JPWO2016167041A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

電力変換効率の低下を極力生じさせないで受電設備等の状況に応じて高調波の発生を制御できるモータ駆動装置を提供する。交流電源の電圧を全波整流して直流変換する、またはスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、コンバータの出力電圧を交流電圧に変換してモータに供給するインバータと、第１モードと第２モードを設定可能なモード切替手段と、第１モード設定時は、常にコンバータに昇圧を行わせ、第２モード設定時は、発生する高調波電流が制限値に達しないうちはコンバータを全波整流で直流変換を行わせ、高調波電流が制限値に達した場合、コンバータに昇圧を行わせる制御手段とを備える。

Description

本発明は、交流電源の電圧を直流電圧に変換し、その直流電圧を所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置に関する。

交流電源の電圧をコンバータで直流電圧に変換し、その直流電圧をインバータで所定周波数の交流電圧に変換し、その交流電圧をモータの駆動電力として出力するモータ駆動装置が知られている。
このモータ駆動装置は、受電設備（キュービクルともいう）に接続される。受電設備は、商用三相交流電源の電圧をモータ駆動装置などの機器の運転に見合う電圧に変換する。また、受電設備には、商用三相交流電源への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定される。この規制値の大きさは、受電設備の受電容量に対応する。
この高調波電流の規制に伴い、高調波電流を抑制するための例えば高調波抑制装置（多パルス整流器等）がモータ駆動装置に搭載される。あるいは、モータ駆動装置のコンバータとして昇圧型のＰＷＭコンバータ（PMW : Pulse Width Modulation）が採用され、そのＰＷＭコンバータのスイッチング制御によって高調波電流の発生量が抑制される。

特開２００４−２６３８８７号公報

しかしながら、高調波抑制装置は高額である。
また、ＰＷＭコンバータはスイッチングによる電力損失が大きいため、ＰＷＭコンバータを採用した場合には電力変換効率の低下を招くという問題がある。また、受電設備の容量や同じ受電設備に接続されている各種負荷によって規制値が異なる。モータ駆動装置が容量の小さな受電設備に接続された場合や、同じ受電設備に接続された負荷の容量が大きい高調波を制御できないインバータ装置を備えた他の機器がある場合には、モータ駆動装置から発生する高調波をできるだけ低減することが望まれる。

本実施形態の目的は、コストの上昇や電力変換効率の低下を極力生じさせないで受電設備等の状況に応じて高調波の発生を制御できるモータ駆動装置を提供することである。

本実施形態に係るモータ駆動装置は、交流電源の電圧を全波整流して直流変換する、またはスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータに供給するインバータと、前記コンバータから流出する高調波電流を検出する高調波電流検出手段と、第１モードと第２モードを設定可能なモード切替手段と、前記モード切替手段に第１モードが設定された場合、前記インバータによるモータの運転中は、常に前記コンバータに昇圧を行わせ、前記モード切替手段に第２モードが設定された場合、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が制限値に達しないうちは前記コンバータのスイッチングを停止して全波整流で直流変換を行わせ、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した場合に、前記コンバータに昇圧を行わせる制御手段と、を備えている。
また、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記制御手段は、前記コンバータが昇圧する電圧値を設定するために、交流電源の電圧値を検出する電源電圧検出手段を備えている。

さらに、本実施形態に係るモータ駆動装置は、交流電源の電圧を全波整流直流変換する、またはスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータに供給するインバータと、交流電源の電圧値を検出する電源電圧検出手段と、この電源電圧検出手段の検出電圧に応じて前記インバータによるモータの運転中に前記コンバータが昇圧する電圧値を設定する制御手段と、を備えている。
また、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍近傍の値である。
さらに、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍の９８％〜１０２％の範囲である。
さらにまた、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記コンバータは、パルス幅変調された所定周期のＰＷＭ信号により断続的にオンするスイッチング素子を有するＰＷＭコンバータである。
また、本実施形態に係るモータ駆動装置の前記交流電源は、商用三相交流電源である。

本発明によれば、コストの上昇や電力変換効率の低下を極力生じさせないで受電設備等の状況に応じて高調波の発生を制御できるモータ駆動装置を提供できる。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態における電源電圧とコンバータの出力電圧ならびに高調波電流との関係を示す図(グラフ)。 一実施形態における負荷とコンバータの出力電圧ならびに高調波電流との関係を示す図(グラフ)。 一実施形態に係る全波整流時（ＰＷＭコンバータが停止時）のモータの負荷と高調波電流との関係を示す図。 一実施形態に係るモータの回転数と同実施形態における弱め界磁制御の進み角との関係を示す図。 一実施形態に係る第２モード設定時のモータ回転数とコンバータの出力電圧との関係（動作例）を示す図。 一実施形態の変形例における特徴部分を示すブロック図。 一実施形態に係る第１モード設定時のモータ回転数とコンバータの出力電圧との関係（動作例）を示す図。

以下、本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。
図１に示すように、三相交流電源１に受電設備２が接続され、その受電設備２に本実施形態のモータ駆動装置３が接続されている。そして、モータ駆動装置３の出力端には、直流モータたとえばブラシレスＤＣモータ(モータ)５が接続されている。受電設備２には、三相交流電源１側への高調波電流の流出量を制限するための規制値が設定されている。この規制値の大きさは、受電設備２の受電容量に比例し、受電容量が大きければ大きくなる。ブラシレスＤＣモータ５は、設備機器たとえばヒートポンプ式熱源機の圧縮機を駆動するものである。ブラシレスＤＣモータ５は、複数の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗを有するステータ（電機子）５ａ、および複数たとえば４極の永久磁石が埋設されたロータ（回転子）５ｂを含む。ロータ５ｂは、相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗに電流が流れることにより生じる磁界とステータ５ａの各永久磁石が作る磁界との相互作用により、回転する。

モータ駆動装置３は、ＰＷＭコンバータ（コンバータ）１０、平滑コンデンサ３０、インバータ４０、およびコントローラ（ＭＣＵ : Micro Control Unit）７０を含む。インバータ４０の出力端に、ブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗが接続されている。

ＰＷＭコンバータ１０は、リアクタ１１，１２，１３、これらリアクタ１１，１２，１３（および受電設備２）を介して三相交流電源１に接続されるダイオード２１ａ〜２６ａのブリッジ回路、およびこれらダイオード２１ａ〜２６ａに並列接続されたスイッチング素子たとえばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）２１〜２６を含む。ＰＷＭコンバータ１０は、三相交流電源１の電圧を、三相正弦波変調方式を用いたＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング（断続的なオン）により昇圧および直流電圧に変換する。後述するコンバータ制御部７２が、電源電流の位相に同期させてＩＧＢＴ２１〜２６のオン、オフデューティを調整することで、昇圧電圧は可変される。また、ＰＷＭコンバータ１０は、ＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチング停止により、三相交流電源１の電圧をダイオード２１ａ〜２６ａで全波整流する。ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧が平滑コンデンサ３０に印加される。なお、ダイオード２１ａ〜２６ａは、ＩＧＢＴ２１〜２６の回生用ダイオードである。

インバータ４０は、ＩＧＢＴ４１，４２を直列接続し、そのＩＧＢＴ４１，４２の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｕに接続されるＵ相用直列回路、ＩＧＢＴ４３，４４を直列接続しそのＩＧＢＴ４３，４４の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｖに接続されるＶ相用直列回路、およびＩＧＢＴ４５，４６を直列接続しそのＩＧＢＴ４５，４６の相互接続点がブラシレスＤＣモータ５の相巻線Ｌｗに接続されるＷ相用直列回路を含む。インバータ４０は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧（平滑コンデンサ３０の電圧）Ｖｃを各ＩＧＢＴのスイッチングにより所定周波数の三相交流電圧に変換して各ＩＧＢＴの相互接続点から出力する。なお、ＩＧＢＴ４１〜４６には、回生用ダイオード（フリー・ホイール・ダイオード）４１ａ〜４６ａが逆並列接続されている。

インバータ４０の出力端とブラシレスＤＣモータ５との間の通電路には、モータ電流（相巻線電流）検知用の電流センサ５１，５２，５３が配置されている。受電設備２とリアクタ１１，１２，１３との間の通電路に、入力電流検知用の電流センサ６１，６２，６３が配設されている。これら電流センサ６１、６２、６３の検知結果がコントローラ７０に供給される。

ここでは、電流センサ６１、６２、６３を各相に設けているが、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。同様にモータ電流検知用の電流センサ５１，５２，５３についても、三相中の二相にのみ電流センサを設け、この二相の電流値から残りの一相の電流値を計算で算出しても良い。さらに電流センサ５１，５２，５３の替わりに、直流ラインに１つのシャント抵抗を設け、インバータ４０の通電タイミングとの組み合わせに基づきブラシレスＤＣモータ５の各相電流を検知しても良い。

コントローラ７０は、上述のコンバータ１０およびインバータ４０の動作を制御する制御部として機能する。コントローラ７０は、直流電圧検出部（直流電圧検出手段）７１、コンバータ制御部（制御手段）７２、インバータ制御部（インバータ制御手段）７３、高調波電流検出部（高調波電流検出手段）７５、制限値設定部（制限値設定手段）７６、昇圧値設定部（昇圧値設定手段）７７、電源電圧検出部（電源電圧検出手段）７８、電源電流値記憶部（電源電流値記憶手段）７９、および上限回転数記憶部（上限回転数記憶手段）８９を含む。

またコントローラ７０には、外部から運転制御指令として、モータ駆動装置３のオン/オフの指示及びオン中のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを指定するためのモータ回転数指令値（モータ５の目標回転数）Ｎｓが入力されている。このモータ回転数指令値Ｎｓは、コンバータ１０を制御するコンバータ制御部７２およびインバータ４０を制御するインバータ制御部７３に供給される。
なお、これらの指示・指令は、一般に上位側の制御器、例えば、空調機であれば、空調制御器からコントローラ７０に送られてくる。

電源電圧検出部７８には、受電設備２を介した三相交流電源１の三相電源ラインが入力されている。電源電圧検出部７８は、三相交流電源１の電源電圧値（実効値）Ｖｐ（以下、電源電圧Ｖｐという）を検出する。以下、説明では、「三相交流電源１」は、モータ駆動装置１０へ供給される三相交流電源を意味し、本実施形態では、受電設備２を介した後の交流電源となる。この電源電圧Ｖｐは、モータ駆動装置３にとっては、入力電圧を意味する。電源電圧検出部７８で検出された電源電圧Ｖpは、昇圧値設定部７７に入力され、後述する昇圧値設定部７７におけるＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧の目標値の設定に用いられる。

ＰＷＭコンバータ１０の出力に接続された直流電圧検出部７１は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧値Ｖｃ（以下、出力電圧Ｖｃという）を検出する。直流電圧検出部７１で検出された出力電圧Ｖｃは、コンバータ制御部７２およびインバータ制御部７３に供給される。インバータ制御部７３ではブラシレスＤＣモータ５を駆動するためのセンサレス・ベクトル制御にこのデータが用いられる。

モード切替部（モード切替手段）８８は、コンバータ制御部７２に接続されている。モード切替部８８は、２つの位置を手動で切替え可能なディップスイッチ等を含む。
使用者や設備業者は、モード切替部８８のスイッチの位置を手動操作によって変更することで、常に高調波を低減する第１モードと必要時に高調波を低減する第２モードとを切り替えることができる。なお、モード切替部８８を、手動操作するのではなく、外部からの通信によって第１モードと第２モードとの切り替えを可能に構成しても良い。

使用者や設備業者は、モータ駆動装置１０の設置時等に、モータ駆動装置１０が接続されている受電設備２及びこの受電設備２に接続されている他の負荷を確認し、できるだけ高調波電流の低減が必要な場合には、モード切替部８８を、第１モードに設定する。一方、モータ駆動装置１０から生じる高調波電流値のみを規制値の範囲内に収めるだけで良い場合には、使用者や設備業者は、モード切替部８８を第２モードに設定する。なお、後述するようにモータ駆動装置１０の効率は、第２モードの方が第１モードよりも高い。

コンバータ制御部７２は、モード切替部８８に第１モードが設定されると、モータ５の駆動中は、常に高調波電流を低減するようコンバータ１０を昇圧動作させる。一方、コンバータ制御部７２は、第２モードが設定されると、状況に応じてコンバータ１０の昇圧動作をオン、オフ制御する。さらに、コンバータ制御部７２は、コンバータ１０の昇圧運転を行う場合には、電流センサ６１、６２、６３の検知電流及び電圧検出部７１の検出した出力電圧Ｖｃを入力とし、出力電圧Ｖｃが目標値となるようにＰＷＭコンバータ１０のＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチングを制御する。

高調波電流検出部７５は、電流センサ６１、６２、６３の検知電流変化をフーリエ級数展開して制御に必要な次数の高調波電流値を算出し、コンバータ制御部７２に供給する。一般的に５次高調波電流が最も大きく、規制値に対する許容幅も少ないため、高調波電流検出手段７５は、代表として５次高調波を算出する。高調波電流検出部７５が検出する高調波電流が規制値を超え、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作が行われた直後に、コンバータ制御部７２は、電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令を出す。電源電流値記憶部７９は、その時の電源電流値Ｉp（以下、電流記憶値Ｉpという）を記憶し、保持する。

なお、この電源電流値記憶部７９は、第２モードで運転中に昇圧動作が解除された場合または運転停止等でＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作が停止したところで、電源電流値の記憶を解除（リセット）する。高調波電流検出手段７５及び電源電流値記憶部７９は、モード切替部８８において第２モードが設定された場合にのみ機能し、第１モードが設定された場合は、使用されない。

コンバータ制御部７２は、インバータ制御部７３からインバータ４０がモータ５に供給する通電波形のオン，オフデューティ（デューティ）Ｄのデータやインバータ４０で駆動されるブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎのデータ（推定データ含む）等のＰＷＭコンバータ１０の制御に必要な後述するデータを受け取っている。

インバータ制御部７３は、電流センサ５１，５２，５３の検知結果に基づいてブラシレスＤＣモータ５のロータ位置及び回転数Ｎ（回転速度ともいう）を推定し、その推定回転数Ｎが目標回転数Ｎｓとなるようにインバータ４０におけるＩＧＢＴ４１〜４６のオン，オフデューティを制御するセンサレス・ベクトル制御を行う。すなわち、インバータ制御部７３は、低速度運転域ではデューティＤを小さくしてインバータ４０の出力電圧を低下させ、中速度運転域から高速度運転域ではデューティＤを大きくしてインバータ４０の出力電圧を高める制御を行う。

インバータ制御部７３は、デューティＤが制御の上限、すなわちフルデューティに達した場合、さらにブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを高めるために負の界磁成分電流−Ｉｄを注入する弱め界磁制御によりブラシレスＤＣモータ５のロータ位置に対する通電タイミングを速める（進み角θを増す）。これにより、ブラシレスＤＣモータ５における逆起電力に打ち勝つようにブラシレスＤＣモータ５に電流が流れ込み、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎが上昇する。

上述のとおり、高調波電流検出部７５は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側に流出する高調波電流Ｉｈを電流センサ６１、６２、６３の検知結果に基づいて検出する。なお、この電流センサ６１、６２、６３の検知電流は、ＰＷＭコンバータのスイッチング制御にも用いられる。

制限値設定部７６は、ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側への高調波電流Ｉｈの流出量を制限するための高調波電流の制限値Ｉｈｓを記憶し、その値をコンバータ制御部７２に供給する。この制限値Ｉｈｓは、受電設備２に対し設定される規制値の範囲内で割り当てられるものである。制限値Ｉｈｓは、外部からの指令に応じて制限値設定部７６に可変設定される。この外部からの指令は、通信を用いた入力であっても良いし、設置時に設備業者が手動で設定しても良い。この制限値設定部７６もモード切替部８８で第２モードが設定された場合にのみ機能し、第１モードが設定された場合は、使用されることはない。

昇圧値設定部７７には、電源電圧検出部７８で検出された三相交流電源１の電源電圧（実効値）Ｖｐが入力される。昇圧値設定部７７は、この電源電圧Ｖｐに基づきＰＷＭコンバータ１０の昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）を算出して設定し、コンバータ制御部７２に供給する。この昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１及び第２電圧値Ｖｃ２は、高調波を低減するとともにロスを低減するために望ましい電圧値となっている。

ここで、第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２の設定について説明する。三相正弦波変調方式を用いて昇圧動作するＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈの特性を、図２、図３に示す。図２では、比較のため、交流電源の電源電圧Ｖｐとして１９０Ｖ及び２００Ｖの２つの状態でインバータ４０のモータ負荷Ｌを一定として、ＰＷＭコンバータ１０の出力(昇圧)電圧Ｖｃを変化させたものである。また、図３は、交流電源の電源電圧Ｖｐを一定としてモータ負荷を変化させた場合の高調波電流Ｉｈの変化を示している。

図２のグラフから分かるように、電源電圧Ｖｐが２００Ｖの場合には、高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの上昇に伴って減少し、出力電圧Ｖｃが２８０Ｖ付近で最も低下した後、増加に転じる。その後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って増加し、出力電圧Ｖｃが２９４Ｖ付近で高調波電流Ｉｈが一旦ピークとなり、さらに出力電圧Ｖｃの上昇に伴って再び減少に転じる。以後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴い減少していく。そして、出力電圧Ｖｃが３０７Ｖ付近で、高調波電流Ｉｈは、最初に最も低下したところ、すなわち、出力電圧Ｖｃが２７９Ｖ付近の時と同レベルまで低下する。なお、これ以上に出力電圧Ｖｃを増加させるとその増加に伴って高調波電流Ｉｈはさらに低下していく。
また、電源電圧Ｖｐが１９０Ｖの場合には、高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの上昇に伴って減少し、出力電圧Ｖｃが２６５Ｖ付近で最も低下した後、増加に転じる。その後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴って増加し、出力電圧Ｖｃが２７９Ｖ付近で高調波電流Ｉｈが一旦ピークとなり、さらに出力電圧Ｖｃの上昇に伴って再び減少に転じる。以後、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃの上昇に伴い減少していく。そして、出力電圧Ｖｃが２９２Ｖ付近で、高調波電流Ｉｈは、最初に最も低下したところ、すなわち、出力電圧Ｖｃが２６５Ｖ付近の時と同レベルまで低下する。なお、これ以上に出力電圧Ｖｃを増加させるとその増加に伴って高調波電流Ｉｈはさらに低下していく。
また、図３に示すようにモータ負荷の変化は、高調波電流Ｉｈの大きさには影響するが、出力電圧Ｖcに対する高調波電流Ｉｈの変化の傾向には影響しない。

これを電源電圧Ｖｐとの関係から分析すると、高調波電流Ｉｈは、出力電圧Ｖｃが電源電圧Ｖｐ×√２付近、より厳密には、電源電圧Ｖｐ×√２×９９％で最も低下し、一旦、電源電圧Ｖｐ×√２×１０４％付近に達したところで最大となり、その後、出力電圧Ｖｃが電源電圧Ｖｐ×√２×１０９％程度となったところで電源電圧Ｖｐ×√２付近と同じ値まで低下することになる。なお、図２のグラフ中の（ ）書き内の数字は、理解しやすくするため、それぞれの部分における出力電圧Ｖｃの電源電圧電源電圧Ｖｐ×√２に対する割合を％で示したものである。

一方、ＰＷＭコンバータ１０の特性上、昇圧電圧を高くすればするほどＩＧＢＴ２１〜２６のスイッチングロスにより効率が低下する。このような特性から、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ内の低い値に抑えつつ、ロスの少ない高効率な運転を行わせるために、第１電圧値Ｖｃ１としては、できるだけ低い昇圧電圧で高調波電流Ｉｈを低減できる範囲となる電源電圧Ｖｐ×√２付近を選定する。具体的には、電源電圧Ｖｐ×√２×（９８％〜１０２％）が選定される。一方、第２電圧値Ｖｃ２は、昇圧したにもかかわらず高調波電流Ｉｈが多くなってしまうピークの電源電圧Ｖｐ×√２×１０４％付近を使用することなく、出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１＝電源電圧Ｖｐ×√２と同程度に高調波電流Ｉｈを低減できる値となる電源電圧Ｖｐ×√２×１０９％近傍に設定される。

このように電源電圧検出部７８で検出された電源電圧Ｖｐに応じてＰＷＭコンバータ１０の昇圧の目標値である第１電圧値Ｖｃ１および第２電圧値Ｖｃ２（Ｖｃ１＜Ｖｃ２）を設定することで、第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２の間に、ＰＷＭコンバータ１０から流出する高調波電流Ｉｈのピーク値が存在することになり、モータ駆動装置３は、このピーク値近傍の出力電圧Ｖｃを使用しない昇圧を行うことができ、高調波電流Ｉｈの低い運転が可能になる。

また、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、モータ負荷Ｌ（消費電流／電力）が定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域でＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作した場合に効率が最も良くなる値に選定されている。この結果、モータ負荷Ｌが中負荷の領域を超えて定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域では、高調波電流Ｉｈが低下する。すなわち、高調波電流Ｉｈは、ＰＷＭコンバータ１０による昇圧動作に対し、モータ負荷Ｌが低負荷領域で最も小さく、次いで定格負荷もしくは定格負荷より大きい負荷領域で大きく、中負荷の領域で最も大きくなる。さらに、リアクタ１１〜１３のリアクタンス値は、ＰＷＭコンバータ１０が無負荷時の全波整流での出力電圧値近傍となる電源電圧Ｖｐ×√２まで昇圧した場合、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回る値に設定されている。

以下、三相交流電源として２００Ｖの商用三相電源を用いた場合を例にとって説明する。
ここでは、第１電圧値Ｖｃ１として、高調波電流Ｉｈが小さく、かつ昇圧電圧の低い無負荷時の全波整流での電圧値近傍の２８０Ｖ（電源電圧Ｖｐ×√２×９９％）が設定されている。上述のとおり、ＰＷＭコンバータ１０の無負荷時の全波整流での出力電圧Ｖｃの値近傍である第１電圧値Ｖｃ１まで昇圧すれば、ブラシレスＤＣモータ５の全負荷領域にわたり高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを下回る。このため、以後は、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させるためのインバータ４０の弱め界磁制御を必要とする場合を除き、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧を変更する必要はない。

ＰＷＭコンバータ１０から受電設備２（および商用三相交流電源１）側へ流出する高調波電流Ｉｈは、図４に示すように、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止させた、すなわち、全波整流状態では、ブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに応じて変化する。負荷ＬがＬ0未満の低負荷（低速度）運転領域では、全波整流だけでも高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しない。よって、モータ負荷ＬがＬ0未満の低速度運転領域では、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えない限りＰＷＭコンバータ１０をスイッチング停止により全波整流させるほうがＰＷＭコンバータ１０の電力損失が少なくなる。つまり、モータ駆動装置３の電力変換効率が向上する。

なお、モータ負荷ＬがＬ0を超えた後、さらにモータ負荷Ｌが増加していくと、高調波電流Ｉｈは一旦上昇後に徐々に低下してくる傾向にある。これは、モータ側での消費電力が増加し、電流の基本波が増加していくためと考えられる。

続いて、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎと弱め界磁制御の進み角θとの関係を図５に示す。図中の実線は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１の状態にある場合を示している。モータ５の回転数Ｎの増加に対処するべくインバータ４０の出力電圧を高めるためのオン，オフデューティの増大が頭打ちになる（回転数Ｎ１）と、モータ回転数指令値Ｎｓに到達させるために、インバータ制御部７３ではモータ５の回転数Ｎを高めるための弱め界磁制御の実行が必要になる。ただし、弱め界磁制御の制御量である進み角θが過大な上限値θｓ以上（モータ５の回転数ＮがＮ２以上）になると、インバータ制御部７３のセンサレス・ベクトル制御が不安定となり、モータ駆動装置３がそのときの回転数Ｎに見合う電力を出力できなくなってブラシレスＤＣモータ５が失速（脱調）する可能性が生じる。

この対策として、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２である電源電圧Ｖｐ×√２×１０９％及びそれ以上に上昇させることにより、同じ進み角θであっても、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。図５中の一点鎖線は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２（＝電源電圧Ｖｐ×√２×１０９％）に上昇させた場合のブラシレスＤＣモータ５回転数Ｎに対する進み角θの変化を示している。弱め界磁制御は、出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の状態では回転数Ｎ１から進み角θが増加し、回転数Ｎ２において、進み角θの上限値θｓに達するが、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に増加させると、右方向にシフトし、回転数Ｎ３（＞Ｎ１）おいて進み角θが入り始め、回転数Ｎ４（＞Ｎ３）において進み角θの上限値θｓに達する。

以上のとおり、モータ駆動装置３は、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧電圧を高めることで、ブラシレスＤＣモータ５の回転数範囲を拡大することが可能であり、ひいては、ブラシレスＤＣモータ５が搭載されるヒートポンプ式熱源機の最大能力を上げることができ、ヒートポンプ式熱源機の能力範囲の拡大に寄与することができる。

進み角θが入り始める、すなわち弱め界磁制御が始まる回転数Ｎ１，Ｎ３は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧ＶｃとブラシレスＤＣモータ５の逆起電圧ｅ（誘起電圧）で決まる。逆起電圧ｅは、モータ５の巻線直径、巻数及びブラシレスＤＣモータ５の磁石の磁束に基づき計算されるモータ定数である誘起電圧係数Ｋｅにその時のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを掛ける（ｅ＝Ｋｅ×Ｎ）ことで算出可能である。少なくとも、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃがこの逆起電圧ｅよりも高くなければモータ巻線に電流は流せない。このことから、モータ定数を事前に測定・計算しておけば、出力電圧Ｖｃに対応した進み角θの入り始めの回転数Ｎ１やＮ３は、ブラシレスＤＣモータ５の仕様に基づき予め決定できる。後述するように本実施形態においては、ＰＷＭコンバータ１０を制御するために回転数Ｎ１及びＮ３がコンバータ制御部７２内の上限回転数記憶部８９に予め記憶されている。

本実施形態においては、コンバータ制御部７２は、ブラシレスＤＣモータ５に対して高い回転数Ｎが要求された場合、すなわち運転制御指令中のモータ回転数指令値Ｎｓが高い場合には、まず、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１では進み角θを入れない状態でブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎがそれ以上、上げられなくなったところ、すなわち、モータ回転数ＮがＮ１となったところで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に増加させる。それでもブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎが、モータ回転数指令値Ｎｓに到達できない場合、すなわち、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ３を超える場合には、コンバータ制御部７２は、進み角θを増加させる。

さらに、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態で、進み角θが上限値θｓに達してもブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎがモータ回転数指令値Ｎｓに到達できない場合には、進み角θを上限値θｓに保った状態でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに上昇させてブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎをモータ回転数指令値Ｎｓに到達させるようになっている。

なお、三相交流電源１として商用４００Ｖ三相交流電源を用いた場合には、電源電圧検出部７８により受電設備２を介して入力されるＰＷＭコンバータ１０への入力電圧、すなわち電源電圧Ｖｐが４００Ｖであることが検出され、第１電圧値Ｖｃ１は、電源電圧Ｖｐの√２倍である５６６Ｖの近傍の値、例えば５６５Ｖに設定され。第２電圧値Ｖｃ２は、電源電圧Ｖｐの√２倍の1.09倍以上の値、例えば６１７Ｖに設定される。

さらに三相交流電源１として、商用三相交流電源ではなく、自家発電設備を用いた場合でも、電源電圧検出部７８により電源電圧Ｖｐ(実効値)が検出され、第１電圧値Ｖｃ１には、電源電圧Ｖｐ×√２倍近傍となる電源電圧Ｖｐ×√２×（９８％〜１０２％）の範囲にある値、第２電圧値Ｖｃ２には、電源電圧Ｖｐ×√２の１０９％以上の値が設定される。

日本国内においては商用三相交流電源の電源電圧Ｖｐが変動することはほとんどない。また、機器が運転を始めると、その運転によってノイズ等が発生することから、電源電圧検出部７８による電源電圧Ｖｐの検出は、モータ駆動装置３の運転開始前、すなわち、ＰＷＭコンバータ１０及びインバータ４０が停止している状態で行うことが精度の点から望ましい。

なお、三相交流電源１が、電源の整備が不十分な地域の電源装置や容量の小さい自家発電装置等の場合には、同じ電源に接続されている他の負荷の運転の影響で電圧降下等の変動が生じる場合もある。このような電圧変動が発生する可能性がある場合には、常に電源電圧検出部７８により電源電圧Ｖｐを検出して、この値を基に第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２を設定するようにすれば、モータ駆動装置３は、電圧変更が生じても高調波電流Ｉｈの増加を防ぐことができる。

運転中の電圧変更を考慮しなくて良ければ、インバータ４０が動作する前、すなわちモータ５駆動前のコンバータ１０の各スイッチング素子もオフしている（全波整流）状態においてコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを直流電圧検出部７１で検出し、この検出結果から電源電圧Ｖｐを算出しても良い。この場合、全波整流時のコンバータ１０の出力電圧Ｖｃは、本来、電源電圧Ｖｐ×√２となるが、三相交流電源１とコンバータ１０の間に介在するリアクタ１１〜１３等の回路素子が電圧低下を招くため、予め、この電圧低下分を補償するように計算式を設定しておくことが望ましい。全波整流時のコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを用いて三相交流電源１の電源電圧Ｖｐを検出するようにすれば、検出精度は若干低下するが、直流電圧検出部７１を電源電圧検出部７８と兼用することができ、三相交流電源１の三相電源ラインに接続して電圧を検出する電源電圧検出部７８をなくすことでモータ駆動装置３のコストダウンが可能となる。

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作のオン、オフ及び出力電圧Ｖｃの制御を行う、例えばマイクロコントローラ（ＭＣＵ）からなり、高調波電流Ｉｈの抑制に関わる主要な機能として、第１比較部（第１比較手段）７２ａ、第２比較部（第２比較手段）７２ｂ、第３比較部（第３比較手段）７２ｃ、第４比較部（第４比較手段）７２ｄ、第５比較部（第５比較手段）７２ｅを含む。これら比較部７２ａ〜７２ｅの機能は、マイクロコントローラのプログラムもしくは論理回路によって達成される。なお、上述の高調波電流検出部７５は高調波電流値の検出にフーリエ級数展開の高度な演算が必要となるため、論理回路で構成するよりも同じマイクロコントローラによるプログラム処理を用いるほうが回路構成を簡素化できる。また、後述するようにＰＷＭコンバータ１０のコンバータ制御部７２とインバータ４０のインバータ制御部７３は、動作中にモータ回転数Ｎ等の種々のデータをやり取りする必要がある。このため、各々の制御部７２、７３のハード構成を別々にするよりも、各々の制御部の機能をプログラムした１つのマイクロコントローラ（ＭＣＵ）で構成することが望ましい。

まず、できるだけモータ駆動装置３の高調波電流Ｉｈの低減をする必要があるとしてモード切替部８８で第１モードが設定された場合、コンバータ制御部７２は、コントローラ７０に入力される運転制御信号に基づくモータ駆動装置３の運転開始時にインバータ４０の運転開始とほぼ同時にＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを開始する。この際のＰＷＭコンバータ１０の出力目標電圧として第１電圧値Ｖｃ１が設定される。なお、運転制御信号は、モータ５を駆動するためのモータ駆動装置３に対する外部からの指令であり、モータ５の運転・停止及び運転中の回転数指示からなる。

一方、モータ駆動装置３の高効率運転を重視して高調波電流Ｉｈの低減が必要となった場合にのみ高調波電流Ｉｈを低減するようモード切替部８８で第２モードが設定された場合、コンバータ制御部７２は、モータ駆動装置３の運転開始には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを行わない、すなわち全波整流とする。

以下、モータ駆動装置３の動作を、ＰＷＭコンバータ１０の制御を主体に説明する。

＜第２モード設定時＞
最初にモード切替部８８で制御内容が複雑な第２モードが設定された場合から説明する。モータ駆動装置３の停止中は、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングは停止したままで、全波整流の状態にある。この状態において電源電圧検出部７８により電源電圧Ｖｐ(実効値)が検出される。続いて、外部からの運転制御指令による運転開始（ＯＮ）後、第１比較部７２ａは、高調波電流検出部７５の検出する高調波電流値（高調波電流Ｉｈ）と制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。第１比較部７２ａの比較結果が“高調波電流Ｉｈ≦制限値Ｉｈｓ”の場合には、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続する。ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を停止させて、昇圧しない全波整流での運転を行うことでＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによるロスを低減できる。

回転数Ｎの上昇などによってある程度、モータ負荷Ｌが大きくなり、電流が上昇してくると、高調波電流Ｉｈが増加しはじめる。
そして、第１比較部７２ａの比較結果が“高調波電流Ｉｈ＞制限値Ｉｈｓ”となった場合、続いて、第２比較部７２ｂは、モータ回転数指令値Ｎｓが予め上限回転数記憶部８９に記憶されている回転数Ｎ１を超えているか否かを判定して、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の実施が必要な領域にあるか否か（進み角θ＞０）を判定する。

図６においては、図５に合わせた進み角θと回転数Ｎを示している。コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“回転数Ｎ１≦モータ回転数指令値Ｎｓ”の場合に昇圧値設定部７７内の第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる一方、第２比較部７２ｂの比較結果が“モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ１”となった時に昇圧値設定部７７内の第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。現実的には、進み角θを入れる前にブラシレスＤＣモータ５の電流が増加し、高調波電流値（高調波電流Ｉｈ）が制限値Ｉｈｓを超えるため、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０がスイッチング動作していない状態から第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作開始させることはない。

ここで、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作停止（全波整流）から第１電圧値Ｖｃ１を目標に昇圧を始めた後、モータ負荷Ｌが低下して全波整流のみによって高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓ以下で運転可能な場合には、モータ駆動装置３は、できるだけＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止させることが効率面から望ましい。このため、モータ駆動装置３は、第２モードでは、全波整流のみによって高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓ以下で運転可能であることを判断して、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止させる必要がある。しかしながら、モータ駆動装置３は、一旦、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を開始すると高調波電流Ｉｈが大幅に低下するため、実測した高調波電流値を制限値Ｉｈｓと比較して昇圧のオン／オフを行うと頻繁にオン、オフを繰り返してしまい、運転切換えの際のロスが多くなるとともに、安定した運転ができなくなる。

これを防止するために制限値Ｉｈｓにヒステリシスを設けたとしてもＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作によって高調波電流Ｉｈが大幅に低下するため、極めて大きいヒステリシス（ディファレンシャル）を設けなければならず、結局、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止できる範囲が狭くなり、効率的でない。

そこで、コンバータ制御部７２は、第２モード中は、ＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止する条件として、高調波電流Ｉｈ以外のモータ駆動装置の動作に関連する物理的パラメータを用いる。高調波電流Ｉｈ以外の物理的パラメータとしては、ブラシレスＤＣモータ５の負荷Ｌに関連するパラメータが好ましい。パラメータにはたとえば、三相交流電源１に流れる電流、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎ、モータ電流、モータ駆動装置３の直流部分の電流、モータ駆動装置３の消費電力、ブラシレスＤＣモータ５の消費電力等がある。また、ブラシレスＤＣモータ５の回転数指令値Ｎｓは、モータ５の回転数Ｎと概ね一致するため、間接的にモータ５の負荷Ｌに関連するパラメータとなることから、コンバータ制御部７２は、このブラシレスＤＣモータ５の回転数指令値ＮｓをＰＷＭコンバータ１０の昇圧動作を停止する条件に用いても良い。

この実施形態においては、パラメータとして三相交流電源１の電流を用いた方法を説明する。ここで、三相交流電源１の電流値（実効値）を用いる場合には、若干の配慮が必要になる。ＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作停止中（全波整流）から昇圧動作に移行すると、スイッチングによって力率が大きく改善される。これに伴って、三相交流電源１の電流値が小さくなる。したがって、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作停止中の電流値とＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作中の電流を比較してＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から停止（全波整流）に切り替えようとすると、力率変化による電流値変化を予め見越して設定値を決める必要があり、面倒である。さらには、モータ負荷Ｌの状態によって力率も変化することから設定値の決定が難しい。

そこで、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０を昇圧動作から昇圧動作停止に切り替える際の三相交流電源１の電流値の基準値にＰＷＭコンバータ１０が昇圧動作を開始した後の値を用いる。これにより、コンバータ制御部７２は、モータ負荷Ｌが変化しても適切な切り替えができ、ＰＷＭコンバータ１０が昇圧と停止を繰り返すことを無くすことができる。

まず、第１比較部７２ａの比較結果が、それまで“高調波電流Ｉｈ≦制限値Ｉｈｓ”であったものが、“高調波電流Ｉｈ＞制限値Ｉｈｓ”に変化した場合に、コンバータ制御部７２は、上述のＰＷＭコンバータ１０の第１電圧値Ｖｃ１への昇圧運転を開始する（図６中、Ｌ０点）。コンバータ制御部７２は、このＰＷＭコンバータ１０の昇圧運転を開始した後、電源電流値記憶部７９に対して電源電流値を記憶する指令を出す。この指令に基づき電源電流値記憶部７９は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１に安定した直後の電源電流値Ｉp１を記憶し、保持する。

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、その内部の第３比較部７２ｃにおいて、常に実際の三相交流電源１の電流値Ｉと電源電流値記憶部７９に記憶した電流記憶値Ｉp１から予め定められた小さなヒステリシス分の値（ディファレンシャル）Δを差し引いた値（電流記憶値Ｉp１−Δ）とを比較している。なお、電流値の検出は、コンバータ制御部７２の内部に設けられた入力電流検出部（図示しない）で実行される。そして、実際の三相交流電源１の電流値Iが（電流記憶値Ｉp１−Δ）以下となった時に、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。

図３に示した通り、高調波電流Ｉｈはモータ負荷Ｌに応じて変動する。このため、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えた時のモータ負荷Ｌよりも低いモータ負荷Ｌであれば、高調波電流値は制限値Ｉｈｓを超えない。したがって、高調波電流値が制限値Ｉｈｓを超えた時のモータ負荷Ｌに対応する電流記憶値Ｉp１からわずかに低い値（電流記憶値Ｉp１−Δ）を基準にＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させても、モータ負荷Ｌが変動しない限り高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超える状態にはならず、モータ駆動装置３は、全波整流のみで安定して運転を継続でき、効率の向上が図れる。

また、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１に昇圧中は、第２比較部７２ｂで常にモータ回転数指令値Ｎｓが上限回転数記憶部８９に予め記憶されている回転数Ｎ１を超えているか否かを判定して、インバータ制御部７３による弱め界磁制御の実施が必要な領域にあるか否かを判別する。具体的には、“モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ１”となった場合には、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上げるためには弱め界磁が必要（進み角θ＞０）となるため、コンバータ制御部７２は、弱め界磁制御が始まる前の、この時点でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２となるようにＰＷＭコンバータ１０を制御する。

この結果、インバータ制御部７３は、弱め界磁制御を行うことなく、回転数Ｎ３までブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。この後、モータ回転数指令値Ｎｓが上昇し、回転数Ｎ３より大きくなった場合、インバータ制御部７３は、弱め界磁制御を行う。

第４比較部７２ｄは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２以上の状態で動作し、モータ回転数指令値Ｎｓと上限回転数記憶部８９に記憶された回転数Ｎ４を比較している。モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４よりも大きくなった場合、コンバータ制御部７２は、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎがモータ回転数指令値Ｎｓに到達するまでＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを上昇させる。一方、モータ回転数指令値Ｎｓが低下してくるとそれに合わせてコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを低下させる。

続いて、モータ回転数指令値Ｎｓが低下し、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを第４比較部７２ｄが検出すると、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定制御する。この結果、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ３とＮ４の間ではＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２に固定され、インバータ制御部７３は、弱め界磁制御による進み角θをモータ回転数指令値Ｎｓに見合う値に変更する。

第５比較部７２ｅは、コンバータ制御部７２が第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させている間に、モータ回転数指令値Ｎｓについて“回転数Ｎ１−ΔＮ≦モータ回転数指令値Ｎｓ”の判定を実施する。ここで、ΔＮは、予め定められた小さなヒステリシス分の値（ディファレンシャル）であり、１〜３ｒｐｓ程度の範囲で設定されている。第５比較部７２ｅが、“回転数Ｎ１−ΔＮ≦モータ回転数指令値Ｎｓ”となったこと、すなわち、弱め界磁制御を加える必要がない回転数Ｎになったことを判定すれば、コンバータ制御部７２は昇圧の目標値を第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に変更し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。

以上のとおり、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態における弱め界磁制御の要否を第５比較部７２ｅがモータ回転数指令値Ｎｓとの比較によって判別し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１へと切り換えるため、コンバータ制御部７２は、出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下したところですぐに弱め界磁制御が必要になったり、第１電圧値Ｖｃ１に低下させた出力電圧Ｖｃを短時間で再び第２電圧値Ｖｃ２に増加させたりすることがなくなる。このため、モータ駆動装置３は、出力電圧Ｖｃの安定した制御が可能で、不必要に高い電圧で運転を継続することがなく、効率が向上する。

ここで、第１比較部７２ａ〜第５比較部７２ｅの検出内容とそれに基づくコンバータ制御部７２の動作をまとめて説明する。

第１比較部７２ａは、ＰＷＭコンバータ１０が停止して全波整流の状態にある時に、高調波電流検出部７５の検出する高調波電流値（高周波電流Ｉｈ）と制限値設定部７６内の制限値Ｉｈｓとを比較する。コンバータ制御部７２は、第１比較部７２ａの比較結果が“高調波電流Ｉｈ≦制限値Ｉｈｓ”の場合にはＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続し、“高調波電流Ｉｈ＞制限値Ｉｈｓ”となった場合にはＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１となるように昇圧運転する。

第２比較部７２ｂは、インバータ４０が弱め界磁制御を必要とする状態にあるか否かを判断するもので、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１で昇圧運転中に、モータ回転数指令値Ｎｓを上限回転数記憶部８９に記憶されている回転数Ｎ１と比較する。コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“回転数Ｎ１≦モータ回転数指令値Ｎｓ”の場合には、インバータ４０が弱め界磁制御を必要としない状態にあると判断し、そのまま第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。
一方、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較結果が“モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ１”となった時は、インバータ４０が弱め界磁制御を必要とする状態にあると判断し、第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。

第３比較部７２ｃは、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１に昇圧中に、実際の三相交流電源１の電流値Ｉと（電流記憶値Ｉp１−Δ）とを比較している。コンバータ制御部７２は、検出した電流値Iが、（電流記憶値Ｉp１−Δ）以下となった時に、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止し、全波整流に切り替える。

第４比較部７２ｄは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２以上の状態下で、モータ回転数指令値Ｎｓと上限回転数記憶部８９に記憶された回転数Ｎ４とを比較している。コンバータ制御部７２は、第４比較部７２ｄが、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを検出し、この検出に基づきＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に制御する。

さらに、第５比較部７２eは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態にある時に、モータ回転数指令値Ｎｓと予め定められた回転数Ｎ１からヒステリシス分の値ΔＮを差し引いた（回転数Ｎ１−ΔＮ）とを比較する。コンバータ制御部７２は、モータ回転数指令値Ｎｓが（回転数Ｎ１−ΔＮ）より小さくなった場合、モータの回転数Ｎが弱め界磁制御を加える必要がない回転数になったと判断し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。

なお、コンバータ制御部７２は、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ４より小さくなったことを第４比較部７２ｄが検出してＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に制御した後、第５比較部７２eが、モータ回転数指令値Ｎｓが回転数Ｎ１−Δより小さくなったことを検出するまではＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定制御する。

上述のコンバータ制御部７２による実際のモータ駆動装置３の運転制御動作例を図６に基づき説明する。インバータ４０の運転開始時は、ＰＷＭコンバータ１０の停止状態を維持し、全波整流のみで運転を開始する（図６中の原点）。その後、インバータ４０の出力周波数、すなわちモータ５の回転数Ｎが上昇するに伴ってモータ負荷Ｌが増加し、電流が増加する。また、図６中、モータ負荷Ｌの０〜Ｌ０の小負荷（低回転数）区間では、インバータ４０の出力電流が大きくなるにつれて、平滑コンデンサ３０からインバータ４０側に流れる電流が増加し、直流電圧Ｖｃは低下していく。

コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０から流出する高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達しないうちは（低速度運転域；Ｌ＜Ｌ0）、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの停止を継続し、ＰＷＭコンバータ１０は、入力電圧を全波整流する。その後、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの増加等によりモータ負荷Ｌが増加し、ある程度電流が大きくなると、高調波電流Ｉｈが増加してくる。コンバータ制御部７２は、高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓに達した場合（中速度運転域；Ｌ≧Ｌ0）、第１電圧値Ｖｃ１（＝２８０Ｖ（電源電圧Ｖｐ×√２×９９％））を昇圧の目標値として、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチング動作を開始する。

このＰＷＭコンバータ１０による第１電圧値Ｖｃ１への昇圧の結果、コンバータ制御部７２は、中速度領域（回転数Ｎ＜回転数Ｎ１）において、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ以下に維持することができる。一方、ＰＷＭコンバータ１０が第１電圧値Ｖｃ１を昇圧の目標値としてスイッチング動作を行っている状態で、三相交流電源１の電流値Iが、（電流記憶値Ｉp１−Δ）以下となった時（図６中Ａ点）にコンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の動作を停止させ、全波整流に切り替える。この動作により、モータ駆動装置３は、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。

さらに、回転数Ｎが回転数Ｎ１以上となる高速度運転域（回転数Ｎ＞回転数Ｎ１）になると、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させるために、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの目標値を、第１電圧値Ｖｃ１からより高い第２電圧値Ｖｃ２に変更して、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。なお、本実施形態では、第２電圧値Ｖｃ２として、電源電圧Ｖｐ（＝２００Ｖ）×√２×１０９％≒３０７Ｖが設定されている。

ここでは、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させることにより、図２に示される第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２の間に存在する高調波電流Ｉｈが多く発生するピーク部分（２９４Ｖ近傍）を飛ばし、高調波電流Ｉｈが増加する出力電圧の領域を使用しないようにしている。

なお、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２へと上昇させる際には、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の制御上、徐々に出力電圧Ｖｃを上昇させることになる。このため、第１電圧値Ｖｃ１と第２電圧値Ｖｃ２との間に存在する高調波電流Ｉｈの発生ピークを通過することになるが、早い変化速度で出力電圧Ｖｃを上昇させることで、大きな高調波電流Ｉｈの発生は短時間に限定することができ、その影響を排除できる。

このように、コンバータ制御部７２は、第２電圧値Ｖｃ２となるようにＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させることで、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングによる電力損失をできるだけ抑えながら、ブラシレスＤＣモータ５を失速させることなくブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。

さらにモータ回転数Ｎを回転数Ｎ３以上に増加させる場合は、インバータ制御部７３が、進み角θを増加させていく（図６中、回転数ＮがＮ３〜Ｎ４の区間）。

その後、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２まで上昇させ、かつ、インバータ制御部７３が進み角θを上限値θｓまで進ませても、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることが出来なくなる（モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ４）と、ＰＷＭコンバータ１０は、出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２からさらに高い出力電圧となるように動作する。この結果、ブラシレスＤＣモータ５は所望する高回転数に至ることができる。このようにモータ回転数ＮがＮ４以上の領域においては、進み角θは上限値θｓを維持した状態でモータ５がモータ指令回転数ＮｓとなるようにＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが制御される。

一方、ＰＷＭコンバータ１０が第２電圧値Ｖｃ２以上の出力電圧で運転中にモータ指令回転数ＮｓがＮ４以下に低下するとＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２になり、モータ指令回転数Ｎｓがさらに（回転数Ｎ１−ΔＮ）以下に低下するまでＰＷＭコンバータ１０は出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２に固定維持する。

ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２にある状態から、モータ指令回転数Ｎｓが（回転数Ｎ１−ΔＮ）に低下すると、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力目標電圧を第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。この結果、モータ駆動装置３は、安定した出力電圧Ｖｃの制御が可能となり、かつ不必要な昇圧を防止して、高調波電流Ｉｈを制限値Ｉｈｓ内に抑えつつ効率の良い運転が可能となる。

モータ駆動装置３は、第２モードにおいては、以上の制御により、ＰＷＭコンバータ１０の採用に伴う電力変換効率の低下をできるだけ抑えながら、高調波電流Ｉｈの発生量を低減でき、高価な高調波抑制装置を搭載する必要がなく、コストの上昇を抑えることができる。また、モータ駆動装置３は、モータ５の回転数Ｎを上げるための昇圧を行うことで、効率よくブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。さらに不必要な高い電圧への昇圧を行うことなく、必要十分な昇圧電圧で運転することができ、機器の効率が向上する。

なお、コンバータ制御部７２は、第５比較部７２eにおいて、モータ回転数指令値Ｎｓが（回転数Ｎ１−ΔＮ）より小さくなった場合、モータ５の回転数Ｎが弱め界磁制御を加える必要がない回転数Ｎに至ったと判断し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。通常モータの回転数Ｎは、モータ回転数指令値Ｎｓと一致するが、過渡的な状況下では、インバータ４０の制御遅れにより回転数Ｎとモータ回転数指令値Ｎｓにずれが生じる場合がある。
そこで、このようなずれによる制御の不安定を招かないために、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させるための条件として、モータ回転数指令値Ｎｓ及び実際のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの両方が（回転数Ｎ１−ΔＮ）より小さくなったことを第５比較部７２eの判断条件としても良い。この判断条件は、モータの回転数Ｎが弱め界磁制御を加える必要がない回転数Ｎとして、モータ回転数指令値Ｎｓ及び実際のブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎの両方が（回転数Ｎ１−ΔＮ）より小さい、という条件を用いたものである。

上述の実施形態においては、コンバータ制御部７２は、インバータ４０において弱め界磁制御の要否を、モータ目標回転数Ｎｓと上限回転数記憶部８９に予め記憶したモータ５の回転数Ｎ１に基づいて判断し、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２への切り替え、及び第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１への切り替えを行った。この切り替え基準となる回転数Ｎ１を決定する元となった逆起電圧ｅは、モータ５の巻線直径、巻数及びモータ５の磁石の磁束に基づき計算されるモータ定数である誘起電圧係数Ｋｅを用いている。この誘起電圧係数Ｋｅを決定するためのモータ５の磁石の磁束等は、その磁石の温度によってわずかであるが変化する。そこで、弱め界磁制御の要否をブラシレスＤＣモータ５の状況に合わせてより正確に検出して、判断するための変形例を、図７を参照して説明する。

図７は、図１からの変更部分のみ抜粋して表している。この変形例では、第２比較部７２ｂと第５比較部７２eの入力および比較対象が上述の実施形態から変更されている。また、上限回転数記憶部８９へのモータ５の回転数Ｎ１の記憶は不要となり、代わりにコンバータ制御部７２に指示に基づく特定のタイミングでその時点のモータ回転数Ｎを記憶するモータ回転数記憶部（モータ回転数記憶手段）９０が追加されている。これ以外の構成は、上述の実施形態と同じであるため、説明を省略する。

コンバータ制御部７２には、インバータ制御部７３から常時、モータ回転数Ｎ及びインバータ４０のスイッチングにおけるデューティＤが入力されている。第２比較部７２ｂには、モータ回転数指令値Ｎｓ、モータ回転数Ｎ及びデューティＤが入力されている。これらのデータに基づきインバータ４０の弱め界磁制御の要否が判別される。ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１で昇圧運転中において、デューティＤが最大(フルデューティ)となり、かつ、モータ回転数指令値Ｎｓが現在のモータ回転数Ｎよりも高いこと（モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ）を第２比較部７２ｂが検出すると、コンバータ制御部７２は、第１電圧値Ｖｃ１下では、弱め界磁制御を行う必要があると判断し、第２電圧値Ｖｃ２を昇圧の目標値としてＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。この結果、モータ駆動装置３は、弱め界磁制御を行うことなく、モータ５の回転数Ｎを上昇させることができる。

同時に、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂが、デューティＤが最大となり、かつ、“モータ回転数指令値Ｎｓ＞回転数Ｎ”を検出した時に、モータ回転数記憶部９０に対して、その時点のモータ回転数Ｎを比較値Ｎｃとして記憶させる。

一方、第５比較部７２ｅには、このモータ回転数記憶部９０の比較値Ｎｃとモータ回転数Ｎが入力される。第５比較部７２eは、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第２電圧値Ｖｃ２の状態にある時に、モータ回転数Ｎと、比較値Ｎｃからヒステリシス分の値ΔＮを差し引いた（回転数Ｎｃ−ΔＮ）とを比較する。この第５比較部７２ｅの比較結果に基づき、コンバータ制御部７２は、モータ回転数Ｎが（回転数Ｎｃ−ΔＮ）より小さくなった場合（回転数Ｎ＜回転数（Ｎｃ−ΔＮ））、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させる。

この変形例においては、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の運転中に、第２比較部７２ｂが、デューティＤが最大となり、かつ、モータ回転数指令値Ｎｓが現在のモータ回転数Ｎよりも高いことを検出することで、弱め界磁制御が始まる状態を判別している。
その上で、コンバータ制御部７２は、この時点の回転数Ｎを比較値Ｎｃとしてモータ回転数記憶部９０に記憶させる。すなわち、モータ回転数記憶部９０は、実運転の環境下で、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の運転中に、弱め界磁制御を行わなければならなくなる回転数を比較値Ｎｃとして記憶する。そして、第５比較部７２ｅでは、この比較値Ｎｃと実際の運転中の回転数Ｎを比較しているため、コンバータ制御部７２は、より確実に実運転状態における弱め界磁制御の要否（入り・切り）の時期が判断できることになる。

このため、モータ駆動装置３は、この第５比較部７２ｅの比較結果に基づき、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１に低下させた直後に弱め界磁制御が必要となり、再びＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に上昇させなければならなくなるような事態を引き起こすことがなく、低い昇圧電圧とすることで効率の良い安定した運転が可能となる。

なお、いずれも、高調波電流Ｉｈに対する制限値Ｉｈｓが受電設備２に設定される規制値の範囲内の値として定められる構成としたが、受電設備２に設定される規制値とは関係なく制限値Ｉｈｓを独自に設定してもよい。

以上の説明では、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂで弱め界磁制御を必要とする状態を検出（モータ回転数Ｎ１の状態）して、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に昇圧して、弱め界磁制御の動作を遅らせたが、これに限られるものではない。たとえば、コンバータ制御部７２は、第２比較部７２ｂの比較条件を変更することで、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃが第１電圧値Ｖｃ１の状態を維持して弱め界磁制御を動作させてモータ５の回転数Ｎを上昇させ、その後、弱め界磁制御による進み角θが上限値θｓに達したところを検出（モータ回転数Ｎ２の状態）した時点でＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃを第１電圧値Ｖｃ１から第２電圧値Ｖｃ２に昇圧してモータ回転数指令値Ｎｓに到達させるようにしても良い。

＜第１モード設定時＞
続いて、モード切替部８８で、運転中はできるだけ高調波電流Ｉｈを発生させない第１モードが設定された場合のＰＷＭコンバータ１０の動作を、図８を用いて説明する。

第１モードが設定されると、コントローラ７０に入力される運転制御信号に基づくモータ駆動装置３の運転開始時に、コンバータ制御部７２は、インバータ４０の運転開始と同時、もしくは、ごく短い時間遅れの後、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングを開始する。この際のＰＷＭコンバータ１０の出力目標電圧には第１電圧値Ｖｃ１が設定される。

第１モードが設定された場合、モータ５の運転中、すなわちインバータ４０の動作中は、ＰＷＭコンバータ１０のスイッチングは停止せず、常に昇圧が実施され、全波整流状態となることはない。この結果、第１モードでは、モータ駆動装置３の運転中は、常に高調波電流Ｉｈが低減できる。このため、第１モードでは、第２モードにおいてＰＷＭコンバータ１０のスイッチングの動作／停止(全波整流)を判断するために設けられた高調波電流検出部７５、制限値設定部７６、第１比較部７２ａ、第３比較部７２ｃは用いられない。
運転開始の昇圧後の動作は、第２モードと同じであり、上述以外の構成は、第１モードにおいても使用される。

モータ駆動装置３の運転開始時に、ＰＷＭコンバータ１０は、コンバータ制御部７２によって出力電圧Ｖｃの目標が第１電圧値Ｖｃ１に設定されてスイッチング動作を開始する。
出力電圧目標を第１電圧値Ｖｃ１としてＰＷＭコンバータ１０の運転中に、モータ５の目標回転数がＮ１以上となる高速度運転域（回転数Ｎ＞回転数Ｎ１）になると、第２モードの場合と同様に、ブラシレスＤＣモータ５の回転数Ｎをさらに上昇させるため、コンバータ制御部７２は、ＰＷＭコンバータ１０の出力電圧Ｖｃの目標値を、第１電圧値Ｖｃ１からより高い第２電圧値Ｖｃ２に変更して、ＰＷＭコンバータ１０をスイッチング動作させる。以下、ＰＷＭコンバータ１０が第２電圧値Ｖｃ２以上の電圧値を目標として運転している間や第２電圧値Ｖｃ２から第１電圧値Ｖｃ１への切り換えにおける各部の動作は、第２モードでの運転中と同じであるため、説明を省略する。

以上の通り、本実施形態に係るモータ駆動装置３によれば、モード切替部８８によって第１モードを設定することで、モータ駆動装置３から発生する高調波電流Ｉｈが常に低減でき、モータ駆動装置３が、容量の小さな受電設備２に接続された場合や、同じ受電設備２に接続された高調波を制御できないインバータ装置を備えた他の負荷の容量が大きい場合にも過大な高調波電流Ｉｈの発生を防止できる。一方、本実施形態に係るモータ駆動装置３は、受電設備２に余裕がある場合には、モード切替部８８によって第２モードを設定することで、モータ駆動装置３から出る高調波電流値が規制値を超えない範囲では、ＰＷＭコンバータ１０を全波整流とすることで効率の高い運転が可能となる。

なお、本実施形態に係るモータ駆動装置３は、第２モードにおいて、モータ駆動装置３から発生する高調波電流Ｉｈを検出し、これが予め設定した高調波電流Ｉｈの制限値Ｉｈｓを超えたところでＰＷＭコンバータ１０を全波整流から第１電圧値Ｖｃ1への昇圧動作に切り換えたが、予め高調波電流Ｉｈが制限値Ｉｈｓを超えると思われるモータ５の回転数Ｎもしくは電流値を設定値として記憶しておき、モータ５の回転数Ｎもしくは電流値がその設定値を越えたところで、全波整流から第１電圧値Ｖｃ1への昇圧動作に切り換えても良い。

その他、上記複数の実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。実施形態および変形例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、部分的な構成要素の置き換え、組み合わせ、構成要素の変更を行うことができる。これらの実施形態や変形は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…三相交流電源、２…受電設備、３…モータ駆動装置、５…ブラシレスＤＣモータ、１０…ＰＷＭコンバータ、１１〜１３…リアクタ、２１ａ〜２６ａ…ダイオード、２１〜２６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、３０…平滑コンデンサ、４０…インバータ、４１〜４６…ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、５１〜５３，６１、６２、６３…電流センサ、７０…コントローラ、７１…直流電圧検出部、７２…コンバータ制御部（制御手段）、７３…インバータ制御部（インバータ制御手段）、７５…高調波電流検出部（高調波電流検出手段）、７６…制限値設定部、７７…昇圧値設定部（昇圧値設定手段）、７８…電源電圧検出部(電源電圧検出手段) 、７９…電源電流値記憶部（電源電流値記憶手段）、８８…モード切替部（モード切替手段）、８９…上限回転数記憶部（上限回転数記憶手段）、９０…モータ回転数記憶部（モータ回転数記憶手段）

Claims (7)

1. 交流電源の電圧を全波整流して直流変換する、またはスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、
   前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータに供給するインバータと、
   前記コンバータから流出する高調波電流を検出する高調波電流検出手段と、
   第１モードと第２モードを設定可能なモード切替手段と、
   前記モード切替手段に第１モードが設定された場合、前記インバータによるモータの運転中は、常に前記コンバータに昇圧を行わせ、前記モード切替手段に第２モードが設定された場合、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が制限値に達しないうちは前記コンバータのスイッチングを停止して全波整流で直流変換を行わせ、前記高調波電流検出手段の検出する高調波電流が前記制限値に達した場合に、前記コンバータに昇圧を行わせる制御手段と、
   を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記制御手段は、前記コンバータが昇圧する電圧値を設定するために、交流電源の電圧値を検出する電源電圧検出手段を備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 交流電源の電圧をスイッチングにより昇圧して直流変換するコンバータと、
   前記コンバータの出力電圧を交流電圧に変換し、その交流電圧をモータに供給するインバータと、
   交流電源の電圧値を検出する電源電圧検出手段と、
   この電源電圧検出手段の検出電圧に応じて前記インバータによるモータの運転中に前記コンバータが昇圧する電圧値を設定する制御手段と、
   を備えることを特徴とするモータ駆動装置。
4. 前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍近傍の値であることを特徴とする請求項２または３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記コンバータが昇圧する電圧値は、交流電源電圧の実効値の√２倍の９８％〜１０２％の範囲であることを特徴とする請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記コンバータは、パルス幅変調された所定周期のＰＷＭ信号により断続的にオンするスイッチング素子を有するＰＷＭコンバータであることを特徴とする請求項１乃至請求項５のいずれか記載のモータ駆動装置。
7. 前記交流電源は、商用三相交流電源であることを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれか記載のモータ駆動装置。

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