WO2021045402A1 - 유도 가열 장치 - Google Patents

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WO2021045402A1
WO2021045402A1 PCT/KR2020/010635 KR2020010635W WO2021045402A1 WO 2021045402 A1 WO2021045402 A1 WO 2021045402A1 KR 2020010635 W KR2020010635 W KR 2020010635W WO 2021045402 A1 WO2021045402 A1 WO 2021045402A1
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inverter
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voltage
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강계룡
김광록
정지훈
정시훈
박화평
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엘지전자 주식회사
울산과학기술원
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present specification relates to an induction heating device.
  • the method of heating a container using electric energy is classified into a resistance heating method and an induction heating method.
  • the resistance heating method is a method in which the container is heated by transferring thermal energy generated when a current flows through a metal resistance wire or a non-metallic heating element such as silicon carbide.
  • the induction heating method when electric energy is supplied to the working coil, the container is heated by an eddy current generated in the container by a magnetic field generated around the working coil.
  • the induction heating device is a device that includes one or more working coils and heats a container by the induction heating method described above.
  • 1 schematically shows a circuit configuration of an induction heating device according to the prior art.
  • the induction heating device is a rectifier circuit 104, smoothing circuits (L, C 1 ), inverter circuit 106, working coil 108, main control circuit 110, inverter control Circuit 112.
  • the rectifying circuit 104 rectifies the AC input voltage supplied from the power source 102 and outputs a voltage having a pulsating waveform.
  • the smoothing circuits L and C 1 smooth the voltage rectified by the rectifying circuit 104 and output a DC link voltage.
  • the smoothing circuits L and C 1 include an inductor L and a DC link capacitor C 1 .
  • the inverter circuit 106 converts the DC link voltage output from the smoothing circuits L and C 1 into an AC voltage for driving the working coil 108.
  • the inverter circuit 106 includes a first capacitor C 2 , a second capacitor C 3 , a first switching element 120, and a second switching element 122.
  • the first switching element 120 and the second switching element 122 included in the inverter circuit 106 are the first inverter driving signal S 1 and the second inverter driving signal S output from the inverter control circuit 112. 2 ) turns on/off alternately.
  • Each of the first inverter driving signal S 1 and the second inverter driving signal S 2 is a PWM (Pulse Width Modulation) signal having a predetermined duty ratio.
  • the AC voltage output from the inverter circuit 106 is applied to the working coil 108.
  • the working coil 108 is driven.
  • an eddy current flows in the container placed on the working coil 108 to heat the container.
  • the working coil 108 is driven, the amount of heat energy supplied to the container varies according to the amount of power generated by the working coil 108, that is, the output power value of the working coil.
  • the main control circuit 110 determines the driving frequency of the inverter circuit 106 and supplies a control signal corresponding to the determined driving frequency to the inverter control circuit 112. Accordingly, the inverter control circuit 112 outputs inverter driving signals S 1 and S 2 having a duty ratio corresponding to the driving frequency determined by the main control circuit 110.
  • the user places the vessel on top of the working coil 108 of the induction heating device and sets the heating level for the vessel.
  • the output power value required for the working coil 108 is determined according to the heating level set by the user. For example, when the user sets the heating level to 5, the required power value of the working coil 108 is determined to be 4 kW, which is a power value corresponding to the heating level 5.
  • the main control circuit 110 controls the inverter control circuit 112 while changing the driving frequency of the inverter circuit 106 until the output power value of the working coil 108 reaches a required power value (eg, 4 kW). Supply the signal.
  • a required power value eg, 4 kW.
  • the driving frequency of the inverter circuit 106 is fixed.
  • the driving frequency range of the inverter circuit 106 is limited to a specific range due to the characteristics of elements included in the induction heating device. Due to the limitation of the driving frequency range, the types of containers that can be heated using an induction heating device are limited. That is, when using the induction heating apparatus according to the prior art, there is a problem that it is difficult to use containers having various materials or characteristics.
  • the driving frequency of the inverter circuit 106 is changed until the output power value of the working coil 108 reaches the required power value.
  • the driving frequency of the inverter circuit 106 is changed, conduction loss of the switching elements 120 and 122 included in the inverter circuit 106 occurs, the amount of heat generated by the working coil 108 increases, and the impedance of the container, That is, the load impedance changes. Accordingly, there is a problem that the power efficiency of the working coil 108 decreases, and the complexity of controlling the heating operation of the induction heating device increases.
  • An object of the present specification is to provide an induction heating device capable of using a container having various materials or characteristics.
  • an object of the present specification is to provide an induction heating device in which an output power value of a working coil is adjusted without changing a driving frequency of an inverter circuit.
  • an object of the present specification is to provide an induction heating device having high power efficiency and low complexity of controlling a heating operation compared to a conventional induction heating device.
  • An induction heating device is driven by a rectifier circuit for rectifying an AC input voltage supplied from a power source and outputting a rectified voltage, a PFC driving signal, and controlling the power factor of the rectified voltage and current.
  • a PFC circuit that outputs, a DC link capacitor that outputs a DC link voltage by smoothing the voltage output from the PFC circuit, a first switching element, a second switching element, a third switching element, a fourth switching element, and a variable capacitor circuit.
  • an inverter circuit that is driven by an inverter driving signal to convert the DC link voltage into an AC voltage for driving a working coil, and a driving mode of the inverter circuit that is determined based on a load resistance value of a container placed on the working coil. Adjusting the capacitance of the variable capacitor circuit according to, and adjusting the magnitude of the DC link voltage according to a final voltage value calculated based on the equivalent resistance value of the container and the working coil and a required power value for the working coil. Includes the main control circuit.
  • the main control circuit calculates a current voltage value of the working coil based on a current DC link voltage value, and based on the current voltage value of the working coil and a resonance current value of the working coil.
  • the load resistance value of the container is calculated, and the equivalent resistance value is calculated based on the load resistance value and the number of windings of the working coil.
  • the main control circuit calculates a target voltage value of the working coil based on the required power value and the equivalent resistance value, and calculates the final voltage value based on the target voltage value. do.
  • the main control circuit adjusts the duty ratio of the PFC driving signal to correspond to the final voltage value.
  • the PFC circuit includes a boost inductor, a diode connected in series with the boost inductor, and a boost switching element connected in parallel to a connection point between the boost inductor and the diode.
  • the main control circuit compares the load resistance value with a predetermined reference resistance value, and determines a driving mode of the inverter circuit according to the comparison result.
  • the main control circuit selects the driving mode when the load resistance value is less than a predetermined first reference resistance value in a state in which the driving frequency of the inverter circuit is set to a predetermined first driving frequency. Set to frequency triple mode.
  • the main control circuit is configured to enter the driving mode when the load resistance value is less than a second predetermined reference resistance value in a state in which the driving frequency of the inverter circuit is set to a predetermined first driving frequency. Set to frequency double mode.
  • the main control circuit is configured to enter the driving mode when the load resistance value is less than a predetermined third reference resistance value in a state in which the driving frequency of the inverter circuit is set to a predetermined third driving frequency. Set to half bridge mode.
  • the main control circuit is in the driving mode when the load resistance value is greater than or equal to a predetermined third reference resistance value in a state in which the driving frequency of the inverter circuit is set to a predetermined third driving frequency. To full bridge mode.
  • the main control circuit pre-sets the output power value of the working coil when the load resistance value is greater than or equal to a predetermined fourth reference resistance value in a state in which the driving mode is set to the full bridge mode. It is limited to less than the specified reference power value.
  • the induction heating device has the advantage that it is possible to use containers having various materials or characteristics.
  • the induction heating apparatus has an advantage in that the output power value of the working coil is adjusted without changing the driving frequency of the inverter circuit.
  • the induction heating device has an advantage in that the power efficiency is high and the complexity of controlling the heating operation is low compared to the conventional induction heating device.
  • FIG. 1 shows a circuit configuration of an induction heating device according to the prior art.
  • FIG. 2 shows a circuit configuration of an induction heating device according to an embodiment of the present specification.
  • FIG. 3 illustrates a waveform of a resonance current of a working coil, a waveform of a bridge voltage, and a waveform of an inverter driving signal when the induction heating device according to an exemplary embodiment of the present specification is driven in a frequency triple mode.
  • FIG. 4 illustrates a waveform of a resonance current of a working coil, a waveform of a bridge voltage, and a waveform of an inverter driving signal when the induction heating device according to an exemplary embodiment of the present specification is driven in a frequency double mode.
  • FIG. 5 illustrates a waveform of a resonance current of a working coil, a waveform of a bridge voltage, and a waveform of an inverter driving signal when the induction heating apparatus according to an exemplary embodiment of the present specification is driven in a half bridge mode.
  • FIG. 6 illustrates a waveform of a resonance current of a working coil, a waveform of a bridge voltage, and a waveform of an inverter driving signal when the induction heating apparatus according to an exemplary embodiment of the present specification is driven in a full bridge mode.
  • FIG. 7 and 8 are flowcharts illustrating a driving process of an induction heating device according to an exemplary embodiment of the present specification.
  • FIG. 2 shows a circuit configuration of an induction heating device according to an embodiment of the present specification.
  • the induction heating apparatus includes a rectifier circuit 204, a power factor correction (PFC) circuit 206, an inverter circuit 208, a working coil 210, and a main control circuit. (20), a PFC control circuit 21, and an inverter control circuit 22.
  • PFC power factor correction
  • the rectifying circuit 204 rectifies the AC input voltage supplied from the power source 202 and outputs a voltage having a pulsating waveform.
  • the rectifying circuit 204 may include one or more diodes.
  • the PFC circuit 206 controls the power factor of the rectified voltage and current output from the rectifying circuit 204. That is, the PFC circuit 206 removes the harmonic components included in the current output from the rectifier circuit 204 and reduces the phase difference between the voltage and the current output from the rectifier circuit 204 to reduce the power factor of the rectified voltage and current. Control.
  • PFC circuit 206 is boosted to be connected in parallel to the connection point of the boost inductor (L 1), the boost inductor (L 1) and a diode connected in series (D), and a boost inductor (L 1) and a diode (D) switching Element 212.
  • the boost switching element 212 is turned on/off by the PFC driving signal S P output from the PFC control circuit 21.
  • the PFC driving signal S P is a PWM signal having a predetermined duty ratio. As described later, the duty ratio of the PFC driving signal S P may be adjusted by the main control circuit 20, and the PFC control circuit 21 is a PFC having a duty ratio set by the main control circuit 20.
  • the drive signal S P is output.
  • the magnitude of the voltage output from the PFC circuit 206 varies according to the duty ratio of the PFC driving signal S P.
  • the voltage output from the DC link capacitor C 1 that is, the size of the DC link voltage, varies according to the voltage output from the PFC circuit 206.
  • the DC link capacitor C 1 connected to the PFC circuit 206 smoothes the voltage output from the PFC circuit 206 to output the DC link voltage.
  • the inverter circuit 208 converts the DC link voltage output from the DC link capacitor C 1 into an AC voltage for driving the working coil 210.
  • the inverter circuit 208 includes a first switching element 214, a second switching element 216, a third switching element 218, a fourth switching element 220, an inductor L 2 , and a variable capacitor circuit 222. Includes.
  • the first switching element 214, the second switching element 216, the third switching element 218, and the fourth switching element 220 included in the inverter circuit 106 are output from the inverter control circuit 112. It is alternately turned on/off by the 1 inverter driving signal S 1 , the second inverter driving signal S 2 , the third inverter driving signal S 3 , and the fourth inverter driving signal S 4.
  • the first inverter driving signal S 1 , the second inverter driving signal S 2 , the third inverter driving signal S 3 , and the fourth inverter driving signal S 4 each have a predetermined duty ratio. Is a PWM signal.
  • the first switching element 214, the second switching element 216, the third switching element 218, and the fourth switching element 220 have a first inverter driving signal S 1 and a second inverter driving signal S, respectively. 2 ), when the third inverter driving signal S 3 and the fourth inverter driving signal S 4 are applied, the first switching element 214 and the second switching element 216 are alternately turned on/off. , The third switching element 218 and the fourth switching element 220 are alternately turned on/off.
  • the duty ratio or waveform of the first inverter driving signal (S 1 ), the second inverter driving signal (S 2 ), the third inverter driving signal (S 3 ), and the fourth inverter driving signal (S 4 ) is an inverter circuit. It may be set differently according to the driving mode of 106 and the driving frequency. As described later, the main control circuit 20 determines the driving mode of the inverter circuit 106 according to the characteristics of the container, and the driving frequency of the inverter circuit 106 may be set differently according to the driving mode of the inverter circuit 106. I can.
  • the AC voltage output from the inverter circuit 208 is applied to the working coil 210.
  • the working coil 210 is driven.
  • the container is heated while an eddy current flows through the container placed on the working coil 210.
  • the working coil 210 is driven, the amount of heat energy supplied to the container varies according to the amount of power generated by the working coil 210, that is, the output power value of the working coil 210.
  • the variable capacitor circuit 222 includes a first capacitor C 2 , a second capacitor C 3 , a third capacitor C 4 connected in parallel with each other, and a first switch 233 connected in series with each capacitor, A second switch 234 and a third switch 236 are included.
  • the first switch 233, the second switch 234, and the third switch 236 may be opened or closed by a control signal from the main control circuit 20, respectively.
  • the capacitance of the variable capacitor circuit 222 varies according to the open/closed state of the first switch 233, the second switch 234, and the third switch 236.
  • variable capacitor circuit 222 includes three capacitors. However, this is only an example, and the number and circuit structure of the capacitors included in the variable capacitor circuit 222 may vary according to embodiments.
  • a resonance phenomenon occurs by the inductor L 2 and the capacitor included in the variable capacitor circuit 222.
  • the resonance frequency varies according to the size of the inductance and the capacitance.
  • the main control circuit 110 of the induction heating device controls the open/close state of the switches 233, 234, and 236 included in the variable capacitor circuit 222 to adjust the size of the capacitance of the variable capacitor circuit 222. I can.
  • the resonant frequency of the working coil 210 may be adjusted by adjusting the size of the capacitance of the variable capacitor circuit 222.
  • the main control circuit 20 determines the driving mode of the inverter circuit 106 and supplies a control signal corresponding to the determined driving mode to the inverter control circuit 22.
  • the inverter control circuit 22 outputs inverter driving signals S 1 , S 2 , S 3 and S 4 having a duty ratio or waveform corresponding to the driving mode determined by the main control circuit 110.
  • the output power value required by the working coil 210 that is, the required power value, according to the heating level set by the user Is determined. For example, when the user sets the heating level to 5, the required power value of the working coil 210 is determined to be 4 kW, which is a power value corresponding to the heating level 5.
  • the main control circuit 20 calculates a resistance value, that is, a load resistance value, which is a value representing the characteristics of the container placed on the working coil 210, and determines the driving mode of the inverter circuit 208 based on the calculated load resistance value. do. As the driving mode of the inverter circuit 208 is determined, the driving frequency of the inverter circuit 208 is determined.
  • the main control circuit 20 is a load resistance value based on the input voltage value measured by the voltage measurement sensor 24 and the input current value measured by the first current measurement sensor 23. Can be calculated.
  • the main control circuit 20 compares the load resistance value with a predetermined reference resistance value, and determines a driving mode of the inverter circuit 208 according to the comparison result.
  • the main control circuit 20 is the inverter circuit when the load resistance value is less than a predetermined first reference resistance value in a state in which the driving frequency of the inverter circuit 208 is set to a predetermined first driving frequency.
  • the drive mode of (208) is set to the frequency triple mode.
  • the main control circuit 20 is the inverter when the load resistance value is less than the second predetermined reference resistance value in a state in which the driving frequency of the inverter circuit 208 is set to a predetermined first driving frequency.
  • the drive mode of the circuit 208 is set to the frequency double mode.
  • the main control circuit 20 is in a state in which the driving frequency of the inverter circuit 208 is set to a predetermined third driving frequency, and the load resistance value is less than a predetermined third reference resistance value.
  • the drive mode of the inverter circuit 208 is set to the half bridge mode.
  • the main control circuit 20 may have the load resistance value greater than or equal to a predetermined third reference resistance value in a state in which the driving frequency of the inverter circuit 208 is set to a predetermined third driving frequency. If they are the same, the drive mode of the inverter circuit 208 is set to the full bridge mode.
  • the main control circuit 20 is a working coil when the load resistance value is greater than or equal to a predetermined fourth reference resistance value in a state in which the drive mode of the inverter circuit 208 is set to the full bridge mode. 210) is limited to less than or equal to a predetermined reference power value.
  • the main control circuit 20 supplies a control signal according to the determined driving mode and driving frequency to the inverter control circuit 22.
  • the inverter control circuit 22 converts inverter driving signals S 1 , S 2 , S 3 , S 4 having a duty ratio or waveform corresponding to the driving mode determined by the main control circuit 20 to each switching element 214, 216, 218, 220).
  • the main control circuit 20 determines the output power of the working coil 210 to reach the required power value of the working coil 210 corresponding to the heating level set by the user. Adjust the value. Unlike the prior art, the main control circuit 20 according to the present specification adjusts the voltage value of the DC link voltage output from the DC link capacitor C 1 instead of the driving frequency of the inverter circuit 208 to the working coil 210 Adjust the output power value of ).
  • the main control circuit 20 calculates a final voltage value based on an equivalent resistance value that is a sum of resistances of the container and the working coil 210 and the required power value of the working coil 210. Calculate.
  • the main control circuit 20 adjusts the duty ratio of the PFC driving signal S P output from the PFC control circuit 21 according to the calculated final voltage value. Accordingly, the magnitude of the voltage output from the PFC circuit 206 is adjusted, and the voltage value of the DC link voltage is adjusted to the final voltage value. In addition, as the voltage value of the DC link voltage is adjusted to the final voltage value, the output power value of the working coil 210 reaches the required power value.
  • the main control circuit 20 determines the current voltage value of the working coil 210 based on the magnitude of the DC link voltage measured by the voltage measurement sensor 24, that is, the current DC link voltage value. Calculate.
  • the main control circuit 20 calculates the load resistance value of the container based on the current voltage value of the working coil 210 and the resonance current value of the working coil 210 measured by the second current measuring sensor 25, The equivalent resistance value is calculated based on the load resistance value and the number of windings of the working coil.
  • the main control circuit 20 calculates a target voltage value of the working coil 210 based on a required power value and an equivalent resistance value, and calculates a final voltage value based on the target voltage value. do.
  • the main control circuit 20 adjusts the duty ratio of the PFC driving signal S P to correspond to the final voltage value.
  • FIG. 3 illustrates a waveform of a resonance current of a working coil, a waveform of a bridge voltage, and a waveform of an inverter driving signal when the induction heating device according to an exemplary embodiment of the present specification is driven in a frequency triple mode.
  • 4 illustrates a waveform of a resonance current of a working coil, a waveform of a bridge voltage, and a waveform of an inverter driving signal when the induction heating device according to an exemplary embodiment of the present specification is driven in a frequency double mode.
  • FIG. 5 illustrates a waveform of a resonance current of a working coil, a waveform of a bridge voltage, and a waveform of an inverter driving signal when the induction heating apparatus according to an exemplary embodiment of the present specification is driven in a half bridge mode.
  • 6 illustrates a waveform of a resonance current of a working coil, a waveform of a bridge voltage, and a waveform of an inverter driving signal when the induction heating apparatus according to an exemplary embodiment of the present specification is driven in a full bridge mode.
  • 7 and 8 are flowcharts illustrating a driving process of an induction heating device according to an exemplary embodiment of the present specification.
  • the main control circuit 20 adjusts the driving frequency of the inverter circuit 208. It is set to a predetermined first driving frequency (702).
  • the first driving frequency may be set to 3 times the minimum frequency f min of the inverter circuit 208, that is, 3 ⁇ f min.
  • the minimum frequency f min of the inverter circuit 208 means the driving frequency of the inverter circuit 208 when the output power value of the working coil 210 is the minimum value.
  • the main control circuit 20 sets the driving frequency of the inverter circuit 208 to a first driving frequency, and supplies a control signal corresponding to the first driving frequency to the inverter control circuit 22.
  • the inverter control circuit 22 receiving the control signal includes a first inverter driving signal S 1 , a second inverter driving signal S 2 , and a third inverter driving signal S having a duty ratio corresponding to the first driving frequency. 3 ) and the fourth inverter driving signal S 4 are supplied to the first switching element 214, the second switching element 216, the third switching element 218, and the fourth switching element 220, respectively.
  • the main control circuit 20 measures the input voltage value measured by the voltage measurement sensor 24 and the first current.
  • the resistance value of the container that is, the load resistance value, is calculated using the input current value measured by the sensor 23 (704).
  • P is the input power value, and is calculated by multiplying the input voltage value V by the input current value I.
  • G is a predetermined voltage gain value.
  • the load resistance value may be calculated by other methods based on the input voltage value measured by the voltage measurement sensor 24 and the input current value measured by the first current measurement sensor 23.
  • the main control circuit 20 compares the calculated load resistance value with a predetermined first reference resistance value K1 (706).
  • the first reference resistance value K1 may be set equal to Rpot,t,max of the following [Equation 1].
  • Gmax represents the ratio of the output voltage to the input voltage of the inverter circuit 208, that is, the maximum voltage gain value, which is the maximum value among the voltage gain values.
  • the maximum voltage gain value may be replaced by a value obtained by experiment or a value calculated in advance.
  • Vin represents an input voltage value measured by the voltage measurement sensor 24.
  • Prated represents the maximum rated power of the induction heating device.
  • the main control circuit 20 selects the driving mode of the inverter circuit 208.
  • the frequency triple mode is set (708).
  • the main control circuit 20 performs step 802, which will be described later, after the setting of the driving mode is completed.
  • V ab the bridge voltage
  • S 1 the first inverter driving signal
  • S 2 the second inverter driving signal
  • S 3 the third inverter driving signal
  • the main control circuit 20 drives the first inverter with the inverter control circuit 22 having the duty ratio and waveform as shown in FIG. 3.
  • a control signal is applied to the inverter control circuit 22 to output the signal S 1 , the second inverter driving signal S 2 , the third inverter driving signal S 3 , and the fourth inverter driving signal S 4. .
  • the main control circuit 20 includes a first inverter driving signal S 1 , a second inverter driving signal S 2 , a third inverter driving signal S 3 , and a fourth inverter driving signal as shown in FIG. 3. It is set so that the resonance current is output in three cycles during one cycle (P1) of (S 4 ). In other words, the main control circuit 20 sets the resonance frequency of the working coil 210 to be three times the driving frequency of the inverter circuit 210. To this end, the main control circuit 20 controls the open/close state of the switches 233, 234, and 236 so that the capacitance (Cr,t) of the variable capacitor circuit 222 is the same as the following [Equation 2].
  • fr,t denotes a frequency value that is three times the driving frequency of the inverter circuit 208
  • Lr denotes the inductance of the inductor L 2.
  • the capacitance of the variable capacitor circuit 222 is adjusted in the same manner as in [Equation 2] according to the control of the open/close state of the switches 233, 234, 236 of the variable capacitor circuit 222, and the first inverter as shown in FIG.
  • the driving signal S 1 , the second inverter driving signal S 2 , the third inverter driving signal S 3 , and the fourth inverter driving signal S 4 are supplied to the inverter circuit 208, the inverter circuit 208 ) Is driven in frequency triple mode.
  • the main control circuit 20 sets the driving frequency of the inverter circuit 208 to a predetermined second driving frequency (710).
  • the second driving frequency may be set to twice the minimum frequency f min , that is, 2 ⁇ f min.
  • the main control circuit 20 supplies a control signal corresponding to the second driving frequency to the inverter control circuit 22 with the driving frequency of the inverter circuit 208 set to the second driving frequency.
  • the inverter control circuit 22 receiving the control signal includes a first inverter driving signal S 1 , a second inverter driving signal S 2 , and a third inverter driving signal S having a duty ratio corresponding to the second driving frequency. 3 ) and the fourth inverter driving signal S 4 are supplied to the first switching element 214, the second switching element 216, the third switching element 218, and the fourth switching element 220, respectively.
  • the main control circuit 20 measures the input voltage value measured by the voltage measurement sensor 24 and the first current.
  • the resistance value of the container that is, the load resistance value, is calculated using the input current value measured by the sensor 23 (712).
  • the main control circuit 20 compares the calculated load resistance value with a predetermined second reference resistance value K2 (714).
  • the second reference resistance value K2 may be set equal to Rpot,d,max of the following [Equation 3].
  • the main control circuit 20 sets the driving mode of the inverter circuit 208.
  • the frequency double mode is set (716).
  • the main control circuit 20 performs step 802, which will be described later, after the setting of the driving mode is completed.
  • V ab the bridge voltage
  • S 1 the first inverter driving signal
  • S 2 the second inverter driving signal
  • S 3 the third inverter driving signal
  • the main control circuit 20 drives the first inverter with the inverter control circuit 22 having the duty ratio and waveform as shown in FIG. 4.
  • a control signal is applied to the inverter control circuit 22 to output the signal S 1 , the second inverter driving signal S 2 , the third inverter driving signal S 3 , and the fourth inverter driving signal S 4. .
  • the main control circuit 20 includes a first inverter driving signal S 1 , a second inverter driving signal S 2 , a third inverter driving signal S 3 , and a fourth inverter driving signal as shown in FIG. 4. It is set so that the resonance current is output in two cycles during one cycle (P1) of (S 4 ). In other words, the main control circuit 20 sets the resonance frequency of the working coil 210 to be twice the driving frequency of the inverter circuit 210. To this end, the main control circuit 20 controls the open/close state of the switches 233, 234, and 236 so that the capacitance (Cr,d) of the variable capacitor circuit 222 is the same as the following [Equation 4].
  • fr,d denotes a frequency value that is twice the driving frequency of the inverter circuit 208.
  • the capacitance of the variable capacitor circuit 222 is adjusted in the same manner as in [Equation 4] according to the control of the open/close state of the switches 233, 234, and 236 of the variable capacitor circuit 222, and the first inverter as shown in FIG.
  • the driving signal S 1 , the second inverter driving signal S 2 , the third inverter driving signal S 3 , and the fourth inverter driving signal S 4 are supplied to the inverter circuit 208, the inverter circuit 208 ) Is driven in frequency double mode.
  • the main control circuit 20 sets the driving frequency of the inverter circuit 208 to a predetermined third driving frequency (718).
  • the third driving frequency may be set to the minimum frequency (f min ).
  • the main control circuit 20 supplies a control signal corresponding to the third driving frequency to the inverter control circuit 22 with the driving frequency of the inverter circuit 208 set to the third driving frequency.
  • the inverter control circuit 22 receiving the control signal includes a first inverter driving signal S 1 , a second inverter driving signal S 2 , and a third inverter driving signal S having a duty ratio corresponding to the third driving frequency. 3 ) and the fourth inverter driving signal S 4 are supplied to the first switching element 214, the second switching element 216, the third switching element 218, and the fourth switching element 220, respectively.
  • the main control circuit 20 measures the input voltage value measured by the voltage measurement sensor 24 and the first current.
  • the resistance value of the container that is, the load resistance value, is calculated using the input current value measured by the sensor 23 (720).
  • the main control circuit 20 compares the calculated load resistance value with a predetermined third reference resistance value K3.
  • the third reference resistance value K3 may be set equal to Rpot,h,max of the following [Equation 5].
  • the main control circuit 20 sets the driving mode of the inverter circuit 208.
  • the half bridge mode is set (724).
  • the main control circuit 20 performs step 802, which will be described later, after the setting of the driving mode is completed.
  • FIG. 5 shows the waveform of the resonance current of the working coil 210 measured by the second current measuring sensor 25 and the output terminal when the driving mode of the inverter circuit 208 according to the exemplary embodiment of the present specification is the half bridge mode.
  • the waveform of the bridge voltage (V ab ), which is the voltage applied between (a) and the output terminal (b), the first inverter driving signal (S 1 ), the second inverter driving signal (S 2 ), and the third inverter driving signal (S 3 ), the waveform of the fourth inverter driving signal S 4 is shown.
  • the main control circuit 20 is the first inverter having the duty ratio and waveform as shown in FIG.
  • a control signal is applied to the inverter control circuit 22 to output a driving signal (S 1 ), a second inverter driving signal (S 2 ), a third inverter driving signal (S 3 ), and a fourth inverter driving signal (S 4 ). do.
  • the main control circuit 20 includes a first inverter driving signal S 1 , a second inverter driving signal S 2 , a third inverter driving signal S 3 , and a fourth inverter driving signal as shown in FIG. 5. It is set so that the resonance current is output in one cycle during one cycle (P1) of (S 4 ). In other words, the main control circuit 20 sets the resonance frequency of the working coil 210 equal to the driving frequency of the inverter circuit 210. To this end, the main control circuit 20 adjusts the open/close state of the switches 233, 234, and 236 so that the capacitance (Cr,h) of the variable capacitor circuit 222 is the same as the following [Equation 6].
  • fr,h means the same frequency value as the driving frequency of the inverter circuit 210.
  • the capacitance of the variable capacitor circuit 222 is adjusted in the same manner as [Equation 6] according to the control of the open/close state of the switches 233, 234, 236 of the variable capacitor circuit 222, and the first inverter as shown in FIG.
  • the driving signal S 1 , the second inverter driving signal S 2 , the third inverter driving signal S 3 , and the fourth inverter driving signal S 4 are supplied to the inverter circuit 208, the inverter circuit 208 ) Is driven in half bridge mode.
  • the main control circuit 20 when the calculated load resistance value and the third reference resistance value K3 are compared and the load resistance value is greater than or equal to the third reference resistance value K3, the main control circuit 20 The driving mode is set to the full bridge mode (726). The main control circuit 20 performs step 802, which will be described later, after the setting of the driving mode is completed.
  • FIG. 6 shows the waveform of the resonance current of the working coil 210 measured by the second current measuring sensor 25, and the output terminal when the driving mode of the inverter circuit 208 according to the exemplary embodiment of the present specification is in the full bridge mode.
  • the waveform of the bridge voltage (V ab ) which is the voltage applied between (a) and the output terminal (b), the first inverter driving signal (S 1 ), the second inverter driving signal (S 2 ), and the third inverter driving signal (S 3 ), the waveform of the fourth inverter driving signal S 4 is shown.
  • the main control circuit 20 is a first inverter having a duty ratio and a waveform as shown in FIG.
  • a control signal is applied to the inverter control circuit 22 to output a driving signal (S 1 ), a second inverter driving signal (S 2 ), a third inverter driving signal (S 3 ), and a fourth inverter driving signal (S 4 ). do.
  • the main control circuit 20 includes a first inverter driving signal S 1 , a second inverter driving signal S 2 , a third inverter driving signal S 3 , and a fourth inverter driving signal as shown in FIG. 5. It is set so that the resonance current is output in one cycle during one cycle (P1) of (S 4 ). In other words, the main control circuit 20 sets the resonance frequency of the working coil 210 equal to the driving frequency of the inverter circuit 210. To this end, the main control circuit 20 controls the open/close state of the switches 233, 234, and 236 so that the capacitance (Cr,f) of the variable capacitor circuit 222 is the same as the following [Equation 8].
  • fr,f means the same frequency value as the driving frequency of the inverter circuit 210.
  • the capacitance of the variable capacitor circuit 222 is adjusted in the same manner as in [Equation 8] according to the opening and closing state of the switches 233, 234, 236 of the variable capacitor circuit 222, and the first inverter as shown in FIG.
  • the driving signal S 1 , the second inverter driving signal S 2 , the third inverter driving signal S 3 , and the fourth inverter driving signal S 4 are supplied to the inverter circuit 208, the inverter circuit 208 ) Is driven in full bridge mode.
  • the main control circuit 20 calculates a load resistance value again, and compares the calculated load resistance value with a predetermined fourth reference resistance value K4.
  • the fourth reference resistance value K4 may be set equal to Rpot,f,max of the following [Equation 8].
  • the load resistance value is greater than or equal to the fourth reference resistance value K4.
  • the main control circuit 20 limits the output power value of the working coil 210 to a predetermined reference power value or less. Accordingly, the main control circuit 20 changes the driving frequency of the inverter circuit 208 to a frequency value corresponding to the reference power value, and supplies a control signal corresponding to the changed driving frequency to the inverter control circuit 22.
  • step 728 If the load resistance value in step 728 is less than the fourth reference resistance value K4, the drive mode of the inverter circuit 208 is maintained in the full bridge mode, and the main control circuit 20 is in step 802, which will be described later. To do.
  • step 708 step 716, step 724, step 730, or step 728 is performed
  • the main control circuit 20 passes through the voltage measurement sensor 24.
  • the magnitude of the measured output voltage of the DC link capacitor C 1 that is, the current DC link voltage value is obtained.
  • the main control circuit 20 calculates the current voltage value of the working coil 210 based on the current DC link voltage value (802).
  • the main control circuit 20 may calculate the current voltage value of the working coil 210 according to the following [Equation 9].
  • VC1 represents the current voltage value of the working coil 210
  • VD1 represents the current DC link voltage value
  • Gv is a voltage gain value, and may be replaced by a value obtained through an experiment or a value calculated in advance.
  • the main control circuit 20 is based on the current voltage value of the working coil 210 calculated in step 802 and the resonance current value of the working coil 210 measured through the second current measurement sensor 25.
  • the load resistance value of the container is calculated (804).
  • the main control circuit 20 may calculate a load resistance value according to the following [Equation 10].
  • Ir represents a resonant current value measured by the second current measuring sensor 25, and n represents the number of windings of the working coil 210.
  • VC1 represents the current voltage value of the working coil 210 calculated in step 802, and Rpot represents the load resistance value.
  • Lm denotes the magnetizing inductance of the working coil 210
  • T denotes a switching period of the inverter circuit 208, that is, a period in which the switching elements of the inverter circuit 208 are turned on/off.
  • the main control circuit 20 includes a resonance current value Ir measured by the second current measurement sensor 25 in [Equation 10], and a current voltage value VC1 of the working coil 210 calculated in step 802. ), it is possible to calculate the load resistance value Rpot by substituting the number of windings n of the working coil 210.
  • the main control circuit 20 calculates the equivalent resistance value of the container and the working coil based on the load resistance value calculated in step 804 and the number of windings of the working coil (806).
  • the equivalent resistance value is the resistance value of the load, assuming that the container and the working coil are a single load.
  • the main control circuit 20 can calculate an equivalent resistance value according to the following [Equation 11].
  • Req represents an equivalent resistance value
  • n represents the number of windings of the working coil 210.
  • Rpot represents the load resistance value of the container calculated in step 804.
  • the main control circuit 20 is based on the required power value for the working coil 210 corresponding to the heating level set by the user and the equivalent resistance value calculated in step 806 of the working coil 210.
  • a target voltage value is calculated (808).
  • the main control circuit 20 may calculate a target voltage value according to the following [Equation 12].
  • VC2 represents a target voltage value of the working coil 210.
  • the main control circuit 20 controls the magnitude of the voltage applied to the working coil 210 to reach a target voltage value.
  • Ptransfer represents the required power value for the working coil 210
  • Req represents the equivalent resistance value calculated in step 806.
  • the main control circuit 20 calculates a final voltage value of the DC link capacitor C 1 based on the target voltage value of the working coil 210 calculated in step 808 (810).
  • the main control circuit 20 may calculate a final voltage value according to the following [Equation 13].
  • VD2 represents the final voltage value of the DC link capacitor C 1. Further, VC2 represents a target voltage value calculated in step 808, and Gv represents a voltage gain value.
  • the main control circuit 20 adjusts the duty ratio of the PFC driving signal S P output from the PFC control circuit 21 according to the calculated final voltage value. Accordingly, the magnitude of the voltage output from the PFC circuit 206 is adjusted, and the voltage value of the voltage output from the DC link capacitor C 1 is adjusted to the final voltage value. In addition, by adjusting the voltage value of the DC link voltage to the final voltage value, the output power value of the working coil 210 reaches a required power value corresponding to the heating level set by the user.
  • the induction heating device is driven in various modes according to the characteristics of the container. Accordingly, there is an advantage in that the induction heating device can have a wider driving range and that a container having various characteristics can be used.
  • the voltage value of the DC link capacitor is adjusted through the PFC circuit to adjust the output power of the working coil.
  • the output power control method by adjusting the voltage value of the DC link capacitor has advantages in that the power efficiency of the induction heating device is increased and the power control range is widened compared to the conventional output power control method by frequency control.

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Abstract

본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치는, 전원으로부터 공급되는 교류 입력 전압을 정류하여 정류된 전압을 출력하는 정류 회로, PFC 구동 신호에 의해서 구동되며 상기 정류된 전압 및 전류의 역률을 제어하여 출력하는 PFC 회로, 상기 PFC 회로로부터 출력된 전압을 평활화하여 직류 링크 전압을 출력하는 직류 링크 캐패시터, 다수의 스위칭 소자 및 가변 캐패시터 회로를 포함하며, 인버터 구동 신호에 의해서 구동되어 상기 직류 링크 전압을 워킹 코일의 구동을 위한 교류 전압으로 변환하는 인버터 회로, 상기 워킹 코일 상에 놓여진 용기의 부하 저항값에 기초하여 결정되는 상기 인버터 회로의 구동 모드에 따라서 상기 가변 캐패시터 회로의 캐패시턴스를 조절하고, 상기 용기 및 상기 워킹 코일의 등가 저항값 및 상기 워킹 코일에 대한 요구 전력값에 기초하여 산출되는 최종 전압값에 따라서 상기 직류 링크 전압의 크기를 조절하는 메인 제어 회로를 포함한다.

Description

유도 가열 장치
본 명세서는 유도 가열 장치에 관한 것이다.
가정이나 식당에서 음식을 가열하기 위한 다양한 방식의 조리 기구들이 사용되고 있다. 종래에는 가스를 연료로 하는 가스 레인지가 널리 보급되어 사용되어 왔으나, 최근에는 전기 에너지를 이용하여 조리 용기를 가열하는 장치가 사용된다.
전기 에너지를 이용하여 용기를 가열하는 방식은 저항 가열 방식과 유도 가열 방식으로 분류된다. 저항 가열 방식은 금속 저항선 또는 탄화규소와 같은 비금속 발열체에 전류가 흐를 때 발생하는 열 에너지가 용기에 전달됨으로써 용기가 가열되는 방식이다. 그리고 유도 가열 방식은 워킹 코일에 전기 에너지가 공급될 때 워킹 코일 주변에 발생하는 자계에 의하여 용기에 발생하는 와전류(eddy current)에 의해서 용기가 가열되는 방식이다.
유도 가열 장치는 하나 이상의 워킹 코일을 포함하며 전술한 유도 가열 방식으로 용기를 가열하는 장치이다. 도 1은 종래 기술에 따른 유도 가열 장치의 회로 구성을 개략적으로 도시한다.
도 1을 참조하면, 종래 기술에 따른 유도 가열 장치는 정류 회로(104), 평활화 회로(L, C 1), 인버터 회로(106), 워킹 코일(108), 메인 제어 회로(110), 인버터 제어 회로(112)를 포함한다.
정류 회로(104)는 전원(102)으로부터 공급되는 교류 입력 전압을 정류하여 맥동 파형을 갖는 전압을 출력한다.
평활화 회로(L, C 1)는 정류 회로(104)에 의해서 정류된 전압을 평활화하여 직류 링크 전압을 출력한다. 평활화 회로(L, C 1)는 인덕터(L) 및 직류 링크 캐패시터(C 1)를 포함한다.
인버터 회로(106)는 평활화 회로(L, C 1)로부터 출력되는 직류 링크 전압을 워킹 코일(108)의 구동을 위한 교류 전압으로 변환한다. 인버터 회로(106)는 제1 캐패시터(C 2), 제2 캐패시터(C 3), 제1 스위칭 소자(120), 제2 스위칭 소자(122)를 포함한다.
인버터 회로(106)에 포함되는 제1 스위칭 소자(120) 및 제2 스위칭 소자(122)는 인버터 제어 회로(112)로부터 출력되는 제1 인버터 구동 신호(S 1) 및 제2 인버터 구동 신호(S 2)에 의해서 교번적으로 턴 온/턴 오프된다. 제1 인버터 구동 신호(S 1) 및 제2 인버터 구동 신호(S 2)는 각각 미리 정해진 듀티 비(duty ratio)를 갖는 PWM(Pulse Width Modulation) 신호이다. 제1 스위칭 소자(120) 및 제2 스위칭 소자(122)에 각각 제1 인버터 구동 신호(S 1) 및 제2 인버터 구동 신호(S 2)가 인가되면 제1 스위칭 소자(120) 및 제2 스위칭 소자(122)가 교번적으로 턴 온/턴 오프되면서 직류 링크 전압이 교류 전압으로 변환된다.
인버터 회로(106)로부터 출력되는 교류 전압은 워킹 코일(108)에 인가된다. 교류 전압이 인가되면 워킹 코일(108)이 구동된다. 워킹 코일(108)이 구동되면 워킹 코일(108)의 상부에 놓인 용기에 와전류가 흐르면서 용기가 가열된다. 워킹 코일(108)이 구동될 때 워킹 코일(108)에 의하여 발생하는 전력의 크기, 즉 워킹 코일의 출력 전력값에 따라서 용기에 공급되는 열 에너지의 크기가 달라진다.
메인 제어 회로(110)는 인버터 회로(106)의 구동 주파수를 결정하고, 결정된 구동 주파수에 대응되는 제어 신호를 인버터 제어 회로(112)에 공급한다. 이에 따라서 인버터 제어 회로(112)는 메인 제어 회로(110)에 의해서 결정된 구동 주파수에 대응되는 듀티 비를 갖는 인버터 구동 신호(S 1 ,S 2)를 출력한다.
사용자는 유도 가열 장치의 워킹 코일(108) 상부에 용기를 올려 놓고 용기에 대한 가열 레벨을 설정한다. 사용자가 설정한 가열 레벨에 따라서 워킹 코일(108)에 요구되는 출력 전력값, 즉 요구 전력값이 결정된다. 예를 들어 사용자가 가열 레벨을 5로 설정한 경우, 워킹 코일(108)의 요구 전력값은 가열 레벨 5에 대응되는 전력값인 4kW로 결정된다.
메인 제어 회로(110)는 워킹 코일(108)의 출력 전력값이 요구 전력값(예컨대, 4kW)에 도달할 때까지, 인버터 회로(106)의 구동 주파수를 변경시키면서 인버터 제어 회로(112)에 제어 신호를 공급한다. 워킹 코일(108)의 출력 전력값이 요구 전력값에 도달하면, 인버터 회로(106)의 구동 주파수가 고정된다.
그런데 종래 기술에 따르면, 유도 가열 장치에 포함되는 소자들의 특성으로 인하여 인버터 회로(106)의 구동 주파수 범위가 특정 범위로 제한된다. 이러한 구동 주파수 범위의 제한으로 인하여, 유도 가열 장치를 이용하여 가열할 수 있는 용기의 종류가 제한적이다. 즉, 종래 기술에 따른 유도 가열 장치를 사용할 경우, 다양한 재질 또는 특성을 갖는 용기를 사용하기 어려운 문제가 있다.
또한 종래 기술에 따르면 워킹 코일(108)의 출력 전력값이 요구 전력값에 도달할 때까지 인버터 회로(106)의 구동 주파수가 변경된다. 그러나 인버터 회로(106)의 구동 주파수가 변경될 때마다 인버터 회로(106)에 포함되는 스위칭 소자120, 122)의 도통 손실이 발생하고, 워킹 코일(108)의 발열량이 증가하며, 용기의 임피던스, 즉 부하 임피던스가 변화한다. 이로 인하여 워킹 코일(108)의 전력 효율이 감소하고, 유도 가열 장치의 가열 동작 제어의 복잡성이 증가하는 문제가 있다.
본 명세서는 다양한 재질 또는 특성을 갖는 용기의 사용이 가능한 유도 가열 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한 본 명세서는 인버터 회로의 구동 주파수를 변경하지 않고도 워킹 코일의 출력 전력값이 조절되는 유도 가열 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
또한 본 명세서는 종래의 유도 가열 장치에 비해 전력 효율이 높고 가열 동작 제어의 복잡성이 낮은 유도 가열 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 명세서의 목적들은 이상에서 언급한 목적으로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 본 명세서의 다른 목적 및 장점들은 하기의 설명에 의해서 이해될 수 있고, 본 명세서의 실시예에 의해 보다 분명하게 이해될 것이다. 또한, 본 명세서의 목적 및 장점들은 특허 청구 범위에 나타낸 수단 및 그 조합에 의해 실현될 수 있음을 쉽게 알 수 있을 것이다.
본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치는, 전원으로부터 공급되는 교류 입력 전압을 정류하여 정류된 전압을 출력하는 정류 회로, PFC 구동 신호에 의해서 구동되며 상기 정류된 전압 및 전류의 역률을 제어하여 출력하는 PFC 회로, 상기 PFC 회로로부터 출력된 전압을 평활화하여 직류 링크 전압을 출력하는 직류 링크 캐패시터, 제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 제4 스위칭 소자 및 가변 캐패시터 회로를 포함하며, 인버터 구동 신호에 의해서 구동되어 상기 직류 링크 전압을 워킹 코일의 구동을 위한 교류 전압으로 변환하는 인버터 회로, 상기 워킹 코일 상에 놓여진 용기의 부하 저항값에 기초하여 결정되는 상기 인버터 회로의 구동 모드에 따라서 상기 가변 캐패시터 회로의 캐패시턴스를 조절하고, 상기 용기 및 상기 워킹 코일의 등가 저항값 및 상기 워킹 코일에 대한 요구 전력값에 기초하여 산출되는 최종 전압값에 따라서 상기 직류 링크 전압의 크기를 조절하는 메인 제어 회로를 포함한다.
본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 현재 직류 링크 전압값에 기초하여 상기 워킹 코일의 현재 전압값을 산출하고, 상기 워킹 코일의 현재 전압값 및 상기 워킹 코일의 공진 전류값을 기초로 상기 용기의 부하 저항값을 산출하고, 상기 부하 저항값 및 상기 워킹 코일의 권선 수를 기초로 상기 등가 저항값을 산출한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 상기 요구 전력값 및 상기 등가 저항값에 기초하여 상기 워킹 코일의 목표 전압값을 산출하고, 상기 목표 전압값에 기초하여 상기 최종 전압값을 산출한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 상기 최종 전압값에 대응되도록 상기 PFC 구동 신호의 듀티 비를 조절한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 PFC 회로는 부스트 인덕터, 상기 부스트 인덕터와 직렬로 연결되는 다이오드, 상기 부스트 인덕터와 상기 다이오드의 연결점에 병렬로 연결되는 부스트 스위칭 소자를 포함한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 상기 부하 저항값을 미리 정해진 기준 저항값과 비교하고, 비교 결과에 따라서 상기 인버터 회로의 구동 모드를 결정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 상기 인버터 회로의 구동 주파수가 미리 정해진 제1 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제1 기준 저항값보다 작으면 상기 구동 모드를 주파수 3배 모드로 설정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 상기 인버터 회로의 구동 주파수가 미리 정해진 제1 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제2 기준 저항값보다 작으면 상기 구동 모드를 주파수 2배 모드로 설정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 상기 인버터 회로의 구동 주파수가 미리 정해진 제3 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제3 기준 저항값보다 작으면 상기 구동 모드를 하프 브릿지 모드로 설정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 상기 인버터 회로의 구동 주파수가 미리 정해진 제3 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제3 기준 저항값보다 크거나 같으면 상기 구동 모드를 풀 브릿지 모드로 설정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 상기 메인 제어 회로는 상기 구동 모드가 풀 브릿지 모드로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제4 기준 저항값보다 크거나 같으면 상기 워킹 코일의 출력 전력값을 미리 정해진 기준 전력값 이하로 제한한다.
본 명세서에 따른 유도 가열 장치는 다양한 재질 또는 특성을 갖는 용기의 사용이 가능한 장점이 있다.
또한 본 명세서에 따른 유도 가열 장치는 인버터 회로의 구동 주파수를 변경하지 않고도 워킹 코일의 출력 전력값이 조절되는 장점이 있다.
또한 본 명세서에 따른 유도 가열 장치는 종래의 유도 가열 장치에 비해 전력 효율이 높고 가열 동작 제어의 복잡성이 낮은 장점이 있다.
도 1은 종래 기술에 따른 유도 가열 장치의 회로 구성을 도시한다.
도 2는 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치의 회로 구성을 도시한다.
도 3은 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치가 주파수 3배 모드로 구동될 때 워킹 코일의 공진 전류의 파형, 브릿지 전압의 파형, 인버터 구동 신호의 파형을 나타낸다.
도 4는 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치가 주파수 2배 모드로 구동될 때 워킹 코일의 공진 전류의 파형, 브릿지 전압의 파형, 인버터 구동 신호의 파형을 나타낸다.
도 5는 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치가 하프 브릿지 모드로 구동될 때 워킹 코일의 공진 전류의 파형, 브릿지 전압의 파형, 인버터 구동 신호의 파형을 나타낸다.
도 6은 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치가 풀 브릿지 모드로 구동될 때 워킹 코일의 공진 전류의 파형, 브릿지 전압의 파형, 인버터 구동 신호의 파형을 나타낸다.
도 7 및 도 8은 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치의 구동 과정을 나타내는 흐름도이다.
전술한 목적, 특징 및 장점은 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 후술되며, 이에 따라 본 명세서가 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 본 명세서의 기술적 사상을 용이하게 실시할 수 있을 것이다. 본 명세서를 설명함에 있어서 본 명세서과 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 명세서의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우에는 상세한 설명을 생략한다. 이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 명세서에 따른 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다. 도면에서 동일한 참조부호는 동일 또는 유사한 구성요소를 가리키는 것으로 사용된다.
도 2는 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치의 회로 구성을 도시한다.
도 2를 참조하면, 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치는 정류 회로(204), PFC(Power Factor Correction) 회로(206), 인버터 회로(208), 워킹 코일(210), 메인 제어 회로(20), PFC 제어 회로(21), 인버터 제어 회로(22)를 포함한다.
정류 회로(204)는 전원(202)으로부터 공급되는 교류 입력 전압을 정류하여 맥동 파형을 갖는 전압을 출력한다. 정류 회로(204)는 하나 이상의 다이오드를 포함할 수 있다.
PFC 회로(206)는 정류 회로(204)로부터 출력되는 정류된 전압 및 전류의 역률을 제어한다. 즉, PFC 회로(206)는 정류 회로(204)로부터 출력되는 전류에 포함되는 고조파 성분을 제거하고, 정류 회로(204)로부터 출력되는 전압과 전류의 위상차를 줄임으로써 정류된 전압 및 전류의 역률을 제어한다.
PFC 회로(206)는 부스트 인덕터(L 1), 부스트 인덕터(L 1)와 직렬로 연결되는 다이오드(D), 그리고 부스트 인덕터(L 1)와 다이오드(D)의 연결점에 병렬로 연결되는 부스트 스위칭 소자(212)를 포함한다.
부스트 스위칭 소자(212)는 PFC 제어 회로(21)로부터 출력되는 PFC 구동 신호(S P)에 의해서 턴 온/턴 오프된다. PFC 구동 신호(S P)는 미리 정해진 듀티 비를 갖는 PWM 신호이다. 후술하는 바와 같이, PFC 구동 신호(S P)의 듀티 비는 메인 제어 회로(20)에 의해 조절될 수 있으며, PFC 제어 회로(21)는 메인 제어 회로(20)에 의해 설정된 듀티 비를 갖는 PFC 구동 신호(S P)를 출력한다.
PFC 구동 신호(S P)의 듀티 비에 따라서 PFC 회로(206)로부터 출력되는 전압의 크기가 달라진다. 또한 PFC 회로(206)로부터 출력되는 전압의 크기에 따라서 직류 링크 캐패시터(C 1)에서 출력되는 전압, 즉 직류 링크 전압의 크기가 달라진다.
다시 도 2를 참조하면, PFC 회로(206)와 연결되는 직류 링크 캐패시터(C 1)는 PFC 회로(206)로부터 출력되는 전압을 평활화하여 직류 링크 전압을 출력한다.
인버터 회로(208)는 직류 링크 캐패시터(C 1)로부터 출력되는 직류 링크 전압을 워킹 코일(210)의 구동을 위한 교류 전압으로 변환한다. 인버터 회로(208)는 제1 스위칭 소자(214), 제2 스위칭 소자(216), 제3 스위칭 소자(218), 제4 스위칭 소자(220), 인덕터(L 2), 가변 캐패시터 회로(222)를 포함한다.
인버터 회로(106)에 포함되는 제1 스위칭 소자(214), 제2 스위칭 소자(216), 제3 스위칭 소자(218), 제4 스위칭 소자(220)는 인버터 제어 회로(112)로부터 출력되는 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)에 의해서 교번적으로 턴 온/턴 오프된다. 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)는 각각 미리 정해진 듀티 비(duty ratio)를 갖는 PWM 신호이다. 제1 스위칭 소자(214), 제2 스위칭 소자(216), 제3 스위칭 소자(218), 제4 스위칭 소자(220)에 각각 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)가 인가되면 제1 스위칭 소자(214) 및 제2 스위칭 소자(216)가 교번적으로 턴 온/턴 오프되고, 제3 스위칭 소자(218) 및 제4 스위칭 소자(220)가 교번적으로 턴 온/턴 오프된다.
본 명세서에서 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 듀티 비 또는 파형은 인버터 회로(106)의 구동 모드 및 구동 주파수에 따라서 다르게 설정될 수 있다. 후술하는 바와 같이 메인 제어 회로(20)는 용기의 특성에 따라서 인버터 회로(106)의 구동 모드를 결정하며, 인버터 회로(106)의 구동 모드에 따라서 인버터 회로(106)의 구동 주파수가 다르게 설정될 수 있다.
인버터 회로(208)로부터 출력되는 교류 전압은 워킹 코일(210)에 인가된다. 교류 전압이 인가되면 워킹 코일(210)이 구동된다. 워킹 코일(210)이 구동되면 워킹 코일(210)의 상부에 놓인 용기에 와전류가 흐르면서 용기가 가열된다. 워킹 코일(210)이 구동될 때 워킹 코일(210)에 의하여 발생하는 전력의 크기, 즉 워킹 코일(210)의 출력 전력값에 따라서 용기에 공급되는 열 에너지의 크기가 달라진다.
가변 캐패시터 회로(222)는 서로 병렬로 연결되는 제1 캐패시터(C 2), 제2 캐패시터(C 3), 제3 캐패시터(C 4) 및 각 캐패시터와 직렬로 연결되는 제1 스위치(233), 제2 스위치(234), 제3 스위치(236)를 포함한다. 제1 스위치(233), 제2 스위치(234), 제3 스위치(236)는 메인 제어 회로(20)의 제어 신호에 의해서 각각 개폐될 수 있다. 제1 스위치(233), 제2 스위치(234), 제3 스위치(236)의 개폐 상태에 따라서 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스가 달라진다.
도 2에는 가변 캐패시터 회로(222)가 3개의 캐패시터를 포함하는 실시예가 도시되어 있다. 그러나 이는 단지 예시일 뿐이며, 가변 캐패시터 회로(222)에 포함되는 캐패시터의 개수 및 회로 구조는 실시예에 따라서 달라질 수 있다.
워킹 코일(210)에 교류 전압이 인가되면 인덕터(L 2) 및 가변 캐패시터 회로(222)에 포함되는 캐패시터에 의해서 공진 현상이 발생한다. 알려진 바와 같이 LC 회로에서 공진 현상이 발생할 때 공진 주파수는 인덕턴스의 크기 및 캐패시턴스의 크기에 따라서 달라진다. 본 명세서에 따른 유도 가열 장치의 메인 제어 회로(110)는 가변 캐패시터 회로(222)에 포함된 스위치(233, 234, 236)의 개폐 상태를 제어함으로써 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스의 크기를 조절할 수 있다. 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스의 크기가 조절됨으로써 워킹 코일(210)의 공진 주파수가 조절될 수 있다.
메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(106)의 구동 모드를 결정하고, 결정된 구동 모드에 대응되는 제어 신호를 인버터 제어 회로(22)에 공급한다. 인버터 제어 회로(22)는 메인 제어 회로(110)에 의해서 결정된 구동 모드에 대응되는 듀티 비 또는 파형을 갖는 인버터 구동 신호(S 1 ,S 2, S 3 ,S 4)를 출력한다.
사용자가 유도 가열 장치의 워킹 코일(210) 상부에 용기를 올려 놓고 용기에 대한 가열 레벨을 설정하면, 사용자가 설정한 가열 레벨에 따라서 워킹 코일(210)에 요구되는 출력 전력값, 즉 요구 전력값이 결정된다. 예를 들어 사용자가 가열 레벨을 5로 설정한 경우, 워킹 코일(210)의 요구 전력값은 가열 레벨 5에 대응되는 전력값인 4kW로 결정된다.
이 때 워킹 코일(210) 상부에 놓여진 용기의 재질에 따라서 용기의 특성이 달라진다. 메인 제어 회로(20)는 워킹 코일(210) 상부에 놓여진 용기의 특성을 나타내는 값인 저항값, 즉 부하 저항값을 산출하고, 산출된 부하 저항값에 기초하여 인버터 회로(208)의 구동 모드를 결정한다. 인버터 회로(208)의 구동 모드가 결정됨에 따라서 인버터 회로(208)의 구동 주파수가 결정된다.
본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 전압 측정 센서(24)에 의해서 측정되는 입력 전압값 및 제1 전류 측정 센서(23)에 의해서 측정되는 입력 전류값을 기초로 부하 저항값을 산출할 수 있다.
본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 부하 저항값을 미리 정해진 기준 저항값과 비교하고, 비교 결과에 따라서 인버터 회로(208)의 구동 모드를 결정한다.
본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수가 미리 정해진 제1 구동 주파수로 설정된 상태에서 부하 저항값이 미리 정해진 제1 기준 저항값보다 작으면 인버터 회로(208)의 구동 모드를 주파수 3배 모드로 설정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수가 미리 정해진 제1 구동 주파수로 설정된 상태에서 부하 저항값이 미리 정해진 제2 기준 저항값보다 작으면 인버터 회로(208)의 구동 모드를 주파수 2배 모드로 설정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수가 미리 정해진 제3 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제3 기준 저항값보다 작으면 인버터 회로(208)의 구동 모드를 하프 브릿지 모드로 설정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수가 미리 정해진 제3 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제3 기준 저항값보다 크거나 같으면 인버터 회로(208)의 구동 모드를 풀 브릿지 모드로 설정한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 모드가 풀 브릿지 모드로 설정된 상태에서 부하 저항값이 미리 정해진 제4 기준 저항값보다 크거나 같으면 워킹 코일(210)의 출력 전력값을 미리 정해진 기준 전력값 이하로 제한한다.
메인 제어 회로(20)는 결정된 구동 모드 및 구동 주파수에 따른 제어 신호를 인버터 제어 회로(22)에 공급한다. 인버터 제어 회로(22)는 메인 제어 회로(20)에 의해서 결정된 구동 모드에 대응되는 듀티 비 또는 파형을 갖는 인버터 구동 신호(S 1 ,S 2, S 3 ,S 4)를 각 스위칭 소자(214, 216, 218, 220)에 공급한다.
이처럼 본 명세서에서는 워킹 코일(210) 상부에 놓여진 용기에 적합한 유도 가열 장치의 구동 모드가 결정되므로, 다양한 재질의 용기 사용이 가능해진다.
구동 모드가 결정되어 인버터 회로(208)가 구동되면, 메인 제어 회로(20)는 사용자가 설정한 가열 레벨에 대응되는 워킹 코일(210)의 요구 전력값에 도달하도록 워킹 코일(210)의 출력 전력값을 조절한다. 종래 기술과는 달리, 본 명세서에 따른 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수 대신에 직류 링크 캐패시터(C 1)로부터 출력되는 직류 링크 전압의 전압값을 조절함으로써 워킹 코일(210)의 출력 전력값을 조절한다.
본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 용기 및 워킹 코일(210)의 저항을 합산한 저항값인 등가 저항값 및 워킹 코일(210)의 요구 전력값에 기초하여 최종 전압값을 산출한다. 메인 제어 회로(20)는 산출된 최종 전압값에 따라서 PFC 제어 회로(21)로부터 출력되는 PFC 구동 신호(S P)의 듀티 비를 조절한다. 이에 따라서 PFC 회로(206)로부터 출력되는 전압의 크기가 조절되어, 직류 링크 전압의 전압값이 최종 전압값으로 조절된다. 또한 직류 링크 전압의 전압값이 최종 전압값으로 조절됨으로써 워킹 코일(210)의 출력 전력값이 요구 전력값에 도달한다.
본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 전압 측정 센서(24)에 의해서 측정되는 직류 링크 전압의 크기, 즉 현재 직류 링크 전압값에 기초하여 워킹 코일(210)의 현재 전압값을 산출한다. 메인 제어 회로(20)는 워킹 코일(210)의 현재 전압값 및 제2 전류 측정 센서(25)에 의해서 측정되는 워킹 코일(210)의 공진 전류값을 기초로 용기의 부하 저항값을 산출하고, 부하 저항값 및 워킹 코일의 권선 수를 기초로 등가 저항값을 산출한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 요구 전력값 및 등가 저항값에 기초하여 워킹 코일(210)의 목표 전압값을 산출하고, 목표 전압값에 기초하여 최종 전압값을 산출한다.
또한 본 명세서의 일 실시예에서, 메인 제어 회로(20)는 최종 전압값에 대응되도록 PFC 구동 신호(S P)의 듀티 비를 조절한다.
이하에서는 도 2 내지 도 8을 참조하여 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치의 구동 과정이 상세히 설명된다.
도 3은 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치가 주파수 3배 모드로 구동될 때 워킹 코일의 공진 전류의 파형, 브릿지 전압의 파형, 인버터 구동 신호의 파형을 나타낸다. 도 4는 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치가 주파수 2배 모드로 구동될 때 워킹 코일의 공진 전류의 파형, 브릿지 전압의 파형, 인버터 구동 신호의 파형을 나타낸다. 도 5는 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치가 하프 브릿지 모드로 구동될 때 워킹 코일의 공진 전류의 파형, 브릿지 전압의 파형, 인버터 구동 신호의 파형을 나타낸다. 도 6은 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치가 풀 브릿지 모드로 구동될 때 워킹 코일의 공진 전류의 파형, 브릿지 전압의 파형, 인버터 구동 신호의 파형을 나타낸다. 도 7 및 도 8은 본 명세서의 일 실시예에 따른 유도 가열 장치의 구동 과정을 나타내는 흐름도이다.
먼저 도 7을 참조하면, 워킹 코일(210) 상부에 용기가 놓여진 상태에서 사용자가 가열 레벨을 설정함으로써 가열 동작의 수행이 요청되면, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수를 미리 정해진 제1 구동 주파수로 설정한다(702).
본 명세서의 일 실시예에서, 제1 구동 주파수는 인버터 회로(208)의 최소 주파수(f min)의 3배, 즉 3×f min로 설정될 수 있다. 여기서 인버터 회로(208)의 최소 주파수(f min)는 워킹 코일(210)의 출력 전력값이 최소값일 때 인버터 회로(208)의 구동 주파수를 의미한다.
메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수를 제1 구동 주파수로 설정하고, 제1 구동 주파수에 대응되는 제어 신호를 인버터 제어 회로(22)에 공급한다. 제어 신호를 수신한 인버터 제어 회로(22)는 제1 구동 주파수에 대응되는 듀티 비를 갖는 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)를 제1 스위칭 소자(214), 제2 스위칭 소자(216), 제3 스위칭 소자(218), 제4 스위칭 소자(220)에 각각 공급한다.
인버터 구동 신호에 의해서 인버터 회로(208)가 구동되어 워킹 코일(210)에 교류 전압이 공급되면, 메인 제어 회로(20)는 전압 측정 센서(24)에 의해서 측정되는 입력 전압값 및 제1 전류 측정 센서(23)에 의해서 측정되는 입력 전류값을 이용하여 용기의 저항값, 즉 부하 저항값을 산출한다(704).
예컨대 메인 제어 회로(20)는 R=(G×V 2)/P 수식을 이용하여 부하 저항값(R)을 산출할 수 있다. 여기서 P는 입력 전력값으로, 입력 전압값(V)을 입력 전류값(I)에 곱하여 산출된다. 또한 G는 미리 정해진 전압 이득 값이다. 실시예에 따라서는 전압 측정 센서(24)에 의해서 측정되는 입력 전압값 및 제1 전류 측정 센서(23)에 의해서 측정되는 입력 전류값을 기초로 다른 방법에 의해서 부하 저항값이 산출될 수도 있다.
메인 제어 회로(20)는 산출된 부하 저항값을 미리 정해진 제1 기준 저항값(K1)과 비교한다(706). 본 명세서의 일 실시예에서, 제1 기준 저항값(K1)은 하기 [수학식 1]의 Rpot,t,max와 동일하게 설정될 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000001
[수학식 1]에서 Gmax는 인버터 회로(208)의 입력 전압에 대한 출력 전압의 비, 즉 전압 이득값 중 최대값인 최대 전압 이득값을 나타낸다. 최대 전압 이득값은 실험에 의해서 획득된 값이나 미리 산출된 값으로 대체될 수 있다.
또한 Vin은 전압 측정 센서(24)에 의해서 측정되는 입력 전압값을 나타낸다. 그리고 Prated는 유도 가열 장치의 최대 정격 전력을 나타낸다.
산출된 부하 저항값과 제1 기준 저항값(K1)을 비교한 결과 부하 저항값이 제1 기준 저항값(K1)보다 작을 경우, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 모드를 주파수 3배 모드로 설정한다(708). 메인 제어 회로(20)는 구동 모드 설정이 완료된 후 후술하는 단계(802)를 수행한다.
도 3에는 본 명세서의 일 실시예에 따른 인버터 회로(208)의 구동 모드가 주파수 3배 모드일 때, 제2 전류 측정 센서(25)에 의해서 측정되는 워킹 코일(210)의 공진 전류의 파형, 출력단(a) 및 출력단(b) 사이에 인가되는 전압인 브릿지 전압(V ab)의 파형, 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 파형이 도시된다.
전술한 바와 같이 유도 가열 장치의 구동 모드가 주파수 3배 모드로 결정되면, 메인 제어 회로(20)는 인버터 제어 회로(22)가 도 3에 도시된 바와 같은 듀티 비 및 파형을 갖는 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)를 출력하도록 인버터 제어 회로(22)에 제어 신호를 인가한다.
여기서 메인 제어 회로(20)는 도 3에 도시된 바와 같이 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 1주기(P1) 동안 공진 전류가 3회의 주기로 출력되도록 설정한다. 다시 말해서 메인 제어 회로(20)는 워킹 코일(210)의 공진 주파수를 인버터 회로(210)의 구동 주파수의 3배가 되도록 설정한다. 이를 위해서 메인 제어 회로(20)는 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스(Cr,t)가 하기 [수학식 2]와 동일하도록 스위치(233, 234, 236)의 개폐 상태를 조절한다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000002
[수학식 2]에서 fr,t는 인버터 회로(208)의 구동 주파수의 3배인 주파수값을 의미하고, Lr은 인덕터(L 2)의 인덕턴스를 의미한다.
가변 캐패시터 회로(222)의 스위치(233, 234, 236) 개폐 상태 조절에 따라서 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스가 [수학식 2]와 동일하게 조절되고, 도 2에 도시된 바와 같은 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)가 인버터 회로(208)에 공급되면, 인버터 회로(208)는 주파수 3배 모드로 구동된다.
다시 도 7을 참조하면, 산출된 부하 저항값과 제1 기준 저항값(K1)을 비교한 결과 부하 저항값이 제1 기준 저항값(K1)보다 크거나 제1 기준 저항값(K1)과 같을 경우, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수를 미리 정해진 제2 구동 주파수로 설정한다(710). 본 명세서의 일 실시예에서, 제2 구동 주파수는 최소 주파수(f min)의 2배, 즉 2×f min로 설정될 수 있다.
메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수를 제2 구동 주파수로 설정한 상태에서 제2 구동 주파수에 대응되는 제어 신호를 인버터 제어 회로(22)에 공급한다. 제어 신호를 수신한 인버터 제어 회로(22)는 제2 구동 주파수에 대응되는 듀티 비를 갖는 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)를 제1 스위칭 소자(214), 제2 스위칭 소자(216), 제3 스위칭 소자(218), 제4 스위칭 소자(220)에 각각 공급한다.
인버터 구동 신호에 의해서 인버터 회로(208)가 구동되어 워킹 코일(210)에 교류 전압이 공급되면, 메인 제어 회로(20)는 전압 측정 센서(24)에 의해서 측정되는 입력 전압값 및 제1 전류 측정 센서(23)에 의해서 측정되는 입력 전류값을 이용하여 용기의 저항값, 즉 부하 저항값을 산출한다(712).
메인 제어 회로(20)는 산출된 부하 저항값을 미리 정해진 제2 기준 저항값(K2)과 비교한다(714). 본 명세서의 일 실시예에서, 제2 기준 저항값(K2)은 하기 [수학식 3]의 Rpot,d,max과 동일하게 설정될 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000003
산출된 부하 저항값과 제2 기준 저항값(K2)을 비교한 결과 부하 저항값이 제2 기준 저항값(K2)보다 작을 경우, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 모드를 주파수 2배 모드로 설정한다(716). 메인 제어 회로(20)는 구동 모드 설정이 완료된 후 후술하는 단계(802)를 수행한다.
도 4에는 본 명세서의 일 실시예에 따른 인버터 회로(208)의 구동 모드가 주파수 2배 모드일 때, 제2 전류 측정 센서(25)에 의해서 측정되는 워킹 코일(210)의 공진 전류의 파형, 출력단(a) 및 출력단(b) 사이에 인가되는 전압인 브릿지 전압(V ab)의 파형, 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 파형이 도시된다.
전술한 바와 같이 유도 가열 장치의 구동 모드가 주파수 2배 모드로 결정되면, 메인 제어 회로(20)는 인버터 제어 회로(22)가 도 4에 도시된 바와 같은 듀티 비 및 파형을 갖는 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)를 출력하도록 인버터 제어 회로(22)에 제어 신호를 인가한다.
여기서 메인 제어 회로(20)는 도 4에 도시된 바와 같이 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 1주기(P1) 동안 공진 전류가 2회의 주기로 출력되도록 설정한다. 다시 말해서 메인 제어 회로(20)는 워킹 코일(210)의 공진 주파수를 인버터 회로(210)의 구동 주파수의 2배가 되도록 설정한다. 이를 위해서 메인 제어 회로(20)는 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스(Cr,d)가 하기 [수학식 4]와 동일하도록 스위치(233, 234, 236)의 개폐 상태를 조절한다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000004
[수학식 4]에서 fr,d는 인버터 회로(208)의 구동 주파수의 2배인 주파수값을 의미한다.
가변 캐패시터 회로(222)의 스위치(233, 234, 236) 개폐 상태 조절에 따라서 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스가 [수학식 4]와 동일하게 조절되고, 도 4에 도시된 바와 같은 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)가 인버터 회로(208)에 공급되면, 인버터 회로(208)는 주파수 2배 모드로 구동된다.
다시 도 7을 참조하면, 산출된 부하 저항값과 제2 기준 저항값(K2)을 비교한 결과 부하 저항값이 제2 기준 저항값(K2)보다 크거나 제2 기준 저항값(K2)과 같을 경우, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수를 미리 정해진 제3 구동 주파수로 설정한다(718). 본 명세서의 일 실시예에서, 제3 구동 주파수는 최소 주파수(f min)로 설정될 수 있다.
메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수를 제3 구동 주파수로 설정한 상태에서 제3 구동 주파수에 대응되는 제어 신호를 인버터 제어 회로(22)에 공급한다. 제어 신호를 수신한 인버터 제어 회로(22)는 제3 구동 주파수에 대응되는 듀티 비를 갖는 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)를 제1 스위칭 소자(214), 제2 스위칭 소자(216), 제3 스위칭 소자(218), 제4 스위칭 소자(220)에 각각 공급한다.
인버터 구동 신호에 의해서 인버터 회로(208)가 구동되어 워킹 코일(210)에 교류 전압이 공급되면, 메인 제어 회로(20)는 전압 측정 센서(24)에 의해서 측정되는 입력 전압값 및 제1 전류 측정 센서(23)에 의해서 측정되는 입력 전류값을 이용하여 용기의 저항값, 즉 부하 저항값을 산출한다(720).
메인 제어 회로(20)는 산출된 부하 저항값을 미리 정해진 제3 기준 저항값(K3)과 비교한다. 본 명세서의 일 실시예에서, 제3 기준 저항값(K3)은 하기 [수학식 5]의 Rpot,h,max과 동일하게 설정될 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000005
산출된 부하 저항값과 제3 기준 저항값(K3)을 비교한 결과 부하 저항값이 제3 기준 저항값(K3)보다 작을 경우, 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 모드를 하프 브릿지 모드로 설정한다(724). 메인 제어 회로(20)는 구동 모드 설정이 완료된 후 후술하는 단계(802)를 수행한다.
도 5에는 본 명세서의 일 실시예에 따른 인버터 회로(208)의 구동 모드가 하프 브릿지 모드일 때, 제2 전류 측정 센서(25)에 의해서 측정되는 워킹 코일(210)의 공진 전류의 파형, 출력단(a) 및 출력단(b) 사이에 인가되는 전압인 브릿지 전압(V ab)의 파형, 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 파형이 도시된다.
전술한 바와 같이 인버터 회로(208)의 구동 모드가 하프 브릿지 모드로 결정되면, 메인 제어 회로(20)는 인버터 제어 회로(22)가 도 5에 도시된 바와 같은 듀티 비 및 파형을 갖는 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)를 출력하도록 인버터 제어 회로(22)에 제어 신호를 인가한다.
여기서 메인 제어 회로(20)는 도 5에 도시된 바와 같이 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 1주기(P1) 동안 공진 전류가 1회의 주기로 출력되도록 설정한다. 다시 말해서 메인 제어 회로(20)는 워킹 코일(210)의 공진 주파수를 인버터 회로(210)의 구동 주파수와 동일하게 설정한다. 이를 위해서 메인 제어 회로(20)는 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스(Cr,h)가 하기 [수학식 6]과 동일하도록 스위치(233, 234, 236)의 개폐 상태를 조절한다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000006
[수학식 6]에서 fr,h는 인버터 회로(210)의 구동 주파수와 동일한 주파수값을 의미한다.
가변 캐패시터 회로(222)의 스위치(233, 234, 236) 개폐 상태 조절에 따라서 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스가 [수학식 6]과 동일하게 조절되고, 도 5에 도시된 바와 같은 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)가 인버터 회로(208)에 공급되면, 인버터 회로(208)는 하프 브릿지 모드로 구동된다.
다시 도 7을 참조하면, 산출된 부하 저항값과 제3 기준 저항값(K3)을 비교한 결과 부하 저항값이 제3 기준 저항값(K3)보다 크거나 같을 경우, 메인 제어 회로(20)는 구동 모드를 풀 브릿지 모드로 설정한다(726). 메인 제어 회로(20)는 구동 모드 설정이 완료된 후 후술하는 단계(802)를 수행한다.
도 6에는 본 명세서의 일 실시예에 따른 인버터 회로(208)의 구동 모드가 풀 브릿지 모드일 때, 제2 전류 측정 센서(25)에 의해서 측정되는 워킹 코일(210)의 공진 전류의 파형, 출력단(a) 및 출력단(b) 사이에 인가되는 전압인 브릿지 전압(V ab)의 파형, 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 파형이 도시된다.
전술한 바와 같이 인버터 회로(208)의 구동 모드가 풀 브릿지 모드로 결정되면, 메인 제어 회로(20)는 인버터 제어 회로(22)가 도 6에 도시된 바와 같은 듀티 비 및 파형을 갖는 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)를 출력하도록 인버터 제어 회로(22)에 제어 신호를 인가한다.
여기서 메인 제어 회로(20)는 도 5에 도시된 바와 같이 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)의 1주기(P1) 동안 공진 전류가 1회의 주기로 출력되도록 설정한다. 다시 말해서 메인 제어 회로(20)는 워킹 코일(210)의 공진 주파수를 인버터 회로(210)의 구동 주파수와 동일하게 설정한다. 이를 위해서 메인 제어 회로(20)는 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스(Cr,f)가 하기 [수학식 8]과 동일하도록 스위치(233, 234, 236)의 개폐 상태를 조절한다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000007
[수학식 7]에서 fr,f는 인버터 회로(210)의 구동 주파수와 동일한 주파수값을 의미한다.
가변 캐패시터 회로(222)의 스위치(233, 234, 236) 개폐 상태 조절에 따라서 가변 캐패시터 회로(222)의 캐패시턴스가 [수학식 8]과 동일하게 조절되고, 도 6에 도시된 바와 같은 제1 인버터 구동 신호(S 1), 제2 인버터 구동 신호(S 2), 제3 인버터 구동 신호(S 3), 제4 인버터 구동 신호(S 4)가 인버터 회로(208)에 공급되면, 인버터 회로(208)는 풀 브릿지 모드로 구동된다.
그리고 나서, 메인 제어 회로(20)는 다시 부하 저항값을 산출하고, 산출된 부하 저항값을 미리 정해진 제4 기준 저항값(K4)과 비교한다. 본 명세서의 일 실시예에서, 제4 기준 저항값(K4)은 하기 [수학식 8]의 Rpot,f,max와 동일하게 설정될 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000008
인버터 회로(208)의 구동 모드가 풀 브릿지 모드로 설정된 이후 산출된 부하 저항값과 제4 기준 저항값(K4)을 비교한 결과 부하 저항값이 제4 기준 저항값(K4)보다 크거나 제4 기준 저항값(K4)과 같을 경우, 메인 제어 회로(20)는 워킹 코일(210)의 출력 전력값을 미리 정해진 기준 전력값 이하로 제한한다. 이에 따라서 메인 제어 회로(20)는 인버터 회로(208)의 구동 주파수를 기준 전력값과 대응되는 주파수값으로 변경하고, 변경된 구동 주파수에 대응되는 제어 신호를 인버터 제어 회로(22)에 공급한다.
단계(728)에서 부하 저항값이 제4 기준 저항값(K4)보다 작으면, 인버터 회로(208)의 구동 모드는 풀 브릿지 모드로 유지되고, 메인 제어 회로(20)는 후술하는 단계(802)를 수행한다.
도 8을 참조하면, 단계(708), 단계(716), 단계(724), 단계(730) 또는 단계(728)이 수행된 후, 메인 제어 회로(20)는 전압 측정 센서(24)를 통해서 측정되는 직류 링크 캐패시터(C 1)의 출력 전압의 크기, 즉 현재 직류 링크 전압값을 획득한다. 메인 제어 회로(20)는 현재 직류 링크 전압값에 기초하여 워킹 코일(210)의 현재 전압값을 산출한다(802). 메인 제어 회로(20)는 하기 [수학식 9]에 따라서 워킹 코일(210)의 현재 전압값을 산출할 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000009
[수학식 9]에서 VC1은 워킹 코일(210)의 현재 전압값을 나타내고, VD1은 현재 직류 링크 전압값을 나타낸다. 또한 Gv는 전압 이득값으로, 실험에 의해서 획득된 값이나 미리 산출된 값으로 대체될 수 있다.
다음으로, 메인 제어 회로(20)는 단계(802)에서 산출된 워킹 코일(210)의 현재 전압값 및 제2 전류 측정 센서(25)를 통해서 측정되는 워킹 코일(210)의 공진 전류값에 기초하여 용기의 부하 저항값을 산출한다(804). 메인 제어 회로(20)는 하기 [수학식 10]에 따라서 부하 저항값을 산출할 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000010
[수학식 10]에서, Ir은 제2 전류 측정 센서(25)에 의해서 측정되는 공진 전류값을 나타내고, n은 워킹 코일(210)의 권선 수를 나타낸다. 또한 VC1은 단계(802)에서 산출된 워킹 코일(210)의 현재 전압값을 나타내고, Rpot은 부하 저항값을 나타낸다. 또한 Lm은 워킹 코일(210)의 자화 인덕턴스를 나타내고, T는 인버터 회로(208)의 스위칭 주기, 즉 인버터 회로(208)의 스위칭 소자들이 턴 온/턴 오프되는 주기를 나타낸다. 메인 제어 회로(20)는 [수학식 10]에 제2 전류 측정 센서(25)에 의해서 측정되는 공진 전류값(Ir), 단계(802)에서 산출된 워킹 코일(210)의 현재 전압값(VC1), 워킹 코일(210)의 권선 수(n)를 대입함으로써 부하 저항값(Rpot)을 산출할 수 있다.
다음으로, 메인 제어 회로(20)는 단계(804)에서 산출되는 부하 저항값 및 워킹 코일의 권선 수에 기초하여 용기 및 워킹 코일의 등가 저항값을 산출한다(806). 등가 저항값은 용기와 워킹 코일을 단일한 부하로 가정했을 때, 해당 부하의 저항값이다. 메인 제어 회로(20)는 하기 [수학식 11]에 따라서 등가 저항값을 산출할 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000011
[수학식 11]에서 Req는 등가 저항값을 나타내고, n은 워킹 코일(210)의 권선 수를 나타낸다. 또한 Rpot는 단계(804)에서 산출되는 용기의 부하 저항값을 나타낸다.
다음으로, 메인 제어 회로(20)는 사용자에 의하여 설정되는 가열 레벨과 대응되는 워킹 코일(210)에 대한 요구 전력값 및 단계(806)에서 산출되는 등가 저항값에 기초하여 워킹 코일(210)의 목표 전압값을 산출한다(808). 메인 제어 회로(20)는 하기 [수학식 12]에 따라서 목표 전압값을 산출할 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000012
[수학식 12]에서 VC2는 워킹 코일(210)의 목표 전압값을 나타낸다. 메인 제어 회로(20)는 워킹 코일(210)에 인가되는 전압의 크기가 목표 전압값에 도달하도록 제어한다. 또한 Ptransfer는 워킹 코일(210)에 대한 요구 전력값을 나타내고, Req는 단계(806)에서 산출되는 등가 저항값을 나타낸다.
다음으로, 메인 제어 회로(20)는 단계(808)에서 산출되는 워킹 코일(210)의 목표 전압값에 기초하여 직류 링크 캐패시터(C 1)의 최종 전압값을 산출한다(810). 메인 제어 회로(20)는 하기 [수학식 13]에 따라서 최종 전압값을 산출할 수 있다.
Figure PCTKR2020010635-appb-img-000013
[수학식 13]에서 VD2는 직류 링크 캐패시터(C 1)의 최종 전압값을 나타낸다. 또한 VC2는 단계(808)에서 산출되는 목표 전압값을 나타내고, Gv는 전압 이득값을 나타낸다.
단계(810)에 의해서 최종 전압값이 산출되면, 메인 제어 회로(20)는 산출된 최종 전압값에 따라서 PFC 제어 회로(21)로부터 출력되는 PFC 구동 신호(S P)의 듀티 비를 조절한다. 이에 따라서 PFC 회로(206)로부터 출력되는 전압의 크기가 조절되어, 직류 링크 캐패시터(C 1)로부터 출력되는 전압의 전압값이 최종 전압값으로 조절된다. 또한 직류 링크 전압의 전압값이 최종 전압값으로 조절됨으로써, 워킹 코일(210)의 출력 전력값이 사용자가 설정한 가열 레벨에 대응되는 요구 전력값에 도달한다.
이처럼 본 명세서에서는 용기의 특성에 따라서 유도 가열 장치가 다양한 모드로 구동된다. 이에 따라서 유도 가열 장치가 보다 넓은 구동 범위를 가질 수 있으며, 다양한 특성을 갖는 용기의 사용이 가능하다는 장점이 있다.
또한 본 명세서에서는 워킹 코일의 출력 전력을 조절할 때 유도 가열 장치의 구동 주파수를 조절하는 대신에, PFC 회로를 통해서 직류 링크 캐패시터의 전압값을 조절하여 워킹 코일의 출력 전력을 조절한다. 이러한 직류 링크 캐패시터의 전압값 조절에 의한 출력 전력 조절 방식은 종래 주파수 조절에 의한 출력 전력 조절 방식에 비해 유도 가열 장치의 전력 효율이 높아지고 전력 조절 범위가 넓어지는 장점이 있다.
이상과 같이 본 명세서에 대해서 예시한 도면을 참조로 하여 설명하였으나, 본 명세서에 개시된 실시 예와 도면에 의해 본 명세서가 한정되는 것은 아니며, 통상의 기술자에 의해 다양한 변형이 이루어질 수 있음은 자명하다. 아울러 앞서 본 명세서의 실시 예를 설명하면서 본 명세서의 구성에 따른 작용 효과를 명시적으로 기재하여 설명하지 않았을지라도, 해당 구성에 의해 예측 가능한 효과 또한 인정되어야 함은 당연하다.

Claims (11)

  1. 전원으로부터 공급되는 교류 입력 전압을 정류하여 정류된 전압을 출력하는 정류 회로;
    PFC 구동 신호에 의해서 구동되며 상기 정류된 전압 및 전류의 역률을 제어하여 출력하는 PFC 회로;
    상기 PFC 회로로부터 출력된 전압을 평활화하여 직류 링크 전압을 출력하는 직류 링크 캐패시터;
    제1 스위칭 소자, 제2 스위칭 소자, 제3 스위칭 소자, 제4 스위칭 소자 및 가변 캐패시터 회로를 포함하며, 인버터 구동 신호에 의해서 구동되어 상기 직류 링크 전압을 워킹 코일의 구동을 위한 교류 전압으로 변환하는 인버터 회로;
    상기 워킹 코일 상에 놓여진 용기의 부하 저항값에 기초하여 결정되는 상기 인버터 회로의 구동 모드에 따라서 상기 가변 캐패시터 회로의 캐패시턴스를 조절하고, 상기 용기 및 상기 워킹 코일의 등가 저항값 및 상기 워킹 코일에 대한 요구 전력값에 기초하여 산출되는 최종 전압값에 따라서 상기 직류 링크 전압의 크기를 조절하는 메인 제어 회로를 포함하는
    유도 가열 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    현재 직류 링크 전압값에 기초하여 상기 워킹 코일의 현재 전압값을 산출하고, 상기 워킹 코일의 현재 전압값 및 상기 워킹 코일의 공진 전류값을 기초로 상기 용기의 부하 저항값을 산출하고, 상기 부하 저항값 및 상기 워킹 코일의 권선 수를 기초로 상기 등가 저항값을 산출하는
    유도 가열 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    상기 요구 전력값 및 상기 등가 저항값에 기초하여 상기 워킹 코일의 목표 전압값을 산출하고, 상기 목표 전압값에 기초하여 상기 최종 전압값을 산출하는
    유도 가열 장치.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    상기 최종 전압값에 대응되도록 상기 PFC 구동 신호의 듀티 비를 조절하는
    유도 가열 장치.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 PFC 회로는
    부스트 인덕터;
    상기 부스트 인덕터와 직렬로 연결되는 다이오드;
    상기 부스트 인덕터와 상기 다이오드의 연결점에 병렬로 연결되는 부스트 스위칭 소자를 포함하는
    유도 가열 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    상기 부하 저항값을 미리 정해진 기준 저항값과 비교하고, 비교 결과에 따라서 상기 인버터 회로의 구동 모드를 결정하는
    유도 가열 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    상기 인버터 회로의 구동 주파수가 미리 정해진 제1 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제1 기준 저항값보다 작으면 상기 구동 모드를 주파수 3배 모드로 설정하는
    유도 가열 장치.
  8. 제6항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    상기 인버터 회로의 구동 주파수가 미리 정해진 제1 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제2 기준 저항값보다 작으면 상기 구동 모드를 주파수 2배 모드로 설정하는
    유도 가열 장치.
  9. 제6항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    상기 인버터 회로의 구동 주파수가 미리 정해진 제3 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제3 기준 저항값보다 작으면 상기 구동 모드를 하프 브릿지 모드로 설정하는
    유도 가열 장치.
  10. 제6항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    상기 인버터 회로의 구동 주파수가 미리 정해진 제3 구동 주파수로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제3 기준 저항값보다 크거나 같으면 상기 구동 모드를 풀 브릿지 모드로 설정하는
    유도 가열 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 메인 제어 회로는
    상기 구동 모드가 풀 브릿지 모드로 설정된 상태에서 상기 부하 저항값이 미리 정해진 제4 기준 저항값보다 크거나 같으면 상기 워킹 코일의 출력 전력값을 미리 정해진 기준 전력값 이하로 제한하는
    유도 가열 장치.
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