WO2021177720A1 - 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스 - Google Patents

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WO2021177720A1
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voltage
switching element
node
turned
inductive load
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PCT/KR2021/002620
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한상철
전차승
이상주
공태웅
최효진
박진우
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엘지전자 주식회사
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a power converter and a home appliance having the same, and more particularly, to a power converter capable of reducing switching loss when supplying power to an inductive load, and a home appliance having the same.
  • the power converter is a device that converts input power and supplies the converted power to a load.
  • a single-ended resonant inverter and a half-bridge resonant inverter are used as the power conversion device.
  • An object of the present invention is to provide a power converter capable of reducing switching loss when power is supplied to an inductive load and a home appliance having the same.
  • Another object of the present invention is to provide a power converter capable of reducing the withstand voltage of a switching element when power is supplied to an inductive load, and a home appliance having the same.
  • Another object of the present invention is to provide a power converter capable of supplying maximum power to an inductive load using resonance and a home appliance having the same.
  • a power conversion device and a home appliance having the same for achieving the above object, a first capacitor for storing a first voltage, and a first voltage stored in the first capacitor as one end of the inductive load
  • a first switching element turned on to output to a first node, a second switching element having one end connected to the first switching element, and turned on to decrease the voltage of the first node to a first voltage
  • a third switching element that is turned on to output a large second voltage to a first node that is one end of the inductive load, and one end of the third switching element are connected, and are turned on to decrease the voltage of the first node to a ground voltage and a fourth switching element.
  • the first switching element is turned on, the voltage of the first node rises to the first voltage, and at a second time point after the first time point, the third switching element is turned on, The voltage of the node rises from the first voltage to the second voltage, and at a third time point after the second time point, the second switching element is turned on, and the voltage of the first node falls from the second voltage to the first voltage, , at a fourth time point after the third time point, the fourth switching element may be turned on so that the voltage of the first node may drop from the second voltage to the ground voltage.
  • the power conversion device and the home appliance having the same may further include a resonance capacitor disposed between the other end of the inductive load and the ground.
  • the first switching element is turned on, and due to resonance based on the inductive load and the resonant capacitor, the voltage of the first node rises to the first voltage, and the second voltage partially overlaps the first period.
  • the third switching element is turned on, so that the voltage at the first node may rise from the first voltage to the second voltage due to the resonance based on the inductive load and the resonant capacitor.
  • the second switching element is turned on, and by resonance based on the inductive load and the resonant capacitor, the voltage of the first node falls from the second voltage to the first voltage, , during a fourth period partially overlapping with the third period, the fourth switching element is turned on so that the voltage of the first node may drop from the first voltage to the ground voltage due to resonance based on the inductive load and the resonant capacitor. have.
  • a first diode connected between the first switching element and the first node, and the second switching element and the second node connected between the second node may further include two diodes.
  • a power conversion device and a home appliance having the same having the same according to another embodiment of the present invention, a first switching element and a second switching element connected in series with each other, one end is connected to the first switching element, the first voltage A first capacitor for storing, an inductive load connected to a first node between the first switching element and the second switching element, and a third switching element and a fourth switching element connected in series with each other, the third switch element and the fourth switching element is connected to a first node, a second voltage source for supplying a second voltage to the third switching element is connected, and the voltage of the first node is sequentially between the first switching element and the third switching element It rises step by step by turning on.
  • the voltage of the first node may increase to the first voltage by turning on the first switching element, and may increase from the first voltage to the second voltage by turning on the third switching element.
  • the voltage of the first node may be gradually decreased by sequentially turning on the second switching element and the fourth switching element.
  • the voltage of the first node is decreased from the second voltage to the first voltage by the turn-on of the second switching element, and the first voltage by the turn-on of the fourth switching element can drop to ground voltage.
  • a power converter and a home appliance having the same having the same according to another embodiment of the present invention, the inductive load to which one end of the first node is connected, and a resonance capacitor disposed between the other end of the inductive load and the ground further comprises can do.
  • the first switching element is turned on, and due to resonance based on the inductive load and the resonant capacitor, the voltage of the first node rises to the first voltage, and the second voltage partially overlaps the first period.
  • the third switching element is turned on, so that the voltage at the first node may rise from the first voltage to the second voltage due to the resonance based on the inductive load and the resonant capacitor.
  • the second switching element is turned on, and by resonance based on the inductive load and the resonant capacitor, the voltage of the first node falls from the second voltage to the first voltage, , during a fourth period partially overlapping with the third period, the fourth switching element is turned on so that the voltage of the first node may drop from the first voltage to the ground voltage due to resonance based on the inductive load and the resonant capacitor. have.
  • a power conversion device and a home appliance having the same having the same according to another embodiment of the present invention, a first diode connected between a first switching element and a first node, and a second switching element connected between the second node A second diode may be further included.
  • a power converter and a home appliance having the same are configured to output a first capacitor for storing a first voltage, and a first voltage stored in the first capacitor to a first node that is one end of an inductive load.
  • a first switching element turned on, one end connected to the first switching element, a second switching element turned on to decrease the voltage of the first node to the first voltage, and a second voltage greater than the first voltage is induced
  • a third switching element is turned on to output the first node, which is one end of the load, and one end of the third switching element is connected, and a fourth switching element is turned on to decrease the voltage of the first node to the ground voltage. do.
  • the first switching element is turned on, the voltage of the first node rises to the first voltage, and at a second time point after the first time point, the third switching element is turned on, The voltage of the node rises from the first voltage to the second voltage, and at a third time point after the second time point, the second switching element is turned on, and the voltage of the first node falls from the second voltage to the first voltage, , at a fourth time point after the third time point, the fourth switching element may be turned on so that the voltage of the first node may drop from the second voltage to the ground voltage.
  • the power conversion device and the home appliance having the same may further include a resonance capacitor disposed between the other end of the inductive load and the ground. Accordingly, it is possible to supply the maximum power to the inductive load using resonance.
  • the first switching element is turned on, and due to resonance based on the inductive load and the resonant capacitor, the voltage of the first node rises to the first voltage, and the second voltage partially overlaps the first period.
  • the third switching element is turned on, so that the voltage at the first node may rise from the first voltage to the second voltage due to the resonance based on the inductive load and the resonant capacitor.
  • the second switching element is turned on, and by resonance based on the inductive load and the resonant capacitor, the voltage of the first node falls from the second voltage to the first voltage, , during a fourth period partially overlapping with the third period, the fourth switching element is turned on so that the voltage of the first node may drop from the first voltage to the ground voltage due to resonance based on the inductive load and the resonant capacitor. have. Thereby, it becomes possible to reduce the switching loss at the time of supplying electric power to an inductive load.
  • a first diode connected between the first switching element and the first node, and the second switching element and the second node connected between the second node may further include two diodes. Accordingly, it is possible to form a current path according to the turn-on of the first switching element or the turn-on of the second switching element.
  • a power conversion device and a home appliance having the same having the same according to another embodiment of the present invention, a first switching element and a second switching element connected in series with each other, one end is connected to the first switching element, the first voltage A first capacitor for storing, an inductive load connected to a first node between the first switching element and the second switching element, and a third switching element and a fourth switching element connected in series with each other, the third switch element and the fourth switching element is connected to a first node, a second voltage source for supplying a second voltage to the third switching element is connected, and the voltage of the first node is sequentially between the first switching element and the third switching element It rises step by step by turning on. Thereby, it becomes possible to reduce the switching loss at the time of supplying electric power to an inductive load. Moreover, it becomes possible to reduce the withstand voltage of the switching element when power is supplied to the inductive load.
  • the voltage of the first node may increase to the first voltage by turning on the first switching element, and may increase from the first voltage to the second voltage by turning on the third switching element. Thereby, it becomes possible to reduce the switching loss at the time of supplying electric power to an inductive load.
  • the voltage of the first node may be gradually decreased by sequentially turning on the second switching element and the fourth switching element. Thereby, it becomes possible to reduce the switching loss at the time of supplying electric power to an inductive load.
  • the voltage of the first node is decreased from the second voltage to the first voltage by the turn-on of the second switching element, and the first voltage by the turn-on of the fourth switching element can drop to ground voltage.
  • a power converter and a home appliance having the same having the same according to another embodiment of the present invention, the inductive load to which one end of the first node is connected, and a resonance capacitor disposed between the other end of the inductive load and the ground further comprises can do. Accordingly, it is possible to supply the maximum power to the inductive load using resonance.
  • the first switching element is turned on, and due to resonance based on the inductive load and the resonant capacitor, the voltage of the first node rises to the first voltage, and the second voltage partially overlaps the first period.
  • the third switching element is turned on, so that the voltage at the first node may rise from the first voltage to the second voltage due to the resonance based on the inductive load and the resonant capacitor.
  • the second switching element is turned on, and by resonance based on the inductive load and the resonant capacitor, the voltage of the first node falls from the second voltage to the first voltage, , during a fourth period partially overlapping with the third period, the fourth switching element is turned on so that the voltage of the first node may drop from the first voltage to the ground voltage due to resonance based on the inductive load and the resonant capacitor. have. Thereby, it becomes possible to reduce the switching loss at the time of supplying electric power to an inductive load.
  • a power conversion device and a home appliance having the same having the same according to another embodiment of the present invention, a first diode connected between a first switching element and a first node, and a second switching element connected between the second node A second diode may be further included. Accordingly, it is possible to form a current path according to the turn-on of the first switching element or the turn-on of the second switching element.
  • FIG. 1 is an external perspective view of an induction heating cooking appliance that is an example of a home appliance according to an embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is an example of an internal block diagram of the induction heating cooking appliance of FIG. 1 .
  • FIG. 3 is a view showing an example of power supply of the induction heating cooking appliance of FIG. 1 .
  • FIG. 4 is an example of an internal circuit diagram of the induction heating cooking appliance according to FIG. 3 .
  • 5A to 5C are diagrams illustrating various examples of a power conversion device related to the present invention.
  • FIG. 6 is an example of a circuit diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention.
  • module and “part” for the components used in the following description are given simply in consideration of the ease of writing the present specification, and do not give a particularly important meaning or role by themselves. Accordingly, the terms “module” and “unit” may be used interchangeably.
  • a home appliance is a home appliance having an inductive load, a cooking appliance having an induction heating coil, a laundry processing appliance having a motor, an air conditioner, a refrigerator, a mobile robot, and a robot cleaner , vacuum cleaners, water purifiers, drones, vehicles, etc. are applicable.
  • an induction heating early device as an example of a home appliance will be mainly described.
  • FIG. 1 is an external perspective view of an induction heating cooking appliance that is an example of a home appliance according to an embodiment of the present invention.
  • an induction heating cooking appliance 100 includes a heating plate 110 , a first heating unit 130 , a second heating unit 132 , and a third heating unit ( 134 ), an input unit 125 , and a display 180 .
  • the heating plate 110 is a casing of the induction heating cooking appliance 100 and is disposed on each heating unit.
  • the heating plate 110 may be implemented with various materials such as ceramic and tempered glass.
  • the cooking vessel is disposed on the upper portion of the heating plate 110 , and in particular, when the cooking vessel 195 is disposed on at least one of the heating units 130 , 132 , and 134 to be described later, it is heated by the induction heating principle.
  • the first heating unit 130 includes a plurality of induction heating coils and a resonance capacitor (not shown).
  • the first heating unit 130 includes a first coil Lr1 and a second coil Lr2.
  • the first coil Lr1 may be an induction heating coil used for detecting the temperature of the cooking vessel
  • the second second induction heating coil Lr2 may be an induction heating coil used when heating the cooking vessel. have.
  • the second induction heating coil (Lr2) is illustrated as being disposed on the outer periphery of the first induction heating coil (Lr1).
  • an alternating current particularly a high frequency alternating current flows through the second induction heating coil Lr2 .
  • a magnetic field is generated in the second induction heating coil Lr2 by resonance by the second induction heating coil Lr2 and the resonance capacitor (not shown), and due to the electromagnetic induction effect by the magnetic field, the cooking vessel 195 ), an eddy current is induced. Joule heat is generated in the resistance component of the cooking vessel by this eddy current, and the cooking vessel is heated.
  • the second heating unit 132 includes a third induction heating coil Lr3 and a resonance capacitor (not shown).
  • a third induction heating coil Lr3 When the cooking vessel 195 is raised on the second heating unit 132 , particularly the third induction heating coil Lr3 , when a high-frequency alternating current flows, the cooking vessel 195 is generated by the eddy current as described above. will be heated
  • the third heating unit 134 includes a fourth induction heating coil Lr4 and a resonance capacitor (not shown).
  • a fourth induction heating coil Lr4 When the cooking vessel 195 is raised on the third heating unit 134 , particularly the fourth induction heating coil Lr4 , when a high-frequency alternating current flows, the cooking vessel 195 is generated by the eddy current as described above. will be heated
  • the input unit 125 operates the induction heating cooking appliance 100 according to a manipulation by the user. For example, whether to heat at least one of the first heating unit 130 , the second heating unit 132 , and the third heating unit 134 by the user's operation, or the first heating unit 130 .
  • the first induction heating coil (Lr1) and the second induction heating coil (Lr2) in the first induction heating coil (Lr2) to which current is supplied, or selection of the operating time or temperature of each heating unit may be determined.
  • the input unit 125 may be provided for each heating unit 130 , 132 , 134 as shown in the drawing.
  • the display 180 displays the overall operating state of the induction heating cooking appliance 100 . Whether each of the heating units 130 , 132 , and 134 is being operated, the temperature of the cooking vessel 195 being heated, and the like are displayed.
  • the radiant heat type cooker uses a heating unit under the heating plate 110 like the induction heating cooker 100, There is no flame and it has the advantage of high stability. However, since the temperature of the heating unit itself rises according to the radiant heat method, on/off control is required to protect the heating unit.
  • the induction heating cooking appliance 100 uses the principle of induction heating by high frequency, the heating unit, in particular, the induction heating coil is not directly heated, so that the high frequency current can be continuously supplied. Therefore, there are advantages in that it is possible to shorten the heating time and high energy efficiency.
  • the induction heating cooking appliance 100 since induction heating is efficiently performed in the case of a cooking vessel of a magnetic material including a metal component, in order to compensate for this, that is, in order to perform heating even in the case of a cooking vessel of a non-magnetic material , may further include an electrothermal heating unit (not shown) separately.
  • the electrothermal heating unit (not shown) may be disposed on at least one of the respective heating units 130 , 132 , and 134 .
  • the induction heating cooking appliance 100 may further include a load detection unit (not shown) for detecting the type of the cooking container.
  • FIG. 2 is an example of an internal block diagram of the induction heating cooking appliance of FIG. 1 .
  • the induction heating cooker 100 includes a first power conversion device 210a , a second power conversion device 210b , an input unit 125 , a display 180 , and a temperature detection unit 400 . can do.
  • the first power converter 210a and the second power converter 210b may supply power to a plurality of induction heating coils in the cooker 100 .
  • the first power converter 210a the second induction heating coil (Lr2), the third induction heating coil (Lr3), and the fourth induction heating coil (Lr4) to supply power to, the second power
  • the converter 210b illustrates supplying power to the first induction heating coil Lr1.
  • the input unit 125 may include a button related to the operation of the cooking appliance 100 , a touch screen, and the like, and a signal input from the input unit 125 may be transmitted to the control unit 170 .
  • the display 180 may display information related to the operating state of the cooking appliance 100 . For example, cooking time related to cooking, remaining time, cooking type information, and the temperature of the cooking container may be displayed.
  • the temperature detection unit 400 may detect the temperature of the cooking vessel 195 .
  • For temperature detection there is a method such as an IR sensor, but in the present invention, a method of using a resistance element whose resistance value varies according to temperature is proposed in consideration of simplicity and reduction in manufacturing cost. The arrangement of the resistance element will be described with reference to FIG. 5 and below.
  • the controller 170 controls the overall operation of the cooking appliance 100 .
  • control unit 170 the first power conversion device 210a, the second power conversion device 210b, the input unit 125, the display 180, and to control the operation of the temperature detection unit 400, etc. can
  • the first power converter 210a or the second power converter 210b may be controlled so that cooking is performed.
  • the controller 170 may receive the temperature information sensed by the temperature detector 400 , and may control the display 180 to display the temperature information.
  • control unit 170 controls the pulse signal to be applied to the first coil Lr1 , and in response to the pulse signal, based on the current flowing through the resistance element, the temperature of the cooking vessel 195 may be detected. .
  • the controller 170 may control the second coil Lr2 to continue to operate, and may control the pulse signal to be repeatedly applied to the first coil Lr1 .
  • control unit 170 the width of the pulse signal of the first coil (Lr1), or the application time of the pulse signal is variable according to the operation time of the second coil (Lr2) or the temperature of the cooking vessel 195, can be controlled as much as possible.
  • FIG. 3 is a view showing an example of power supply of the induction heating cooking appliance of FIG. 1 .
  • the induction heating cooking appliance 100 may further include a first power converter 210a and a second power converter 210b.
  • the first power conversion device 210a, the second induction heating coil (Lr2) in the first heating unit 130, the third induction heating coil (Lr3) in the second heating unit 132, and the third heating unit ( Power may be supplied to the fourth induction heating coil Lr4 in 134 .
  • the power may be a high-frequency alternating current.
  • the second power converter 210b may supply power to the first induction heating coil Lr1 in the first heating unit 130 .
  • FIG. 4 is an example of an internal circuit diagram of the induction heating cooking appliance according to FIG. 3 .
  • the first power conversion device 210a When described with reference to the drawings, the first power conversion device 210a according to an embodiment of the present invention, the first converter 310, the second converter 312, the first reactor (L1), the second reactor ( L2), first smoothing capacitor C1, second smoothing capacitor C2, first inverter 320, second inverter 322, power selector 330, second to fourth switching elements S2 ⁇ S4) may be included.
  • the second power conversion device 210b may include a third converter 314 , a third reactor L3 , a third smoothing capacitor C3 , a third inverter 324 , and a first switching element S1 . have.
  • the first converter 310 and the second converter 312 receive the commercial AC power 305 as input, convert it into DC power, and output it respectively.
  • the first converter 310 and the second converter 312 may include a diode element, and may output power rectified by the diode element as DC power.
  • the first converter 310 and the second converter 312 may include a diode element and a switching element, and may output DC power converted according to a switching operation of the switching element and a rectification characteristic of the diode element.
  • the first converter 310 and the second converter 312 are formed of a diode element rather than a switching element.
  • the commercial AC power source 305 may be a single-phase AC power source or a three-phase AC power source.
  • the first converter 310 and the second converter 312 may include four diode elements in the form of a bridge.
  • the first converter 310 and the second converter 312 may include six diode elements.
  • the third converter 31 like the first converter 310 and the second converter 312, receives commercial AC power, converts it into DC power, and outputs it.
  • the third converter 314 may receive a separate commercial AC power source 307 .
  • the first reactor L1 and the second reactor L2 are connected to one end of the first converter 310 and the second converter 312, respectively, to accumulate the energy of the AC component, and the harmonic current component or the noise component plays a role in removing
  • the third reactor L3 is connected to one end of the third converter 314 and serves to accumulate the energy of the AC component and remove the harmonic current component or the noise component.
  • the first smoothing capacitor C1 and the second smoothing capacitor C2 are respectively connected to the output terminals of the first converter 310 and the second converter 312 .
  • the reactors L1 and L2 are respectively disposed between the capacitor and the converters 310 and 215 .
  • the first smoothing capacitor C1 and the second smoothing capacitor C2 smooth the rectified power output from the first converter 310 and the second converter 312 into DC power.
  • the output terminals of the first converter 310 and the second converter 312 are referred to as a first dc terminal and a second dc terminal, respectively.
  • the smoothed DC voltage of the first dc terminal and the second dc terminal is applied to the first inverter 320 and the second inverter 322 , respectively.
  • the third capacitor C3 is connected to the output terminal of the third converter 314 and smoothes the rectified power output from the third converter 312 into a DC power supply.
  • the output terminal of the third converter 314 is referred to as a third dc terminal.
  • Each of the first inverter 320 , the second inverter 322 , and the third inverter 324 includes a plurality of switching elements, and by on/off operation of the switching elements, a smoothed DC power supply is supplied to an alternating current of a predetermined frequency. convert to power.
  • the first inverter 320 includes an upper-arm switching element Sa and a lower-arm switching element S'a connected in series with each other.
  • a diode is connected in antiparallel to each of the switching elements Sa and S'a.
  • snubber capacitors are connected in parallel to each of the switching elements Sa and S'a.
  • the switching elements Sa and S'a in the first inverter 320 are turned on/off based on a first switching control signal from a controller (not shown). In this case, the switching elements Sa and S'a may operate complementary to each other.
  • the second inverter 32 similarly to the first inverter 320, includes an upper-arm switching element Sb and a lower-arm switching element S'b that are connected in series with each other.
  • a diode is connected in antiparallel to each of the switching elements Sb and S'b.
  • snubber capacitors are connected in parallel to each of the switching elements Sb and S'b.
  • the switching elements Sb and S'b in the second inverter 320 perform a turn-on/turn-off operation based on a second switching control signal from a controller (not shown).
  • the operations of the first inverter 320 and the second inverter 322 may be performed separately. That is, the first high frequency AC power supply and the second high frequency AC power supply may be generated and output, respectively.
  • the third inverter 324 similarly to the first inverter 320, includes an upper-arm switching element Sc and a lower-arm switching element S'c connected in series with each other. Besides, a diode and a stubber capacitor are connected.
  • a fourth resonance capacitor Cr4 may be connected to the second induction heating coil Lr2 for resonance.
  • a high-frequency AC power is supplied to the second induction heating coil Lr2 to induce heating according to the above-described oil heating principle.
  • the switching element (S4) for determining the operation of the second induction heating coil (Lr2) may be connected to the second induction heating coil (Lr2).
  • the first AC power from the first inverter 320 is supplied to the second induction heating coil (Lr2).
  • the third induction heating coil (Lr3) and the fourth induction heating coil (Lr4) are connected in parallel to each other to form a pair.
  • each of the third induction heating coil (Lr3) and the fourth induction heating coil (Lr4), for resonance, the second resonance capacitor (Cr2) and the third resonance capacitor (Cr3) may be connected, respectively.
  • Each of the induction heating coils (Lr2, Lr3) is supplied with a high-frequency AC power supply, it is possible to induce heating according to the above-described oil heating principle.
  • the switching elements (S2, S3) for determining the operation of each induction heating coil (Lr2, Lr3) may be connected to the third induction heating coil (Lr3) and the fourth induction heating coil (Lr4), respectively.
  • the third induction heating coil (Lr3) and the fourth induction heating coil (Lr4) is supplied with the first AC power from the first inverter 320 or the second AC power from the second inverter (322).
  • the power selector 330 performs a switching operation.
  • Power selection unit 330 the third induction heating coil (Lr3) and the second induction heating coil (Lr2) when both are operated, the first AC power and the second inverter 322 from the first inverter 320 Select any one of the second AC power from the control so that it is supplied to the third induction heating coil (Lr3), and the other is supplied to the fourth induction heating coil (Lr4).
  • the third induction heating coil (Lr3) may be controlled to supply the second AC power
  • the fourth induction heating coil (Lr4) may be controlled to supply the first AC power
  • the AC power can be supplied from different inverters. Accordingly, the same AC power is not supplied from the same inverter, so that power reduction does not occur, and each of the AC powers can be stably supplied.
  • the power selector 330 may include a relay element.
  • the relay element R is provided.
  • the relay element (R) is disposed between the inverters 320 and 322 and the fourth induction heating coil (Lr4), the fourth induction heating coil (Lr4) is any one of the first inverter 320 and the second inverter (322) A relay operation may be performed to be connected to .
  • control of the relay operation of the relay element R may be performed by a control signal of a controller (not shown).
  • a first resonance capacitor Cr1 may be connected to the first induction heating coil Lr1 for resonance.
  • a high-frequency AC power is supplied to the first induction heating coil Lr1 to induce heating according to the above-described oil heating principle.
  • the switching element (S1) for determining the operation of the first induction heating coil (Lr1) may be connected to the first induction heating coil (Lr1).
  • the third AC power from the third inverter 324 is supplied to the first induction heating coil (Lr1).
  • control unit not shown
  • the switching element (Sa.S'a) in the first inverter 320 the switching elements (Sb, S'b) in the second inverter 322, the third inverter (324) It is possible to control the operation of the switching elements Sc, S'c, the relay element R in the power selector 330, and the first to fourth switching elements S1 to S4 for the operation of each induction heating coil. .
  • a switching control signal according to a pulse width modulation (PWm) method may be output.
  • the switching elements in the first inverter 320 , the second inverter 322 , and the third inverter 324 are insulated gate bipolar transistors (IGBTs)
  • a gate driving control signal according to a pulse width modulation (PWm) method is output. can do.
  • control unit includes a temperature sensing unit (not shown) for detecting a temperature in the vicinity of each induction heating coil, and an input current detecting unit (not shown) for detecting an input current from a commercial AC power source. From , each corresponding value may be received, and the entire operation of the induction heating cooking appliance 100 may be stopped in case of abnormality.
  • 5A to 5C are diagrams illustrating various examples of a power conversion device related to the present invention.
  • FIG. 5A is an example of a circuit diagram of a power conversion device 210xa having a single-ended resonant inverter.
  • the power conversion device 210xa uses the voltage rectified by the rectifier RET, and uses a coil, a capacitor Cm, a resonance capacitor Cr, and one switching element Q. Thus, power is supplied to the inductive load Lr and the resistive element Rcq.
  • Figure 5b is an example of a circuit diagram of the power conversion device (210xb) having a half-bridge resonant inverter.
  • the power conversion device 210xb using the voltage rectified by the rectifying unit RET, a coil, a capacitor Cm, a pair of resonant capacitors Cr1, Cr2, a half-bridge type Power is supplied to the inductive load Lr and the resistive element Rcq using a pair of switching elements Q1 and Q2.
  • Figure 5c is an example of a circuit diagram of the power conversion device (210xc) having a full-bridge resonant inverter.
  • the power conversion device 210xc is, using a dc terminal voltage (Vdc), two pairs of switching elements Q1, Q2, Q3, Q4 of a full bridge type, an inductive load (Lr) and a resonance Power is supplied to the capacitor Cr.
  • Vdc dc terminal voltage
  • Lr inductive load
  • the operating frequency is small, and accordingly, the resonance capacitor and the resonance inductor
  • the size is large.
  • the withstand voltage of the switching element is high, the possibility of switching burnout is high, and the switching loss is large.
  • the present invention proposes a method for reducing the withstand voltage of the switching element while reducing the switching loss.
  • FIG. 6 is an example of a circuit diagram of a power conversion device according to an embodiment of the present invention
  • FIGS. 7 to 11 are diagrams referenced in the description of the operation of the power conversion device of FIG.
  • the power conversion device 210 includes a first capacitor Cs for storing a first voltage 0.5Vs, and a first capacitor Cs stored in the first capacitor Cs.
  • a first switching element SW1 turned on to output one voltage (0.5Vs) to a first node nda that is one end of the inductive load Lr, and one end is connected to the first switching element SW1,
  • the second switching element SW2 is turned on to decrease the voltage of the first node nda to the first voltage 0.5Vs, and the second voltage Vs greater than the first voltage 0.5Vs is applied to the inductive load.
  • a third switching element SW3 turned on to output to the first node nda, which is one end of Lr, and one end of the third switching element SW3 are connected, and the voltage of the first node nda is grounded and a fourth switching element SW4 that is turned on to fall to the voltage GND.
  • the switching frequency of the switching elements (Q1 ⁇ Q4) in the power conversion device (210xc) of Figure 5c may be approximately 30KHz
  • the switching of the first switching element to the fourth switching element (SW1 ⁇ SW4) of Figure 6 The frequency can be raised to approximately 200KHz.
  • the maximum resonance voltage compared to the input voltage can be supplied to the inductive load Lr.
  • the power conversion device 210 may further include a resonance capacitor Cr disposed between the other end ndb of the inductive load Lr and the ground GND. Accordingly, it is possible to supply maximum power to the inductive load Lr by using resonance.
  • the power conversion device 210 according to the embodiment of the present invention, the first diode (D1) and the second switching element (SW2) connected between the first switching element (SW1) and the first node (nda) and a second diode D2 connected between the second node ndc. Accordingly, it is possible to form a current path according to the turn-on of the first switching element SW1 or the turn-on of the second switching element SW2.
  • the anode of the first diode D1 is connected to the second node ndc
  • the cathode of the first diode D1 is connected to the first node nda
  • the second node ndc is connected to the second node ndc.
  • the cathode of the second diode D2 may be connected, and the anode of the second diode D2 may be connected to the first node nda.
  • the first switching element SW1 when the first switching element SW1 is turned on, the first diode D1 conducts, and a current flows through the first switching element SW1 and the first diode D1 in the capacitor Cs. flow, and no current flows in the direction of the second diode D2.
  • the power conversion device 210 the first switching element (SW1) and the second switching element (SW2) connected in series with each other, and one end is connected to the first switching element (SW1) and a first capacitor (Cs) for storing a first voltage (0.5Vs), and an inductive load (Lr) connected to a first node (nda) between the first and second switching elements (SW2) and , a third switching element (SW3) and a fourth switching element (SW4) are connected in series to each other, and the third switching element and the fourth switching element (SW4) are connected to a first node (nda), and a third A second voltage source for supplying the second voltage Vs is connected to the switching element SW3 , and the voltage of the first node nda is sequentially applied to the first switching element SW1 and the third switching element SW3 .
  • the voltage of the first node nda rises to the first voltage 0.5Vs by the turn-on of the first switching element SW1, and by the turn-on of the third switching element SW3, It may increase from one voltage (0.5Vs) to a second voltage (Vs). Accordingly, it is possible to reduce the switching loss when power is supplied to the inductive load Lr.
  • the voltage of the first node nda may be gradually decreased by sequentially turning on the second switching element SW2 and the fourth switching element SW4 . Accordingly, it is possible to reduce the switching loss when power is supplied to the inductive load Lr.
  • the voltage of the first node nda is changed from the second voltage Vs to the first voltage 0.5Vs by the second switching element SW2 is turned on. It may fall from the first voltage 0.5Vs to the ground voltage GND by turning on the fourth switching element SW4 .
  • FIG. 7 is a timing diagram illustrating the turn-on timing of each of the switching elements SW1 to SW4 in the power conversion device 210 of FIG. 6 and the voltage change of the first node nda accordingly.
  • the first switching element SW1 is turned on, and at a time point Tr1, the voltage of the first node nda changes from the ground voltage to the first voltage 0.5Vs ), and at a second time point Ta3 after the first time point Ta1, the third switching element SW3 is turned on, and at a time point Tr2, the voltage of the first node nda becomes the first voltage ( 0.5Vs) to the second voltage Vs, and at a third time point Ta2 after the second time point Ta3, the second switching element SW2 is turned on, and at a time point Tf1, the first node ( nda) drops from the second voltage Vs to the first voltage 0.5Vs, and at a fourth time point Ta4 after the third time point Ta2, the fourth switching element SW4 is turned on.
  • Tf2 the voltage of the first node nda may drop from the second voltage Vs to the ground voltage GND. Accordingly, it is possible to reduce the switching loss when power is
  • Figure 8a is a view showing the voltage (Vq1) and the current (Iq1) flowing across both ends of the switching element (Q1) in the power conversion device (210xc) having a full-bridge resonant inverter of Figure 5c (Iq1).
  • the switching element Q1 in the power conversion device 210xc is turned on for the supply of the second voltage Vs to the inductive load lr, and accordingly, the second abruptly from the ground voltage A voltage waveform that rises to the voltage Vs appears as shown in the figure.
  • the current Iq1 flowing through the switching element Q1 is partially increased when the voltage falls due to a time delay due to the inductive load Lr, and between the both ends voltage Vq1 and the current Iq1, A partially overlapping area (Ara) is generated.
  • This overlapping region Ara is power consumed by the switching element Q1 and appears as a switching loss.
  • FIG. 8B is a diagram illustrating a voltage Vsw1 and a current Isw1 flowing across both ends of the first switching element SW1 in the power conversion device 210 of FIG. 6 according to an embodiment of the present invention.
  • the first switching element SW1 in the power conversion device 210 is turned on to supply a first voltage (0.5Vs) to the inductive load lr, and thus, abruptly from the ground voltage A voltage waveform that rises to the first voltage (0.5Vs) appears as shown in the figure.
  • the current Isw1 flowing through the first switching element SW1 is partially increased when the voltage is lowered due to a time delay due to the inductive load Lr, and between the both ends of the voltage Vsw1 and the current Isw1 In this case, a partially overlapping region Arb is generated.
  • the overlapping region Arb is power consumed by the first switching element SW1 and appears as a switching loss.
  • the overlapping area Arb of FIG. 8B is smaller, so that the switching loss can be reduced.
  • the withstand voltage of the first switching element SW1 of FIG. 8B is about 0.5Vs, it is reduced by about half compared to the withstand voltage Vs of the switching element Q1 of FIG. 8A . Accordingly, the withstand voltage of the first switching element SW1 of FIG. 8B is reduced.
  • Figure 9a is a view showing a current path according to the turn-on of the switching elements (Q1, Q3) in the power converter (210xc) having a full-bridge resonant inverter of Figure 5c.
  • the first switching element Q1 and the fourth switching element Q4 are turned on, and accordingly, a current path such as Ipathxa is formed, and one end (nd) of the inductive load Lr The voltage of , rises from the ground voltage to the Vs voltage, and approximately maintains the Vs voltage.
  • the second switching element Q2 and the third switching element Q3 are turned on, and accordingly, a current path such as Ipath is formed, and the voltage of one end nd of the inductive load Lr is Vs voltage goes down from voltage to ground voltage.
  • Figure 9b is a view showing a current path according to the turn-on of the switching elements (SW1 ⁇ SW4) in the power conversion device 210 of Figure 6 according to an embodiment of the present invention.
  • the first switching element SW1 is turned on. Accordingly, a current path such as Ipath1 flowing through the capacitor Cs, the first switching element SW1, the first diode D1, the inductive load Lr, and the resonance capacitor Cr is formed.
  • the voltage of the first node nda rises from the ground voltage to the first voltage 0.5Vs.
  • the third switching element SW3 is turned on. Accordingly, a current path such as Ipath2 flowing through the second voltage source, the third switching element SW3, the inductive load Lr, and the resonance capacitor Cr is formed.
  • the voltage of the first node nda increases from the first voltage 0.5Vs to the second voltage Vs.
  • the second switching element SW2 is turned on. Accordingly, a current path such as Ipath3 flowing through the capacitor Cs, the second switching element SW2, the second diode D2, the inductive load Lr, and the resonance capacitor Cr is formed.
  • the voltage of the first node nda drops from the first voltage 0.5Vs to the ground voltage.
  • the fourth switching element SW4 is turned on. Accordingly, a current path such as Ipath4 flowing through the ground, the fourth switching element SW4, the inductive load Lr, and the resonance capacitor Cr is formed.
  • the voltage of the first node nda drops from the first voltage 0.5Vs to the ground voltage.
  • FIG. 10A (a) illustrates a current waveform flowing through the first switching element Q1 in relation to the current path of Ipathxa of FIG. 9A
  • FIG. 10A (b) is related to the current path of Ipathxb of FIG. 9A
  • the waveform of the current flowing through the third switching element Q3 is exemplified.
  • FIG. 10B illustrates a current waveform flowing through the first switching element SW1 in relation to the current path of Ipath1 of FIG. 9B
  • FIG. 10B is related to the current path of Ipath2 of FIG. 9B to illustrate a current waveform flowing through the third switching element SW3
  • FIG. 10B illustrates a current waveform flowing through the second switching element SW2 in relation to the current path of Ipath3 of FIG. 9B
  • FIG. (d) of 10b illustrates a current waveform flowing through the fourth switching element SW4 in relation to the current path of Ipath4 of FIG. 9B .
  • FIG. 10C exemplifies the voltage waveform VQ1 of the first switching element Q1 of FIG. 9A
  • (b) of FIG. 10C is the voltage waveform (SW1) of the first switching element SW1 of FIG. 9B Vsw1)
  • (c) of FIG. 10C illustrates the voltage waveform Vsw3 of the third switching element SW3 of FIG. 9B.
  • the maximum level of the voltage waveform VQ1 of the first switching element Q1 of FIG. 10C (a) is LV1
  • the maximum level of the voltage waveform Vsw1 of the first switching element SW1 of FIG. 10C (b) is LV1. It is approximately twice as large as Lv2.
  • the withstand voltage of the first switching element (SW1) in the power conversion device 210 is compared to the withstand voltage of the first switching element (Q1) in the power conversion device (210Xc) having a full-bridge inverter , is reduced by about half.
  • FIG. 10D illustrates the switching loss waveform LSx of the first switching element Q1 of FIG. 9A
  • (b) of FIG. 10D shows the switching loss of the first switching element SW1 of FIG. 9B.
  • the waveform LSs is illustrated.
  • the switching loss waveform LSx and the switching loss waveform LSs of FIG. 10D (a) may represent a power consumption waveform of the switching element.
  • the level of the switching loss waveform LSs of FIG. 10D (b) is smaller than that of the switching loss waveform LSx of FIG. 10D (a).
  • the power conversion device 210 according to the embodiment of the present invention, it is possible to reduce the switching loss when power is supplied to the inductive load (lr).
  • FIG. 11(a) shows the current waveform IL flowing through the inductive load Lr
  • FIG. 11(b) shows the voltage Vc across the resonant capacitor Cr
  • FIG. 11( c) is a diagram illustrating a switching sequence SWW according to the turn-on of the switch elements SW1 to SW4 in the power conversion device 210 of FIG. 9 .
  • a predetermined phase difference is generated between the current waveform IL flowing through the inductive load Lr and the voltage Vc across both ends of the true capacitor Cr.
  • the first switching element SW1 is turned on, and the Due to the resonance based on the resonance, the voltage of the first node nda rises to the first voltage 0.5Vs, and during the second period t2 partially overlapping the first period t1, the third switching element SW3 is turned on, and due to resonance based on the inductive load Lr and the resonance capacitor Cr, the voltage of the first node nda may rise from the first voltage 0.5Vs to the second voltage Vs. have. Accordingly, it is possible to reduce the switching loss when power is supplied to the inductive load Lr.
  • the overlapping period may be approximately 0.1 times the turn-on period of the first switching element SW1 or the third switching element SW3 .
  • the second switching element SW2 is turned on, and by resonance based on the inductive load Lr and the resonance capacitor Cr, the The voltage of the first node nda drops from the second voltage Vs to the first voltage 0.5Vs, and during the fourth period t4 partially overlapping the third period t3, the fourth switching element SW4 ) is turned on, and due to resonance based on the inductive load Lr and the resonance capacitor Cr, the voltage of the first node nda may drop from the first voltage 0.5Vs to the ground voltage GND. have. Accordingly, it is possible to reduce the switching loss when power is supplied to the inductive load Lr.
  • the overlapping period may be approximately 0.1 times the turn-on period of the second switching element SW2 or the fourth switching element SW4 .
  • the power conversion device 210 by controlling the frequency value even if the input voltage (eg, Vs) is low, the maximum energy is supplied to both ends of the inductive load (Lr). can be controlled
  • the power conversion device 210 according to the embodiment of the present invention, it is possible to minimize the noise filter by minimizing conduction noise (conduction noise).
  • the present invention is applicable to a power converter and a home appliance having the same, and more particularly, to a power converter capable of reducing switching loss when supplying power to an inductive load and a home appliance having the same .

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Abstract

본 발명은 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것이다. 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치는, 제1 전압을 저장하는 제1 커패시터와, 제1 커패시터에 저장된 제1 전압을 유도성 부하의 일단인 제1 노드에 출력하도록 턴 온되는 제1 스위칭 소자와, 제1 스위칭 소자에 일단이 접속되며, 제1 노드의 전압을 제1 전압으로 하강하도록 턴 온되는 제2 스위칭 소자와, 제1 전압 보다 큰 제2 전압을 유도성 부하의 일단인 제1 노드에 출력하도록 턴 온되는 제3 스위칭 소자와, 제3 스위칭 소자의 일단이 접속되며, 제1 노드의 전압을 그라운드 전압으로 하강하도록 턴 온되는 제4 스위칭 소자를 포함한다. 이에 의해, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.

Description

전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스
본 발명은 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것이며, 더욱 상세하게는 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 관한 것이다.
전력변환장치는, 입력되는 전력을 변환하여, 부하에 변환된 전력을 공급하는 장치이다.
한편, 부하가 유도성 부하인 경우, 전력변환장치로, 싱글 엔디드(Single-ended) 공진형 인버터, 하프 브릿지 공진형 인버터가 사용된다.
그러나, 싱글 엔디드 공진형 인버터와, 하프 브릿지 공진형 인버터를 사용할 경우, 동작 주파수가 작으며, 이에 따라, 공진 커패시터와 공진 인덕터의 사이즈가 크다는 단점이 있다.
또한, 스위칭 소자의 내압이 높아, 스위칭 소손 가능성이 높으며, 스위칭 손실이 크다는 단점이 있다.
본 발명의 목적은, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스를 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 소자의 내압을 저감할 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스를 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은, 유도성 부하에 공진을 이용하여 최대 전력을 공급할 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스를 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 제1 전압을 저장하는 제1 커패시터와, 제1 커패시터에 저장된 제1 전압을 유도성 부하의 일단인 제1 노드에 출력하도록 턴 온되는 제1 스위칭 소자와, 제1 스위칭 소자에 일단이 접속되며, 제1 노드의 전압을 제1 전압으로 하강하도록 턴 온되는 제2 스위칭 소자와, 제1 전압 보다 큰 제2 전압을 유도성 부하의 일단인 제1 노드에 출력하도록 턴 온되는 제3 스위칭 소자와, 제3 스위칭 소자의 일단이 접속되며, 제1 노드의 전압을 그라운드 전압으로 하강하도록 턴 온되는 제4 스위칭 소자를 포함한다.
한편, 제1 시점에, 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 제1 노드의 전압이 제1 전압으로 상승하며, 제1 시점 이후의 제2 시점에, 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 제2 전압으로 상승하며, 제2 시점 이후의 제3 시점에, 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 제1 노드의 전압이 제2 전압에서 제1 전압으로 하강하며, 제3 시점 이후의 제4 시점에, 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 제1 노드의 전압이 제2 전압에서 그라운드 전압으로 하강할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 유도성 부하의 타단과 그라운드 사이에 배치되는 공진 커패시터를 더 포함할 수 있다.
한편, 제1 기간 동안, 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압으로 상승하며, 제1 기간과 일부 중첩되는 제2 기간 동안, 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 제2 전압으로 상승할 수 있다.
한편, 제2 기간과 이격된 제3 기간 동안, 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제2 전압에서 제1 전압으로 하강하며, 제3 기간과 일부 중첩되는 제4 기간 동안, 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 그라운드 전압으로 하강할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 제1 스위칭 소자와 제1 노드 사이에 접속되는 제1 다이오드와, 제2 스위칭 소자와 제2 노드 사이에 접속되는 제2 다이오드를 더 포함할 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자와, 제1 스위칭 소자에 일단이 접속되며, 제1 전압을 저장하는 제1 커패시터와, 제1 스위치 소자와 제2 스위칭 소자 사이의 제1 노드에 접속되는 유도성 부하와, 서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자를 구비하고, 제3 스위치 소자와 제4 스위칭 소자 사이는 제1 노드에 접속되며, 제3 스위칭 소자에 제2 전압을 공급하는 제2 전압원이 접속되며, 제1 노드의 전압은, 제1 스위칭 소자와 제3 스위칭 소자의 순차적인 턴 온에 의해, 단계적으로 상승한다.
한편, 제1 노드의 전압은, 제1 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 제1 전압으로 상승하며, 제3 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 제1 전압에서 제2 전압으로 상승할 수 있다.
한편, 제1 노드의 전압은, 제2 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자의 순차적인 턴 온에 의해, 단계적으로 하강할 수 있다.
한편, 제1 노드의 전압은, 제1 노드의 전압은, 제2 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 제2 전압에서 제1 전압으로 하강하며, 제4 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 제1 전압에서 그라운드 전압으로 하강할 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 제1 노드의 일단이 접속되는 유도성 부하와, 유도성 부하의 타단과 그라운드 사이에 배치되는 공진 커패시터를 더 포함할 수 있다.
한편, 제1 기간 동안, 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압으로 상승하며, 제1 기간과 일부 중첩되는 제2 기간 동안, 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 제2 전압으로 상승할 수 있다.
한편, 제2 기간과 이격된 제3 기간 동안, 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제2 전압에서 제1 전압으로 하강하며, 제3 기간과 일부 중첩되는 제4 기간 동안, 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 그라운드 전압으로 하강할 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 제1 스위칭 소자와 제1 노드 사이에 접속되는 제1 다이오드와, 제2 스위칭 소자와 제2 노드 사이에 접속되는 제2 다이오드를 더 포함할 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 제1 전압을 저장하는 제1 커패시터와, 제1 커패시터에 저장된 제1 전압을 유도성 부하의 일단인 제1 노드에 출력하도록 턴 온되는 제1 스위칭 소자와, 제1 스위칭 소자에 일단이 접속되며, 제1 노드의 전압을 제1 전압으로 하강하도록 턴 온되는 제2 스위칭 소자와, 제1 전압 보다 큰 제2 전압을 유도성 부하의 일단인 제1 노드에 출력하도록 턴 온되는 제3 스위칭 소자와, 제3 스위칭 소자의 일단이 접속되며, 제1 노드의 전압을 그라운드 전압으로 하강하도록 턴 온되는 제4 스위칭 소자를 포함한다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다. 또한, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 소자의 내압을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제1 시점에, 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 제1 노드의 전압이 제1 전압으로 상승하며, 제1 시점 이후의 제2 시점에, 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 제2 전압으로 상승하며, 제2 시점 이후의 제3 시점에, 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 제1 노드의 전압이 제2 전압에서 제1 전압으로 하강하며, 제3 시점 이후의 제4 시점에, 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 제1 노드의 전압이 제2 전압에서 그라운드 전압으로 하강할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 유도성 부하의 타단과 그라운드 사이에 배치되는 공진 커패시터를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 공진을 이용하여 최대 전력을 공급할 수 있게 된다.
한편, 제1 기간 동안, 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압으로 상승하며, 제1 기간과 일부 중첩되는 제2 기간 동안, 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 제2 전압으로 상승할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제2 기간과 이격된 제3 기간 동안, 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제2 전압에서 제1 전압으로 하강하며, 제3 기간과 일부 중첩되는 제4 기간 동안, 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 그라운드 전압으로 하강할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 제1 스위칭 소자와 제1 노드 사이에 접속되는 제1 다이오드와, 제2 스위칭 소자와 제2 노드 사이에 접속되는 제2 다이오드를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 제1 스위칭 소자의 턴 온 또는 제2 스위칭 소자의 턴 온에 따른 전류 패쓰를 형성할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자와, 제1 스위칭 소자에 일단이 접속되며, 제1 전압을 저장하는 제1 커패시터와, 제1 스위치 소자와 제2 스위칭 소자 사이의 제1 노드에 접속되는 유도성 부하와, 서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자를 구비하고, 제3 스위치 소자와 제4 스위칭 소자 사이는 제1 노드에 접속되며, 제3 스위칭 소자에 제2 전압을 공급하는 제2 전압원이 접속되며, 제1 노드의 전압은, 제1 스위칭 소자와 제3 스위칭 소자의 순차적인 턴 온에 의해, 단계적으로 상승한다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다. 또한, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 소자의 내압을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제1 노드의 전압은, 제1 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 제1 전압으로 상승하며, 제3 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 제1 전압에서 제2 전압으로 상승할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제1 노드의 전압은, 제2 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자의 순차적인 턴 온에 의해, 단계적으로 하강할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제1 노드의 전압은, 제1 노드의 전압은, 제2 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 제2 전압에서 제1 전압으로 하강하며, 제4 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 제1 전압에서 그라운드 전압으로 하강할 수 있다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 제1 노드의 일단이 접속되는 유도성 부하와, 유도성 부하의 타단과 그라운드 사이에 배치되는 공진 커패시터를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 공진을 이용하여 최대 전력을 공급할 수 있게 된다.
한편, 제1 기간 동안, 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압으로 상승하며, 제1 기간과 일부 중첩되는 제2 기간 동안, 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 제2 전압으로 상승할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제2 기간과 이격된 제3 기간 동안, 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제2 전압에서 제1 전압으로 하강하며, 제3 기간과 일부 중첩되는 제4 기간 동안, 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 유도성 부하와 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 제1 노드의 전압이 제1 전압에서 그라운드 전압으로 하강할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스는, 제1 스위칭 소자와 제1 노드 사이에 접속되는 제1 다이오드와, 제2 스위칭 소자와 제2 노드 사이에 접속되는 제2 다이오드를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 제1 스위칭 소자의 턴 온 또는 제2 스위칭 소자의 턴 온에 따른 전류 패쓰를 형성할 수 있게 된다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 홈 어플라이언스의 일예인 유도가열 조리기기의 외부 사시도이다.
도 2는 도 1의 유도가열 조리기기의 내부 블록도의 일예이다.
도 3은 도 1의 유도가열 조리기기의 전력 공급의 일예를 보여주는 도면이다.
도 4는 도 3에 따른 유도가열 조리기기의 내부 회로도의 일예이다.
도 5a 내지 도 5c는 본 발명과 관련된 전력변환장치의 다양한 예를 도시한 도면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치의 회로도의 일예이다.
도 7 내지 도 11은 도 6의 전력변환장치의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
이하에서는 도면을 참조하여 본 발명을 보다 상세하게 설명한다.
이하의 설명에서 사용되는 구성요소에 대한 접미사 "모듈" 및 "부"는 단순히 본 명세서 작성의 용이함만이 고려되어 부여되는 것으로서, 그 자체로 특별히 중요한 의미 또는 역할을 부여하는 것은 아니다. 따라서, 상기 "모듈" 및 "부"는 서로 혼용되어 사용될 수도 있다.
본 발명의 일 실시예에 따른 홈 어플라이언스는, 유도성 부하를 구비하는 홈 어플라이언스로서, 유도가열 코일을 구비하는 조리기기, 모터를 구비하는 세탁물 처리기기, 공기조화기, 냉장고, 이동 로봇, 로봇 청소기, 청소기, 정수기, 드론, 차량 등의 적용 가능하다. 이하에서는, 홈 어플라이언스의 일예로 유도가열 조기기기를 중심으로 기술한다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 홈 어플라이언스의 일예인 유도가열 조리기기의 외부 사시도이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 의한 유도가열 조리기기(100)는, 가열 플레이트(110), 제1 가열부(130), 제2 가열부(132), 제3 가열부(134), 입력부(125), 및 디스플레이(180)를 포함할 수 있다.
가열 플레이트(110)는 유도가열 조리기기(100)의 케이싱으로서, 각 가열부 상에 배치된다. 가열 플레이트(110)는, 세라믹, 강화 유리 등 다양한 재질로 구현가능하다.
가열 플레이트(110)의 상부에 조리용기가 배치되며, 특히 조리용기(195)가 후술하는 각 가열부(130,132,134) 상 중 적어도 하나에 배치되는 경우, 유도 가열 원리에 의해 가열되게 된다.
제1 가열부(130)는, 복수의 유도 가열 코일 및 공진용 커패시터(미도시)를 구비한다.
도면에서는, 제1 가열부(130)가, 제1 코일(Lr1) 및 제2 코일(Lr2)을 구비하는 것을 예시한다.
이 중 제1 코일(Lr1)은, 조리 용기의 온도 검출을 위해 사용되는 유도 가열 코일일 수 있으며, 제2 2 유도 가열 코일(Lr2)은, 조리 용기의 가열시의 사용되는 유도 가열 코일일 수 있다.
도면에서는, 제2 유도 가열 코일(Lr2)이 제1 유도 가열 코일(Lr1)의 외주에 배치되는 것으로 예시한다.
조리용기(195)가, 제1 가열부(130), 특히 제2 유도 가열 코일(Lr2) 상에 높인 상태에서, 제2 유도 가열 코일(Lr2)에 교류 전류, 특히 고주파의 교류 전류가 흐르는 경우, 제2 유도 가열 코일(Lr2)과 공진용 커패시터(미도시)에 의한 공진에 의해, 제2 유도 가열 코일(Lr2)에 자기장이 발생하며, 자기장에 의한 전자기 유도 효과로 인하여, 조리용기(195)에 와전류(Eddy current)가 유도되게 된다. 이 와전류에 의해 조리 용기의 저항 성분에서 주울(Joul) 열이 발생하여 조리 용기가 가열되게 된다.
제2 가열부(132)는, 제3 유도 가열 코일(Lr3) 및 공진용 커패시터(미도시)를 구비한다. 조리용기(195)가 제2 가열부(132), 특히 제3 유도 가열 코일(Lr3) 상에 높인 상태에서, 고주파의 교류 전류가 흐르는 경우, 상술한 바와 같이 와전류에 의해, 조리 용기(195)가 가열되게 된다.
제3 가열부(134)는, 제4 유도 가열 코일(Lr4) 및 공진용 커패시터(미도시)를 구비한다. 조리용기(195)가 제3 가열부(134), 특히 제4 유도 가열 코일(Lr4) 상에 높인 상태에서, 고주파의 교류 전류가 흐르는 경우, 상술한 바와 같이 와전류에 의해, 조리 용기(195)가 가열되게 된다.
입력부(125)는, 사용자에 의해 조작에 따라, 유도가열 조리기기(100)를 동작되도록 한다. 예를 들어, 사용자의 조작에 의해, 제1 가열부(130), 제2 가열부(132), 제3 가열부(134) 중 적어도 어느 하나를 가열할지, 또는, 제1 가열부(130) 내의 제1 유도 가열 코일(Lr1) 및 제2 유도 가열 코일(Lr2) 중 어디에 전류가 공급되도록 할지, 또는 각 가열부의 동작 시간 선택 또는 온도 선택 등이 결정될 수 있다.
입력부(125)는 도면과 같이, 각 가열부(130,132,134) 별로 구비되는 것도 가능하다.
디스플레이(180)는, 유도가열 조리기기(100)의 전반적인 동작 상태를 표시한다. 각 가열부(130,132,134)가 동작되는 중 인지 여부, 가열중인 조리 용기(195)의 온도 등이 표시된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 유도가열 조리기기(100) 외에, 복사열(radiant heat) 방식의 조리기기는, 유도가열 조리기기(100)와 마찬가지로, 가열 플레이트(110) 하의 가열부를 이용하므로, 불꽃이 없어, 안정성이 높다는 장점이 있다. 그러나, 복사열 방식에 따라 가열부 자체의 온도가 상승하게 되므로, 가열부의 보호를 위해, 온/오프 제어가 필요하게 된다.
그러나, 본 발명의 실시예에 따른 유도가열 조리기기(100)는, 고주파에 의한 유도 가열 원리를 이용하므로, 가열부, 특히, 유도가열 코일이 직접 가열되지 않아, 지속적으로 고주파 전류를 공급할 수 있게 되므로, 높은 에너지 효율 및 가열 시간을 단축시킬 수 있다는 장점이 있다.
한편, 유도가열 조리기기(100)는, 금속 성분을 포함한 자성체의 조리 용기인 경우에 유도 가열이 효율적으로 수행되므로, 이를 보완하기 위해, 즉 비자성체의 조리 용기의 경우에도 가열이 수행되도록 하기 위해, 별도로 전열 가열부(미도시)를 더 구비할 수 있다. 전열 가열부(미도시)는, 각 가열부(130,132,134) 중 적어도 하나에 배치될 수도 있다. 그 외, 유도가열 조리기기(100)는, 조리 용기의 종류를 검출하는 부하 검출부(미도시)를 더 구비할 수도 있다.
도 2는 도 1의 유도가열 조리기기의 내부 블록도의 일예이다.
도면을 참조하면, 유도 가열 조리기기(100)는, 제1 전력변환장치(210a), 제2 전력변환장치(210b), 입력부(125), 디스플레이(180), 및 온도 검출부(400)를 구비할 수 있다.
제1 전력변환장치(210a), 제2 전력변환장치(210b)는, 조리기(100) 내의 복수의 유도 가열 코일에 전력을 공급할 수 있다.
도 3에서는, 제1 전력변환장치(210a)가, 제2 유도 가열 코일(Lr2), 제3 유도 가열 코일(Lr3), 및 제4 유도 가열 코일(Lr4)에 전력을 공급하고, 제2 전력변환장치(210b)가, 제1 유도 가열 코일(Lr1)에 전력을 공급하는 것을 예시한다.
입력부(125)는, 조리기기(100)의 동작과 관련된 버튼, 터치 스크린 등을 구비할 수 있으며, 입력부(125)에서 입력된 신호는, 제어부(170)로 전송될 수 있다.
디스플레이(180)는, 조리기기(100)의 동작 상태와 관련한 정보를 표시할 수 있다. 예를 들어, 조리와 관련된 조리 시간, 남은 시간, 조리 종류 정보, 조리 용기의 온도 등을 표시할 수 있다.
온도 검출부(400)는, 조리 용기(195)의 온도를 검출할 수 있다. 온도 검출을 위해, IR 센서 등의 방식이 있으나, 본 발명에서는, 간편하고, 제조 비용 저감 등을 고려하여, 온도에 따라 저항값이 가변되는 저항 소자를 활용하는 방안을 제시한다. 저항 소자의 배치에 대해서는, 도 5 이하를 참조하여 기술한다.
제어부(170)는, 조리기기(100)의 전반적인 동작을 제어한다.
예를 들어, 제어부(170)는, 제1 전력변환장치(210a), 제2 전력변환장치(210b), 입력부(125), 디스플레이(180), 및 온도 검출부(400) 등의 동작을 제어할 수 있다.
구체적으로, 입력부(25)에서 입력되는 온도 신호에 따라, 조리가 수행되도록, 제1 전력변환장치(210a) 또는 제2 전력변환장치(210b)를 제어할 수 있다.
한편, 제어부(170)는, 온도 검출부(400)에서 감지되는 온도 정보를 수신하며, 디스플레이(180)에 온도 정보가 표시되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(170)는, 제1 코일(Lr1)에 펄스 신호가 인가되도록 제어하며, 펄스 신호에 대응하여, 저항 소자에 흐르는 전류에 기초하여, 조리 용기(195)의 온도를 검출할 수 있다.
한편, 제어부(170)는, 조리 용기(195) 가열시, 제2 코일(Lr2)이 계속 동작하도록 제어하며, 제1 코일(Lr1)에 펄스 신호가 반복하여 인가되도록 제어할 수 있다.
한편, 제어부(170)는, 제2 코일(Lr2)이 동작 시간 또는 조리 용기(195)의 온도에 따라, 제1 코일(Lr1)의 펄스 신호의 폭이 가변되거나, 펄스 신호의 인가 시간이 가변되도록 제어할 수 있다.
도 3는 도 1의 유도가열 조리기기의 전력 공급의 일예를 보여주는 도면이다.
도 3를 참조하여 설명하면, 유도가열 조리기기(100)는 제1 전력변환장치(210a), 및 제2 전력변환장치(210b)를 더 포함할 수 있다.
제1 전력변환장치(210a)는, 제1 가열부(130) 내의 제2 유도 가열 코일(Lr2), 제2 가열부(132) 내의 제3 유도 가열 코일(Lr3), 및 제3 가열부(134) 내의 제4 유도 가열 코일(Lr4)에 전력을 공급할 수 있다. 여기서 전력은, 고주파의 교류 전류일 수 있다.
제2 전력변환장치(210b)는, 제1 가열부(130) 내의 제1 유도 가열 코일(Lr1)에 전력을 공급할 수 있다.
이와 같이, 복수의 유도 가열 코일이 중첩되어 배치되는 제1 가열부(130) 내의 각 유도 가열 코일에 서로 다른 전력변환장치로부터 전력을 공급함으로써, 고주파의 교류 전류를 사용하는 유도가열 조리기기를 파워 저감없이 효율적으로 또한 안정적으로 구동시킬 수 있게 된다.
도 4는 도 3에 따른 유도가열 조리기기의 내부 회로도의 일예이다.
도면을 참조하여 설명하면, 본 발명의 일실시예에 따른 제1 전력변환장치(210a)는, 제1 컨버터(310), 제2 컨버터(312), 제1 리액터(L1), 제2 리액터(L2), 제1 평활 커패시터(C1), 제2 평활 커패시터(C2), 제1 인버터(320), 제2 인버터(322), 전원 선택부(330), 제2 내지 제4 스위칭 소자(S2~S4)를 포함할 수 있다.
제2 전력변환장치(210b)는, 제3 컨버터(314), 제3 리액터(L3), 제3 평활 커패시터(C3), 제3 인버터(324), 제1 스위칭 소자(S1)를 포함할 수 있다.
제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)는, 상용 교류 전원(305)을 입력받아, 이를 각각 직류 전원으로 변환하여 출력한다. 예를 들어, 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)는 다이오드 소자를 구비하고, 다이오드 소자에서 정류된 전원을 직류 전원으로 출력할 수 있다.
한편, 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)는, 다이오드 소자 및 스위칭 소자를 구비하고, 스위칭 소자의 스위칭 동작 및 다이오드 소자의 정류 특성에 따라 변환되는 직류 전원을 출력할 수도 있다.
이하에서는 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)가 스위칭 소자가 아닌 다이오드 소자로 이루어진 것을 중심으로 기술한다.
한편, 상용 교류 전원(305)은 단상 교류 전원 또는 삼상 교류 전원일 수 있다. 단상 교류 전원인 경우, 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)는, 브릿지 형태로서 4개의 다이오드 소자를 포함할 수 있다. 삼상 교류 전원인 경우, 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312))는, 6개의 다이오드 소자를 포함할 수도 있다.
한편, 제3 컨버터(314)는, 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)와 같이, 상용 교류 전원을 입력받아, 이를 직류 전원으로 변환하여 출력한다. 이때, 파워 저감을 방지하기 위해, 제3 컨버터(314)는, 별도의 상용 교류 전원(307)을 입력받을 수 있다.
제1 리액터(L1)와 제2 리액터(L2)는, 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)의 일단에 각각 접속되어, 교류 성분의 에너지를 축적하여, 고조파 전류 성분 또는 노이즈 성분을 제거하는 역할을 수행한다.
제3 리액터(L3)는, 제3 컨버터(314)의 일단에 접속되어, 교류 성분의 에너지를 축적하여, 고조파 전류 성분 또는 노이즈 성분을 제거하는 역할을 수행한다.
제1 평활 커패시터(C1)와 제2 평활 커패시터(C2)는, 각각 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)의 출력단에 접속된다. 도면에서는 커패시터와 컨버터(310,215) 사이에 각각 리액터(L1,L2)가 배치되는 것으로 한다.
제1 평활 커패시터(C1)와 제2 평활 커패시터(C2)는, 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)로부터 출력되는 정류된 전원을 직류 전원으로 평활하게 된다. 이하에서는 제1 컨버터(310)와 제2 컨버터(312)의 출력단을 각각 제1 dc 단, 제2 dc 단이라고 한다. 제1 dc 단, 제2 dc 단의 평활된 직류 전압은 각각 제1 인버터(320) 및 제2 인버터(322)에 인가된다.
제3 커패시터(C3)는, 제3 컨버터(314)의 출력단에 접속되며, 제3 컨버터(312)로부터 출력되는 정류된 전원을 직류 전원으로 평활하게 된다. 제3 컨버터(314)의 출력단은 제3 dc 단이라 한다.
제1 인버터(320), 제2 인버터(322), 제3 인버터(324)는, 각각 복수개의 스위칭 소자를 구비하고, 스위칭 소자의 온/오프 동작에 의해, 평활된 직류 전원을 소정 주파수의 교류 전원으로 변환한다.
제1 인버터(320)는, 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sa) 및 하암 스위칭 소자(S'a)를 구비한다. 각 스위칭 소자(Sa,S'a)에는 다이오드가 역병렬로 연결된다. 또한, 각 스위칭 소자(Sa,S'a)에는 스너버 커패시터가 각각 병렬로 연결된다.
제1 인버터(320) 내의 스위칭 소자들(Sa,S'a)은, 제어부(미도시)로부터의 제1 스위칭 제어신호에 기초하여, 턴 온/ 턴 오프 동작을 하게 된다. 이때, 스위칭 소자들(Sa,S'a)은, 서로 상보적으로 동작할 수도 있다.
제2 인버터(322)는, 제1 인버터(320)와 유사하게, 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sb) 및 하암 스위칭 소자(S'b)를 구비한다. 각 스위칭 소자(Sb,S'b)에는 다이오드가 역병렬로 연결된다. 또한, 각 스위칭 소자(Sb,S'b)에는 스너버 커패시터가 각각 병렬로 연결된다.
제2 인버터(320) 내의 스위칭 소자들(Sb,S'b)은, 제어부(미도시)로부터의 제2 스위칭 제어신호에 기초하여, 턴 온/ 턴 오프 동작을 하게 된다.
제1 인버터(320)와 제2 인버터(322)의 동작은 별개로 수행될 수 있다. 즉, 각각 제1 고주파 교류 전원 및 제2 고주파 교류 전원을 생성하여 출력할 수 있다.
제3 인버터(324)는, 제1 인버터(320)와 유사하게, 서로 직렬 연결되는 상암 스위칭 소자(Sc) 및 하암 스위칭 소자(S'c)를 구비한다. 그 외, 다이오드 및 스터버 커패시터가 연결된다.
제2 유도 가열 코일(Lr2)에는, 공진을 위해 제4 공진 커패시터(Cr4)가 접속될 수 있다. 제2 유도 가열 코일(Lr2)에는 고주파 교류 전원이 공급되어, 상술한 유 가열 원리에 따라, 가열이 유도되도록 할 수 있다. 이때, 제2 유도 가열 코일(Lr2)의 동작을 결정하는 스위칭 소자(S4)가 제2 유도 가열 코일(Lr2)에 접속될 수 있다.
한편, 제2 유도 가열 코일(Lr2)에는 제1 인버터(320)으로부터의 제1 교류 전원이 공급되게 된다.
제3 유도 가열 코일(Lr3)과 제4 유도 가열 코일(Lr4)은 서로 병렬 접속되어 한 쌍을 이룬다. 한편, 각 제3 유도 가열 코일(Lr3)과 제4 유도 가열 코일(Lr4)에는, 공진을 위해 각각 제2 공진 커패시터(Cr2)와 제3 공진 커패시터(Cr3)가 접속될 수 있다. 각 유도 가열 코일(Lr2,Lr3)에는 고주파 교류 전원이 공급되어, 상술한 유 가열 원리에 따라, 가열이 유도되도록 할 수 있다. 이때, 각 유도 가열 코일(Lr2,Lr3)의 동작을 결정하는 스위칭 소자(S2,S3)가 각각 제3 유도 가열 코일(Lr3)과 제4 유도 가열 코일(Lr4)에 접속될 수 있다.
한편, 제3 유도 가열 코일(Lr3)과 제4 유도 가열 코일(Lr4)에는 제1 인버터(320)으로부터의 제1 교류 전원 또는 제2 인버터(322)로부터의 제2 교류 전원이 공급되게 된다. 이를 위해, 전원 선택부(330)가 스위칭 동작을 수행한다.
전원 선택부(330)는, 제3 유도 가열 코일(Lr3) 및 제2 유도 가열 코일(Lr2)이 모두 동작되는 경우에 제1 인버터(320)로부터의 제1 교류전원 및 제2 인버터(322)로부터의 제2 교류전원 중 어느 하나를 선택하여, 제3 유도 가열 코일(Lr3)에 공급되도록 하고, 다른 하나는 제4 유도 가열 코일(Lr4)에 공급되도록 제어한다.
예를 들어, 제3 유도 가열 코일(Lr3)에는 제2 교류전원을 공급하도록 제어하고, 제4 유도 가열 코일(Lr4)에는 제1 교류전원을 공급하도록 제어할 수 있다.
이에 의해, 동일 인버터에 병렬로 접속되는 복수개의 유도 가열 코일 중 적어도 3개 이상이 턴 온되어야 하는 경우, 각 유도 가열 코일에 인가되는 교류 전원을 분리할 수 있게 된다. 즉, 서로 다른 인버터로부터 해당 교류 전원을 공급받을 수 있게 된다. 이에 의해, 동일 인버터로부터 동일 교류 전원을 공급받지 않게 되어 파워 저감이 일어나지 않으며, 안정적으로 각각 교류 전원을 공급받을 수 있게 된다.
이를 위해 전원 선택부(330)는, 릴레이 소자를 구비할 수 있다. 도면에서는 릴레이 소자(R)를 구비하는 것을 예시한다.
릴레이 소자(R)는, 인버터(320,322)와 제4 유도 가열 코일(Lr4) 사이에 배치되어, 제4 유도 가열 코일(Lr4)이 제1 인버터(320) 와 제2 인버터(322) 중 어느 하나에 접속되도록 릴레이 동작을 수행할 수 있다.
한편, 릴레이 소자(R)의 릴레이 동작의 제어는, 제어부(미도시)의 제어 신호에 의해 수행될 수 있다.
제1 유도 가열 코일(Lr1)에는, 공진을 위해 제1 공진 커패시터(Cr1)가 접속될 수 있다. 제1 유도 가열 코일(Lr1)에는 고주파 교류 전원이 공급되어, 상술한 유 가열 원리에 따라, 가열이 유도되도록 할 수 있다. 이때, 제1 유도 가열 코일(Lr1)의 동작을 결정하는 스위칭 소자(S1)가 제1 유도 가열 코일(Lr1)에 접속될 수 있다.
한편, 제1 유도 가열 코일(Lr1)에는 제3 인버터(324)으로부터의 제3 교류 전원이 공급되게 된다.
한편, 제어부(미도시)는, 제1 인버터(320) 내의 스위칭 소자(Sa.S'a), 제2 인버터(322) 내의 스위칭 소자(Sb,S'b), 제3 인버터(324) 내의 스위칭 소자(Sc,S'c), 전원 선택부(330) 내의 릴레이 소자(R), 각 유도 가열 코일의 동작을 위한 제1 내지 제4 스위칭 소자(S1 ~S4)의 동작을 제어할 수 있다.
특히, 제1 인버터(320), 제2 인버터(322), 및 제3 인버터(324)의 제어를 위해, 펄스 폭 변조(PWm) 방식에 따른 스위칭 제어 신호를 출력할 수 있다. 제1 인버터(320), 제2 인버터(322), 및 제3 인버터(324) 내의 스위칭 소자가 IGBT(Insulated gate bipolar transistor)인 경우, 펄스 폭 변조(PWm) 방식에 따른 게이트 구동 제어 신호를 출력할 수 있다.
한편, 제어부(미도시)는, 각 유도 가열 코일 부근의 온도를 감지하는 온도를 감지하는 온도 감지부(미도시)와, 상용 교류 전원으로부터의 입력 전류를 검출하는 입력 전류 검출부(미도시)로 부터, 각각 해당 값을 입력받아, 이상시 유도가열 조리기기(100) 전체의 동작을 중지시킬 수도 있다.
도 5a 내지 도 5c는 본 발명과 관련된 전력변환장치의 다양한 예를 도시한 도면이다.
먼저, 도 5a는, 싱글 엔디드 공진형 인버터를 구비하는 전력변환장치(210xa)의 회로도의 일예이다.
도면을 참조하면, 전력변환장치(210xa)는, 정류부(RET)에서 정류된 전압을 이용하여, 코일(coil), 커패시터(Cm), 공진 커패시터(Cr), 하나의 스위칭 소자(Q)를 이용하여, 유도성 부하(Lr) 및 저항 소자(Rcq)에 전력을 공급한다.
다음, 도 5b는 하프 브릿지 공진형 인버터를 구비하는 전력변환장치(210xb)의 회로도의 일예이다.
도면을 참조하면, 전력변환장치(210xb)는, 정류부(RET)에서 정류된 전압을 이용하여, 코일(coil), 커패시터(Cm), 한 쌍의 공진 커패시터(Cr1,Cr2), 하프 브릿지 형태의 한 쌍의 스위칭 소자(Q1,Q2)를 이용하여, 유도성 부하(Lr) 및 저항 소자(Rcq)에 전력을 공급한다.
다음, 도 5c는 풀 브릿지 공진형 인버터를 구비하는 전력변환장치(210xc)의 회로도의 일예이다.
도면을 참조하면, 전력변환장치(210xc)는, dc단 전압(Vdc), 풀 브릿지 형태의 두 쌍의 스위칭 소자(Q1,Q2,Q3,Q4)를 이용하여, 유도성 부하(Lr) 및 공진 커패시터(Cr)에 전력을 공급한다.
그러나, 싱글 엔디드 공진형 인버터를 구비하는 전력변환장치(210xa)와, 하프 브릿지 공진형 인버터를 구비하는 전력변환장치(210xb)를 사용할 경우, 동작 주파수가 작으며, 이에 따라, 공진 커패시터와 공진 인덕터의 사이즈가 크다는 단점이 있다. 또한, 스위칭 소자의 내압이 높아, 스위칭 소손 가능성이 높으며, 스위칭 손실이 크다는 단점이 있다.
한편, 풀 브릿지 공진형 인버터를 구비하는 전력변환장치(210xc)를 사용항 경우, 스위칭 소자의 내압이 높아, 스위칭 소손 가능성이 높으며, 스위칭 손실이 크다는 단점이 있다.
이에 본 발명에서는, 스위칭 손실을 저감하면서, 스위칭 소자의 내압을 저감하는 방안을 제시한다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 전력변환장치의 회로도의 일예이고, 도 7 내지 도 11은 도 6의 전력변환장치의 동작 설명에 참조되는 도면이다.
먼저, 도 6을 참조하면, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(210)는, 제1 전압(0.5Vs)을 저장하는 제1 커패시터(Cs)와, 제1 커패시터(Cs)에 저장된 제1 전압(0.5Vs)을 유도성 부하(Lr)의 일단인 제1 노드(nda)에 출력하도록 턴 온되는 제1 스위칭 소자(SW1)와, 제1 스위칭 소자(SW1)에 일단이 접속되며, 제1 노드(nda)의 전압을 제1 전압(0.5Vs)으로 하강하도록 턴 온되는 제2 스위칭 소자(SW2)와, 제1 전압(0.5Vs) 보다 큰 제2 전압(Vs)을 유도성 부하(Lr)의 일단인 제1 노드(nda)에 출력하도록 턴 온되는 제3 스위칭 소자(SW3)와, 제3 스위칭 소자(SW3)의 일단이 접속되며, 제1 노드(nda)의 전압을 그라운드 전압(GND)으로 하강하도록 턴 온되는 제4 스위칭 소자(SW4)를 포함한다.
이에 따라, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다. 또한, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 소자의 내압을 저감할 수 있게 된다.
또한, 제1 스위칭 소자 내지 제4 스위칭 소자(SW1~SW4)의 고속 스위칭이 가능하게 된다.
예를 들어, 도 5c의 전력변환장치(210xc) 내의 스위칭 소자(Q1~Q4)의 스위칭 주파수가 대략 30KHz 일 수 있으나, 도 6의 제1 스위칭 소자 내지 제4 스위칭 소자(SW1~SW4)의 스위칭 주파수는 대략 200KHz 까지 상승시킬 수 있게 된다.
한편, 유도성 부하(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 의한 공진에 의해, 입력 전압 대비 최대 공진 전압을, 유도성 부하(Lr)에 공급할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(210)는, 유도성 부하(Lr)의 타단(ndb)과 그라운드(GND) 사이에 배치되는 공진 커패시터(Cr)를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하(Lr)에 공진을 이용하여 최대 전력을 공급할 수 있게 된다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(210)는, 제1 스위칭 소자(SW1)와 제1 노드(nda) 사이에 접속되는 제1 다이오드(D1)와, 제2 스위칭 소자(SW2)와 제2 노드(ndc) 사이에 접속되는 제2 다이오드(D2)를 더 포함할 수 있다. 이에 따라, 제1 스위칭 소자(SW1)의 턴 온 또는 제2 스위칭 소자(SW2)의 턴 온에 따른 전류 패쓰를 형성할 수 있게 된다.
도면과 같이, 제2 노드(ndc)에 제1 다이오드(D1)의 애노드가 접속되고, 제1 노드(nda)에 제1 다이오드(D1)의 캐소드가 접속되며, 제2 노드(ndc)에 제2 다이오드(D2)의 캐소드가 접속되고, 제1 노드(nda)에 제2 다이오드(D2)의 애노드가 접속될 수 있다.
이에 따라, 제1 스위칭 소자(SW1)의 턴 온에 의해, 제1 다이오드(D1)가 도통하여, 커페시터(Cs)에서, 제1 스위칭 소자(SW1), 제1 다이오드(D1)를 통해 전류가 흐르며, 제2 다이오드(D2) 방향으로는 전류가 흐르지 않게 된다.
한편, 제2 스위칭 소자(SW2)의 턴 온에 의해, 제2 다이오드(D2)가 도통하여, 제2 스위칭 소자(SW1), 제2 다이오드(D1), 커페시터(Cs)를 통해 전류가 흐르며, 제1 다이오드(D1) 방향으로는 전류가 흐르지 않게 된다.
한편, 본 발명의 다른 실시예에 따른 전력변환장치(210)는, 서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자(SW1)와 제2 스위칭 소자(SW2)와, 제1 스위칭 소자(SW1)에 일단이 접속되며, 제1 전압(0.5Vs)을 저장하는 제1 커패시터(Cs)와, 제1 스위치 소자와 제2 스위칭 소자(SW2) 사이의 제1 노드(nda)에 접속되는 유도성 부하(Lr)와, 서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자(SW3)와 제4 스위칭 소자(SW4)를 구비하고, 제3 스위치 소자와 제4 스위칭 소자(SW4) 사이는 제1 노드(nda)에 접속되며, 제3 스위칭 소자(SW3)에 제2 전압(Vs)을 공급하는 제2 전압원이 접속되며, 제1 노드(nda)의 전압은, 제1 스위칭 소자(SW1)와 제3 스위칭 소자(SW3)의 순차적인 턴 온에 의해, 단계적으로 상승한다. 이에 따라, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다. 또한, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 소자의 내압을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제1 노드(nda)의 전압은, 제1 스위칭 소자(SW1)의 턴 온에 의해, 제1 전압(0.5Vs)으로 상승하며, 제3 스위칭 소자(SW3)의 턴 온에 의해, 제1 전압(0.5Vs)에서 제2 전압(Vs)으로 상승할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제1 노드(nda)의 전압은, 제2 스위칭 소자(SW2)와 제4 스위칭 소자(SW4)의 순차적인 턴 온에 의해, 단계적으로 하강할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 제1 노드(nda)의 전압은, 제1 노드(nda)의 전압은, 제2 스위칭 소자(SW2)의 턴 온에 의해, 제2 전압(Vs)에서 제1 전압(0.5Vs)으로 하강하며, 제4 스위칭 소자(SW4)의 턴 온에 의해, 제1 전압(0.5Vs)에서 그라운드 전압(GND)으로 하강할 수 있다.
도 7은 도 6의 전력변환장치(210) 내의 각 스위칭 소자(SW1~SW4)의 턴 온 타이밍과 그에 따른, 제1 노드(nda)의 전압 변화를 나타내는 타이밍도이다.
도면을 참조하면, 한편, 제1 시점(Ta1)에, 제1 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되어, Tr1 시점에, 제1 노드(nda)의 전압이, 그라운드 전압에서 제1 전압(0.5Vs)으로 상승하며, 제1 시점(Ta1) 이후의 제2 시점(Ta3)에, 제3 스위칭 소자(SW3)가 턴 온되어, Tr2 시점에, 제1 노드(nda)의 전압이 제1 전압(0.5Vs)에서 제2 전압(Vs)으로 상승하며, 제2 시점(Ta3) 이후의 제3 시점(Ta2)에, 제2 스위칭 소자(SW2)가 턴 온되어, Tf1 시점에, 제1 노드(nda)의 전압이 제2 전압(Vs)에서 제1 전압(0.5Vs)으로 하강하며, 제3 시점(Ta2) 이후의 제4 시점(Ta4)에, 제4 스위칭 소자(SW4)가 턴 온되어, Tf2 시점에, 제1 노드(nda)의 전압이 제2 전압(Vs)에서 그라운드 전압(GND)으로 하강할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
도면과 같이, 제1 노드(nda)의 전압이, 그라운드 전압에서, 제2 전압(Vs) 까지 상승시, 제1 전압(0.5Vs)을 거쳐, 단계적으로 상승하므로, 제1 스위칭 소자(SW1) 또는 제3 스위칭 소자(SW3)의 턴 온시에 순간적인 전류의 레벨이 낮아지게 된다. 따라서, 스위칭 손실이 저감되게 된다.
이와 유사하게, 제1 노드(nda)의 전압이, 제2 전압(Vs)에서 그라운드 전압까지 하강시, 제1 전압(0.5Vs)을 거쳐, 단계적으로 하강하므로, 제2 스위칭 소자(SW2) 또는 제4 스위칭 소자(SW4)의 턴 온시에 순간적인 전류의 레벨이 낮아지게 된다. 따라서, 스위칭 손실이 저감되게 된다.
도 8a는 도 5c의 풀 브릿지 공진형 인버터를 구비하는 전력변환장치(210xc) 내의 스위칭 소자(Q1)의 양단 전압(Vq1)과 흐르는 전류(Iq1)를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 전력변환장치(210xc) 내의 스위칭 소자(Q1)는, 유도성 부하(lr)에 제2 전압(Vs)의 공급을 위해, 턴 온되며, 이에 따라, 그라운드 전압에서 급격히 제2 전압(Vs)까지 상승하는 전압 파형이, 도면과 같이 나타나게 된다.
아울러, 스위칭 소자(Q1)에 흐르는 전류(Iq1)는, 유도성 부하(Lr)로 인한 시간 지연에 의해, 전압 하강시에 일부 상승하게 되며, 양단 전압(Vq1)과 전류(Iq1) 사이에, 일부 중첩하는 영역(Ara)이 발생하게 된다.
이러한 중첩 영역(Ara)은, 스위칭 소자(Q1)에서 소비되는 전력으로서, 스위칭 손실로 나타나게 된다.
도 8b는 본 발명의 실시예에 따른 도 6의 전력변환장치(210) 내의 제1 스위칭 소자(SW1)의 양단 전압(Vsw1)과 흐르는 전류(Isw1)를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 전력변환장치(210) 내의 제1 스위칭 소자(SW1)는, 유도성 부하(lr)에 제1 전압(0.5Vs) 공급을 위해, 턴 온되며, 이에 따라, 그라운드 전압에서 급격히 제1 전압(0.5Vs)까지 상승하는 전압 파형이, 도면과 같이 나타나게 된다.
아울러, 제1 스위칭 소자(SW1)에 흐르는 전류(Isw1)는, 유도성 부하(Lr)로 인한 시간 지연에 의해, 전압 하강시에 일부 상승하게 되며, 양단 전압(Vsw1)과 전류(Isw1) 사이에, 일부 중첩하는 영역(Arb)이 발생하게 된다.
이러한 중첩 영역(Arb)은, 제1 스위칭 소자(SW1)에서 소비되는 전력으로서, 스위칭 손실로 나타나게 된다.
그러나, 도 8a의 중첩 영역(Ara)에 비해, 도 8b의 중첩 영역(Arb)은, 더 작게 나타므로, 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
한편, 도 8b의 제1 스위칭 소자(SW1)의 내압은 대략 0.5Vs 이므로, 도 8a의 스위칭 소자(Q1)의 내압의 Vs에 비해, 대략 절반 정도로 감소하게 된다. 따라서, 도 8b의 제1 스위칭 소자(SW1)의 내압은 감소하게 된다.
도 9a는 도 5c의 풀 브릿지 공진형 인버터를 구비하는 전력변환장치(210xc) 내의 스위칭 소자(Q1,Q3)의 턴 온에 따른 전류 패쓰를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 먼저, 제1 스위칭 소자(Q1)와 제4 스위칭 소자(Q4)가 턴 온하며, 이에 따라, Ipathxa과 같은 전류 패쓰가 형성되며, 유도성 부하(Lr)의 일단(nd)의 전압이, 그라운드 전압에서 Vs 전압까지 상승하고, 대략 Vs 전압을 유지하게 된다.
다음, 제2 스위칭 소자(Q2)와 제3 스위칭 소자(Q3)가 턴 온하며, 이에 따라, Ipath튜과 같은 전류 패쓰가 형성되며, 유도성 부하(Lr)의 일단(nd)의 전압이, Vs 전압에서 그라운드 전압까지 하강하게 된다.
한편, 도 9a의 방식에 따르면, 도 8a의 설명과 같이, 스위칭 손실이 상승하며, 스위칭 소자의 내압이 증가한다는 단점이 있다.
도 9b는 본 발명의 실시예에 따른 도 6의 전력변환장치(210) 내의 스위칭 소자들(SW1~SW4)의 턴 온에 따른 전류 패쓰를 도시한 도면이다.
도면을 참조하면, 제1 시점(Ta1)에, 제1 스위칭 소자(SW1)가 턴 온된다. 이에 따라, 커패시터(Cs), 제1 스위칭 소자(SW1), 제1 다이오드(D1), 유도성 부하(Lr), 공진 커패시터(Cr)를 흐르는 Ipath1과 같은 전류 패쓰가 형성된다.
이러한 공진 전류 패쓰에 기초하여, 제1 노드(nda)의 전압이 그라운드 전압에서 제1 전압(0.5Vs)으로 상승한다.
다음, 제1 시점(Ta1) 이후의 제2 시점(Ta3)에, 제3 스위칭 소자(SW3)가 턴 온된다. 이에 따라, 제2 전압원, 제3 스위칭 소자(SW3), 유도성 부하(Lr), 공진 커패시터(Cr)를 흐르는 Ipath2과 같은 전류 패쓰가 형성된다.
이러한 공진 전류 패쓰에 기초하여, 제1 노드(nda)의 전압이 제1 전압(0.5Vs)에서 제2 전압(Vs)으로 상승한다.
다음, 제2 시점(Ta3) 이후의 제3 시점(Ta2)에, 제2 스위칭 소자(SW2)가 턴 온된다. 이에 따라, 커패시터(Cs), 제2 스위칭 소자(SW2), 제2 다이오드(D2), 유도성 부하(Lr), 공진 커패시터(Cr)를 흐르는 Ipath3과 같은 전류 패쓰가 형성된다.
이러한 공진 전류 패쓰에 기초하여, 제1 노드(nda)의 전압이 제1 전압(0.5Vs)에서 그라운드 전압으로 하강한다.
다음, 제3 시점(Ta2) 이후의 제4 시점(Ta4)에, 제4 스위칭 소자(SW4)가 턴 온된다. 이에 따라, 그라운드, 제4 스위칭 소자(SW4), 유도성 부하(Lr), 공진 커패시터(Cr)를 흐르는 Ipath4와 같은 전류 패쓰가 형성된다.
이러한 공진 전류 패쓰에 기초하여, 제1 노드(nda)의 전압이 제1 전압(0.5Vs)에서 그라운드 전압으로 하강한다.
도 10a의 (a)는, 도 9a의 Ipathxa의 전류 패쓰와 관련하여 제1 스위칭 소자(Q1)에 흐르는 전류 파형을 예시하며, 도 10a의 (b)는, 도 9a의 Ipathxb의 전류 패쓰와 관련하여 제3 스위칭 소자(Q3)에 흐르는 전류 파형을 예시한다.
도 10b의 (a)는, 도 9b의 Ipath1의 전류 패쓰와 관련하여 제1 스위칭 소자(SW1)에 흐르는 전류 파형을 예시하며, 도 10b의 (b)는, 도 9b의 Ipath2의 전류 패쓰와 관련하여 제3 스위칭 소자(SW3)에 흐르는 전류 파형을 예시하며, 도 10b의 (c)는, 도 9b의 Ipath3의 전류 패쓰와 관련하여 제2 스위칭 소자(SW2)에 흐르는 전류 파형을 예시하며, 도 10b의 (d)는, 도 9b의 Ipath4의 전류 패쓰와 관련하여 제4 스위칭 소자(SW4)에 흐르는 전류 파형을 예시한다.
도 10c의 (a)는, 도 9a의 제1 스위칭 소자(Q1)의 전압 파형(VQ1)을 예시하며, 도 10c의 (b)는, 도 9b의 제1 스위칭 소자(SW1)의 전압 파형(Vsw1)을 예시하며, 도 10c의 (c)는, 도 9b의 제3 스위칭 소자(SW3)의 전압 파형(Vsw3)을 예시한다.
도 10c의 (a)의 제1 스위칭 소자(Q1)의 전압 파형(VQ1)의 최대 레벨은 LV1으로서, 도 10c의 (b)의 제1 스위칭 소자(SW1)의 전압 파형(Vsw1)의 최대 레벨인 Lv2 보다 대략 2배가 크다.
따라서, 본 발명의 실시예 따른 전력변환장치(210) 내의 제1 스위칭 소자(SW1)의 내압은, 풀 브릿지 인버터를 구비하는 전력변화장치(210Xc) 내의 제1 스위칭 소자(Q1)의 내압에 비해, 절반 가량으로 낮아지게 된다.
한편, 도 10c의 (c)의 제3 스위칭 소자(SW3)의 전압 파형(Vsw3)을 보면, Lv2에서 Lv1으로 단계적으로 상승하거나, Lv1에서 Lv2로 단계적으로 하강하므로, 풀 브릿지 인버터를 구비하는 전력변화장치(210Xc) 내의 제1 스위칭 소자(Q1)에 비해, 내압이 저감되게 된다.
도 10d의 (a)는, 도 9a의 제1 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 손실 파형(LSx)을 예시하며, 도 10d의 (b)는, 도 9b의 제1 스위칭 소자(SW1)의 스위칭 손실 파형(LSs)을 예시한다.
도 10d의 (a)의 스위칭 손실 파형(LSx)과 스위칭 손실 파형(LSs)은, 스위칭 소자의 소비전력 파형을 나타낼 수 있다.
도면을 참조하면, 도 10d의 (a)의 스위칭 손실 파형(LSx)에 비해, 도 10d의 (b)의 스위칭 손실 파형(LSs)의 레벨이 더 작은 것을 알 수 있다.
즉, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(210)에 따르면, 유도성 부하(lr)에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
도 11의 (a)는, 유도성 부하(Lr)에 흐르는 전류 파형(IL)을 나타내며, 도 11의 (b)는, 공진 커패시터(Cr)의 양단 전압(Vc)을 나타내며, 도 11의 (c)는, 도 9의 전력변환장치(210) 내의 스위치 소자들(SW1~SW4)이 턴 온에 따른 스위칭 시퀀스(SWW)를 예시하는 도면이다.
유도성 부하(Lr)에 흐르는 전류 파형(IL)과 진 커패시터(Cr)의 양단 전압(Vc) 사이에는 소정의 위상 차가 발생하게 된다.
한편, 도 11의 (c)의 스위칭 시퀀스(SWW)에 따르면, 제1 기간(t1) 동안, 제1 스위칭 소자(SW1)가 턴 온되어, 유도성 부하(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 기초한 공진에 의해, 제1 노드(nda)의 전압이 제1 전압(0.5Vs)으로 상승하며, 제1 기간(t1)과 일부 중첩되는 제2 기간(t2) 동안, 제3 스위칭 소자(SW3)가 턴 온되어, 유도성 부하(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 기초한 공진에 의해, 제1 노드(nda)의 전압이 제1 전압(0.5Vs)에서 제2 전압(Vs)으로 상승할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
이때, 중첩되는 기간은, 제1 스위칭 소자(SW1) 또는 제3 스위칭 소자(SW3)의 턴 온 기간의 대략 0.1배일 수 있다.
한편, 제2 기간(t2)과 이격된 제3 기간(t3) 동안, 제2 스위칭 소자(SW2)가 턴 온되어, 유도성 부하(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 기초한 공진에 의해, 제1 노드(nda)의 전압이 제2 전압(Vs)에서 제1 전압(0.5Vs)으로 하강하며, 제3 기간(t3)과 일부 중첩되는 제4 기간(t4) 동안, 제4 스위칭 소자(SW4)가 턴 온되어, 유도성 부하(Lr)와 공진 커패시터(Cr)에 기초한 공진에 의해, 제1 노드(nda)의 전압이 제1 전압(0.5Vs)에서 그라운드 전압(GND)으로 하강할 수 있다. 이에 따라, 유도성 부하(Lr)에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있게 된다.
이때, 중첩되는 기간은, 제2 스위칭 소자(SW2) 또는 제4 스위칭 소자(SW4)의 턴 온 기간의 대략 0.1배일 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(210)에 의하면, 입력 전압(예를 들어, Vs)이 낮아도 주파수 값을 제어하여, 유도성 부하(Lr)의 양단에, 최대 에너지가 공급되도록 제어할 수 있다.
즉, 입력 전압아 낮이즐수록, 주파수가 증가하도록 제어하여,유도성 부하(Lr)의 양단에, 최대 에너지가 공급되도록 제어할 수 있다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 전력변환장치(210)에 의하면, 도통 노이즈(conduction noise)를 최소화하여 노이즈 필터를 최소화 설계할 수 있게 된다.
또한, 이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예에 대하여 도시하고 설명하였지만, 본 발명은 상술한 특정의 실시예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진자에 의해 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 이러한 변형실시들은 본 발명의 기술적 사상이나 전망으로부터 개별적으로 이해되어져서는 안될 것이다.
본 발명은 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 적용 가능하며며, 더욱 상세하게는 유도성 부하에 전력 공급시의 스위칭 손실을 저감할 수 있는 전력변환장치 및 이를 구비하는 홈 어플라이언스에 적용 가능하다.

Claims (15)

  1. 제1 전압을 저장하는 제1 커패시터;
    상기 제1 커패시터에 저장된 상기 제1 전압을 유도성 부하의 일단인 제1 노드에 출력하도록 턴 온되는 제1 스위칭 소자;
    상기 제1 스위칭 소자에 일단이 접속되며, 상기 제1 노드의 전압을 상기 제1 전압으로 하강하도록 턴 온되는 제2 스위칭 소자;
    상기 제1 전압 보다 큰 제2 전압을 상기 유도성 부하의 일단인 상기 제1 노드에 출력하도록 턴 온되는 제3 스위칭 소자;
    상기 제3 스위칭 소자의 일단이 접속되며, 상기 제1 노드의 전압을 그라운드 전압으로 하강하도록 턴 온되는 제4 스위칭 소자;를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  2. 제1항에 있어서,
    제1 시점에, 상기 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제1 전압으로 상승하며,
    상기 제1 시점 이후의 제2 시점에, 상기 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제1 전압에서 상기 제2 전압으로 상승하며,
    상기 제2 시점 이후의 제3 시점에, 상기 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제2 전압에서 상기 제1 전압으로 하강하며,
    상기 제3 시점 이후의 제4 시점에, 상기 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제2 전압에서 상기 그라운드 전압으로 하강하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 유도성 부하의 타단과 그라운드 사이에 배치되는 공진 커패시터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  4. 제3항에 있어서,
    제1 기간 동안, 상기 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 유도성 부하와 상기 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제1 전압으로 상승하며,
    상기 제1 기간과 일부 중첩되는 제2 기간 동안, 상기 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 유도성 부하와 상기 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제1 전압에서 상기 제2 전압으로 상승하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  5. 제4항에 있어서,
    제2 기간과 이격된 제3 기간 동안, 상기 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 유도성 부하와 상기 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제2 전압에서 상기 제1 전압으로 하강하며,
    상기 제3 기간과 일부 중첩되는 제4 기간 동안, 상기 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 유도성 부하와 상기 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제1 전압에서 상기 그라운드 전압으로 하강하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자와 상기 제1 노드 사이에 접속되는 제1 다이오드;
    상기 제2 스위칭 소자와 상기 제2 노드 사이에 접속되는 제2 다이오드;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  7. 서로 직렬 접속되는 제1 스위칭 소자와 제2 스위칭 소자;
    상기 제1 스위칭 소자에 일단이 접속되며, 제1 전압을 저장하는 제1 커패시터;
    상기 제1 스위치 소자와 상기 제2 스위칭 소자 사이의 제1 노드에 접속되는 유도성 부하;
    서로 직렬 접속되는 제3 스위칭 소자와 제4 스위칭 소자;를 구비하고,
    상기 제3 스위치 소자와 상기 제4 스위칭 소자 사이는 상기 제1 노드에 접속되며,
    상기 제3 스위칭 소자에 제2 전압을 공급하는 제2 전압원이 접속되며,
    상기 제1 노드의 전압은, 상기 제1 스위칭 소자와 상기 제3 스위칭 소자의 순차적인 턴 온에 의해, 단계적으로 상승하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 제1 노드의 전압은, 상기 제1 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 상기 제1 전압으로 상승하며, 상기 제3 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 상기 제1 전압에서 제2 전압으로 상승하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 제1 노드의 전압은, 상기 제2 스위칭 소자와 상기 제4 스위칭 소자의 순차적인 턴 온에 의해, 단계적으로 하강하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 제1 노드의 전압은, 상기 제2 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 상기 제2 전압에서 상기 제1 전압으로 하강하며, 상기 제4 스위칭 소자의 턴 온에 의해, 상기 제1 전압에서 그라운드 전압으로 하강하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 제1 노드의 일단이 접속되는 유도성 부하;
    상기 유도성 부하의 타단과 그라운드 사이에 배치되는 공진 커패시터;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  12. 제11항에 있어서,
    제1 기간 동안, 상기 제1 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 유도성 부하와 상기 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제1 전압으로 상승하며,
    상기 제1 기간과 일부 중첩되는 제2 기간 동안, 상기 제3 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 유도성 부하와 상기 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제1 전압에서 상기 제2 전압으로 상승하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  13. 제12항에 있어서,
    제2 기간과 이격된 제3 기간 동안, 상기 제2 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 유도성 부하와 상기 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제2 전압에서 상기 제1 전압으로 하강하며,
    상기 제3 기간과 일부 중첩되는 제4 기간 동안, 상기 제4 스위칭 소자가 턴 온되어, 상기 유도성 부하와 상기 공진 커패시터에 기초한 공진에 의해, 상기 제1 노드의 전압이 상기 제1 전압에서 상기 그라운드 전압으로 하강하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  14. 제7항에 있어서,
    상기 제1 스위칭 소자와 상기 제1 노드 사이에 접속되는 제1 다이오드;
    상기 제2 스위칭 소자와 상기 제2 노드 사이에 접속되는 제2 다이오드;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력변환장치.
  15. 제1항 내지 제14항 중 어느 한 항의 전력변환장치를 구비하는 홈 어플라이언스.
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