JP2007295734A - モータ駆動用インバータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電源電流の高調波成分を抑制した小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を提供すること。
【解決手段】交流電源１を入力とし、小容量のリアクタ１１を有する整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータ２と、モータ３と、インバータ２の動作をコントロールする制御演算部と、インバータ２の印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部１６と、インバータ２の母線間に極めて小容量のコンデンサ１２とを備え、制御演算部において、モータ３の駆動前の位置決め期間に、モータ３の各相に直流電流を流す信号を出力され、インバータ入力電圧検出部１６で検出するインバータ２の印加電圧値から交流電源１の電源周波数を検出されるとともに、モータ３の駆動時には、電源周波数を用いてモータ３に印加される電圧指令値が導出されることを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。

汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図１０に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている。

図１０において、主回路は直流電源装置１１３と、インバータ２とモータ３とから構成されており、直流電源装置１１３については、交流電源１と、整流回路７と、インバータ２の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ１１２と、交流電源１の力率改善用リアクタ１１１から構成されている。

一方、制御演算部では、外部から与えられたモータ３の速度指令に基づいてモータ３の各相電圧指令値を作成する電圧指令演算部９と、電圧指令演算部９で作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ２をＰＷＭ制御するベースドライバ１０から構成されている。

ここで、交流電源１が２２０Ｖ（電源周波数５０Ｈｚ）、インバータ２の入力が１．５ｋＷ、平滑コンデンサ１１２が１５００μＦのとき、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨおよび２０ｍＨの場合における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を図１１に示す。

図１１はＩＥＣ（国際電気標準会議）規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ１１１が５ｍＨの場合には特に第３高調波成分がＩＥＣ規格のそれを大きく上回っているが、２０ｍＨの場合には４０次までの高調波成分においてＩＥＣ規格をクリアしていることがわかる。

そのため特に高負荷時においてもＩＥＣ規格をクリアするためには力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストＵＰを招くという不都合があった。

そこで、力率改善用リアクタ１１１のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、図１２に示すような直流電源装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１２において、交流電源１の電源電圧を、ダイオードＤ１〜Ｄ４をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、その出力をリアクトルＬｉｎを介して中間コンデンサＣに充電し、この中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電して、負荷抵抗ＲＬに直流電圧を供給する。

この場合、リアクトルＬｉｎの負荷側と中間コンデンサＣを接続する正負の直流電流経路にトランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ１をベース駆動回路Ｇ１で駆動する構成となっている。

また、ベース駆動回路Ｇ１にパルス電圧を印加するパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２と、ダミー抵抗Ｒｄｍとをさらに備えており、パルス発生回路Ｉ１、Ｉ２は、それぞれ電源電圧の
ゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Ｒｄｍにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。

ここで、パルス発生回路Ｉ１は電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生Ｉ２は電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。

なお、トランジスタＱ１をオン状態にしてリアクトルＬｉｎに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサＣの電荷がトランジスタＱ１を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードＤ５が接続され、さらに、中間コンデンサＣの電荷を平滑コンデンサＣＤに放電する経路に、逆流防止用ダイオードＤ６と、平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃが直列に接続されている。

上記の構成によって、電源電圧の瞬時値が中間コンデンサＣの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタＱ１をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができる。
特開平９−２６６６７４号公報

しかしながら、上記従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサＣＤとリアクトルＬｉｎ（特許文献１では１５００μＦ、６．２ｍＨ時のシミュレーション結果について記載されている）とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサＣとトランジスタＱ１とベース駆動回路Ｇ１とパルス発生回路Ｉ１、Ｉ２とダミー抵抗Ｒｄｍと逆流防止用ダイオードＤ５、Ｄ６と平滑効果を高めるリアクトルＬｄｃとを具備することで、装置の大型化や部品点数の増加に伴うコストＵＰを招くという課題を有していた。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電源電流の高調波成分を抑制した小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源を入力とし、ダイオードブリッジと前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタとで構成される整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと、前記インバータの動作をコントロールする制御演算部と、前記インバータの印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部と、前記インバータの母線間に極めて小容量のコンデンサとを備え、前記制御演算部において、前記モータの駆動前の位置決め期間に、前記モータの各相に直流電流を流す信号を出力され、前記インバータ入力電圧検出部で検出する前記インバータの印加電圧値から前記交流電源の電源周波数を検出されるとともに、前記モータの駆動時には、前記電源周波数を用いて前記モータに印加される電圧指令値が導出されることを特徴とするものである。

これによって、小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現し、交流電源の電源周波数を認識した上でモータ印加電圧が導出されることから、交流電源の力率改善や高調波対策が容易に図れる。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、さらに交流電源がいかなる周波数の場合においても力率改善が容易に図れ、システムの信頼性を向上できるという効果を奏する。

第１の発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源を入力とし、ダイオードブリッジと前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタとで構成される整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと、前記インバータの動作をコントロールする制御演算部と、前記インバータの印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部と、前記インバータの母線間に極めて小容量のコンデンサとを備え、前記制御演算部において、前記モータの駆動前の位置決め期間に、前記モータの各相に直流電流を流す信号を出力され、前記インバータ入力電圧検出部で検出する前記インバータの印加電圧値から前記交流電源の電源周波数を検出されるとともに、前記モータの駆動時には、前記電源周波数を用いて前記モータに印加される電圧指令値が導出されることにより、交流電源の電流波形の歪みが軽減され、小型・軽量・低コストでありながら高力率であるモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。

第２の発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、特に第１の発明において、前記電源周波数は、前記インバータ入力電圧検出部で検出される前記インバータの印加電圧値が増加から減少へ変化するタイミングの間隔、または減少から増加へ変換するタイミングの間隔を計時して求めることにより、交流電源がいかなる電圧の場合においても正確に電源周波数を求めることができる。

第３の発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、特に第１または２の発明において、前記モータの各相に流れる電流を検出する相電流検出部を設け、前記位置決め期間に流す各相の直流電流は、前記相電流検出部より得られた電流検出値のフィードバック制御により規定されることにより、交流電源がいかなる電圧の場合においても精度の高い位置決めを行うことができる。

第４の発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、特に第１〜第３の発明において、前記小容量リアクタと前記小容量コンデンサとの共振周波数を前記電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記小容量リアクタおよび前記小容量コンデンサの組み合わせを決定することにより、電源電流の高調波成分を抑制し、ＩＥＣ規格をクリアすることができる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
本発明の第1の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図1に示す。図１において、モータ駆動用インバータ制御装置は、交流電源１、交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ７、２ｍＨ以下の小容量リアクタ１１、０．４μＦ〜１００μＦまでの小容量コンデンサ１２、ブラシレスモータ３に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ２及びインバータ２を制御する制御部６を有する。

ブラシレスモータ３は、中性点を中心にＹ結線された３相巻線４ｕ，４ｖ，４ｗが取付けられた固定子４と、磁石が装着された回転子５とからなる。Ｕ相巻線４ｕの非結線端にＵ相端子８ｕが、Ｖ相巻線４ｖの非結線端にＶ相端子８ｖが、Ｗ相巻線４ｗの非結線端に
Ｗ相端子８ｗが接続されている。インバータ２は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をＵ相用，Ｖ相用，Ｗ相用として３相分有する。

ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子は、小容量コンデンサ１２の高圧側端と低圧側端の間に直列接続され、ハーフブリッジ回路に直流電圧が印加される。Ｕ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側（上アーム）のスイッチング素子１３ｕ及び低圧側（下アーム）のスイッチング素子１３ｘよりなる。Ｖ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｖ及び低圧側スイッチング素子１３ｙよりなる。Ｗ相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子１３ｗ及び低圧側スイッチング素子１３ｚよりなる。

また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード１４ｕ，１４ｖ，１４ｗ，１４ｘ，１４ｙ，１４ｚが接続されている。インバータ２におけるスイッチング素子１３ｕとスイッチング素子１３ｘの相互接続点、スイッチング素子１３ｖとスイッチング素子１３ｙの相互接続点、スイッチング素子１３ｗとスイッチング素子１３ｚの相互接続点にブラシレスモータ３の端子８ｕ，８ｖ，８ｗがそれぞれ接続される。

インバータ２に印加されている直流電圧は、上述したインバータ２内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ３が駆動される。

また、インバータ２とブラシレスモータ３間には相電流を検出するための電流センサ１５ｖ，１５ｗが配されている。

制御部６は、電圧指令演算部９と、ベースドライバ１０と、モータ位相推定部１７と、回転子速度検出部１８と、電流指令演算部１９と、電源周波数演算部２０からなる。

モータ位相推定部１７は、電流センサ１５ｖ，１５ｗで得られる情報からブラシレスモータ３の相電流と、電圧指令演算部９で演算される出力電圧と、インバータ入力電圧検出部１６により検出されるインバータ２への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ３の位相を推定する。さらに、回転子速度検出部１８は、推定された位相からブラシレスモータ３の速度を推定する。

電流指令演算部１９では推定された回転子５の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令実行値をＰＩ演算などを用いて導出し、電圧指令演算部９がブラシレスモータ３に印加する出力電圧を演算する。出力電圧情報はベースドライバ１０に出力され、各スイッチング素子１３ｕ，１３ｖ，１３ｗ，１３ｘ，１３ｙ，１３ｚをＰＷＭ制御し、正弦波状の交流を生成する。

このように本実施例では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモータ３の正弦波駆動を実現している。

図２は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第１の動作結果であり、ブラシレスモータ３の起動時におけるインバータ印加電圧とＵ相電流とＶ相電流の波形を示している。期間Ａではブラシレスモータ３は停止中であり、期間Ｂは位置決め期間、期間Ｃにおいて駆動している様子を表している。位置決め期間においてＵ相に２Ａ、Ｖ相に３．５Ａの直流電流を流し、ブラシレスモータ３の回転子５をロックさせ、駆動前の初期位置を固定している。

図３は、図２の位置決め期間中の波形を時間軸において拡大したものである。本発明におけるコンデンサ１２は極めて容量の小さいものを用いているため、ブラシレスモータ３
に電流が流れるとインバータ印加電圧は電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周波数で大きく脈動する。

図４は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第２の動作結果であり、電源周波数が６０Ｈｚにおける位置決め期間中のインバータ印加電圧とＵ相電流とＶ相電流の波形を示している。図３と同様に、インバータ印加電圧は電源周波数ｆｓ（＝６０Ｈｚ）の２倍の周波数で大きく脈動しているのが分かる。

電源周波数演算部２０では図３や図４に示すように、インバータ入力電圧検出部１６で得られる位置決め期間中のインバータ印加電圧の脈動を利用して交流電源１の電源周波数を演算する。図３に示した動作結果において交流電源１の電圧は２００Ｖであるため、交流電源１の電源周波数はインバータ印加電圧が図中の矢印で示す２３０Ｖ到達時の間隔を計時し、その時間が１０ｍｓであることから５０Ｈｚと判断できる。

図５は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第３の動作結果であり、ブラシレスモータ３の駆動中におけるインバータ印加電圧と電源電流の波形を示している。ブラシレスモータ３の駆動中においても本発明におけるコンデンサ１２が極めて容量の小さいものを用いていることから、インバータ印加電圧は電源周波数ｆｓ（＝５０Ｈｚ）の２倍の周波数で大きく脈動する。

また電源電流に関しては、コンデンサ１２が小容量で充放電時間が極めて短いため電流休止期間がほとんどなく、高力率を実現している。

図６は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第４の動作結果であり、電源周波数が５０Ｈｚにおいて、６極の３相モータを４０００ｒｐｍで駆動したときの波形を示す。

ここで電源電流に関してさらに詳しく観測すると、インバータ２のキャリア成分よりも大きい周期Ｔ１の脈動が現れており、この電源電流の脈動とブラシレスモータ３の相電流との関係を見てみると、矢印で示すモータ相電流の歪み箇所と電源電流の落ち込みタイミングとが一致しているのが分かる。

このモータ相電流の歪みの主要因として、インバータ２の上下アームの短絡防止用に設けられたデッドタイム期間中に、スイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオードの不完全ターンオンに起因するものがあげられ、これによってモータ相電流のゼロクロス点付近で出力電圧が不連続になり、モータ相電流の歪みとなって現れるものである。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置においては、極めて小容量のリアクタとコンデンサを用いていることから、上述したモータ相電流の歪みが電源電流の脈動として現れやすくなっているのである。

次に、電源電流の高調波規制について考える。高調波電流とは、交流電源１の正弦波波形の整数倍の周波数成分を持つ電流のことを示すが、エレクトロニクス機器においては、その高調波電流に対して規制値が設けられている。これまで説明してきた電源電流の脈動が、交流電源１の正弦波波形の整数倍の周波数となれば規制値を満足できない可能性がでてくる。
そこで、電圧指令演算部９では上述したモータ相電流の歪みを解消すべく、各相における波形改善電圧ｖ_ｕｄ ^＊、ｖ_ｖｄ ^＊、ｖ_ｗｄ ^＊をモータ指令電圧ｖ_ｕｈ ^＊、ｖ_ｖｈ ^＊、ｖ_ｗｈ ^＊に加算することによってモータ相電流のゼロクロス点付近における歪みを抑制し、電源電流の脈動を抑えるようにした。電圧指令演算部９から出力される電圧指令値Ｖ_ｕ ^＊、
Ｖ_ｖ ^＊、Ｖ_ｗ ^＊は、式1で表される。

図７は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第５の動作結果である。波形については、中央が電源電流で下側がモータ相電流を示し、期間Ｔ２においてのみ波形改善電圧ｖ_ｕｄ ^＊、ｖ_ｖｄ ^＊、ｖ_ｗｄ ^＊の加算が行われた動作結果である。図６で示した動作結果と比較すると、モータ相電流のゼロクロス点付近における歪みを緩和したことによって、電源電流の脈動、すなわち、高調波電流の発生を抑えられているのがわかる。

期間Ｔ２に関しては、電源周波数演算部２０によって位置決め期間中に交流電源１の電源周波数が５０Ｈｚであると判断されたため、インバータ印加電圧が減少から増加へ変化したタイミングからの時間計測において４．０ｍｓから８．７ｍｓの期間と規定した。

図８は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第６の動作結果である。電源周波数演算部２０によって位置決め期間中に交流電源１の電源周波数が６０Ｈｚであると判断されたため、インバータ印加電圧が減少から増加へ変化したタイミングからの時間計測において３．３３ｍｓから７．２５ｍｓの期間Ｔ２においてのみ波形改善電圧ｖ_ｕｄ ^＊、ｖ_ｖｄ ^＊、ｖ_ｗｄ ^＊の加算が行われた動作結果である。

上述してきたとおり、位置決め期間中において電源周波数演算部２０で演算される交流電源１の電源周波数を駆動中に利用することで、適正なタイミングでの波形歪みの抑制を実現しており、特に、日本国内の場合を想定すると、商用電源周波数が５０Ｈｚであっても６０Ｈｚであっても本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は使用可能となる。

（実施の形態２）
本発明の実施の形態２では、実施の形態１のモータ駆動用インバータ制御装置において、電源周波数演算部２０で位置決め期間内に行われる交流電源１の電源周波数の演算が、インバータ入力電圧検出部１６で検出されるインバータの印加電圧値が増加から減少へ変化するタイミングの間隔を計時して求めるようにした。

図９は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第７の動作結果あり、交流電源１の電源周波数が５０Ｈｚ、電圧が１００Ｖにおける位置決め期間中のインバータ印加電圧とＵ相電流とＶ相電流の波形を示している。

インバータ印加電圧は電源周波数ｆｓの２倍の周波数で大きく脈動しており、電源周波数演算部２０では矢印で示したインバータの印加電圧値が増加から減少へ変化するタイミングの間隔が１０ｍｓであることから交流電源１の電源周波数が５０Ｈｚであると判断できる。

以上のように、インバータの印加電圧値が増加から減少へ変化するタイミングを捉え、その時間間隔を計測することで、電源電圧が変わったとしても同じアルゴリズムで電源周波数を判断することが可能であり、特に、日本国内の場合を想定すると、商用電源電圧が１００Vであっても２００Vであっても本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は使用可能となる。なお、演算の際には、インバータの印加電圧値が減少から増加へ変化するタイミングの間隔を計時して電源周波数を求めても同様の効果を奏する。

（実施の形態３）
本発明の実施の形態３では、実施の形態１または実施の形態２のモータ駆動用インバータ制御装置において、位置決め期間に流す各相の直流電流を電流センサ１５ｖ，１５ｗより得られた電流検出値のフィードバック制御により規定されるようにした。

フィードバック制御は、電圧指令演算部９において位置決め期間中のブラシレスモータ３の各相の目標電流値と電流センサ１５ｖ，１５ｗより得られた電流検出値との差分をＰＩ演算することによって行われるようにした。

これにより、位置決め期間中におけるインバータ印加電圧の脈動量を安定させることができ、高精度の電源周波数の演算が可能となった。

（実施の形態４）
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。

本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してＩＥＣ規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数ｆ_LC（ＬＣ共振周波数）を電源周波数ｆｓの４０倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。

ここで、小容量コンデンサの容量をＣ［Ｆ］、小容量リアクタのインダクタンス値をＬ［Ｈ］とすると、ＬＣ共振周波数ｆ_LCは式２のように表される。

即ち、ｆ_LC＞４０ｆｓを満たすように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定するものである。（ＩＥＣ規格では電源電流の高調波成分において第４０次高調波まで規定されているため）
以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、電源電流の高調波成分を抑制して、ＩＥＣ規格をクリアすることが可能となる。なお、実施の形態１から実施の形態４で説明した本発明は、インバータ回路を使用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。

例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等である。いずれの製品についても、モータ駆動
用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。

以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制御装置を実現でき、電源電流の高調波成分を抑制した高力率の動作が可能であり、システムの信頼性向上が図れるため、空気調和機における圧縮機駆動モータなどのようにパルスジェネレータ等の速度センサを使用することができない場合に限らず、サーボドライブなどのように速度センサを具備することができる場合においても本発明は適用できる。

本発明の第1の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 同実施の形態における第１の動作結果を示す図 図２の動作結果を時間軸において拡大した図 同実施の形態における第２の動作結果を示す図 同実施の形態における第３の動作結果を示す図 同実施の形態における第４の動作結果を示す図 同実施の形態における第５の動作結果を示す図 同実施の形態における第６の動作結果を示す図 本発明の第２の実施の形態における第７の動作結果を示す図 一般的なモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図 図１０のモータ駆動用インバータ装置における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を示した線図 装置の大型化を抑制したままで高調波成分の低減と高力率化を達成することのできる従来の直流電源装置の構成図

符号の説明

１ 交流電源
２ インバータ
３ ブラシレスモータ
４ 固定子
４ｕ、４ｖ、４ｗ 巻線
５ 回転子
６ 制御部
７ ダイオードブリッジ
８ｕ、８ｖ、８ｗ 端子
９ 電圧指令演算部
１０ ベースドライバ
１１ 小容量リアクタ
１２ 小容量コンデンサ
１３ｕ、１３ｖ、１３ｗ 上アームスイッチング素子
１３ｘ、１３ｙ、１３ｚ 下アームスイッチング素子
１４ｕ、１４ｖ、１４ｗ、１４ｘ、１４ｙ、１４ｚ フリーホイールダイオード
１５ｖ、１５ｗ 電流センサ
１６ インバータ入力電圧検出部
１７ モータ位相推定部
１８ 回転子速度検出部
１９ 電流指令演算部
２０ 電源周波数演算部
１１１ リアクタ
１１２ 平滑コンデンサ
１１３ 直流電源装置

Claims (4)

1. 交流電源を入力とし、ダイオードブリッジと前記ダイオードブリッジの交流入力側または直流出力側に接続される極めて小容量のリアクタとで構成される整流回路と、直流電力から交流電力に変換するインバータと、モータと、前記インバータの動作をコントロールする制御演算部と、前記インバータの印加電圧値を検出するインバータ入力電圧検出部と、前記インバータの母線間に極めて小容量のコンデンサとを備え、前記制御演算部において、前記モータの駆動前の位置決め期間に、前記モータの各相に直流電流を流す信号を出力され、前記インバータ入力電圧検出部で検出する前記インバータの印加電圧値から前記交流電源の電源周波数を検出されるとともに、前記モータの駆動時には、前記電源周波数を用いて前記モータに印加される電圧指令値が導出されることを特徴とするモータ駆動用インバータ制御装置。
2. 前記電源周波数は、前記インバータ入力電圧検出部で検出される前記インバータの印加電圧値が増加から減少へ変化するタイミングの間隔、または減少から増加へ変換するタイミングの間隔を計時して求めることを特徴とする請求項１記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
3. 前記モータの各相に流れる電流を検出する相電流検出部を設け、前記位置決め期間に流す各相の直流電流は、前記相電流検出部より得られた電流検出値のフィードバック制御により規定されることを特徴とした請求項１または２に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。
4. 前記小容量リアクタと前記小容量コンデンサとの共振周波数を前記電源周波数の４０倍よりも大きくなるように、前記小容量リアクタおよび前記小容量コンデンサの組み合わせを決定することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ駆動用インバータ制御装置。

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