JP4874314B2 - 電圧検出装置及び電力変換装置及び空気調和機 - Google Patents

Description

この発明は、二点間の電位差を検出する電圧検出装置に関する。

交流電源から交流電力を入力して動作する装置において、交流電源から入力する交流電力の電圧の値やゼロクロスのタイミングなどを検出する必要がある場合がある。
電圧を検出する回路内の基準電位と、交流電源の基準電位とが異なる場合がある。
特開２００８−１２５２８１号公報 特開２００２−３４２８０号公報 特開平４−６４０６９号公報

従来、電圧を検出する回路内の基準電位と、交流電源の基準電位とが異なっても電圧を検出できるようにするため、回路の構成が複雑になる。
また、回路内の基準電位と交流電源の基準電位とを接続して、基準電位を合わせる場合もあるが、交流電源からの交流電力を整流して直流電力を生成し、回路の動作電源としている場合など、トランスなどによる絶縁をする必要がある場合があり、やはり、回路の構成が複雑になる。
この発明は、例えば、上記のような課題を解決するためになされたものであり、簡単な回路構成で交流電源の電圧を検出することを目的とする。

この発明にかかる電圧検出装置は、
対地接続されていない基準電位配線の電位を基準電位として動作し、中性線が対地接続された商用交流電源の電圧を検出する電圧検出装置であって、
上記商用交流電源の一端の電位ｖ１が入力される第一の電圧入力端子と、
上記商用交流電源の他端の電位ｖ２が入力される第二の電圧入力端子と、
上記基準電位に対して、前記交流電源の電圧波高値よりも低い所定の直流電源電圧ＶＣＣを生成する直流電源回路と、
上記基準電位に対して、上記直流電源電圧ＶＣＣよりも低い所定の直流電圧Ｖ１を生成する第一の電圧生成回路と、
上記基準電位に対して、上記直流電源電圧ＶＣＣよりも低い所定の直流電圧Ｖ２を生成する第二の電圧生成回路と、
反転増幅回路として構成され、上記直流電源電圧ＶＣＣを正電源とし、上記基準電位を負電源として動作し、上記直流電圧Ｖ１を基準として、上記第一の電圧入力端子の一端の電位ｖ１に比例する電圧ｖｄ１を生成する第一の増幅回路と、
反転増幅回路として構成され、上記直流電源電圧ＶＣＣを正電源とし、上記基準電位を負電源として動作し、上記直流電圧Ｖ１を基準として、上記第二の電圧入力端子の他端の電位ｖ２に比例する電圧ｖｄ２を生成する第二の増幅回路と、
上記直流電源電圧ＶＣＣを正電源とし、上記基準電位を負電源として動作し、上記直流電圧Ｖ２を基準として、上記第二の増幅回路が生成した電圧ｖｄ２から上記第一の増幅回路が生成した電圧ｖｄ１を差し引いた値に比例する電圧ｖｄを生成する第三の増幅回路と、
を備えることを特徴とする。

この発明にかかる電圧検出装置によれば、第一の電圧生成回路が生成した直流電圧Ｖ１を基準として、第一及び第二の増幅回路が第一及び第二の電圧入力端子の電位ｖ１，ｖ２に比例する電圧ｖｄ１，ｖｄ２を生成し、第二の電圧生成回路が生成した直流電圧Ｖ２を基準として、第三の増幅回路が電圧ｖｄ１と電圧ｖｄ２との差に比例する電圧ｖｄを生成するので、簡単な回路構成で電位差ｖ１−ｖ２を表わす電圧ｖｄを生成することができる。

実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図９を用いて説明する。

図１は、この実施の形態における電力変換装置８００の機能ブロックの構成の一例を示す図である。

電力変換装置８００は、交流電源から交流電力を入力し、入力した交流電力を変換して、電動機９１０を駆動する交流電力を生成する。
電力変換装置８００が交流電力を入力する交流電源は、例えば、商用電源ＡＣ１，ＡＣ２である。商用電源ＡＣ１，ＡＣ２は、単相三線式線路となっており、実効値１００Ｖを２系統直列接続され、２００Ｖを形成し、直列接続の中性線は対地接続される。
電動機９１０は、例えば、永久磁石電動機であり、空気調和機の圧縮機に搭載されている。電力変換装置８００は、例えば、三相三線式の交流電力を生成し、電動機９１０を駆動する。電動機９１０は、電力変換装置８００が生成した交流電力により駆動され、空気調和機の冷媒を循環させる。

電力変換装置８００は、筐体８９０、二本の交流入力配線８０１，８０２、交流直流変換回路８１０、直流交流変換回路８２０、直流電源回路８４０、制御回路８５０、電圧検出装置１００を有する。

筐体８９０は、電力変換装置８００全体を覆う金属製の箱である。筐体８９０は、内部の高電圧を帯びた部分に人が触れて感電するのを防ぐ。筐体８９０は、接地して使用される。

二本の交流入力配線８０１，８０２は、商用電源ＡＣ１，ＡＣ２から交流電力を入力する。交流入力配線８０１は、例えば、単相三線式の交流電源の一方の電力線に電気接続し、交流入力配線８０２は、単相三線式の交流電源のもう一方の電力線に電気接続する。なお、電力変換装置８００は、単相三線式の交流電源の中性線を接続する配線を有していないが、中性線は、通常、接地されているため、筐体８９０と同電位となる。あるいは、筐体８９０に中性線を電気接続して使用してもよい。

交流直流変換回路８１０は、交流入力配線８０１，８０２が入力した交流電力を、直流電力に変換する。交流直流変換回路８１０は、入力側と出力側とが電気的に絶縁されていない非絶縁型の交流直流変換回路である。
交流直流変換回路８１０は、例えば、リアクタＬ１１、四つの整流器Ｄ１２〜Ｄ１５、二つの双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７、二つのコンデンサＣ１８，Ｃ１９を有する。
リアクタＬ１１は、コイルなどのリアクタンス素子である。
四つの整流器Ｄ１２〜Ｄ１５は、ダイオードなどの整流素子であり、全波整流ブリッジ回路を構成している。全波整流ブリッジ回路は、二つの入力端子と、二つの出力端子とを有する。全波整流ブリッジ回路は、交流電源の交流を整流する。
双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７（スイッチング回路）は、それぞれ、制御回路８５０が生成した制御信号を入力する制御端子と、制御端子から入力した制御信号にしたがって導通絶縁する二つの被制御端子とを有するスイッチである。
二つのコンデンサＣ１８，Ｃ１９は、電解コンデンサなど大容量・高耐電圧のキャパシタンス素子である。コンデンサＣ１８，Ｃ１９は、全波整流ブリッジ回路が整流した交流を直流に変換する。なお、コンデンサＣ１８，Ｃ１９は、極性を有するコンデンサであってもよいし、極性を有しないコンデンサであってもよい。

リアクタＬ１１は、交流電源と全波整流ブリッジ回路（整流器）との間に接続される。リアクタＬ１１の二つの端子のうち第一の端子は、交流入力配線８０１に電気接続している。
四つの整流器Ｄ１２〜Ｄ１５により構成された全波整流ブリッジ回路の二つの入力端子のうち第一の入力端子は、リアクタＬ１１の二つの端子のうち第二の端子に電気接続し、双方向スイッチＳ１６の二つの被制御端子のうち第一の被制御端子にも電気接続している。
全波整流ブリッジ回路の二つの入力端子のうち第二の入力端子は、交流入力配線８０２に電気接続し、双方向スイッチＳ１７の二つの被制御端子のうち第一の被制御端子にも電気接続している。
双方向スイッチＳ１６の第一の被制御端子は、全波整流ブリッジ回路の第一の入力端子と、リアクタＬ１１とに接続している。双方向スイッチＳ１７の第一の被制御端子は、全波整流ブリッジ回路の第二の入力端子と、交流電源とに接続している。
双方向スイッチＳ１６の二つの被制御端子のうち第二の被制御端子は、双方向スイッチＳ１７の二つの被制御端子のうち第二の被制御端子に電気接続するとともに、コンデンサＣ１８の二つの端子のうち陰極側の端子と、コンデンサＣ１９の二つの端子のうち陽極側の端子とにも電気接続している。
コンデンサＣ１８とコンデンサＣ１９とは、直列に接続している。
全波整流ブリッジ回路の二つの出力端子のうち第一の出力端子は、コンデンサＣ１８の二つの端子のうち陽極側の端子に電気接続し、交流直流変換回路８１０が生成した直流電力を出力する二つの出力配線のうち正側の出力配線にも電気接続している。
全波整流ブリッジ回路の二つの出力端子のうち第二の出力端子は、コンデンサＣ１９の二つの端子のうち陰極側の端子に電気接続し、交流直流変換回路８１０が生成した直流電力を出力する二つの出力配線のうち負側の出力配線にも電気接続している。更に、交流直流変換回路８１０の負側の出力配線は、基準電位配線ＧＮＤに電気接続している。

基準電位配線ＧＮＤ（グランド配線）は、電力変換装置８００内の電位の基準となる電位を有する配線であるが、筐体８９０には電気接続していないし、接地もされていない。

交流直流変換回路８１０は、制御回路８５０が生成した制御信号により、二つの双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７がオンオフすることにより、昇圧動作をし、所定の範囲内から選択された直流電圧を有する直流電力を生成する。例えば、交流直流変換回路８１０は、２８０Ｖ〜５６０Ｖの電圧を有する直流電力を生成する。
交流直流変換回路８１０は、非絶縁型の交流直流変換回路であるので、交流直流変換回路８１０の負側の出力配線に電気接続した基準電位配線ＧＮＤの電位は、交流入力配線８０１及び８０２のいずれの電位とも異なり、交流入力配線８０１及び８０２の電位よりも低い場合もあるし、高い場合もある。

なお、上述した交流直流変換回路８１０の具体的構成は一例であって、この構成に限るものではなく、これと異なる構成を有する交流直流変換回路に置き換えてもよい。

直流交流変換回路８２０は、交流直流変換回路８１０が生成した直流電力を入力し、入力した直流電力を変換して交流電力を生成する。直流交流変換回路８２０は、例えば、インバータ回路である。
直流交流変換回路８２０は、例えば、六つのスイッチＳ２３〜Ｓ２８を有する。
六つのスイッチＳ２３〜Ｓ２８は、それぞれ、制御回路８５０が生成した制御信号を入力する制御端子と、制御端子から入力した制御信号にしたがって導通絶縁する二つの被制御端子とを有する。
三つのスイッチＳ２３，Ｓ２５，Ｓ２７の二つの被制御端子のうち第一の被制御端子は、互いに電気接続し、交流直流変換回路８１０の正側の出力配線に電気接続している。
スイッチＳ２３の二つの被制御端子のうち第二の被制御端子は、スイッチＳ２４の二つの被制御端子のうち第一の被制御端子に電気接続し、直流交流変換回路８２０が生成した交流電力を出力する三つの出力配線のうち第一の出力配線にも電気接続している。
スイッチＳ２５の二つの被制御端子のうち第二の被制御端子は、スイッチＳ２６の二つの被制御端子のうち第一の被制御端子に電気接続し、直流交流変換回路８２０が生成した交流電力を出力する三つの出力配線のうち第二の出力配線にも電気接続している。
スイッチＳ２７の二つの被制御端子のうち第二の被制御端子は、スイッチＳ２８の二つの被制御端子のうち第一の被制御端子に電気接続し、直流交流変換回路８２０が生成した交流電力を出力する三つの出力配線のうち第三の出力配線にも電気接続している。
三つのスイッチＳ２４，Ｓ２６，Ｓ２８の二つの被制御端子のうち第二の被制御端子は、互いに電気接続し、交流直流変換回路８１０の負側の出力配線に電気接続している。

制御回路８５０が生成した制御信号にしたがって、スイッチＳ２３をオン、スイッチＳ２４をオフにすることにより、直流交流変換回路８２０の第一の出力配線の電位は、交流直流変換回路８１０の正側の出力配線の電位と同電位になる。逆に、スイッチＳ２３をオフ、スイッチＳ２４をオンにすることにより、直流交流変換回路８２０の第一の出力配線の電位は、交流直流変換回路８１０の負側の出力配線の電位と同電位になる。これを所望の周波数で繰り返せば、直流交流変換回路８２０の第一の出力配線からは、電圧波形が矩形波の交流電力が出力される。
また、制御回路８５０が生成した制御信号にしたがって、スイッチＳ２５，Ｓ２６を、スイッチＳ２３，Ｓ２４と位相を１２０度ずらしてオンオフし、スイッチＳ２７，Ｓ２８を、更に位相を１２０度ずらしてオンオフすることにより、直流交流変換回路８２０は、三相三線の交流電力を生成する。

なお、上述した直流交流変換回路８２０（及び電動機９１０）は、交流直流変換回路８１０が生成した直流電力を消費する負荷回路の一例であって、この構成に限るものではなく、これと異なる構成を有する負荷回路に置き換えてもよい。

直流電源回路８４０は、所定の直流電圧（例えば１２Ｖ）を有する直流電力を生成する。直流電源回路８４０は、例えば、交流入力配線８０１，８０２が入力した交流電力を入力し、入力した交流電力から直流電力を生成する。
直流電源回路８４０は、生成した直流電力を出力する二つの出力端子を有する。直流電源回路８４０の二つの出力端子のうち正側の出力端子は、直流電源配線ＶＣＣに電気接続し、直流電源回路８４０の二つの出力端子のうち負側の出力端子は、基準電位配線ＧＮＤに電気接続している。

制御回路８５０は、交流直流変換回路８１０や直流交流変換回路８２０を制御する制御信号を生成する。制御回路８５０は、例えば、直流電源回路８４０が生成した直流電力を電源として動作するマイクロコンピュータを有し、マイクロコンピュータに内蔵されたＲＯＭなどの不揮発性メモリが記憶したプログラムをマイクロコンピュータが実行することにより、制御信号を生成する。制御回路８５０は、交流入力配線８０１，８０２が交流電力を入力しているか否か、交流入力配線８０１，８０２が入力した交流電力の電圧が０になるタイミングなどに基づいて、制御信号を生成する。制御回路８５０は、電圧検出装置１００が生成した信号に基づいて、交流入力配線８０１，８０２が交流電力を入力しているか否か、交流入力配線８０１，８０２が入力した交流電力の電圧が０になるタイミングなどを判断する。

電圧検出装置１００は、交流入力配線８０１，８０２間の電位差を検出し、検出した電位差を表す電圧や、検出した電位差が０になるタイミングを表す信号を生成する。
電圧検出装置１００は、二つの電圧入力端子１１１，１１２、二つの電圧生成回路１２０，１５０、三つの増幅回路１３０，１４０，１６０、比較回路１７０、検出電圧出力端子１８１、ゼロクロス検出信号出力端子１８２を有する。

電圧入力端子１１１は、交流入力配線８０１に電気接続し、交流入力配線８０１の電位を入力する。電圧入力端子１１２は、交流入力配線８０２に電気接続し、交流入力配線８０２の電位を入力する。以下、基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、電圧入力端子１１１が入力する交流入力配線８０１の電位をｖ１、電圧入力端子１１２が入力する交流入力配線８０２の電位をｖ２と表わす。

電圧生成回路１２０（第一の電圧生成回路）は、基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、所定の直流電圧（例えば６Ｖ）を生成する。以下、電圧生成回路１２０が生成する直流電圧をＶ１と表わす。
電圧生成回路１２０は、例えば、二つの抵抗Ｒ２１，Ｒ２２により構成される抵抗分圧回路である。抵抗Ｒ２１の二つの端子のうち第一の端子は、直流電源配線ＶＣＣに電気接続している。抵抗Ｒ２１の二つの端子のうち第二の端子は、抵抗Ｒ２２の二つの端子のうち第一の端子に電気接続している。抵抗Ｒ２２の二つの端子のうち第二の端子は、基準電位配線ＧＮＤに電気接続している。電圧生成回路１２０は、二つの抵抗Ｒ２１，Ｒ２２により直流電源配線ＶＣＣと基準電位配線ＧＮＤとの間の電圧を分圧し、抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２との接続点に発生した電圧を出力する。

増幅回路１３０（第一の増幅回路）は、電圧生成回路１２０が生成した直流電圧Ｖ１を基準として、電圧入力端子１１１の電位ｖ１に比例する電圧を生成する。以下、増幅回路１３０が生成する電圧をｖｄ１と表わす。
増幅回路１３０は、例えば、二つの抵抗Ｒ３１，Ｒ３２と、オペアンプＯＰ３とにより構成される反転増幅回路である。抵抗Ｒ３１の二つの端子のうち第一の端子は、電圧入力端子１１１に電気接続している。抵抗Ｒ３１の二つの端子のうち第二の端子は、抵抗Ｒ３２の二つの端子のうち第一の端子に電気接続しているとともに、オペアンプＯＰ３の反転入力端子に電気接続している。抵抗Ｒ３２の二つの端子のうち第二の端子は、オペアンプＯＰ３の出力端子に電気接続している。オペアンプＯＰ３の非反転入力端子は、電圧生成回路１２０が直流電圧Ｖ１を出力する出力端子（抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２との接続点）に電気接続している。また、図示していないが、オペアンプＯＰ３の正電源端子は、直流電源配線ＶＣＣに電気接続し、オペアンプＯＰ３の負電源端子は、基準電位配線ＧＮＤに電気接続している。増幅回路１３０は、オペアンプＯＰ３の出力端子に発生した電圧を出力する。

増幅回路１３０が生成する電圧ｖｄ１は、以下の式で表される。

ただし、ａは、増幅回路１３０の増幅率で、ａ＝Ｒ３２／Ｒ３１。

増幅回路１４０（第二の増幅回路）は、電圧生成回路１２０が生成した直流電圧Ｖ１を基準として、電圧入力端子１１２の電位ｖ２に比例する電圧を生成する。以下、増幅回路１４０が生成する電圧をｖｄ２と表わす。
増幅回路１４０は、例えば、二つの抵抗Ｒ４１，Ｒ４２と、オペアンプＯＰ４とにより構成される反転増幅回路である。抵抗Ｒ４１の二つの端子のうち第一の端子は、電圧入力端子１１２に電気接続している。抵抗Ｒ４１の二つの端子のうち第二の端子は、抵抗Ｒ４２の二つの端子のうち第一の端子に電気接続しているとともに、オペアンプＯＰ４の反転入力端子に電気接続している。抵抗Ｒ４２の二つの端子のうち第二の端子は、オペアンプＯＰ４の出力端子に電気接続している。オペアンプＯＰ４の非反転入力端子は、電圧生成回路１２０が直流電圧Ｖ１を出力する出力端子（抵抗Ｒ２１と抵抗Ｒ２２との接続点）に電気接続している。また、図示していないが、オペアンプＯＰ４の正電源端子は、直流電源配線ＶＣＣに電気接続し、オペアンプＯＰ４の負電源端子は、基準電位配線ＧＮＤに電気接続している。増幅回路１４０は、オペアンプＯＰ４の出力端子に発生した電圧を出力する。
ここで、抵抗Ｒ４１と抵抗Ｒ４２との抵抗値の比が、抵抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２との抵抗値の比と等しくなるよう、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ４１，Ｒ４２の抵抗値を設定する。したがって、増幅回路１４０の増幅率は、増幅回路１３０の増幅率と実質的に等しい。

増幅回路１４０が生成する電圧ｖｄ２は、以下の式で表される。

ただし、ａは、増幅回路１４０の増幅率で、ａ＝Ｒ４２／Ｒ４１。

例えば、直流電源回路８４０が生成する直流電力の電圧が１２Ｖだとし、オペアンプＯＰ３，ＯＰ４が単電源オペアンプだとすると、オペアンプＯＰ３，ＯＰ４は、基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、例えば、０Ｖ以上１０．５Ｖ以下の範囲の電圧を出力する。電圧生成回路１２０が生成する直流電圧が６Ｖ、増幅回路１３０，１４０の増幅率ａが１０００分の１だとすると、電位ｖ１，ｖ２が概略−４５００Ｖ以上６０００Ｖ以下の範囲内であれば、オペアンプＯＰ３，ＯＰ４が飽和することなく、増幅回路１３０，１４０は、正しく増幅をすることができる。

電圧生成回路１５０（第二の電圧生成回路）は、基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、所定の直流電圧（例えば２．５Ｖ）を生成する。以下、電圧生成回路１５０が生成する電圧をＶ２と表わす。
電圧生成回路１５０は、例えば、抵抗Ｒ５１と、シャントレギュレータＳＲ５とにより構成される定電圧回路である。抵抗Ｒ５１の二つの端子のうち第一の端子は、直流電源配線ＶＣＣに電気接続している。抵抗Ｒ５１の二つの端子のうち第二の端子は、シャントレギュレータＳＲ５のカソード端子及びリファレンス端子に電気接続している。シャントレギュレータＳＲ５のアノード端子は、基準電位配線ＧＮＤに電気接続している。電圧生成回路１５０は、シャントレギュレータＳＲ５のカソード端子に発生した電圧を出力する。

増幅回路１６０（第三の増幅回路）は、電圧生成回路１５０が生成した直流電圧Ｖ２を基準として、増幅回路１３０が生成した電圧ｖｄ１と、増幅回路１４０が生成した電圧ｖｄ２との差に比例する電圧を生成する。以下、増幅回路１６０が生成する電圧をｖｄと表わす。
増幅回路１６０は、例えば、四つの抵抗Ｒ６１〜Ｒ６４と、オペアンプＯＰ６とにより構成される差動増幅回路である。抵抗Ｒ６１の二つの端子のうち第一の端子は、増幅回路１３０が生成した電圧ｖｄ１を出力する端子（オペアンプＯＰ３の出力端子）に電気接続している。抵抗Ｒ６１の二つの端子のうち第二の端子は、抵抗Ｒ６２の二つの端子のうち第一の端子に電気接続しているとともに、オペアンプＯＰ６の反転入力端子に電気接続している。抵抗Ｒ６２の二つの端子のうち第二の端子は、オペアンプＯＰ６の出力端子に電気接続している。抵抗Ｒ６３の二つの端子のうち第一の端子は、増幅回路１４０が生成した電圧ｖｄ２を出力する端子（オペアンプＯＰ４の出力端子）に電気接続している。抵抗Ｒ６３の二つの端子のうち第二の端子は、抵抗Ｒ６４の二つの端子のうち第一の端子に電気接続しているとともに、オペアンプＯＰ６の非反転入力端子に電気接続している。抵抗Ｒ６４の二つの端子のうち第二の端子は、電圧生成回路１５０が生成した直流電圧Ｖ２を出力する端子（シャントレギュレータＳＲ５のカソード端子）に電気接続している。また、図示していないが、オペアンプＯＰ６の正電源端子は、直流電源配線ＶＣＣに電気接続し、オペアンプＯＰ６の負電源端子は、基準電位配線ＧＮＤに電気接続している。増幅回路１６０は、オペアンプＯＰ６の出力端子に発生した電圧を出力する。
ここで、抵抗Ｒ６１と抵抗Ｒ６２との抵抗値の比が、抵抗Ｒ６３と抵抗Ｒ６４との抵抗値の比と等しくなるよう、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６４の抵抗値を設定する。

増幅回路１６０が生成する電圧ｖｄは、以下の式で表わされる。

ただし、ｂは、増幅回路１６０の増幅率で、ｂ＝Ｒ６２／Ｒ６１＝Ｒ６４／Ｒ６３。

この式に、数１及び数２を代入すると、以下の式を得る。

例えば、直流電源配線ＶＣＣの電位が１２Ｖ、オペアンプＯＰ６が単電源オペアンプだとすると、オペアンプＯＰ６は、基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、例えば、０Ｖ以上１０．５Ｖ以下の範囲の電圧を出力する。例えば、電圧生成回路１５０が生成する直流電圧Ｖ２が２．５Ｖ、電圧生成回路１５０の増幅率ａが１０００分の１、増幅回路１６０の増幅率ｂが８だとすると、電位差ｖ１−ｖ２が概略−３００Ｖ以上１０００Ｖ以下の範囲内であれば、オペアンプＯＰ６が飽和することなく、増幅回路１６０は、正しく増幅することができる。

比較回路１７０は、増幅回路１６０が生成した電圧ｖｄと、電圧生成回路１５０は生成した直流電圧Ｖ２とを比較して、どちらが大きいかを表わす信号（以下「ゼロクロス検出信号」と呼ぶ。）を生成する。
比較回路１７０は、例えば、コンパレータＣＰ７を有する。コンパレータＣＰ７の反転入力端子は、増幅回路１６０が生成した電圧ｖｄを出力する端子（オペアンプＯＰ６の出力端子）に電気接続している。コンパレータＣＰ７の非反転入力端子は、電圧生成回路１５０が生成した直流電圧Ｖ２を出力する端子（シャントレギュレータＳＲ５のカソード端子）に電気接続している。また、図示していないが、コンパレータＣＰ７の正電源端子は、直流電源配線ＶＣＣに電気接続し、コンパレータＣＰ７の負電源端子及びグランド端子は、基準電位配線ＧＮＤに電気接続している。比較回路１７０は、コンパレータＣＰ７の出力端子に発生した電圧を、ゼロクロス検出信号として出力する。

検出電圧出力端子１８１は、増幅回路１６０が生成した電圧ｖｄを出力する端子（オペアンプＯＰ６の出力端子）に電気接続している。検出電圧出力端子１８１は、増幅回路１６０が生成した電圧ｖｄを出力する。
制御回路８５０は、例えば、マイクロコンピュータに内蔵されたアナログデジタル変換回路を有し、アナログデジタル変換回路の入力端子は、検出電圧出力端子１８１に電気接続している。制御回路８５０は、アナログデジタル変換回路により、電圧検出装置１００が出力した電圧ｖｄの値をデジタル信号に変換し、変換したデジタル信号に基づいて、交流入力配線８０１，８０２が交流電力を入力しているか否かなどを判定する。

交流入力配線８０１，８０２が、単相三線式の１００Ｖ商用電源から交流電力を入力する場合、電位差ｖ１−ｖ２は、−２８３Ｖ以上２８３Ｖ以下の範囲内である。電圧検出装置１００の定数を上記に例示した定数に設定した場合、電圧検出装置１００が出力する電圧ｖｄは、０Ｖ以上５Ｖ以下の範囲内となる。したがって、制御回路８５０がマイクロコンピュータを有する場合、電圧検出装置１００は、マイクロコンピュータが処理をするのに好適な電圧範囲の信号を生成する。

ゼロクロス検出信号出力端子１８２は、比較回路１７０が生成したゼロクロス検出信号を出力する端子（コンパレータＣＰ７の出力端子）に電気接続している。ゼロクロス検出信号出力端子１８２は、比較回路１７０が生成したゼロクロス検出信号を出力する。
制御回路８５０は、例えば、マイクロコンピュータがデジタル信号を入力する信号入力端子を有し、信号入力端子は、ゼロクロス検出信号出力端子１８２に電気接続している。制御回路８５０は、信号入力端子が入力したゼロクロス検出信号に基づいて、交流入力配線８０１，８０２が入力した交流電力の電圧が０になるタイミングを検出する。

増幅回路１６０が生成する電圧ｖｄは、電位差ｖ１−ｖ２が０のとき、電圧生成回路１５０が生成する直流電圧Ｖ２と等しくなる。したがって、比較回路１７０は、電位差ｖ１−ｖ２が０より大きいか小さいかにしたがって、出力するゼロクロス検出信号が変化する。したがって、制御回路８５０のマイクロコンピュータは、入力したゼロクロス検出信号が「Ｈ」から「Ｌ」、あるいは、「Ｌ」から「Ｈ」に変化するタイミングを検出することにより、交流入力配線８０１，８０２が入力した交流電力の電圧が０になるタイミングを検出することができる。

なお、上述した電圧生成回路１２０，１５０、増幅回路１３０，１４０，１６０、比較回路１７０の具体的構成は一例であって、この構成に限るものではなく、これと異なる他の構成に置き換えてもよい。
また、比較回路１７０は、なくてもよい。その場合、制御回路８５０は、電圧検出装置１００が生成した電圧ｖｄが２．５Ｖになるタイミングを検出することにより、交流入力配線８０１，８０２が入力した交流電力の電圧が０になるタイミングを検出する。

図２は、この実施の形態における電力変換装置８００の各部の電位の一例を示すグラフ図である。
この図において、横軸は時刻、縦軸は電位を表わす。

実線５０１は、中性線電位を基準とした、交流入力配線８０１の電位（対地電位）を表わす。
破線５０２は、中性線電位を基準とした、交流入力配線８０２の電位（対地電位）を表わす。
太線５０３は、中性線電位を基準とした、基準電位配線ＧＮＤの電位（対地電位）を表わす。

制御回路８５０が、双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７をオフのままに保つよう制御する場合、交流直流変換回路８１０は、交流入力配線８０１，８０２が入力する交流電力のピーク電圧にほぼ等しい電圧（例えば２８０Ｖ）の直流電力を生成する。このとき、基準電位配線ＧＮＤの対地電位は、交流入力配線８０１，８０２の対地電位の最小値にほぼ等しい電位（例えば−１４０Ｖ）となる。

実線５１１は、基準電位配線ＧＮＤの電位を基準とした増幅回路１３０の出力端子の電位（増幅回路１３０が生成した電圧ｖｄ１）を表わす。
破線５１２は、基準電位配線ＧＮＤの電位を基準とした増幅回路１４０の出力端子の電位（増幅回路１４０が生成した電圧ｖｄ２）を表わす。

増幅回路１３０は、電圧生成回路１２０の出力端子の電位（基準電位配線ＧＮＤの電位に、電圧生成回路１２０が生成した電圧Ｖ１を加えた電位）と、電圧入力端子１１１の電位（交流入力配線８０１の電位）との差に比例する電圧を生成する。増幅回路１３０の出力端子の電位は、電圧生成回路１２０の出力端子の電位に、生成した電圧（この例では、電圧入力端子１１１をオペアンプＯＰ３の反転入力端子側に接続しているので、符号が反転している。）を加えた電位となる。
増幅回路１４０は、電圧生成回路１２０の出力端子の電位と、電圧入力端子１１２の電位（交流入力配線８０２の電位）との差に比例する電圧を生成する。増幅回路１４０の出力端子の電位は、電圧生成回路１２０の出力端子の電位に、生成した電圧（この例では、電圧入力端子１１２をオペアンプＯＰ４の反転入力端子側に接続しているので、符号が反転している。）を加えた電位となる。

実線５１３は、基準電位配線ＧＮＤの電位を基準とした増幅回路１６０の出力端子の電位（増幅回路１６０が生成した電圧ｖｄ）を表わす。

増幅回路１６０は、増幅回路１３０の出力端子の電位（基準電位配線ＧＮＤの電位に、増幅回路１３０が生成した電圧ｖｄ１を加えた電位）と、増幅回路１４０の出力端子の電位（基準電位配線ＧＮＤの電位に、増幅回路１４０が生成した電圧ｖｄ２を加えた電位）との差に比例する電圧を生成する。増幅回路１６０の出力端子の電位は、電圧生成回路１５０の出力端子の電位（基準電位配線ＧＮＤの電位に、電圧生成回路１５０が生成した電圧Ｖ２を加えた電位）に、生成した電圧（この例では、増幅回路１３０をオペアンプＯＰ６の反転入力端子側に接続し、増幅回路１４０をオペアンプＯＰ６の非反転入力端子側に接続しているので、符号が反転している。これにより、増幅回路１３０，１４０で反転した符号が元に戻る。）を加えた電位となる。

交流直流変換回路８１０がもっと高い電圧の直流電力を生成するため、制御回路８５０が双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７をオンオフ制御した場合、中性線電位に対する基準電位配線ＧＮＤの電位が変化する。しかし、オペアンプＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ６が飽和しない限り、増幅回路１６０は、電圧入力端子１１１，１１２の電位差を正しく表わす電圧ｖｄを生成することができる。

このように、電圧生成回路１２０が生成した直流電圧Ｖ１を基準として、増幅回路１３０が電圧入力端子１１１の電位ｖ１に比例する電圧ｖｄ１を生成し、増幅回路１４０が電圧入力端子１１２の電位ｖ２に比例する電圧ｖｄ２を生成し、電圧生成回路１５０が生成した直流電圧Ｖ２を基準として、増幅回路１３０が生成した電圧ｖｄ１と増幅回路１４０が生成した電圧ｖｄ２との差に比例する電圧ｖｄを、増幅回路１６０が生成することにより、電圧検出装置１００内の基準となる電位を有する基準電位配線ＧＮＤが、交流直流変換回路８１０内において、交流入力配線８０１，８０２と電気的に絶縁していない場合であっても、交流入力配線８０１の電位ｖ１と交流入力配線８０２の電位ｖ２との差を正しく検出することができる。
したがって、トランスなどを用いて、交流直流変換回路８１０の入力側と出力側とを絶縁する必要がないので、電力変換装置８００の部品数を少なくすることができ、電力変換装置８００の製造コストを削減することができる。

また、電圧生成回路１２０が、直流電源配線ＶＣＣの電位よりも低く、基準電位配線ＧＮＤの電位よりも高い直流電圧Ｖ１を生成し、増幅回路１３０，１４０は、直流電圧Ｖ１を基準として、電圧ｖｄ１，ｖｄ２を生成するので、オペアンプＯＰ３，ＯＰ４の負電源として、基準電位配線ＧＮＤの電位よりも低い電圧を供給する必要がない。
同様に、電圧生成回路１５０が、直流電源配線ＶＣＣの電位よりも低く、基準電位配線ＧＮＤの電位よりも高い直流電圧Ｖ２を生成し、増幅回路１６０は、直流電圧Ｖ２を基準として、電圧ｖｄを生成するので、オペアンプＯＰ６の負電源として、基準電位配線ＧＮＤの電位よりも低い電圧を供給する必要がない。
このため、基準電位配線ＧＮＤの電位よりも低い直流電圧を生成する回路を設ける必要がないので、電力変換装置８００の部品数を少なくすることができ、電力変換装置８００の製造コストを削減することができる。

また、電圧生成回路１５０が生成する直流電圧Ｖ２を２．５Ｖとすると、電圧検出装置１００が生成する電圧ｖｄは、２．５Ｖを中心とする電圧となる。交流入力配線８０１，８０２が入力する交流電源として、単相三線式の１００Ｖ商用電源が想定される場合、増幅回路１３０，１４０の増幅率ａと増幅回路１６０の増幅率ｂとの積が１０００分の５〜９程度になるよう、電圧検出装置１００の回路定数を設定すれば、電圧検出装置１００が生成する電圧ｖｄのピーク−ピーク値は、約２．８Ｖ〜５Ｖ程度となり、０Ｖ〜５Ｖの範囲の電圧を処理できるマイクロコンピュータが処理するのに好適な電圧値となる。特に、増幅率ａと増幅率ｂとの積を１０００分の８程度とすれば、マイクロコンピュータの入力レンジを最大限活用しつつ、交流入力配線８０１，８０２が入力する交流電源の電圧が異常に高くなった場合にも検出することが可能となり、好ましい。

この実施の形態における電圧検出装置１００は、二つの電圧入力端子１１１，１１２と、二つの電圧生成回路１２０，１５０と、三つの増幅回路１３０，１４０，１６０とを有する。
上記二つの電圧生成回路のうち第一の電圧生成回路１２０は、所定の直流電圧Ｖ１を生成する。
上記二つの電圧生成回路のうち第二の電圧生成回路１５０は、所定の直流電圧Ｖ２を生成する。
上記三つの増幅回路のうち第一の増幅回路１３０は、上記第一の電圧生成回路１２０が生成した直流電圧Ｖ１を基準として、上記二つの電圧入力端子のうち第一の電圧入力端子１１１の電位ｖ１に比例する電圧ｖｄ１を生成する。
上記三つの増幅回路のうち第二の増幅回路１４０は、上記第一の電圧生成回路１２０が生成した直流電圧Ｖ１を基準として、上記二つの電圧入力端子のうち第二の電圧入力端子１１２の電位ｖ２に比例する電圧ｖｄ２を生成する。
上記三つの増幅回路のうち第三の増幅回路１６０は、上記第二の電圧生成回路１５０が生成した直流電圧Ｖ２を基準として、上記第一の増幅回路１３０が生成した電圧ｖｄ１と、上記第二の増幅回路１４０が生成した電圧ｖｄ２との差に比例する電圧ｖｄを生成する。

この実施の形態における電圧検出装置１００によれば、電圧生成回路１５０が生成した直流電圧Ｖ２を基準として、電圧入力端子１１１の電位ｖ１と電圧入力端子１１２の電位ｖ２との差に比例する電圧ｖｄを生成することができる。これにより、電圧検出装置１００が生成した電圧ｖｄに基づいて、制御回路８５０が電位差ｖ１−ｖ２を検出することが容易となる。

この実施の形態における電圧検出装置１００は、更に、基準電位配線ＧＮＤと、直流電源回路８４０とを有する。
上記基準電位配線ＧＮＤは、上記電圧検出装置１００内の基準となる電位を有する。
上記直流電源回路８４０は、上記基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、所定の直流電源電圧ＶＣＣを生成する。
上記二つの電圧生成回路１２０，１５０は、それぞれ、上記基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、上記直流電源回路８４０が生成した直流電源電圧ＶＣＣよりも低い直流電圧Ｖ１，Ｖ２を生成する。
上記三つの増幅回路１３０，１４０，１６０は、それぞれ、オペアンプＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ６を有する。
上記オペアンプＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ６は、それぞれ、上記直流電源回路８４０が生成した直流電源電圧ＶＣＣを正電源とし、上記基準電位配線ＧＮＤの電位を負電源として、動作する。

この実施の形態における電圧検出装置１００によれば、基準電位配線ＧＮＤの電位を、オペアンプＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ５の負電源とするので、基準電位配線ＧＮＤの電位よりも低い電圧を生成する回路を設ける必要がなく、電圧検出装置１００の製造コストを削減することができる。

この実施の形態における電圧検出装置１００において、上記第一の増幅回路１３０は、上記基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、電圧ｖｄ１＝（Ｖ１−ｖ１）×ａ＋Ｖ１（ただし、ａは増幅率。）を生成する。
上記第二の増幅回路１４０は、上記基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、電圧ｖｄ２＝（Ｖ１−ｖ２）×ａ＋Ｖ１（ただし、ａは増幅率。）を生成する。
上記第三の増幅回路１６０は、上記基準電位配線ＧＮＤの電位を基準として、電圧ｖｄ＝（ｖｄ２−ｖｄ１）×ｂ＋Ｖ２（ただし、ｂは増幅率。）を生成する。

この実施の形態における電圧検出装置１００によれば、電圧ｖｄ＝（ｖ１−ｖ２）×ａ×ｂ＋Ｖ２を生成するので、直流電圧Ｖ２、増幅率ａ，ｂを適切な値に設定することにより、電圧ｖｄの値を、制御回路８５０が処理をするのに好適な値にすることができる。

この実施の形態における電圧検出装置１００において、上記基準電位配線ＧＮＤは、上記二つの電圧入力端子１１１，１１２の電位ｖ１及びｖ２の少なくともいずれかよりも高い電位となる場合がある。

この実施の形態における電圧検出装置１００によれば、増幅回路１３０，１４０は、電圧生成回路１２０が生成した直流電圧Ｖ１を基準として、電圧入力端子１１１，１１２の電位ｖ１，ｖ２を検出するので、基準電位配線ＧＮＤの電位が、電圧入力端子１１１，１１２の電位ｖ１，ｖ２よりも高い場合でも、電圧入力端子１１１，１１２の電位ｖ１，ｖ２を正しく検出できる。

この実施の形態における電圧検出装置１００は、更に、比較回路１７０を有する。
上記比較回路１７０は、上記第三の増幅回路１６０が生成した電圧ｖｄと、上記第二の電圧生成回路１５０が生成した直流電圧Ｖ２とを比較して、どちらが高いかを表わす信号（ゼロクロス検出信号）を生成する。

この実施の形態における電圧検出装置１００によれば、比較回路１７０が生成した信号（ゼロクロス検出信号）に基づいて、電位差ｖ１−ｖ２が０になるタイミングを、制御回路８５０が容易に検出することができる。

この実施の形態における電力変換装置８００は、筐体８９０と、二つの交流入力配線８０１，８０２と、電圧検出装置１００とを有する。
上記筐体８９０は、上記電力変換装置８００全体を取り囲み、接地して使用する。
上記二つの交流入力配線８０１，８０２は、交流電力を入力する。
上記電圧検出装置１００の第一の電圧入力端子１１１は、上記二つの交流入力配線のうち第一の交流入力配線８０１に電気接続している。
上記電圧検出装置１００の第二の電圧入力端子１１２は、上記二つの交流入力配線のうち第二の交流入力配線８０２に電気接続している。
上記電圧検出装置１００の基準電位配線ＧＮＤは、上記筐体８９０に電気接続していない。

この実施の形態における電力変換装置８００によれば、電力変換装置８００全体を取り囲み、接地された筐体８９０が、基準電位配線ＧＮＤに電気接続していないので、筐体８９０を絶縁するなどの感電防止策を施さなくても、感電を防ぐことができ、電力変換装置８００の安全性を高めることができるとともに、電力変換装置８００の製造コストを削減することができる。

この実施の形態における電力変換装置８００は、更に、交流直流変換回路８１０と、制御回路８５０とを有する。
上記交流直流変換回路８１０は、スイッチング回路（双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７）と、二つの直流出力端子とを有し、上記二つの交流入力配線８０１，８０２が入力した交流電力を直流電力に変換する。
上記二つの直流出力端子は、上記交流直流変換回路８１０が変換した直流電力を出力する。
上記基準電位配線ＧＮＤは、上記二つの直流出力端子のうち負側の直流出力端子に電気接続している。
上記制御回路８５０は、上記電圧検出装置１００の第三の増幅回路１６０が生成した電圧ｖｄに基づいて、上記交流直流変換回路８１０のスイッチング回路（双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７）を制御する。

この実施の形態における電力変換装置８００によれば、電圧検出装置１００が生成した電圧ｖｄに基づいて、交流直流変換回路８１０のスイッチング回路を制御回路８５０が制御するので、交流直流変換回路８１０の制御が容易になる。

この実施の形態における電力変換装置８００は、更に、直流交流変換回路８２０を有する。
上記直流交流変換回路８２０は、上記交流直流変換回路８１０が変換した直流電力を交流電力に変換する。

この実施の形態における電力変換装置８００によれば、交流直流変換回路８１０が変換した直流電力を、直流交流変換回路８２０が交流電力に変換するので、所望の電圧、所望の周波数を有する交流電力に変換することができる。

この実施の形態における空気調和機は、電力変換装置８００と、圧縮機とを有する。
上記圧縮機は、上記電力変換装置８００が変換した交流電力により駆動する永久磁石電動機９１０を搭載し、冷媒を循環させる。

この実施の形態における空気調和機によれば、電力変換装置８００が変換した交流電力により、電動機９１０を駆動し、冷媒を循環させるので、電動機９１０のトルクなどを細かく制御することができる。

以上、交流電源電圧検出回路（電圧検出装置１００）を備えた交流直流変換装置（電力変換装置８００）およびこれを用いた圧縮機駆動装置並びに空気調和機について、説明した。

以上説明した交流電源電圧検出回路（電圧検出装置１００）は、直流電圧を制御する交流直流変換装置（電力変換装置８００）の交流電源電圧を検出する。

以上説明した交流直流変換装置（電力変換装置８００）は、交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）にリアクタＬ１１を介して接続される整流器（全波整流ブリッジ回路）と、整流器の出力端子間に直列に接続された複数のコンデンサＣ１８，Ｃ１９と、前記整流器の一方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第１の双方向スイッチＳ１６と、前記整流器の他方の入力端子と前記コンデンサ間の接続点との間に挿入された第２の双方向スイッチＳ１７と、前記交流電源の一方の電圧線（交流入力配線８０１）と前記整流器の負側出力端子（基準電位配線ＧＮＤ）間またはこの端子に接続された前記コンデンサ端子間の電圧を検出する第１のオペアンプ回路（増幅回路１３０）と、交流電源の他方の電圧線（交流入力配線８０２）と前記整流器の負側出力端子（基準電位配線ＧＮＤ）間またはこの端子に接続された前記コンデンサ端子間の電圧を検出する第２のオペアンプ回路（増幅回路１４０）を有し、前記第１及び第２のオペアンプ回路の正端子入力（非反転入力端子）に前記整流器の負側出力端子間またはこの端子に接続された前記コンデンサ端子を基準とした任意の直流電圧Ｖ１を入力し、前記第１と第２のオペアンプ回路からの出力信号（電圧ｖ１，ｖ２）の差分信号を検出する第３のオペアンプ回路（増幅回路１６０）によって交流電源電圧を検出する。

これにより、オペアンプ回路（オペアンプＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ６）の駆動に必要な直流電源は、前記整流器（全波整流ブリッジ回路）の負側出力端子間またはこの端子に接続された前記コンデンサ端子を基準とした電位に対し、１極性のみで実現できる。また、前記整流器の負側出力端子とこの端子に接続された前記コンデンサ端子を装置全体を囲む筐体８９０に接続しないため、前記筐体８９０に対しての感電防止策を施す必要がなく、人が筐体に触れることができ、メンテナンスを容易に行うことができる。
このため、直流電圧を制御する交流直流変換装置において、省スペースで且つ安価な交流電源電圧の検出を実現することができる。

以上説明した交流直流変換装置（電力変換装置８００）は、任意にて設定された閾値（直流電圧Ｖ２）を備える比較器（コンパレータＣＰ７）にて、前記第３のオペアンプ回路（増幅回路１６０）の出力信号と閾値を比較し交流電源電圧の零点を検出するゼロクロス検出部（比較回路１７０）を備える。

以上説明した交流直流変換装置（電力変換装置８００）は、前記整流器の負側出力端子とこの端子に接続された前記コンデンサ端子は装置全体を囲む筐体８９０に接続していない。

以上説明した圧縮機駆動装置（電力変換装置８００）は、直流電力を交流電力に変換するインバーター（直流交流変換回路８２０）によって駆動される永久磁石電動機９１０を搭載した圧縮機に接続される。

以上説明した空気調和機は、上記圧縮機駆動装置（電力変換装置８００）により冷媒を循環させる。

以上説明した交流直流変換装置（電力変換装置８００）において、第一オペアンプ回路（増幅回路１３０）及び第二オペアンプ回路（増幅回路１４０）は、交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）のそれぞれの電圧線と、コンデンサＣ１９の負側（陰極側）端子および整流器（全波整流ブリッジ回路）の負側出力端子が接続されている基準電位配線ＧＮＤとの間の電圧を検出する。コンデンサＣ１９の負側端子および整流器（全波整流ブリッジ回路）の負側出力端子が接続される基準電位配線ＧＮＤは、装置内の回路が動作する基準電位である。
分圧回路（電圧生成回路１２０）は、第１・第２オペアンプ回路（増幅回路１３０，１４０）の正端子入力（非反転入力端子）に印加される電圧を生成する。分圧回路（電圧生成回路１２０）は、直流電源配線ＶＣＣより抵抗で分圧された、例えば６Ｖの電圧を生成する。第３オペアンプ回路（増幅回路１６０）は、第１・第２オペアンプ回路の出力電圧によりその差分電圧を出力する。シャントレギュレータＳＲ５は、例えば直流電圧＋２．５Ｖを生成する。シャントレギュレータＳＲ５で生成された電圧（直流電圧Ｖ２）が、第３オペアンプ回路（増幅回路１６０）の正端子（非反転入力端子）に印加される。比較器（コンパレータＣＰ７）は、第３のオペアンプ回路（増幅回路１６０）の出力電圧ｖｄと、シャントレギュレータＳＲ５の直流電圧２．５Ｖを比較する。直流電源（直流電源回路８４０）は、＋１２Ｖの直流電源であり、各回路の動作のために印加される。
筐体８９０は、装置回路全体を囲う金属製の筐体であり、外郭は対地に接地される。

交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）からリアクタＬ１１を介し、整流器（全波整流ブリッジ回路）の入力端子に交流２００Ｖ（実効値）が印加される。整流器（全波整流ブリッジ回路）の出力端子より交流より整流された電圧がコンデンサＣ１８，Ｃ１９に印加し、この時直流電圧へと変換が行われ直流２８０Ｖの電圧が負荷８に印加される。単に、交流２００Ｖを印加するだけであれば、前記状態の直流電圧が負荷（直流交流変換回路８２０、電動機９１０）に印加されるだけであるが、負荷がインバーター回路を用いたモーター装置や圧縮機等である場合は、性能アップや駆動範囲拡大等の目的から印加される直流電圧を任意に可変する事が考えられる。そのため、制御回路８５０が双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７をオンオフ制御を行うことにより、交流２００Ｖ印加時に直流電圧を例えば２８０Ｖから最大５６０Ｖまで可変する。

前記に示した双方向スイッチＳ１６，Ｓ１７のオンオフ制御による直流電圧の可変は、交流電源’（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）から印加される電圧値が交流であるが故に位相により電圧値が変化することや、交流電源系統のインピーダンスにより、電圧値が変化する場合がある。したがって、前記可変制御を行う場合は、印加される交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）の電圧値と交流電圧のゼロクロス点（中性線電位）の検出が必要である。

まず、第１のオペアンプ回路（増幅回路１３０）と、第２のオペアンプ回路（増幅回路１４０）とが、それぞれ、交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）の各相の電圧の検出を行う。このとき、各オペアンプ回路（増幅回路１３０，１４０）が動作する基準電位は、コンデンサ７の負側端子と整流器３の負側出力端子とが接続する点（基準電位配線ＧＮＤ）である。よってオペアンプ回路（増幅回路１３０，１４０）は、前記基準電位に対する交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）の各相の電圧を検出することになる。ここで、整流器（全波整流ブリッジ回路）の動作を考えると、整流器（全波整流ブリッジ回路）の負側素子（整流器Ｄ１４，Ｄ１５）に電流が流れることにより順電圧が発生するため、前記基準電位（基準電位配線ＧＮＤ）に対し、交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）の各相の電圧が低くなる場合がある。

以上説明した交流直流変換回路（電力変換装置８００）は、オペアンプ素子（オペアンプＯＰ３，ＯＰ４）の正極入力（非反転入力端子）に、分割回路（電圧生成回路１２０）が直流電源と抵抗などにより生成した直流電圧Ｖ１（この例では＋６Ｖ）を印加する。これにより、各オペアンプ素子（オペアンプＯＰ３，ＯＰ４）の入力電圧が基準電位（基準電位配線ＧＮＤ）に対し、分圧回路（電圧生成回路１２０）で生成された正極の直流電圧Ｖ１分シフトすることになり、オペアンプ素子（オペアンプＯＰ３，ＯＰ４）の負電源端子に、基準電位配線ＧＮＤの電位を印加しても、正しく電圧を検出できる。
したがって、前記順電圧が発生する際でもオペアンプ回路（増幅回路１３０，１４０）の検出入力範囲を確保するため、オペアンプ素子（オペアンプＯＰ３，ＯＰ４）に印加する動作直流電源として、前記基準電位に対して負極のものを設ける必要がない。

オペアンプ回路（増幅回路１３０，１４０）で出力された信号は、第３のオペアンプ回路（増幅回路１６０）に入力され、差分電圧を出力する。この際、オペアンプ回路（増幅回路１６０）の出力信号を制御回路８５０（例えばマイコン）等で扱いやすい信号にするため、シャントレギュレータＳＲ５にて基準電位（基準電位配線ＧＮＤ）に対し＋２．５Ｖの直流電圧Ｖ２を生成し、オペアンプ素子（オペアンプＯＰ６）の正極入力（非反転入力端子）に印加する。これにより、オペアンプ回路（増幅回路１６０）の出力信号は＋２．５Ｖを中心に０Ｖ（基準電位）から＋５Ｖの範囲で出力する交流電圧相当の信号を得ることができ、マイコン等の制御回路８５０のアナログ端子等に入力することにより交流電源電圧値を検出することが可能となる。
ここで、オペアンプ素子（オペアンプＯＰ６）の動作直流電源も、他のオペアンプ素子（オペアンプＯＰ３，ＯＰ４）と同様に正極直流電圧のみで済む。

オペアンプ回路（増幅回路１６０）からの出力信号にて交流電源電圧の検出は可能であるが、この信号で同時に交流電源電圧のゼロクロス（中性線電圧）検出も可能となる。シャントレギュレータＳＲ５で生成された電圧Ｖ２は、交流電源電圧のゼロクロスに相当するため、オペアンプ回路（増幅回路１６０）の後段に比較器（コンパレータＣＰ７）を設置し、シャントレギュレータＳＲ５の電圧Ｖ２を閾値とし、オペアンプ回路（増幅回路１６０）の出力電圧を比較すれば、検出可能となる。比較器（コンパレータＣＰ７）の動作直流電源についても、他のオペアンプ素子（オペアンプＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ６）と同様に正極直流電圧のみで済む。

なお、回路の基準電位（基準電位配線ＧＮＤ）と交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）とが変圧器等で電気的に絶縁された状態である場合は、回路の電位を安定させるため、回路の基準電位（ＧＮＤ）と筐体８９０とを接続する必要がある。
これに対し、以上説明した交流直流変換装置（電力変換装置８００）では、交流電源（商用電源ＡＣ１，ＡＣ２）の入力から負荷（直流交流変換回路８２０、電動機９１０）までの構成で電気的な絶縁を一切必要としないため、基準電位（基準電位配線ＧＮＤ）を筐体８９０に接続する必要がない。したがって、電源系統への漏洩電流や感電等の人的被害への影響を考慮する必要がなく、回路設計および筐体設計も簡素なもので済む。

実施の形態１における電力変換装置８００の機能ブロックの構成の一例を示す図。 実施の形態１における電力変換装置８００の各部の電位の一例を示すグラフ図。

符号の説明

１００ 電圧検出装置、１１１，１１２ 電圧入力端子、１２０，１５０ 電圧生成回路、１３０，１４０，１６０ 増幅回路、１７０ 比較回路、１８１ 検出電圧出力端子、１８２ ゼロクロス検出信号出力端子、８００ 電力変換装置、８０１，８０２ 交流入力配線、８１０ 交流直流変換回路、８２０ 直流交流変換回路、８４０ 直流電源回路、８５０ 制御回路、８９０ 筐体、９１０ 電動機、ＡＣ１，ＡＣ２ 商用電源、Ｃ１８，Ｃ１９ コンデンサ、ＣＰ７ コンパレータ、Ｄ１２，Ｄ１３，Ｄ１４，Ｄ１５ 整流器、ＧＮＤ 基準電位配線、Ｌ１１ リアクタ、ＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ６ オペアンプ、Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ５１，Ｒ６１，Ｒ６２，Ｒ６３，Ｒ６４ 抵抗、Ｓ１６，Ｓ１７ 双方向スイッチ、Ｓ２３，Ｓ２４，Ｓ２５，Ｓ２６，Ｓ２７，Ｓ２８ スイッチ、ＳＲ５ シャントレギュレータ、ＶＣＣ 直流電源配線。

Claims (9)

1. 対地接続されていない基準電位配線の電位を基準電位として動作し、中性線が対地接続された商用交流電源の電圧を検出する電圧検出装置であって、
   上記商用交流電源の一端の電位ｖ１が入力される第一の電圧入力端子と、
   上記商用交流電源の他端の電位ｖ２が入力される第二の電圧入力端子と、
   上記基準電位に対して、前記交流電源の電圧波高値よりも低い所定の直流電源電圧ＶＣＣを生成する直流電源回路と、
   上記基準電位に対して、上記直流電源電圧ＶＣＣよりも低い所定の直流電圧Ｖ１を生成する第一の電圧生成回路と、
   上記基準電位に対して、上記直流電源電圧ＶＣＣよりも低い所定の直流電圧Ｖ２を生成する第二の電圧生成回路と、
   反転増幅回路として構成され、上記直流電源電圧ＶＣＣを正電源とし、上記基準電位を負電源として動作し、上記直流電圧Ｖ１を基準として、上記第一の電圧入力端子の一端の電位ｖ１に比例する電圧ｖｄ１を生成する第一の増幅回路と、
   反転増幅回路として構成され、上記直流電源電圧ＶＣＣを正電源とし、上記基準電位を負電源として動作し、上記直流電圧Ｖ１を基準として、上記第二の電圧入力端子の他端の電位ｖ２に比例する電圧ｖｄ２を生成する第二の増幅回路と、
   上記直流電源電圧ＶＣＣを正電源とし、上記基準電位を負電源として動作し、上記直流電圧Ｖ２を基準として、上記第二の増幅回路が生成した電圧ｖｄ２から上記第一の増幅回路が生成した電圧ｖｄ１を差し引いた値に比例する電圧ｖｄを生成する第三の増幅回路と、
   を備えることを特徴とする電圧検出装置。
2. 上記第一の増幅回路が生成する電圧ｖｄ１は、増幅率をａとしたとき、（Ｖ１−ｖ１）×ａ＋Ｖ１により得られ、
   上記第二の増幅回路が生成する電圧ｖｄ２は、増幅率をａとしたとき、（Ｖ１−ｖ２）×ａ＋Ｖ１により得られ、
   上記第三の増幅回路が生成する電圧ｖｄは、増幅率をｂとしたとき、（ｖｄ２−ｖｄ１）×ｂ＋Ｖ２により得られる
   ことを特徴とする請求項１に記載の電圧検出装置。
3. 上記基準電位配線の電位は、上記第１の電圧入力端子の電位ｖ１及び上記第１の電圧入力端子の電位ｖ２の少なくともいずれかよりも高い電位となる場合があることを特徴とする請求項１または２に記載の電圧検出装置。
4. 上記電圧検出装置は、上記第三の増幅回路が生成した電圧ｖｄと、上記第二の電圧生成回路が生成した直流電圧Ｖ２とを比較して、どちらが高いかを表わす信号を生成する比較回路をさらに備えることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電圧検出装置。
5. 請求項１乃至３のいずれか一項に記載の電圧検出装置と、
   上記電圧検出装置が格納され、対地接続された筐体と、
   上記電圧検出装置の上記第一の電圧入力端子を介して上記商用交流電源の一端が電気接続される第一の交流入力配線と、
   上記電圧検出装置の上記第二の電圧入力端子を介して上記商用交流電源の他端が電気接続される第二の交流入力配線と、
   を備える
   ことを特徴とする電力変換装置。
6. 上記電力変換装置は、
   スイッチング回路を有し、該スイッチング回路のスイッチングにより上記商用交流電源から供給される交流電力を所望の直流電力に変換する交流直流変換回路と、
   上記電圧検出装置の上記第三の増幅回路が生成した電圧ｖｄに基づいて、上記スイッチング回路を制御する制御回路と、
   をさらに備え、
   上記交流直流変換回路の負側の出力配線は、上記基準電位配線に電気接続されたことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 請求項４に記載の電圧検出装置と、
   上記電圧検出装置が格納され、対地接続された筐体と、
   上記電圧検出装置の上記第一の電圧入力端子を介して上記商用交流電源の一端が電気接続される第一の交流入力配線と、
   上記電圧検出装置の上記第二の電圧入力端子を介して上記商用交流電源の他端が電気接続される第二の交流入力配線と、
   スイッチング回路を有し、該スイッチング回路のスイッチングにより上記商用交流電源から供給される交流電力を所望の直流電力に変換する交流直流変換回路と、
   上記電圧検出装置の上記第三の増幅回路が生成した電圧ｖｄと、上記比較回路が生成した信号とに基づいて、上記スイッチング回路を制御する制御回路と、
   を備え、
   上記交流直流変換回路の負側の出力配線は、上記基準電位配線に電気接続されたことを特徴とする電力変換装置。
8. 上記電力変換装置は、上記交流直流変換回路が変換した上記所望の直流電力を所望の交流電力に変換する直流交流変換回路をさらに備えることを特徴とする請求項６または請求項７に記載の電力変換装置。
9. 請求項８に記載の電力変換装置と、
   上記電力変換装置が変換した上記所望の交流電力により駆動される永久磁石電動機を搭載し、冷媒を循環させる圧縮機と、
   を備えることを特徴とする空気調和機。

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