JP3956895B2 - 漏電検出装置 - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源装置の漏電を検出する漏電検出装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
従来の漏電検出装置の一例を図17に示す。この従来例は、電気自動車の動力源となる直流電源Eの出力端間に高抵抗値の分圧抵抗R1,R2が直列に接続され、分圧抵抗R1,R2の接続点とグランド(車体)の間に検出抵抗R3が接続され、検出抵抗R3の両端に生じる電圧降下を検出電圧として漏電を検出するものである(特許文献1参照)。
【0003】
次に上記従来例の動作について説明する。電気自動車の動力として使用される直流電源Eは200V〜300V程度の非常に高い電圧を出力するものであるから、人が車体に触れても感電しないように車体から電気的に分離された状態(フローティング状態)となっている。しかしながら、直流電源Eを含む高電圧系とグランドの間で絶縁破壊が起きている場合には、人が車体等に触れると電流の流れる経路が形成されて感電してしまうことになる。ところが、高電圧系がグランドから分離されているため、例え絶縁破壊が起きても人が高電圧系に触れない限りは電流が流れず、漏電を検出することができない。そこで、人が触れる以前に漏電検出を可能としたのが上記従来例である。
【0004】
上記従来例において、高電圧系の負極側とグランドの間で絶縁破壊が生じ且つ人が高電圧系に触れている状態の回路図を図18に示す。但し、抵抗rは絶縁破壊が生じた部位における高電圧系とグランド間の抵抗(絶縁破壊抵抗)、抵抗Rは人体の抵抗とする。直流電源Eの出力電圧をVボルト、分圧抵抗R1,R2、検出抵抗R3、絶縁破壊抵抗r並びに人体抵抗Rの各抵抗値をそれぞれR1,R2,R3,r,Rとし、分圧抵抗R1,R2の抵抗値R1,R2を絶縁破壊抵抗rの抵抗値rよりも十分に大きい値とすれば、人体抵抗Rに流れる漏洩電流(地絡電流)Iは下記の式(1)で表される。
【0005】
I=V/(r+R) …(1)
なお、人体抵抗Rは湿度等の環境によって異なることもあるが、R=0とした場合に漏洩電流Iは最大となる。
【0006】
一方、人が高電圧系に触れていないとき、すなわち人体抵抗Rの抵抗値Rが無限大のときの検出抵抗R3の両端に生じる検出電圧V1の値を求めると、分圧抵抗R1,R2の抵抗値R1,R2を検出抵抗R3の抵抗値R3よりも大きい値とすれば、グランドを介して分圧抵抗R1、検出抵抗R3並びに絶縁破壊抵抗rに流れる漏洩電流iが下記の式(2)で表され、さらに検出抵抗R3の両端に生じる検出電圧V1の値が下記の式(3)で表される。
【0007】
i=V/(R1+R3+r) …(2)
V1=V×R3/(R1+R3+r) …(3)
よって、式(3)に式(1)を代入することで漏洩電流Iに対応した検出電圧V1が求められるから、この検出電圧V1から漏電を検出することができる。
【0008】
ところで、図19に示すように直流電源Eの電源電圧を直流直流変換部41にて所望の電圧まで昇圧し、直流直流変換部41の直流出力電圧を直流交流変換部42にて交流電圧に変換して負荷43に供給するようにした電源装置40が従来より提供されているが、このような電源装置40に用いられる漏電検出装置50として、本出願人は直流直流変換部41の出力端間に互いにインピーダンス値の等しい分圧素子Z1,Z2の直列回路を接続し、分圧素子Z1,Z2の接続点とグランドの間に挿入した検出素子Z3における電圧降下を検出信号として判定部51に取り込み、判定部51にて検出信号を所定のしきい値と比較することで漏電発生の有無を判定するようにしたものを既に提案している。この漏電検出装置50では、漏電事故が発生していなければ検出素子Z3には電流が流れず、検出信号も出力されないが、電源装置40とグランドの間で絶縁破壊が生じた場合に検出素子Z3に漏洩電流が流れて検出信号が得られ、この検出信号が所定のしきい値以上である場合に漏電と判定している。
【0009】
【特許文献1】
特許第3307173号公報(第2−3頁、第1図)
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
ところで上記従来の漏電検出装置50では、直流直流変換部41の入力側と出力側が検出素子Z3からグランドを通して導通しているためにグランドに対する2次側の耐圧が低くなっていた。また、直流直流変換部41には入力側と出力側を絶縁するトランス(図示せず)が用いられているが、このトランスで絶縁破壊が生じた場合に2次側の高電圧が1次側に印加されてバッテリ等の直流電源Eに接続された他の機器を破損させてしまう虞があった。
【0011】
本発明は上記事情に鑑みて為されたものであり、その目的は、直流直流変換回路の出力側の耐圧並びに安全性が向上できる漏電検出装置を提供することにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
請求項1の発明は、上記目的を達成するために、直流電源から供給される直流電圧をチョッピングするとともに絶縁トランスを介して所望のレベルに昇圧した後に整流平滑して出力する直流直流変換回路と、直流直流変換回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路とを有し、グランドと電気的に絶縁された状態で動作して負荷に交流電圧を供給する電源装置の漏電を検出する漏電検出装置であって、互いにインピーダンス値が等しく直流交流変換回路の入力端間又は出力端間に直列接続される2つの分圧素子と、分圧素子の接続点に一端が接続される検出素子と、この検出素子の他端と前記グランドの間に挿入されるコンデンサと、検出素子における電圧降下を検出信号として取り込み且つ取り込んだ検出信号を信号処理して漏電の有無を判定する判定手段とを備えたことを特徴とする。
【0013】
この発明によれば、検出素子とグランドの間にコンデンサを挿入したので、直流直流変換回路の出力側とグランドとの間が前記コンデンサによって直流的に絶縁されるため、直流直流変換回路の出力側の耐圧が向上でき、しかも、絶縁トランスに絶縁破壊が生じても絶縁トランスの2次側の高電圧が1次側に印加されることがないから安全性も向上できる。
【0014】
請求項2の発明は、請求項1の発明において、前記分圧素子の少なくとも何れか一方をコンデンサとしたことを特徴とする。
【0015】
この発明によれば、分圧素子には直流電流が流れなくなるから無駄な電力消費を防ぐことができる。
【0016】
請求項3の発明は、請求項1又は2の発明において、前記判定手段は、検出信号に含まれる前記交流電圧の実効値を所定の閾値と比較することで漏電を判定する第1の判定処理と、検出信号に含まれる前記チョッピング周波数に等しい周波数成分の実効値を所定の閾値と比較することで漏電を判定する第2の判定処理とを行うことを特徴とする。
【0017】
この発明によれば、第1及び第2の判定処理にてそれぞれの検出箇所における漏電が検出できるから、漏電の有無だけでなくその発生箇所も同時に検出可能となる。しかも、複数箇所で同時に漏電が発生した場合にはそれらの漏電発生及び漏電発生箇所を同時に検出することができる。
【0018】
請求項4の発明は、請求項1又は2の発明において、前記検出素子がコンデンサからなり、前記判定手段は、検出信号に含まれる前記交流電圧の実効値を所定の閾値と比較することで漏電を判定する第1の判定処理又は検出信号に含まれる前記チョッピング周波数に等しい周波数成分の実効値を所定の閾値と比較することで漏電を判定する第2の判定処理の少なくとも何れか一方と、検出信号に含まれる直流成分を極性に応じた所定の閾値と比較することで漏電を判定する第3の判定処理とを行うことを特徴とする。
【0019】
この発明によれば、それぞれの判定処理にてそれぞれの検出箇所における漏電が検出できるから、漏電の有無だけでなくその発生箇所も同時に検出可能となる。しかも、複数箇所で同時に漏電が発生した場合にはそれらの漏電発生及び漏電発生箇所を同時に検出することができる。
【0020】
請求項5の発明は、請求項1〜4の何れかの発明において、直流交流変換回路の出力端間に接続される前記分圧素子並びに検出素子をコンデンサとしたことを特徴とする。
【0021】
この発明によれば、分圧素子並びに検出素子となるコンデンサによって直流交流変換回路の出力に含まれる高周波ノイズを除去することができる。
【0022】
【発明の実施の形態】
(実施形態1)
本実施形態の漏電検出装置20が用いられる電源装置10は、図1に示すように自動車に搭載されている低電圧(例えば、12V〜42V)のバッテリ1から100Vの交流電圧を作成して負荷2に供給するものであって、バッテリ1から供給される直流電圧を昇圧回路11のスイッチング素子でチョッピングするとともに絶縁トランス12を介して所望のレベルに昇圧した後に整流回路13(平滑回路を含む)で整流平滑して出力する直流直流変換回路と、直流直流変換回路の直流出力電圧を正弦波の交流電圧に変換する直流交流変換回路14と、直流交流変換回路14から負荷2への給電路を開閉する開閉要素15と、直流交流変換回路14の出力から高調波成分を除去するフィルタ16と、直流直流変換回路並びに直流交流変換回路14の動作を制御する電源制御回路17とを備えている。但し、バッテリ1はグランド(自動車の車体)に接地されている。
【0023】
昇圧回路11は、絶縁トランス12並びに整流回路13とともに従来周知の絶縁型DC−DCコンバータからなる直流直流変換回路を構成しており、電源制御回路17によりスイッチング素子のスイッチング周波数やオンデューティ比を調整することによって入力電圧を所望のレベルにまで昇圧することができる。また、直流交流変換回路14は、例えば従来周知であるフルブリッジ型のインバータ回路からなり、インバータ回路を構成するスイッチング素子のスイッチング周波数やオンデューティ比を調整することで整流回路13から出力される直流電圧を所定周波数(例えば50Hzあるいは60Hz)の正弦波交流電圧に変換することができる。なお、電源制御回路17は、例えばマイクロコンピュータを用いて構成することが可能であるが、具体的な構成については従来周知であるから説明を省略する。
【0024】
一方、本実施形態の漏電検出装置20は、図1に示すように互いに抵抗値が等しく直流交流変換回路14の入力端間に直列接続される2つの分圧抵抗R1,R2と、分圧抵抗R1,R2の接続点に一端が接続される検出抵抗Rsと、この検出抵抗Rsの他端とグランドの間に挿入されるコンデンサC0と、検出抵抗Rsにおける電圧降下を検出信号Vsとして取り込んでゲイン調整する増幅器21と、検出信号Vsを信号処理することで漏電発生を判定する第1の判定部22とを備えている。本実施形態では、検出抵抗Rsとグランドの間にコンデンサC0を挿入することにより漏電検出装置20をグランドから直流的に絶縁している。
【0025】
第1の判定部22は、図2に示すように検出信号Vsに含まれる正弦波交流電圧の周波数(例えば、50Hzあるいは60Hz)に略等しい周波数成分のみを取り出すためのバンドパスフィルタ22aと、バンドパスフィルタ22aを通過した検出信号Vssの実効値Vssrmsを求める実効値算出部22bと、実効値算出部22bで算出された検出信号Vssの実効値Vssrmsを所定の閾値Vr1と比較するコンパレータ22cとを具備し、検出信号Vssの実効値Vssrmsが閾値Vr1を超えたときに漏電発生と判定して判定信号Vj1を出力する。但し、検出信号Vsを全波整流した後に積分回路により平滑することで上記実効値演算と同様の直流の検出信号Vss2を生成して漏電発生の判定を行うことも可能である。
【0026】
而して、本実施形態においては、電源装置10の絶縁トランス12の2次側がグランドから切り離されてフローティング状態となっているから、漏電事故が発生していなければ検出抵抗Rsには電流(暗電流)が流れず、検出信号Vsも出力されないが、電源装置10とグランドの間で絶縁破壊が生じた場合には検出抵抗Rsに漏洩電流が流れることから、第1の判定部22で漏電発生と判定されることになる。以下、第1の判定部22における漏電発生の判定動作を説明する。
【0027】
図3に示すように電源装置10から負荷2への給電路とグランドの間で絶縁破壊が発生した場合を考える。なお、図3における3は前記給電路の正極側で絶縁破壊が発生した場合の絶縁破壊抵抗(又は人体抵抗)、4は前記給電路の負極側で絶縁破壊が発生した場合の絶縁破壊抵抗(又は人体抵抗)をそれぞれ示している。この場合、グランドを介して絶縁破壊抵抗3又は4、検出抵抗Rs並びに分圧抵抗R1又はR2に漏洩電流が流れ、検出抵抗Rsの両端に検出電圧Vsが発生する。このときの検出電圧Vsは、図4に示すように電源装置10から出力される正弦波交流電圧の周波数と等しい正弦波交流電圧となる。但し、漏洩電流が何れの絶縁破壊抵抗3,4を介して流れるかによって検出電圧Vsの位相と電源装置10の出力電圧の位相とが一致しない場合もある。そして、第1の判定部22では、電源装置10の出力電圧周波数に等しい周波数成分をバンドパスフィルタ22aを利用して取り出し、バンドパスフィルタ22aを通過した検出信号Vssの実効値Vssrmsを実効値算出部22bで算出するとともに、実効値算出部22bで算出された検出信号Vssの実効値Vssrmsをコンパレータ22cにて所定の閾値Vr1と比較し、検出信号Vssの実効値Vssrmsが閾値Vr1を超えたときに漏電発生と判定して判定信号Vj1を出力する。
【0028】
ここで、本実施形態においては検出抵抗Rsとグランドの間にコンデンサC0を挿入することにより直流直流変換回路の出力側をグランドから直流的に絶縁しているため、グランドに対する直流直流変換回路の出力側の耐圧が向上でき、しかも、絶縁トランス12に絶縁破壊が生じても絶縁トランス12の2次側の高電圧が1次側に印加されることがないから安全性も向上できるものである。
【0029】
ところで、電源装置10が正弦波ではなく矩形波の交流電圧を作成する場合には、図6に示すように検出電圧Vsが電源装置10から出力される矩形波交流電圧の周波数と等しい矩形波交流電圧となるから、図5に示すように第1の判定部22を実効値算出部22bとコンパレータ22cとで構成すれば良い。なお、矩形波交流電圧を出力する電源装置10では、フルブリッジ型のインバータ回路からなる直流交流変換回路14において直流直流変換回路の出力電圧を周期的に極性反転することにより、直流電圧を矩形波の交流電圧に変換すればよいから、正弦波交流電圧に変換する場合のようにインバータ回路のスイッチング素子をPWM制御する必要が無く、インバータ回路のスイッチング素子のオン期間を調整するだけでよく電源制御回路17における制御が非常に簡単になる。なお、直流交流変換回路14の出力を矩形波交流電圧とした場合にはフィルタ16は不要である。
【0030】
(実施形態2)
本実施形態は、検出素子としてコンデンサCsを用いるとともに、実施形態1における第1の判定部22の代わりに第3の判定部23を具備した点に特徴を有するものであって、他の構成は実施形態1と共通であるから図示並びに説明は省略する。
【0031】
第3の判定部23は、図7に示すように検出信号Vsの直流成分のみを取り出すためのローパスフィルタ23aと、ローパスフィルタ23aを通過した検出信号Vsdをそれぞれ所定の閾値Vr2,Vr3と比較する2つのコンパレータ23b,23cとを具備し、検出信号Vsdが閾値Vr2又はVr3を超えたときに漏電発生と判定して判定信号Vj21又はVj22を出力する。
【0032】
図8に示すように電源装置10内部の整流回路13と直流交流変換回路14の間で絶縁破壊(絶縁不良)による漏電が発生した場合を考える。なお、図8における5,6はそれぞれ正極及び負極の通電経路とグランドの間の絶縁破壊抵抗を示している。この場合、グランドを介して絶縁破壊抵抗5又は6、コンデンサCs並びに分圧抵抗R1,R2に漏洩電流が流れる経路が存在するが、当該経路中にコンデンサCs,C0が挿入されていることから直流の漏洩電流は流れない。しかし、上述のようにグランドと絶縁されている直流直流変換回路の出力線の少なくとも一方が絶縁破壊抵抗5又は6を介してグランドに接地された状態であれば、検出用のコンデンサCsが漏洩電流により充電されてその両端に電位差(検出電圧Vs)が発生する。このときの検出電圧Vsは、図9(a)(b)に示すように直流電圧となり、漏電発生箇所(前記通電経路の正極側又は負極側)に応じて極性が変化する。そして、第3の判定部23では、検出信号Vsの直流成分のみをローパスフィルタ23aを利用して取り出し、ローパスフィルタ23aを通過した検出信号Vsdをそれぞれコンパレータ23b,23cで所定の閾値Vr2,Vr3と比較し、検出信号Vsdが閾値Vr2又はVr3を超えたときに漏電発生と判定して判定信号Vj21又はVj22を出力する。
【0033】
実施形態1における第1の判定部22では電源装置10から負荷2への給電路で発生する漏電を検出することが可能であるのに対し、上述のように第3の判定部23では電源装置10内部の整流回路13と直流交流変換回路14の間で発生する漏電を検出することが可能である。また、実施形態1と同様にコンデンサC0を挿入して直流直流変換回路の出力側をグランドから直流的に絶縁しているから出力側の耐圧が向上するとともに、絶縁トランス12の2次側の高電圧が1次側に印加されるのを防いで安全性が向上する。
【0034】
(実施形態3)
本実施形態は、実施形態1における第1の判定部22の代わりに第2の判定部24を具備した点に特徴を有するものであって、他の構成は実施形態1と共通であるから図示並びに説明は省略する。
【0035】
第2の判定部24は、図10に示すように検出信号Vsに含まれるチョッピング周波数(昇圧回路11におけるスイッチング周波数)に等しい周波数成分のみを取り出すためのハイパスフィルタ24aと、ハイパスフィルタ24aを通過した検出信号Vscの実効値Vscrmsを求める実効値算出部24bと、実効値算出部24bで算出された検出信号Vscの実効値Vscrmsを所定の閾値Vr4と比較するコンパレータ24cとを具備し、検出信号Vscの実効値Vscrmsが閾値Vr4を超えたときに漏電発生と判定して判定信号Vj3を出力する。
【0036】
図11に示すように電源装置10内部の絶縁トランス12の2次側と整流回路13の間で絶縁破壊(絶縁不良)による漏電が発生した場合を考える。なお、図11における7,8はそれぞれ正極及び負極の通電経路とグランドの間の絶縁破壊抵抗を示している。この場合、グランドを介して絶縁破壊抵抗7又は8、検出抵抗Rs並びに分圧抵抗R1又はR2に漏洩電流が流れ、検出抵抗Rs3の両端に検出電圧Vsが発生する。このときの検出電圧Vsは、図12に示すように昇圧回路11のスイッチング素子をスイッチングさせるスイッチング周波数に略等しい周波数の高周波電圧となる。そして、第2の判定部24では、昇圧回路11におけるスイッチング周波数に等しい周波数成分のみをハイパスフィルタ24aを利用して検出信号Vsから取り出し、ハイパスフィルタ24aを通過した検出信号Vscの実効値Vscrmsを実効値算出部24bで算出するとともに、実効値算出部24bで算出された検出信号Vscの実効値Vscrmsをコンパレータ24cで所定の閾値Vr4と比較し、検出信号Vscの実効値Vscrmsが閾値Vr4を超えたときに漏電発生と判定して判定信号Vj3を出力する。なお、検出信号Vsから取り出す周波数成分は昇圧回路11におけるスイッチング周波数にほぼ等しい周波数であれば漏電発生の判定は可能である。
【0037】
実施形態1における第1の判定部22では電源装置10から負荷2への給電路で発生する漏電を検出することが可能であり、実施形態2における第3の判定部23では電源装置10内部の整流回路13と直流交流変換回路14の間で発生する漏電を検出することが可能であるのに対し、上述のように第2の判定部24では電源装置10内部の絶縁トランス12の2次側と整流回路13の間で発生する漏電を検出することが可能である。また、実施形態1,2と同様に検出抵抗Rsとグランドの間にコンデンサC0を挿入して直流直流変換回路の出力側をグランドから直流的に絶縁しているから出力側の耐圧が向上するとともに、絶縁トランス12の2次側の高電圧が1次側に印加されるのを防いで安全性が向上する。
【0038】
(実施形態4)
本実施形態は、図13に示すように実施形態1〜3における第1の判定部22、第3の判定部23、第2の判定部24を備える点に特徴を有するものである。また、検出素子として実施形態2と同様にコンデンサCsを用いている。
【0039】
而して、実施形態1〜3で説明したように第1〜第3の判定部22〜24により各々異なる箇所の漏電発生を検出することができるが、逆に言うと、第1の判定部22から判定信号Vj1が出力されたということは漏電発生箇所が電源装置10から負荷2への給電路であることを示している。また、第3の判定部23から判定信号Vj21又はVj22が出力されたということは漏電発生箇所が電源装置10内部の整流回路13と直流交流変換回路14の間であることを示している。さらに第2の判定部24から判定信号Vj3が出力されたということは漏電発生箇所が電源装置10内部の絶縁トランス12の2次側と整流回路13の間であることを示している。
【0040】
すなわち、本実施形態の漏電検出装置20は第1〜第3の判定部22〜24を備えているため、個々の判定部22〜24の判定結果から漏電発生の有無だけでなく漏電発生箇所も併せて検出することができ、しかも、複数箇所で同時に漏電が発生した場合にはそれらの漏電発生及び漏電発生箇所を同時に検出することができる。但し、本実施形態では第1〜第3の判定部22〜24を全て備える構成を例示したが、必要に応じてこれら3つの判定部22〜24の内の少なくとも何れか2つの判定部を備える構成としても構わない。
【0041】
(実施形態5)
本実施形態の漏電検出装置20は、図14に示すように分圧抵抗R1,R2及び検出用のコンデンサCs、増幅器21並びに信号処理回路部25で構成される。なお、本実施形態における電源装置10は実施形態1と共通であるから説明は省略する。
【0042】
信号処理回路部25はマイクロコンピュータを主構成要素とし、図15に示すようにレベル判定部25a、波形判定部25b、漏電判定部25c、外部出力部25d並びに通信部25eを具備している。なお、増幅器21で増幅されたアナログの検出信号Vsは、マイクロコンピュータの持つA/D変換機能を用いてデジタルの検出信号データに変換されて一旦メモリ(図示せず)に格納される。レベル判定部25aは、前記メモリから読み出した検出信号データにフィルタ処理及び実効値演算処理を施して検出信号Vsのレベルを求め、そのレベルを所定の閾値(基準データ)と比較することで漏電電流のレベルを判定する。波形判定部25bは、前記メモリから読み出した検出信号データから元の検出信号Vsの波形を求め、その波形が予め設定されている複数の波形パターン(基準データ)、具体的には図4に示した正弦波(電源装置10の出力が矩形波交流電圧の場合には図6に示した矩形波)、図9に示した直線波形、又は図12に示した鋸波形の何れに最も近いかをパターンマッチング等の方法で判定する。
【0043】
漏電判定部25cは、レベル判定部25aのレベル判定結果から漏電発生の有無を判定するとともに波形判定部25bの波形判定結果から漏電発生箇所の判定を行い、漏電発生及び漏電発生箇所を示すデータを外部出力部25d及び通信出力部25eに出力する。外部出力部25dは、漏電判定部25cから前記データが入力されると、漏電発生箇所に適した処置、例えば漏電発生箇所が電源装置10から負荷2への給電路である場合に開閉要素15を開く処置や、漏電発生箇所が電源装置10内部である場合に昇圧回路11や直流交流変換回路14の動作を停止する処置などを行うための制御信号を電源制御回路17等に出力する。また通信部25eは、漏電判定部25cから入力された前記データを通信ケーブルを介して自動車に搭載されている電子制御装置、いわゆるECU(Electric Control Unit)に送信するものであり、通信プロトコルとしては、例えば自動車内のLAN規格であるCAN(Controller Area Network)を利用すればよい。そして、このように漏電の発生及びその発生箇所の情報を電子制御装置に送信し、電子制御装置によってそれらの情報を映像や文字あるいは音声等を用いて自動車の使用者に知らせるようにすれば、安全性のさらなる向上が図れる。
【0044】
而して、本実施形態の漏電検出装置20においても実施形態4と同様に、信号処理回路部25による信号処理結果から漏電発生の有無だけでなく漏電発生箇所も併せて検出することができる。但し、本実施形態では波形判定部25bにおいて、第1〜第3の判定部22〜24に対応する3種類の波形判定を行っているが、何れか1種類若しくは2種類の波形判定を行うようにしても構わない。また、信号処理回路部25の機能を電源装置10の電源制御回路17を構成するマイクロコンピュータで実現すれば、回路構成の簡素が図れるという利点がある。
【0045】
ところで、上述の実施形態1〜5では分圧抵抗R1,R2を直流交流変換回路14の入力端間に接続したが、直流交流変換回路14の出力端間に分圧抵抗R1,R2を接続しても同様に漏電を検出することは可能である。また、分圧素子並びに検出素子として抵抗以外のインピーダンス素子(例えばコンデンサ)を用いても同様の効果を奏する。但し、分圧素子及び検出素子としてコンデンサを用いた場合、漏電検出装置20と直流直流変換回路とが直流的に絶縁されるとともに分圧素子(コンデンサ)には定常時において直流電流が流れないことから耐圧が向上するという利点がある。それに対して分圧素子及び検出素子として抵抗R1,R2,Rsを用いた場合には一般に抵抗素子の抵抗値がコンデンサの容量値に比較してばらつきが小さいことから、直流直流変換回路の出力電圧を精度良く検出できるという利点がある。また、2つの分圧素子に何れも抵抗を用いた場合には2つの分圧抵抗R1,R2に常時直流電流(暗電流)が流れて無駄な電力が消費されるために電源装置10の電力変換効率が低下してしまうことになるが、2つの分圧素子の少なくとも何れか一方にコンデンサを用いれば、分圧素子に定常的に直流電流が流れることがなくなって無駄な電力消費が抑えられるから電源装置10の電力変換効率の低下が防止できるものである。
【0046】
(実施形態6)
本実施形態は、図16に示すようにフィルタ16とは別に直流交流変換回路14の出力側に分圧素子並びに検出素子を利用したフィルタ回路を備えた点に特徴があり、その他の構成は実施形態4と共通である。よって、実施形態4と共通の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【0047】
図16に示すように直流交流変換回路14の出力端間に直列接続される2つのコンデンサC1,C2と、その接続点とグランドの間に挿入されるコンデンサC3とでフィルタ回路が形成されている。このフィルタ回路は、電源装置10から出力線に重畳して外部に漏れる高周波ノイズを除去するものであって、出力線のグランドに対する電位を安定させて雑音端子電圧の低減に寄与する。
【0048】
而して、本実施形態では分圧素子並びに検出素子となるコンデンサC1〜C3によって直流交流変換回路14の出力に含まれる高周波ノイズを除去することができる。言い換えると、分圧素子並びに検出素子をフィルタ回路と兼用することで回路素子の削減による回路構成の簡素化並びにコストダウンが図れるという利点がある。
【0049】
【発明の効果】
請求項1の発明によれば、検出素子とグランドの間にコンデンサを挿入したので、直流直流変換回路の出力側とグランドとの間が前記コンデンサによって直流的に絶縁されるため、直流直流変換回路の出力側の耐圧が向上でき、しかも、絶縁トランスに絶縁破壊が生じても絶縁トランスの2次側の高電圧が1次側に印加されることがないから安全性も向上できる。
【0050】
請求項2の発明によれば、分圧素子には直流電流が流れなくなるから無駄な電力消費を防ぐことができる。
【0051】
請求項3の発明によれば、第1及び第2の判定処理にてそれぞれの検出箇所における漏電が検出できるから、漏電の有無だけでなくその発生箇所も同時に検出可能となる。しかも、複数箇所で同時に漏電が発生した場合にはそれらの漏電発生及び漏電発生箇所を同時に検出することができる。
【0052】
請求項4の発明によれば、それぞれの判定処理にてそれぞれの検出箇所における漏電が検出できるから、漏電の有無だけでなくその発生箇所も同時に検出可能となる。しかも、複数箇所で同時に漏電が発生した場合にはそれらの漏電発生及び漏電発生箇所を同時に検出することができる。
【0053】
請求項5の発明によれば、分圧素子並びに検出素子となるコンデンサによって直流交流変換回路の出力に含まれる高調波ノイズを除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】実施形態1の漏電検出装置並びに電源装置を示す回路ブロック図である。
【図2】同上における第1の判定部を示すブロック図である。
【図3】第1の判定部の動作説明図である。
【図4】第1の判定部の動作説明用の波形図である。
【図5】電源装置が矩形波交流電圧を出力する場合の第1の判定部を示すブロック図である。
【図6】電源装置が矩形波交流電圧を出力する場合の第1の判定部の動作説明用の波形図である。
【図7】実施形態2における第2の判定部を示すブロック図である。
【図8】第2の判定部の動作説明図である。
【図9】第2の判定部の動作説明用の波形図である。
【図10】実施形態3における第3の判定部を示すブロック図である。
【図11】第3の判定部の動作説明図である。
【図12】第3の判定部の動作説明用の波形図である。
【図13】実施形態4の漏電検出装置並びに電源装置を示す回路ブロック図である。
【図14】実施形態5の漏電検出装置並びに電源装置を示す回路ブロック図である。
【図15】同上における信号処理回路部を示すブロック図である。
【図16】実施形態6の漏電検出装置並びに電源装置を示す回路ブロック図である。
【図17】従来例を示す回路図である。
【図18】同上の動作説明図である。
【図19】他の従来例を示す回路図である。
【符号の説明】
10 電源装置
20 漏電検出装置
21 増幅器
22 第1の判定部
R1,R2 分圧抵抗
Rs 検出抵抗
C0 コンデンサ
Claims (5)
- 直流電源から供給される直流電圧をチョッピングするとともに絶縁トランスを介して所望のレベルに昇圧した後に整流平滑して出力する直流直流変換回路と、直流直流変換回路から出力される直流電圧を交流電圧に変換する直流交流変換回路とを有し、グランドと電気的に絶縁された状態で動作して負荷に交流電圧を供給する電源装置の漏電を検出する漏電検出装置であって、互いにインピーダンス値が等しく直流交流変換回路の入力端間又は出力端間に直列接続される2つの分圧素子と、分圧素子の接続点に一端が接続される検出素子と、この検出素子の他端と前記グランドの間に挿入されるコンデンサと、検出素子における電圧降下を検出信号として取り込み且つ取り込んだ検出信号を信号処理して漏電の有無を判定する判定手段とを備えたことを特徴とする漏電検出装置。
- 前記分圧素子の少なくとも何れか一方をコンデンサとしたことを特徴とする請求項1記載の漏電検出装置。
- 前記判定手段は、検出信号に含まれる前記交流電圧の実効値を所定の閾値と比較することで漏電を判定する第1の判定処理と、検出信号に含まれる前記チョッピング周波数に等しい周波数成分の実効値を所定の閾値と比較することで漏電を判定する第2の判定処理とを行うことを特徴とする請求項1又は2記載の漏電検出装置。
- 前記検出素子がコンデンサからなり、前記判定手段は、検出信号に含まれる前記交流電圧の実効値を所定の閾値と比較することで漏電を判定する第1の判定処理又は検出信号に含まれる前記チョッピング周波数に等しい周波数成分の実効値を所定の閾値と比較することで漏電を判定する第2の判定処理の少なくとも何れか一方と、検出信号に含まれる直流成分を極性に応じた所定の閾値と比較することで漏電を判定する第3の判定処理とを行うことを特徴とする請求項1又は2記載の漏電検出装置。
- 直流交流変換回路の出力端間に接続される前記分圧素子並びに検出素子をコンデンサとしたことを特徴とする請求項1〜4の何れかに記載の漏電検出装置。
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