および図 24に示されている構成要素と同一もしくは同一と 見なされてよい部分には同一符号を付して重複説明を省略する。図 3 (a)は図 25 (a) および図 26 (a)に対応している。
実施例 1
[0046] 図 1において、この電源装置は、昇圧チヨッパ回路 3の入力電流 Iiを電流センサ（例 えば CT) 6からの検出信号により検出する入力電流検出部 10と、昇圧チヨツバ回路 3 の入力電圧 Viを検出するための入力電圧検出部 11と、昇圧チヨツバ回路 3の出力電 圧 Voを検出するための出力電圧検出部 12と、それらの検出値や電源位相検出回 路 5による交流電源のゼロクロス検出などをもとにして昇圧チヨッパ回路 3のスィッチン グ素子 3cをオン、オフする信号を駆動部 7に出力するマイクロコンピュータなどの制 御部 13とを備えている。なお、他の部分については、図 23と同一であることからその 説明を省略する。
[0047] 上記構成の電源装置の動作について、図 2の電流制御ブロック線図と図 3の波形 図およびタイムチャート図とを参照して説明する。
[0048] 制御部 13は、出力電圧指令値 (負荷 4の印加電圧指令値)と出力電圧 Voとの偏差 をもとにしてスイッチング素子 3cをスイッチングするための信号 (スイッチング信号）を 生成する。このとき、電源位相検出回路 10からの検出信号により、入力電源波形の ゼロクロス点を検出してパルスカウンタ 13aをリセットし、このパルスカウンタ 13aが所 定のカウント値に達したときにスイッチング素子 3cの動作を禁止する。 [0049] 図 2に示すように、まず出力電圧指令値と出力電圧検出部 12による検出電圧 Voと の偏差が演算手段 8aで算出され、この算出偏差により電流基準信号振幅作成手段 8bで入力電流基準信号の振幅値 ( 、わゆる基準となる正弦波状の振幅値)が作成さ れる。
[0050] この作成振幅値と入力電圧検出部 11による検出電圧 Viとの乗算が乗算手段 8cで 行われ、この乗算結果の入力電流基準信号をもとにしてヒステリシスが作成される。な お、その検出電圧 Viとしては入力電圧波形あるいは入力電圧波形の絶対値を用い るとよ 、。
[0051] そのヒステリシスをもった入力電流基準信号の値と入力電流検出部 10による検出 入力電流 Iiとがヒステリシスコンパレータ手段 8dで比較され、この比較結果によりスィ ツチング素子 3cのスイッチング信号が作成される。このスイッチング信号により昇圧チ ョッパ回路 3が制御され、つまり従来と同様に基準電流基準信号を基準の正弦波とし てスイッチング素子 3cがスイッチングされ、入力電流波形が得られる（図 3 (a)参照)。
[0052] 一方、電源位相検出回路 5による検出電源位相信号 (ゼロクロス）のリセット信号に よりパルスカウンタ 13aがリセットされ、このパルスカウンタ 13aの出力信号とヒステリシ スコンパレータ 8dで得られたスイッチング信号とが論理積手段 (アンド回路) 8fで論理 演算され、この演算結果のスイッチング信号が駆動部 7に出力される。
[0053] 図 3に示すように、パルスカウンタ 13aはスイッチング素子 3cのスイッチング回数を カウントするが（同図（e)参照）、そのパルスカウンタ 13aの出力はリセットされた時点 で Hレベルになり、そのカウント値が予め設定された所定値 (パルス設定値）に達した ときに Lレベルになる（同図（f)参照）。パルスカウンタ 13aの所定値としては入力電流 Iiのピーク域付近 (Vi≥Vo)の区間を含み、例えば電源位相 90度以内に相当するパ ルス数を経験的に求める。
[0054] この場合、ゼロクロスの検出により、スイッチング素子 3cがオンされ（同図（b) , (c) 参照）、し力る後入力電流 Iiが上昇し、上限値に達したためにスイッチング素子 3cが オフにされると（同図（a) , (c)参照）、パルスカウンタ 13aがインクリメントされる（同図（ d) , (e)参照)。このようにしてスイッチング素子 3cをオン、オフすることにより、入力電 流 Iiが正弦波形状とされる。 [0055] このように、入力電圧 Viが出力電圧 Voより大きくなる付近 (入力電流 Iiのピーク域 付近)、つまり入力電圧 Viや出力電圧 Voの変動、あるいは負荷 4の変動などが大きく なる領域以降ではスイッチング素子 3cのスイッチング動作が禁止される。
[0056] したがって、入力電流 Iiのピーク域付近まではスイッチングによる電流制御により入 力電流波形を正弦波として高次高調波を低減し、そのピーク域以後スイッチングを禁 止し、交流電源の半周期毎におけるスイッチング回数のバラツキを抑え（一定とし)て 当該電流制御の安定ィ匕を図ることができ、ひいては電源高調波規制のクリア対策を 容易に図ることができる。
[0057] なお、上記スイッチング素子 3cのスイッチング開始時刻は、ゼロクロスの検出時刻と して 、るが、そのゼロクロス検出に対して所定の正の値 (遅らせ)ある 、は負の値（早 め）としてもよい。その場合、その所定の正の値あるいは負の値は負荷 4あるいは入 力電流 Iiの大きさより変え、例えばそれらが大きいほど早め、小さいほど遅らせ、また 上限値と下限値の範囲量を加味することが好ましい。
[0058] 上記所定値としては、電源周波数 (例えば 50Hzや 60Hz)、入力電圧や入力電流 の大きさ、出力電圧の大きさ、負荷などをもとにして変更するようにするとよぐまたそ れらを個々をもとにし、あるいはそれらの組み合わせて適用すると好ましぐさらにそ れら当該電源装置の使用環境や同電源装置を使用する機器などに応じて異なるよう にょうにするとよ 、。
[0059] すなわち、電源の高調波特性は入力電流や電源周波数などによって変化し、その スイッチング回数が高調波抑制効果における重要なパラメータになっているため、そ の高調波特性に応じてスイッチング回数を変えることにより、高調波抑制効果が上が るカゝらである。また、電源高調波規制値に対して余裕がある場合、スイッチング回数 を減らすことにより、スイッチング損失やリアクタ損失の面に関して効率改善効果があ るカゝらである。
[0060] 上記スイッチング回数を変更する場合には、例えば入力電流が 7A以上であるとき にスイッチング回数が 5回に設定されている場合、その入力電流が 6A以下になった ときにはスイッチング回数が変更される力 交流電源が 50Hzであれば 8回に、交流 電源が 60Hzであれば 7回に変更される。 [0061] 上記負荷 4としては、従来例で述べたようにインバータ手段を介したモータが最適 である。この場合、上記スイッチング開始時刻および所定値は、そのモータ回転数あ るいはインバータ周波数に応じて求めた値とすることが好ましい。上述したことにより、 入力電流波形がより正弦波に近づけるようにすることができ、当該電流制御の安定化 を図ることができる。
[0062] また、その入力電源電圧を検出する検出手段を設け、上記所定値をその入力電源 電圧の大きさに応じて変えるようにしてもよい。ところで、上述した所定値を設定する ノ ラメータは、電源環境および使用機器などによって異なる。
実施例 2
[0063] そこで、上述したスッチング素子 3cのスイッチング制御をソフトウェアで構成すれば 、例えば図 4のコンバータブロック線図とすることにより、 PFC (コントローラ）のワール ドワイドを図ることができる。
[0064] この場合、電圧制御などの高速制御を必要としないループをソフトウェアで構成し ており、電流コントローラは図 2に示すヒステリシスコンパレータ 8d、論理回路 8f、駆 動部（ゲート駆動回路） 7およびスイッチング素子 (IGBT) 3cなどのパワー系主回路 によるスイッチング動作制御部を表して 、る。
[0065] そのソフトウェア構成 20は制御部 13のマイクロコンピュータによって実現されるが、 まず電源環境および使用機器などに応じた電圧指令値 20aと出力電圧検出値の偏 差が演算手段 20bで算出される。この偏差を用いて電圧基準信号振幅作成手段 8b の PI (比例積分） 20cで比例項 Pが算出されるとともに、その積分項 Iが算出され、これ ら比例項 Pおよび積分項 Iにより電流指令振幅値が算出される。
[0066] その電流指令振幅値が DZA変換手段 20dでアナログの出力信号に変換されて乗 算手段 7cに出力される。上述したように、その乗算手段 7cによる乗算結果をもとにし て電流制御を行う。
[0067] この電流制御では、電流指令値と出力電流値の偏差を演算手段 21で算出してこ れを電流コントローラ 22に入力し上述した動作を行う。このソフトウェア構成 20にはパ ルスカウンタ 13aおよびスイッチング動作コントローラ 20eがあり、パルスカウンタ 13a は電源位相検出回路 (ゼロクロス） 5からのリセット信号によりカウント動作を開始する [0068] スイッチング動作コントローラ 20eはパルスカウンタ 13aのカウント値が上記電源環 境および使用機器などに対応したパラメータによって決定した所定値に達した力否 かを判定してそのカウント値を監視する一方、パルスカウンタ 13aのカウント値が所定 値に達するまでスイッチング素子 3cのスイッチング許可信号（図 3 (f)参照; Hレベル） を電流コントローラ 22に出力する。
[0069] 電流コントローラ 22では、入力電流 Iiが上限値と下限値の範囲に入るようにスィッチ ング素子 3cをオン、オフするとともに、このスイッチング回数情報をパルスカウンタ 13 aに出力する。
[0070] ノルスカウンタ 13aのカウント値が所定値に達すると、それを監視しているスィッチ ング動作コントローラ 20eはスイッチング素子 3cのスイッチングを禁止するための許可 信号を Lレベルとする。この Lレベルの許可信号により電流コントローラ 22ではスイツ チング素子 3cのオン、オフ動作を停止する。
[0071] 一方、上記電流コントローラ 22の動作によって得られた入力電流全波は、演算手 段 21にフィードバックされるとともに、当該電源装置を搭載するシステムの関数 G24 で出力電流にされる。この出力電流には演算手段 25で外乱による負荷電流が加味 され、これが積分部 26で積分されて出力電圧となる。
[0072] その出力電圧が負荷 4の電源電圧にされるとともに、 LPF27でノイズ除去されて上 記ソフトウェア構成 20にフィードバックされる。このフィードバックされた出力電圧が A ZD変換手段 20fで上記演算手段 20bの出力電圧検出値にされる。
[0073] なお、当該電源装置の保護のために過電圧'過電流保護手段 23からは、過電圧' 過電流保護情報がスイッチング動作コントローラ 20eおよび電流コントローラ 22に出 力され、既に公知である保護動作が行われる。
[0074] このように、上記ソフトウェア構成 20によれば、種々状態などに応じたパラメータを 用いることにより、スイッチング素子 3cのスイッチング制御を適切に行え、また電源装 置（ノヽ一ドウエア）のコストがアップせずに済む。
実施例 3
[0075] 実施例 3において、上記実施例と共通する部分については、同じ符号を付すことで 説明は省略する。
[0076] 力率改善および高調波電流抑制手段の一例として、上記実施例 1または実施例 2 に記載された方式のものがある。この方式は、少ないスイッチング回数にて電流制御 を安定させ、電源高調波規制対応を容易としている。具体的には、図 1に示されるよ うな昇圧チヨツバ回路を用いて、リアクタを介して電源を短絡する事により、入力電流 波形を任意の波形に制御可能とし、図 2に示すような制御構造にて、入力電流波形 が電源電圧波形状になるようにスイッチング素子をオンオフするとともに、所定のスィ ツチング回数到達後、スイッチング動作を禁止することで入力電流を安定させて制御 を行っている（図 3の波形参照)。
[0077] し力しながら、この方式では、入力電流波形が、リアクタのインダクタンス値バラツキ や、抵抗値バラツキによるヒステリシス幅 (上限値と下限値の設定範囲)バラツキなど の部品バラツキに影響を受けやすい。例えば、ヒステリシス幅が狭い場合と、ヒステリ シス幅が広い場合とでは、出力負荷電圧およびスイッチング回数が同じならば、電流 指令値が異なるように動作するため、図 5 (a)および同図 (b)に示すように電流波形 が異なってくる。また、リアクタインダクタンスが異なる場合でも、電流波形は異なる。 これらの波形の相違は、高調波電流に大きな影響を与え、場合によって電源高調波 規制値を超えることがある。
[0078] 一方、電流のヒステリシス幅およびリアクタインダクタンス値が同じ場合でも、電源電 圧が異なる状況でスイッチングを行うとスイッチング素子の短絡および解放時の電流 の傾きが異なるため、電源電圧の定格が異なる地域においても電流波形が異なる。 電源電圧変動幅を大きく見なければならないようなワールドワイド対応の電源とする には、国内の 200— 10%力も海外の 240V+ 10%等の範囲で電源高調波を抑制す ることが必要であるため、従来技術では、部品ノ ツキに対応させることが困難であつ た。
[0079] 電源高調波について、 IEC規格で 40次までの高調波電流に対して次数毎に限度 値が定められており、一元的に表しにくい為、下記のように高調波評価指数 Ymaxと いう値にて説明する。
[0080] 入力電流の n次高調波成分を In、 n次高調波に対する限度値を Isnとすると、限度 値にて規格ィ匕した値はそれぞれ、
I2Zls2、 I3Zls3、 I4/ls4, · ·、 InZlsn、 · ·、 I40Zls40となり、限度値に対する 割合を示す値となる。
この中で、最大を示す値を Ymaxとし、
Ymax=max (l2/Is2, 13/ls3, 14/ls4, · ·、 InZlsn、 · ·、 I40Zls40) と定義すると、 Ymax> 1のときに規格に対して NG、 Ymax≤ 1のときに規格に対し て OKと表すことができる。
[0081] ここで、上記のように、リアクタのインダクタンス値バラツキや、抵抗値バラツキによる ヒステリシス幅 (上限値と下限値の設定範囲)バラツキなどの部品ノ ラツキや、電源電 圧の相違は、 Ymax> lとなる要因となる。そのため、従来は、電源高調波規制値を 満たすことが困難であった。
[0082] 第 3実施例では、少な 、スイッチング回数にて力率を改善しつつ、部品バラツキお よび電源変動に強い電源高調波規制対応の制御を行なうことを目的としている。
[0083] ここで、図 3に示すスイッチング許可信号が許可状態にある時間幅を Tonとすると、 入力電流、電源電圧、リアクタインダクタンス、電流ヒステリシス幅、スイッチング素子 3 cのスイッチング回数をパラメータとしたときの、 Ton— Ymaxの特性は、図 7のように なることが明らかになった。同図に示すように、 Tonが 2. 75-3. 1msであるときに、 Ymax≤ 1となるという結果が得られた。
[0084] し力しながら、入力電流と Tonの関係は、図 8に示す関係があり、リアクタインダクタ ンスが大きく、または Zかつ、電流ヒステリシス幅が大きぐまたは Zかつ、スィッチン グ回数が多ぐまたは Zかつ、電源電圧が小さい、ときには、 Tonが大きくなり同図（1 )の方へシフトする一方、リアクタインダクタンスが小さぐまたは Zかつ、電流ヒステリ シス幅が小さぐまたは Zかつ、スイッチング回数が少なぐまたは Zかつ、電源電圧 が大きい、ときには、 Tonが小さく同図（2)の方へシフトするなど、従来の技術では、 Ymax≤lとなるような Tonの値にセットすることが困難であった。
[0085] そこで、本実施形態では、リアクタインダクタンス値のバラツキや電流ヒステリシス幅 のバラツキがある状況下でも、ワールドワイド電源電圧範囲に対応するため、 Tonが 所定の範囲に入るようにスイッチング素子 3cのスイッチング回数を自動調整する電源 装置を提供する。
[0086] 本実施形態の電源装置は、図 3に示すスイッチング許可信号のオン幅 Tonが図 7 における第一の所定値（2. 75)より小さいときは、スイッチング素子 3cのスイッチング 回数を増加させ、オン幅 Tonが第二の所定値（3. 10)より大きいときはスイッチング 素子 3cのスイッチング回数を減少させる。なお、スイッチング許可信号のオン幅 Ton が第一の所定値 (2. 75)以上であり、第二の所定値 (3. 10)以下であるときには、ス イッチング素子 3cのスイッチング回数はそのままとする。
[0087] ここで、図 7は図 6に示すパラメータの値を変動させ、そのときの Ymaxを測定し、 T onを横軸に Ymax値をプロットした図である。ここで、 Ymax> lの条件で、 IEC規格 に対して NGであることから、図 7は、図 6の範囲内における任意のリアクタおよび電流 ヒステリシス幅に対し、スイッチング素子 3cのスイッチング回数を変更して、 Tonが、 常に Ymax≤lとなるような範囲（上限値が 3. 05ms〜3. 10ms,下限値が 2. 8ms 前後）に制御すれば、 IEC規格を満足するということを示している。
[0088] このことは、結果として、図 9および図 10に示すように、電流ヒステリシス幅が小さい 時にはスイッチング素子 3cのスイッチング回数を 6回に設定し、電流ヒステリシス幅が 大きいときにはスイッチング回数を 5回に設定するという具合に、電流のヒステリシス幅 に関わらず、スイッチング動作を行っている区間の瞬時平均値が等しくなるようスイツ チング回数を変更させると!、う意味を持って 、る。
[0089] すなわち、図 7は、リアクタのインダクタンス値バラツキや、抵抗値バラツキによるヒス テリシス幅バラツキなどの部品バラツキを考慮して、これらのパラメータを変動させたと きの Ton— Ymaxの特性を表しているため、図 7の結果に従って、スイッチング回数 を変更して、 Tonが常に Ymax≤lとなるような範囲に制御すれば、上記部品バラッ キがあっても、電源高調波規制値を満たすことになる。
[0090] 更に言えば、図 7に示す特性は、電源周波数 50Hz時のものであるため、 Tonの時 間軸を電源位相軸に置き換えることで、 60Hz時にも適用可能となる。これにより、電 源のワールドワイドィ匕を図ることができ、部品ノ ツキのみならず、電源変動 (電源電 圧の相違）に対しても強 、電源高調波規制対応の制御を行なうことが可能となる。
[0091] 具体的には、図 11および図 3に示すように、 Ton上限値 Z下限値算出手段 102は 、図 7をもとに、 Ymax≤lとなる様な時間 Tonの値 (上限値 Z下限値)を出力する。 本例では、上限値を 3. 10msに、下限値を 2. 75msに設定するとして説明する。後 述するように、時間 Tonの上限値 Z下限値は、入力電流の大きさ等の条件によって 変化させてもよぐその場合には、 Ton上限値 Z下限値算出手段 102は、その入力 電流の大きさ等の条件に基づいて、最適な上限値 Z下限値を算出する。
[0092] 電源ゼロクロス検出手段 5による検出電源位相信号 (ゼロクロス）のリセット信号によ りパルスカウンタ 13a及びタイマカウンタ 101がリセットされる。これにより、タイマカウ ンタ 101は、時間 Tonの計測を開始する。ノ レスカウンタ 13aはスイッチング素子 3c のスイッチング回数をカウントし、そのカウンタ値が予め設定された所定値 (パルス設 定値、本例では 5回とする）に達したときに、パルスカウンタ 13aの出力（図 3の (f) )は Lレベルとなり、これにより、タイマカウンタ 101による時間 Tonの計測が停止する。こ のこと力ら、タイマカウンタ 101からは、スイッチング回数が 5回のときの時間 Tonが出 力される。本例では、このときの時間 Tonが例えば 2. 70msであったとする。
[0093] 一方、 Ton上限値 Z下限値算出手段 102からは、上述した上限値 Z下限値の値（ 上限値は 3. 10ms,下限値は 2. 75ms)がスイッチング回数算出手段 103に出力さ れる。スイッチング回数算出手段 103では、時間 Tonと、上限値 Z下限値とを比較し 、ここでは、時間 Tonが下限値を下回っているため、パルスカウンタ 13aに設定された パルス設定値を 1だけ増加させる（本例では 6回)。これにより、次の周期（ゼロクロス） 力もは、ノ ルスカウンタ値が 6回になる分だけ、時間 Tonが長くなり、時間 Tonが下限 値を上回る方向に制御する。
[0094] 一方、上記例とは反対に、スイッチング回数算出手段 103において、時間 Tonと、 上限値 Z下限値とが比較された結果、時間 Tonが上限値を上回っている場合には、 パルスカウンタ 13aに設定されたパルス設定値を 1だけ減少させる (本例では 4回に する）。これにより、次の周期（ゼロクロス）力もは、パルスカウンタ値が 4回になる分だ け、時間 Tonが短くなり、時間 Tonが上限値を下回る方向に制御する。
[0095] このように、スイッチング回数算出手段 103では、時間 Tonと、上限値 Z下限値とが 比較され、その比較結果に基づいて、パルスカウンタ 13aに設定されたパルス設定 値を 1だけ増加又は減少させることで、その後は、時間 Tonが上限値と下限値の範囲 内に収まるようにする。これにより、図 7の結果に従って、 Tonが常に Ymax≤lとなる ような範囲に制御すれば、上記部品バラツキがあっても、電源高調波規制値を満た すことができる。
[0096] 上記のように、タイマカウンタ 101により検出されたパルスカウンタ 13aの出力に対 応するスイッチング許可信号幅 Tonと、 Ton上限値 Z下限値算出手段 102により算 出された上限値（図 7の 3. 10)および下限値（同図の 2. 75)とを、スイッチング回数 算出手段 103により比較し、その比較結果に基づいて、ノ レスカウンタ 13aのカウン タデータをセットする。そして、スイッチング素子 3c (図 1参照）は、ノ レスカウンタ 13a にセットされた規定回数分だけスイッチングを行う。
[0097] 上記において、スイッチング回数の変更は入力電流波形に過渡状態を生じさせる ため、変更周期を電源周期よりも遅ぐ数秒程度とする一方、ローパスフィルタ 104を 用いて時間 Tonのフィルタ処理を行うことが望まし!/、。
[0098] また、時間 Tonの上限値 Z下限値は、入力電流の大きさによって変化させてもよく（ 上限値を 3. 05ms〜3. 10msよりも小さな値にし、下限値を 2. 8ms前後よりも大きな 値にしてもよく）、入力電流の大きさによって変化させることで、軽負荷から重負荷ま で高力率を保つことができる。例えば、軽負荷の場合、上限値を 3. 05ms〜3. 10m sよりも小さな値、例えば 2. 9msに設定して、スイッチング素子 3cのスイッチング回数 を少なくすることで、スイッチング損失を少なくすることができる。一方、重負荷の場合 には、下限値を 2. 8ms前後よりも大きな値、例えば 2. 9msに設定することで、力率 を良くすることができる。
実施例 4
[0099] 次に、図 12から図 18を参照して、実施例 4について説明する。
実施例 4は、本出願人の出願 (特願 2004— 6982)に係る発明と、上記実施例 3と を組み合わせたものである。以下に、本出願において、実施例 4に特有の内容 (特願
2004— 6982の内容）を中心に説明する。
[0100] 上記において、出力直流電圧 Voは入力電流波形および高調波電流に対して重要 なパラメータであるということができる。したがって、上記出力直流電圧 Voにバラツキ があると、上記電流制御による入力電流に影響を及ぼし、つまり当該電源装置を搭 載する機器に応じて高調波電流特性および力率改善特性が異なることになり、当該 電源装置の適応性が低くなるという問題が起こる。
[0101] 上述した電源装置にあっては、電圧フィードバック制御をコスト面などからマイコン のソフトウェアによって行うことが有用であり、そのためには出力直流電圧 Voを検出 するため同出力直流電圧 Voを分圧する分圧抵抗回路を設け、この分圧抵抗回路の 出力を AZD変換すればょ ヽ。
[0102] しカゝしながら、上記分圧抵抗回路の抵抗値バラツキや AZD変換に必要な A/Dコ ンバータリファレンス電圧 AVRのバラツキなどにより、出力直流電圧 Voの検出に誤 差が生じることになり（つまり本来の値より高ぐあるいは低くなり）、この誤差を含む出 力直流電圧 Voがフィードバックされるため、出力電圧にバラツキが生じる。
[0103] この部品などのバラツキは ±4ないし 6%程度である力 例えば 300V程度の出力 直流電圧 Voを検出するときには ± 12ないし 18V程度の誤差にもなり、この出力直流 電圧 Voの変動は当該電流制御が安定せず、また電源高調波規制がクリアできない などの高調波特性の安定にも問題があった。
[0104] そのバラツキは、入力電流波形にも大きく影響を及ぼし、入力電流の増大による電 源電圧低下や他の系統接続機器の影響による電源電圧の増減により入力電流波形 が入力電圧波形と相似形に保てなくなり、当該電流制御の安定に影響を及ぼす。
[0105] そこで、第 4実施例では、以下の構成を採用している。
[0106] 本実施形態の電源装置は、少なくともリアクタを含む昇圧チヨツバ回路を制御する 際、その昇圧チヨツバ回路の出力電圧 Vo (t)を検出するための分圧抵抗回路、 LPF および AZDコンバータを利用して無負荷出力電圧 Vo (0)を検出する一方、この無 負荷出力電圧 Vo (0)に所定比率値を乗算した AX Vo (0)と有負荷出力電圧 Vo (t) との電圧偏差 Ve分に応じた電圧制御を当該電流制御に加味するようにし、無負荷 時の電圧に対して有負荷時の電圧を所定比に保つことにより、分圧抵抗や AZDコ ンバータレファレンス電圧 AVRのバラツキにかかわらず、負荷出力電圧を一定に保 つようにしてなる。
[0107] すなわち、本実施形態によると昇圧チヨツバ回路の出力電圧と無負荷出力電圧の 比 Vo (t) /Vo (0)が分圧抵抗や AZDコンバータのリファレンス電圧 AVRのバラッ キに依存しない値となる。
[0108] よって、上記比率値 A(=Vo (t) /Vo (0) )を所定の回路で測定して求めておけば ノ ツキによらずどの機種でも使用可能な値となる。したがって、上記比率値 Aをあら 力じめテーブルなどに記憶しておくことにより Vo (t) =AVo (0)とすることができ、ど のような装置でも真値に補正できる。
[0109] (例 1)
以下に、図 12ないし図 17を参照して詳しく説明する。なお図 12において、図 1の 構成要素と同一もしくは同一と見なされてよい部分には同一符号を付して重複説明 を省略する。
[0110] 図 12において、この電源装置は、昇圧チヨッパ回路 3の入力電流 Iiを電流センサ（ 例えば CT) 6からの検出信号により検出する入力電流検出部 10と、昇圧チヨツバ回 路 3の入力電圧 Viを検出するため直列に接続した抵抗 Rl, R2の分圧抵抗回路 15 と、その出力電圧（出力直流電圧) Voを検出するため直列に接続した抵抗 R3, R4 の分圧抵抗回路 16および雑音除去の LPF (ローパスフィルタ） 17と、この LPF17を 経た電圧を AZD変換して検出し、それら検出値や電源ゼロクロス検出部 (電源位相 検出部） 5による交流電源 1のゼロクロス検出などをもとにして昇圧チヨッパ回路 3のス イッチング素子 3cをオン、オフする信号を駆動部 7に出力するマイクロコンピュータな どの制御部 14とを備えている。
[0111] なお変形例として、図 12に示されている昇圧チョークコイル (リアクタ） 3aおよびスィ ツチング素子 3cを整流回路 2の前段に入れることによつてもアクティブフィルタとして 同様な効果が得られ、その場合、電流検出手段などは適宜位置を変更すればよい。 また、制御部 14は図 1の制御部 13と同様の機能を備え、他の部分については図 1と 同様であることからその説明を省略する。
[0112] 図 13を併せて参照して、上記制御部 14には、当該出力電圧のバラツキを抑えるた めの指令値 (比率値) Aを出す電圧指令 14aと、 LPF13を経た出力電圧 Vo (t)を A ZD変換して検出する AZD14bと、この AZD変換された出力電圧 Vo (t)を無負荷 時と有負荷時に切り替えるための判定手段 14cと、その無負荷時の出力電圧 Vo (0) を記憶する無負荷電圧記憶手段 14dと、この無負荷時の出力電圧 Vo (0)に上記比 率値 Aを乗算する乗算手段 14eと、この乗算結果の電圧指令値と有負荷時の出力電 圧検出値 Vo (t)とを演算する演算手段 14fと、この演算結果をもとにして入力電圧検 出値 Vi (t)の補正量を算出する電圧コントローラ 14gと、電源ゼロクロス検出部 5から の検出信号をもとにして従来と同様にスイッチング素子 3cのオン、オフタイミングを発 生するスイッチング動作コントローラ 14hとが含まれる。
[0113] そして、上記制御部 14は、入力電圧検出値 Vi (t)に電圧コントローラ 14gで得た演 算値を乗算する乗算手段 14iと、そのスイッチング動作コントローラ 14hによるスィッチ ングタイミングをもとにしてスイッチング素子 3cのスイッチング信号を出力する際、そ の乗算手段 14iの乗算結果を加味して入力電流 Iiを制御する電流コントローラ 14jと を備えている。そのスイッチング動作コントローラ 14hおよび電流コントローラ 14jは図 24に示すブロック構成でもよ！/、。
[0114] 上記構成の電源装置の動作について、図 13の処理系統ブロック線図および図 14 ないし図 16のフローチャート図を参照して説明する。制御部 14は、従来同様に当該 出力電圧指令値 (負荷 4の印加電圧指令値)をもとにしてスイッチング素子 3cをスイツ チングして出力電圧を負荷 4に必要な所定値にするとともに、入力電流波形を正弦 波形状にする。なお、入力交流波形を改善し、高次高調波電流の低減を図るため、 入力電源のゼロクロス点をもとにして所定回数だけスイッチング素子 3cをスイッチング する。
[0115] ここに、本実施形態のソフトウェア構成の処理を説明すると、まず電圧指令値算出 処理系では判定手段 14cの切り替えによって無負荷時の出力電圧 Vo (0)を得て無 負荷電圧記憶手段 14dに記憶しており、この出力電圧 Vo (0)を用いて電圧指令値 V o * (t)が得られる。判定手段 14cは、負荷 4を運転しているか否かによって無負荷あ るいは有負荷状態を判定する。
[0116] なお、上記無負荷出力電圧は所定の期間だけ無負荷状態を作り出して検出し、こ の検出に際しては後述する無負荷判定手段をもって無負荷状態を判定してその検 出値を記憶、更新するとよい。また、上記無負荷出力電圧の検出は、当該電源装置 の電源投入後から負荷起動開始までの所定時間を無負荷状態としてその所定時間 に実行し、あるいはインターバルタイマを用いて所定時間ごとに上記負荷の運転を停 止してその運転停止時に行うことが好まし!/、。
[0117] そして、図 14に示すように、比率値 Aが予め経験的に求めたテーブル力も参照され 、あるいは現出力電圧 Vo (有負荷時の出力電圧 Vo (t) )をもとにして算出される (ス テツプ ST1)。この比率値 Aが無負荷時に得た出力電圧 Vo (0)に乗算され、電圧指 令値 Vo * (t) ( = A X Vo (0) )が得られる（ステップ ST2)。
[0118] 上記比率値 Aは、電源高調波規制のクリアを勘案して求めた値であり、また負荷 4 がモータである場合その負荷の量に応じてモータ制御系が要求する電圧値から求め た値であり、テーブル参照や関数による演算によって得たものであるかを問わない。
[0119] 上記出力電圧や入力電圧などの検出に際して AZD変換を行う AZD変換処理系 では、図 15に示すように、 AZD変換データ（出力電圧や入力電圧)の種類を判断 する (ステップ ST10)。そのデータ種類が出力電圧である場合、 AZD変換結果をフ ィルタ処理するとともに Vo (t)に代入する (ステップ ST11)。続いて、負荷状態を判断 し (ステップ ST12)、有負荷であれば出力電圧 Vo (t)をそのままとし、無負荷であれ ば出力電圧 Vo (t)を初期値 Vo (0)に代入する (ステップ ST13)。
[0120] 上記データ種類が入力電圧である場合、 AZD変換結果をフィルタ処理するととも に Vi (t)に代入する (ステップ ST14)。続いて、負荷状態を判断し (ステップ ST15)、 有負荷であれば入力電圧 Vi (t)をそのままとし、無負荷であれば出力電圧 Vi (t)を初 期値 Vi (0)に代入する (ステップ ST16)。その他のデータに関しては、それに応じた 処理を実行する (ステップ ST17)。
[0121] 上記電圧フィードバック制御を行う出力電圧制御系では、図 16に示すように PI制 御であれば上記電圧指令値 Vo * (t)と出力電圧検出値 Vo (t)の電圧偏差 Veを演 算手段 14fで算出する (ステップ ST20)。その電圧偏差 Veに対して比例項 P (=Kp XVe)を求めるとともに、積分項 I (=Ki Xシグマ Ve)を求め、これにより指令振幅 D ( = P+I)を得て (ステップ ST21ないし ST24)、これを用いて電流指令値を得る。なお 、 Kpは任意の比例ゲイン、 Kiは任意の積分ゲインである。
[0122] 上述した処理系のインターノ レ時間については、電圧指令値算出処理系のインタ 一バル時間≥出力電圧制御処理系のインターバル時間≥ AZD変換処理系のイン ターバル時間の関係を基本とする。 [0123] 上記処理により、電圧コントローラ 14gは、電圧指令値を Vo * (t)とすると、出力電 圧 Vo (t)力 SVo * (t)になるように、入力電圧 Viを補正する乗算値を乗算手段 14iに 出力する。
[0124] これによれば、処理系における出力電圧や入力電圧などを同じ分圧抵抗回路 15 の抵抗 Rl, R2や AZDコンバータリファレンス電圧 AVRを用いて得ている。また、上 記電圧指令値 Vo * (t) (=AXVo (0) )と出力電圧 Vo (t)の電圧偏差 Veが分圧抵 抗回路 15の抵抗 Rl, R2のバラツキや A/Dコンバータリファレンス電圧 AVRのバラ ツキなどに対応した量に相当する。
[0125] したがって、上記スイッチング動作コントロール 14hにて決定されたスイッチング素 子 3cのスイッチング区間において、電流コントローラ 14jでは電流制御が行われるとと もに、この電流制御に上記乗算手段 14iの乗算結果を加味して出力電圧 Vo (t)を一 定とする電圧制御が加味される。
[0126] その乗算結果をカ卩味する電流制御としては、スイッチング動作コントロール 14hおよ び電流コントロール 14jを図 24に示す構成とするならば、その電流制御における出力 電圧指令値などを変更すればよ!、。
[0127] このように、分圧抵抗 Rl, R2のバラツキや A/Dコンバータリファレンス電圧 AVR のバラツキなどがあり、当該電流制御における電圧検出に誤差が生じても、電圧制御 によりその検出誤差による影響がなぐ出力電圧 Vo (t)が一定に保たれ、当該電流 制御の安定化が図られ、また入力電流波形の機器によるバラツキが抑えられ、当該 電源装置の適用性の向上が図られる。
[0128] (例 2)
上記入力電流波形が入力電圧 Viにも影響を及ぼすことから、上記 AZD変換処理 系を図 17に示すルーチンで実行するようにしてもよい。この例 2における電圧指令値 Vo * (t)を得る方法は、比率値 Aを乗算する出力電圧を無負荷時の出力電圧 Vo (0 )に有負荷時と無負荷時の入力電圧 Viの比率 Vi (t) /Vi (0)を乗算して得る (ステツ プ ST30, ST31)。
[0129] これにより、入力電圧 Viの変動を考慮することになるため、電源電圧が変動しても 入力電流波形を入力電圧波形と相似形に保て、当該電流制御をより安定化すること ができる。また、上述した実施例 1により、無負荷時の出力電圧により電圧指令値 Vo * (t)が設定されるため、入力電流の増大による電源電圧の低下や他の系統接続機 器の影響による電源電圧の増減にもかかわらず、入力電圧ピーク値と出力電圧との 比が一定に保てるようになる。
[0130] なお、上述した例 1では無負荷出力電圧および有負荷出力電圧を用いて電圧制御 を行うようにして ヽるが、上記整流回路 2で整流された直流電圧の整流平均値ある ヽ は実効値を検出する手段および無負荷時の整流平均値あるいは実効値を記憶する 記憶手段とを設けて、その無負荷出力電圧および有負荷出力電圧に代えて、その 記憶手段の整流平均値ある!、は実効値および検出整流平均値ある!、は実効値を用 いるようにしてちょい。
[0131] 本実施形態では、図 18に示すように、上記実施例 3として説明した制御 (符号 200 )と、上記図 12から図 17を参照して上記例 2として説明した負荷電圧比率制御 (符号 300)とを組み合わせると、負荷電圧を安定させることができ、さらに、コンバータシス テム全体が部品バラツキに対してロバスト性を発揮できる。このとき、図 18の制御プロ ック図に示すように、比較的速度を要求される制御をハードウ アにて、遅い処理系 でもよい制御をソフトウェアにて構成すると製品コストを抑えることができる。なお、同 図における電流コントローラ 22は、図 11に示すヒステリシスコンパレータ 8dにて構成 できる。また、この実施例 4は、他の実施例との組み合わせも容易に可能である。 実施例 5
[0132] 次に、図 19を参照して、実施例 5について説明する。
実施例 5では、時間 Tonの下限値（2. 75)のみが Ton下限値算出手段 102に設定 されている。実施例 5では、パルスカウンタ 13aの使用が省略される。
[0133] 図 19に示すように、電源ゼロクロス検出手段 5による検出電源位相信号 (ゼロクロス )のリセット信号（図中ゼロクロスタイミング）によりタイマカウンタ 101がリセットされる。 これにより、タイマカウンタ 101は、時間 Tonの計測を開始する。タイマカウンタ 101に よる計測値が下限値（2. 75)を超えた直後であって、スイッチング素子 3cのスィッチ ングオフ信号の立下りエッジ（図中 IGBT立ち下がりエッジ）を検出したときに、スイツ チング許可信号を禁止出力とする。 [0134] このように、時間 Tonの下限値 (2. 75)を越えた直後であって、スイッチング素子 3c のスイッチングオフ信号の立下りエッジのタイミングで、スイッチング許可信号を禁止 出力にすることで、確実に、時間 Tonを図 7の下限値（2. 75)と上限値（3. 10)の間 に入れることができる。即ち、上限値 (3. 10)を予め設定してお力なくても、下限値 (2 . 75)を越えた直後に、スイッチング許可信号を禁止出力にすることで、時間 Tonが 上限値（3. 10)を超えることはない。
[0135] 実施例 5によれば、パルスカウンタ 13aを使用せずに済むため、ハードウェアのコス トダウン、もしくは、ソフトウェア負荷の軽減が実現できる。
実施例 6
[0136] 次に、実施例 6について説明する。
[0137] さらに言えば、負荷電圧をあまり安定させる必要がないような簡易的なコンバータ装 置においては、スイッチング信号（図 19の IGBTゲート駆動信号）と同期せずに、時 間 Tonが上限値 (3. 10)と下限値 (2. 75)の間になるよう、強制的にスイッチング許 可信号を禁止出力としてもよい。この場合でも、図 9および図 10に示すスイッチング 動作区間の瞬時平均値を等しくすることができ、電源高調波特性を安定化させ、高 調波電流を抑制することができる。
[0138] 即ち、図 19に示した実施例 5では、タイマカウンタ 101による計測値が下限値（2. 7 5)を上回った後、 IGBTゲート駆動信号の立下りのタイミングを待って、スイッチング 許可信号を禁止出力としていたのに対して、実施例 6では、タイマカウンタ 101による 計測値が下限値（2. 75)を上回った時点で、 IGBTゲート駆動信号の立下りのタイミ ングを待つことなく、直ちに (強制的に)スイッチング許可信号を禁止出力とする。
[0139] 上記実施例 6では、スイッチング許可信号を禁止出力とするタイミングを、タイマカウ ンタ 101による計測値が下限値（2. 75)を上回った時点とした力 これに代えて、上 限値（3. 10)であってもよぐまた、下限値と上限値の間の所定値であってもよい。 実施例 7
[0140] 次に、実施例 7について説明する。
[0141] 実施例 7は、上限値 Z下限値の決め方に関する。
スイッチング回数を変更すると、時間 Tonは増加する。例えば、図 21に示すように、 入力電流が IIである状態で、スイッチング回数を n回から (n+ 1)回に変更したとき、 Tonは {T(n+ 1)— Τ(η) }だけ増加する。
[0142] 図 22は、図 7の Ymax— Tonの傾向を模式的に示した図である。
Tonの下限値および上限値を図 22に示す様に、 T1および T2とすると (T1は、 Ym axく 1の第 1の閾値 Tminである 2. 75よりも大きな値であり、 T2は、 Ymaxく 1の第 2 の閾値 Tmaxである 3. 10よりも小さな値である。この T1と T2の幅は、上記 Tonのス イッチング回数変更による増加分 {T(n+ 1) -Τ(η) }より大きく設定しなければなら ない。
[0143] スイッチング回数力 回のときの Tonが T1未満であり、スイッチング回数を n回から（ n+ 1)回に変更して、 Tonを {T(n+ 1)—Τ(η) }だけ増加させたら Τ2を超える場合 には、スイッチング回数を変更して Tonを適正な値 (T1から Τ2の間）に制御すること ができないためである。
[0144] なお、この T1および T2は、図 14に示す Ymaxく 1の 2つの閾値 Tmin, Tmaxより も内側に設定しなければならな 、。
実施例 8
[0145] 実施例 8も、上限値、下限値の決め方に関する。
本コンバータ装置は、下限値 =Tmin、上限値 =Tmaxと設定してもよいが、下限 値と上限値の範囲を広く設定した場合、この範囲内に、スイッチング回数が n回でも、 (n+ 1)回でもよいような、スイッチング回数の複数条件を満たす状況が起こる。このと き、図 14に示すように、 Tminよりも大きな値に T1を設定し、 Tmaxよりも小さな値に T 2を設定し、かつ、最大力率を出力する値を Tl、 Τ2の値としてもよい。傾向として、 Τ onは、大きいほうが力率がよいため、 T2=Tmax、 T1 =T2— Δ Tonと設定してもよ い。ここで、 ΔΤοηは、スイッチング 1回当たりの Ton増加分である。この最大力率点 は、入力電流値により変化する場合もあるので、上記 T1および T2を補正してもよい。 実施例 9
[0146] 実施例 9は、実施例 8の変形である。
スイッチング回数を多くすると、スイッチング損失が増えることから、実施例 8におけ る最大力率点の代わりに最大効率点に基づ 、て、 T1および T2を設定してもよ 、。 実施例 10
[0147] 前述の様に、最大力率および最大効率を達成するために、 T1および T2による制 御範囲を小さく設定した場合、電源電圧変動や部品バラツキなどの影響により、スィ ツチング 1回分の Tonの増加で、 Tonの制御範囲（T1から T2の範囲）に入らない場 合がある。たとえば、スイッチング回数力 回で Tonく T1であるときにスイッチングを（ n+ 1)回に増加させ、 Ton >T2となる様な場合である。このような場合、 T1もしくは Τ 2を変更して、 Tonの制御範囲を広げるとよい。
実施例 11
[0148] Ton— Ymax特性である図 7および図 22は、ある出力電圧のときの結果である。図 7および図 22に対応する結果は、出力電圧の大きさに基づいて、正確に言えば、入 力電圧と出力電圧の関係に基づいて、変化する。したがって、出力電圧の大きさに 応じて、それぞれ、図 7および図 22に対応する結果を予め求めておき、それらの結 果を参照して、出力電圧の大きさに基づいて、 T1および T2を補正してもよい。
実施例 12
[0149] (応用回路）
なお、上記の実施例は、昇圧チヨツバ型力率改善回路を用いているものであるから 、図 1に示した代表回路だけではなぐ図 20— 1〜図 20— 4に示す様な、リアクタを 介した電源短絡回路全てに応用可能である。
[0150] 以上述べたように、上記実施例によれば、少ないスイッチング回数にて力率を改善 しつつ、部品バラツキおよび電源変動に強い電源高調波規制対応の制御を行うこと ができる。また、ワールドワイド対応型の電源高調波抑制が行え、本装置を搭載する 製品のグローバルィ匕が容易となる。
産業上の利用可能性
[0151] 本発明によれば、電源装置における電流制御を安定し、電源高調波規制対応を容 易としていることから、空気調和機や冷蔵庫のコンプレッサだけなぐ家電機器全般 に適用するとともに、産業機器にも適用可能である。

Claims

請求の範囲
[1] 交流電源を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介し て短絡して力率を改善する電源装置にぉ 、て、
上記リアクタを含む力率改善手段のスイッチング素子をスイッチングするとともに、 入力電流と電源電圧波形の入力電流基準信号との比較結果により、上記スィッチン グ素子をオン、オフして上記力率改善手段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記 交流電源のゼロクロスを検出し、該ゼロクロス検出をもとにして所定回数だけ上記スィ ツチング素子をスイッチングするようにしたことを特徴とする電源装置。
[2] 上記スイッチング素子のスイッチング開始時間は当該電源装置の負荷あるいは入 力電流の大きさに応じて変えるようにした請求項 1に記載の電源装置。
[3] 上記スイッチング素子のスイッチング回数は、上記交流電源の電源位相が 90度以 内となるように設定する請求項 1または 2に記載の電源装置。
[4] 上記スイッチング素子のスイッチング回数は、少なくとも当該電源装置の負荷や入 力電流の大きさもしくは電源周波数をもとにして決定し、あるいはそれらを組み合わ せて決定する請求項 3に記載の電源装置。
[5] 上記スイッチング回数を設定する際、当該電源装置の負荷力インバータ手段を介し たモータである場合、そのモータ回転数ある 、はインバータ出力周波数をもとにして 求めるようにした請求項 2または 4に記載の電源装置。
[6] 上記交流電源の電圧を検出する電圧検出手段を備え、該検出電圧により上記スィ ツチング素子のスイッチング回数を決めるようにした請求項 1、 2、 4のいずれか 1項に 記載の電源装置。
[7] 上記ゼロクロス検出からの所定期間に上記スイッチング素子のスイッチング動作が 完了するようにした請求項 1、 2、 4のいずれか 1項に記載の電源装置。
[8] 上記所定期間に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了するように上記ス イッチング素子のスイッチング回数を調整するようにした請求項 7に記載の電源装置
[9] 上記所定時間以降に上記スイッチング素子のスイッチング動作が行われた場合、 前回の上記スイッチング回数力も所定の回数分だけ上記スイッチング回数を減じて 上記スイッチング素子のスイッチング動作を行うようにした請求項 8に記載の電源装 置。
[10] 上記所定時間以前に上記スイッチング素子のスイッチング動作が完了した場合、前 回の上記スイッチング回数力も所定の回数分だけ上記スイッチング回数を増加させ て上記スイッチング素子のスイッチング動作を行うようにした請求項 8または 9に記載 の電源装置。
[11] 上記スイッチング素子のスイッチング回数を変更した結果、上記スイッチング素子の スイッチング動作が上記所定時間に完了しない場合、上記所定時間を補正する手段 を設けた請求項 8または 9に記載の電源装置。
[12] 上記スイッチング素子のスイッチング回数はカウンタ機能でカウントしており、上記力 ゥント機能は上記ゼロクロス検出によりリセットされるようにした請求項 1、 2、 4、 8、 9の いずれか 1項に記載の電源装置。
[13] 交流電圧を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介し て短絡して力率を改善する電源装置にぉ 、て、上記リアクタを含む力率改善手段の スイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流 基準信号との比較結果より、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手 段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、該ゼロク ロス検出からの所定時間経過後、上記スイッチング素子の次のスイッチングオフ信号 により上記スイッチング素子のスイッチング動作を完了することを特徴とした電源装置
[14] 交流電圧を直流電圧に変換して負荷電圧とする際、上記交流電源をリアクタを介し て短絡して力率を改善する電源装置にぉ 、て、上記リアクタを含む力率改善手段の スイッチング素子をスイッチングするとともに、入力電流と電源電圧波形の入力電流 基準信号との比較結果より、上記スイッチング素子をオン、オフして上記力率改善手 段の出力電圧を負荷電圧とする一方、上記交流電源のゼロクロスを検出し、該ゼロク ロス検出からの所定時間後、強制的に上記スイッチング素子のスイッチング動作を終 了することを特徴とした電源装置。
[15] 上記所定時間は、電源周波数、負荷の大きさ、または、負荷電圧の大きさによって 変化させることを特徴とする請求項 8、 9、 13、 14のいずれか 1項に記載の電源装置
[16] 上記所定時間は、入力電流、電源電圧、リアクタインダクタンス、電流ヒステリシス幅 、又は、スイッチング回数をパラメータとしたときの、上記スイッチング素子のスィッチ ングが許可状態にあるときの時間と、高調波に関する評価指数との関係に基づいて 、設定されることを特徴とする請求項 8、 9、 13、 14のいずれか 1項に記載の電源装 置。
[17] 無負荷時の出力電圧と有負荷時の出力電圧を検出し、上記無負荷時の出力電圧 と上記有負荷時の出力電圧の比が所定値となるように電圧制御することを特徴とする 請求項 8、 9、 13、 14のいずれ力 1項に記載の電源装置。
[18] 上記交流電源は、整流手段で直流電圧に変換されて上記負荷電圧とされ、
上記無負荷時の出力電圧と上記有負荷時の出力電圧に代えて、整流平均値また は実効値を用いることを特徴とする請求項 17記載の電源装置。
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