JP3833558B2 - スイッチング電源回路、および、それを用いた電子機器 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、確実に過電流から保護可能かつ小型であるにも拘わらず、過電流の原因が解消された場合に通常制御動作に復帰できるスイッチング電源回路、および、それを用いた電子機器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来から、特に小型化が要求される用途では、スイッチング電源回路が広く使用されている。例えば、図９に示すように、従来のスイッチング電源回路１０１では、入力端子Ｔｉｎから入力された直流電圧Ｖｉｎは、図１０に示すＶｏｕｔのように、スイッチングトランジスタＴｒ１０１によって、予め定める周波数で断続されている。スイッチングトランジスタＴｒ１０１が導通している間、スイッチングトランジスタＴｒ１０１と出力端子Ｔｏとの間に設けられたコイルＬ１０１に流れるコイル電流ＩＬは、増加し、スイッチングトランジスタＴｒ１０１が遮断されている間、コイル電流ＩＬは減少する。コイルＬ１０１の出力端子側には、コンデンサＣ１０２が設けられており、スイッチング電源回路１０１は、当該コンデンサＣ１０２によって平滑された直流電圧Ｖｏを、出力端子Ｔｏを介して、負荷１０２に供給している。
【０００３】
また、上記スイッチング電源回路１０１では、差動アンプ１１１が、出力電圧Ｖｏに応じた帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧Ｖｒｅｆとを比較し、コンパレータ１１４が、発振器１１３の出力する三角波と当該差動アンプ１１１の出力とを比較することによって、出力電圧Ｖｏに応じたパルス幅のパルス信号が生成される。さらに、駆動回路１１５は、当該パルス信号に基づいて、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の導通／遮断を制御する。
【０００４】
これにより、入力電圧Ｖｉｎや負荷１０２の状態が変化しても、スイッチング電源回路１０１は、当該変化を打ち消すように、スイッチングトランジスタＴｒ１０１のデューティＤを制御して、予め定める値の出力電圧Ｖｏを負荷１０２に供給できる。
【０００５】
また、上記スイッチング電源回路１０１では、過電流保護部１１６が設けられており、スイッチングトランジスタＴｒ１０１に流れる電流（スイッチング電流）が過電流検出レベルＩＣＬを超えると、ＲＳフリップフロップ１２２は、過電流検出回路１２１によってセットされ、発振器１１３が上記発振周波数でＲＳフリップフロップ１２２をリセットするまでの間、コンパレータ１１４の出力に拘わらず、スイッチングトランジスタＴｒ１０１を駆動回路１１５に遮断させる。
【０００６】
この結果、過電流時には、図１０に示すコンパレータ出力電圧Ｖｃｍｐが、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の遮断を指示する時点よりも、早い時点で、スイッチングトランジスタＴｒ１０１が遮断される。このように、過電流時には、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の導通時間が制限されるので、スイッチング電源回路１０１自体と、例えば、負荷１０２など、スイッチング電源回路１０１に接続された機器とを破損や劣化から保護できる。
【０００７】
なお、過電流保護部１１６が上記導通時間を制限している間、導通時間は、出力電圧Ｖｏを所望の値に保つために必要な時間よりも短くなっているので、出力電圧Ｖｏは、図１１中、破線で示すように、徐々に低下する。
【０００８】
ここで、過電流が発生してから、過電流保護部１１６がスイッチングトランジスタＴｒ１０１を遮断するまでの遅延時間をＴｄとすると、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の導通時間は、遅延時間Ｔｄ以下にはならない。したがって、導通時間が制限されている状態での負荷電流Ｉｏは、出力電圧が低くなるに従って、増大する。
【０００９】
ところで、小型で低コストなスイッチング電源回路１０１を実現するためには、上記コイルＬ１０１やコンデンサＣ１０２を小型化することが有効であり、スイッチングトランジスタＴｒ１０１のスイッチング周波数（発振器１１３の発振周波数）を高く設定することが望まれる。なお、上記差動アンプ１１１、発振器１１３およびコンパレータ１１４などの部材を比較的安価なバイポーラ素子で集積回路化したとしても、各部材は、３００〔ｋＨｚ〕程度のスイッチング周波数ｆ０で何ら支障なく動作できる。
【００１０】
ところが、上述の遅延時間Ｔｄは、通常、１〔μｓ〕程度なので、スイッチング周波数ｆ０を３００〔ｋＨｚ〕程度にまで上昇させようとすると、過電流保護部１１６が正常に動作しなくなる。
【００１１】
具体的には、例えば、Ｖｉｎ＝２４〔Ｖ〕、Ｖｏ＝５〔Ｖ〕とするとき、通常制御状態でのデューティＤは、約２０．８〔％〕になるので、スイッチング周波数ｆ０を３００〔ｋＨｚ〕に設定すると、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の導通時間は、６９３〔ｎｓ〕になる。
【００１２】
ところが、この値は、上述の遅延時間Ｔｄよりも短い。したがって、過電流保護部１１６が過電流を検出してスイッチングトランジスタＴｒ１０１を遮断させるよりも前に、スイッチングトランジスタＴｒ１０１は、コンパレータ１１４の指示に従って遮断されている。この結果、過電流保護部１１６は、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の導通時間を制限することができない。
【００１３】
したがって、図１１の１点鎖線に示すように、負荷電流Ｉｏが過電流検出レベルＩＣＬ（この場合は、２．５〔Ａ〕）を超えても、負荷電流Ｉｏが増大し続ける。この状態では、過電流保護部１１６によってデューティＤを小さくできないので、出力電圧Ｖｏが通常制御時と同じ値（この場合は、５〔Ｖ〕）のままに制御される。
【００１４】
この状態で、さらに負荷電流Ｉｏが増大して、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の定格電流（例えば、３．０〔Ａ〕）を超えると、スイッチングトランジスタＴｒ１０１のコレクタ−エミッタ間の電圧降下Ｖｃｅが増大し始める。この結果、スイッチングトランジスタＴｒ１０１での損失が大きくなって、出力電圧Ｖｏが低下し始める。
【００１５】
さらに、出力電圧Ｖｏが低下して、短絡検出レベルを下回ると（図１１中、点Ｂの時点）、短絡時発振周波数変更回路１３３は、コンパレータ１３１の指示によって、発振器１１３の発振周波数を、例えば、２０〔ｋＨｚ〕などに低下させる（点Ｃの時点）。この状態では、スイッチング周波数の低下によって、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の導通時間が長くなるので、ＲＳフリップフロップ１２２は、何ら支障なく、当該導通時間を制限できる。
【００１６】
しかしながら、上記の場合は、点Ｂから点Ｃへの短絡保護動作が行われるまでの間、すなわち、点Ａから点Ｂまでの間は、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の導通時間が制限されず、過電流保護動作が行われていない。
【００１７】
また、この場合は、スイッチングトランジスタＴｒ１０１のＶｃｅが増大しているので、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の電力損失が大きい。したがｔって、スイッチング電源回路１０１が安全に動作するためには、スイッチングトランジスタＴｒ１０１の安全動作領域（ＡＳＯ）を広く設計する必要がある。この結果、スイッチングトランジスタＴｒ１０１のサイズが増大すると共に、製造コストが増加してしまう。
【００１８】
したがって、図９に示すスイッチング電源回路１０１の構成では、確実に過電流から保護するためには、スイッチング電源回路１０１のスイッチング周波数ｆ０を余り高く設定できず、コイルＬ１０１やコンデンサＣ１０２の小型化が難しい。
【００１９】
一方、確実に過電流から保護可能で、しかも、小型なスイッチング電源回路を実現するために、例えば、特開２０００−２４５１４２号公報に記載のスイッチング電源回路１０１ａでは、発振器１１３の発振周波数が、例えば、３００〔ｋＨｚ〕程度に高く設定されており、さらに、過電流時発振周波数変更回路１２３が設けられている。当該過電流時発振周波数変更回路１２３は、過電流検出回路１２１が過電流を検出したときに、発振器１１３の発振周波数を、例えば、１００〔ｋＨｚ〕など、通常制御時の発振周波数よりも低い値に設定する。
【００２０】
当該構成では、図９に示すスイッチング電源回路１０１とは異なり、過電流時に発振器１１３の発振周波数が低下する。したがって、図１３中、Ｐ１０１ａに示すように、過電流保護部１１６ａの遅延時間Ｔｄに制限されずに、通常制御時の発振周波数を高く設定できると共に、過電流時には、図１３中、Ｐ１０１ｂに示すように、過電流保護部１１６ａが確実にスイッチングトランジスタＴｒ１０１の導通時間を制限できる。これにより、スイッチング電源回路１０１ａ自体、および、スイッチング電源回路１０１ａに接続された機器を、過電流から確実に保護でき、しかも、小型なスイッチング電源回路１０１ａを実現できる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、過電流の原因が解消されても、過電流保護動作が継続されて、出力電圧Ｖｏが所望の値に復帰しない場合があるという問題を生じる。
【００２２】
具体的には、例えば、定常負荷での負荷電流Ｉｏを１．５〔Ａ〕とするとき、上記発振周波数が３００〔ｋＨｚ〕に固定されていた場合の負荷電流（出力電流）Ｉｏ−出力電圧Ｖｏは、例えば、図１４中、Ｃ３００に示す特性になり、定常負荷での負荷電流Ｉｏを超えた領域で、過電流保護部１１６ａによる上記導通時間の制限によって、出力電圧Ｖｏが低下している。
【００２３】
したがって、例えば、スイッチング電源回路１０１ａの立ち上がり時におけるコンデンサＣ１０２の突入電流や、短時間の出力異常などに起因して、出力電流Ｉｏが２．０〔Ａ〕を超える過電流状態になったとしても、これら過電流の原因が解消され、過電流保護部１１６ａが上記導通時間を制限しなくなると、出力電圧Ｖｏは、所望の値（この場合は、５〔Ｖ〕）に戻ることができる（図１４に示す動作点Ｅの状態）。
【００２４】
ところが、発振周波数の低下によって、より早い時点から、過電流保護部１１６ａが導通時間を制限するようになると、例えば、出力電圧が高い場合（スイッチングトランジスタＴｒ１０１のデューティが高い場合）において、図１４中、Ｃ１００に示すように、定常負荷での負荷電流Ｉｏの時点で、既に、導通時間が制限されている状態になり、所望の出力電圧Ｖｏを下回ってしまう。この場合には、過電流の原因が解消されたとしても、スイッチング電源回路１０１ａは、通常の負荷電流Ｉｏの時点（点Ｄの時点）で安定して動作してしまい、出力電圧Ｖｏが所望の値（例えば、５．０〔Ｖ〕）に復帰できなくなる虞れがある。
【００２５】
本発明は、上記の問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、確実に過電流から保護可能かつ小型であるにも拘わらず、過電流の原因が解消された場合に通常制御動作に復帰できるスイッチング電源回路、および、それを用いた電子機器を実現することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係るスイッチング電源回路は、上記課題を解決するために、発振手段からの発振信号が示す周期で、スイッチング素子をスイッチングすると共に、出力電圧レベルが予め定める目標値になるように、当該スイッチング素子のデューティを制御する制御手段と、過電流を検出した場合に、上記発振手段の発振周波数を低下させると共に、上記スイッチング素子の導通時間を制限する過電流保護手段とを有するスイッチング電源回路において、上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子の電流に基づいて過電流保護動作を行う際、上記スイッチング素子の導通時間を制限するか否かを判定する第１電流レベル、および、上記スイッチング素子の導通時間を制限すると共に、発振周波数を低下させるか否かを判定する第２電流レベルを有し、該第１電流レベルよりも該第２電流レベルの方が高く設定されていることを特徴としている。
【００２７】
上記構成において、スイッチング電流の傾きが小さく、スイッチング素子に流れる電流（スイッチング電流）が第１電流レベルと第２電流レベルとの間の状態（第１の状態）では、過電流保護手段は、発振手段の発振周波数を低下させずに、スイッチング素子の導通時間を制限する。一方、スイッチング電流の傾きが大きく、スイッチング電流が第２電流レベルを超えた状態（第２の状態）では、過電流保護手段は、発振手段の発振周波数を低下させると共に、スイッチング素子の導通時間を制限する。
【００２８】
ここで、スイッチング電流の傾きが大きい第２の状態では、スイッチング電流の傾きが小さい場合に比べて、スイッチング素子のデューティが小さいので、過電流検出手段の遅延時間が十分に短くないと、スイッチング素子の導通時間を制限することが難しく、過電流保護が不十分になる虞れがある。
【００２９】
ところが、上記構成では、第２の状態において、発振手段の発振周波数を、通常制御時よりも低下させているので、過電流検出手段は、遅延時間が比較的長くても、確実に過電流保護できる。したがって、過電流検出手段の遅延時間に制限されることなく、通常制御時の発振周波数を向上させることができる。この結果、確実に過電流から保護できるにも拘わらず、小型なスイッチング電源回路を実現できる。
【００３０】
一方、スイッチング電流の傾きが小さい第１の状態では、大きい場合よりも、スイッチング素子のデューティが大きいので、発振周波数を低下させると、導通時間の制限動作によって、出力電圧が低くなった状態で安定してしまい、過電流の原因が解消されても、通常制御動作に復帰できなくなる虞れがある。
【００３１】
ところが、上記構成では、第１の状態において、発振周波数を低下させずに、導通時間を制限する。ここで、当該第１の状態では、第２の状態よりもデューティが大きいので、第２の状態よりも余裕をもって、すなわち、第２の状態で発振周波数を低下させずに導通時間を制限するために必要な遅延時間よりも、過電流保護手段の遅延時間が長くても、過電流保護手段は、スイッチング素子の導通時間を制限でき、スイッチング電源回路自体や負荷を過電流から保護できる。
【００３２】
これらの結果、確実に過電流から保護可能かつ小型であるにも拘わらず、過電流の原因が解消された場合に通常制御動作に復帰できるスイッチング電源回路を実現できる。
【００３３】
上記構成に加えて、上記第２電流レベルは、上記スイッチング素子の定格電流以下に設定されていてもよい。当該構成では、第２電流レベルがスイッチング素子の定格電流以下に設定されているので、スイッチング素子の破壊および劣化を防止できる。
【００３４】
さらに、上記構成に加えて、上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子に流れる電流が上記第１電流レベルを超えたか否かを判定する第１の差動増幅器と、上記スイッチング素子に流れる電流が上記第２電流レベルを超えたか否かを判定する第２の差動増幅器とを備えていてもよい。
【００３５】
当該構成では、各電流レベル用の差動増幅器が設けられているので、より高精度に、それぞれのレベルを超えたか否かを判定できる。
【００３６】
また、第１および第２の差動増幅器を設ける代わりに、上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子に流れる電流に応じた信号を出力する差動増幅器を有し、当該信号に基づいて、上記第１電流レベルを超えたか否か、および、上記第２電流レベルを超えたか否かを判定してもよい。
【００３７】
当該構成では、差動増幅器がスイッチング電流に応じた信号を出力し、当該信号に基づいて、各電流レベルを超えているか否かが判定されるので、第１および第２の差動増幅器で判定する場合よりも回路構成を簡略化できる。
【００３８】
また、本発明に係る電子機器は、電源回路として、上述のいずれかのスイッチング電源回路を備えていることを特徴としている。当該スイッチング電源回路は、小型で、しかも、スイッチング電源回路自体や負荷を確実に過電流から保護できる。さらに、過電流の原因が解消された場合に通常制御動作に復帰して、出力電圧レベルが予め定める目標値の出力電圧を負荷に供給できる。したがって、当該スイッチング電源回路を電源回路として用いることによって、過電流に起因する破損や劣化がなく、過電流の原因が解消された場合には、通常動作可能で、しかも、小型な電子機器を実現できる。
【００３９】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施形態について図１ないし図８に基づいて説明すると以下の通りである。すなわち、図１に示すように、本実施形態に係るスイッチング電源回路１は、入力端子Ｔｉｎから入力された直流電圧Ｖｉｎを安定化して生成した出力電圧Ｖｏを、出力端子Ｔｏを介して、負荷２へ供給する装置であって、例えば、カーステレオなどの車戴機器、ＣＤ−ＲＯＭドライブなどのパソコン周辺機器、あるいは、液晶テレビなど、小型化が特に要求される機器の電源装置として、特に好適に使用されている。以下では、過電流時の動作について説明する前に、スイッチング電源回路１の全体構成および通常制御時の動作について簡単に説明する。
【００４０】
上記スイッチング電源回路１は、チョッパ型のスイッチング電源回路であって、入力端子Ｔｉｎおよび出力端子Ｔｏ間には、例えば、ＮＰＮ形のバイポーラトランジスタなどからなり、両者間を導通／遮断するスイッチングトランジスタ（スイッチング素子）Ｔｒ１が設けられている。
【００４１】
当該スイッチングトランジスタＴｒ１と出力端子Ｔｏとの間には、コイルＬ１が設けられており、当該コイルＬ１とスイッチングトランジスタＴｒ１との接続点には、ダイオードＤ１のカソードが接続されている。なお、ダイオードＤ１のアノードは接地されている。また、入力端子Ｔｉｎは、脈流平滑用のコンデンサＣ１を介して接地されており、出力端子Ｔｏは、出力平滑用のコンデンサＣ２を介して接地されている。
【００４２】
当該スイッチング電源回路１では、入力段のコンデンサＣ１で平滑化された入力電圧Ｖｉｎが、スイッチングトランジスタＴｒ１によって、予め定められた周期で、スイッチングされている。スイッチングトランジスタＴｒ１が導通している期間には、スイッチングトランジスタＴｒ１の出力側（エミッタ）に現れた電圧Ｖｏｕｔによって、コイルＬ１、コンデンサＣ２および負荷２に対してエネルギが供給される。一方、スイッチングトランジスタＴｒ１が遮断されている期間には、導通中にコイルＬ１に蓄積されたエネルギが、ダイオードＤ１によって還流させられて、負荷２に与えられる。
【００４３】
ここで、上記スイッチング電源回路１では、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤと、入力電圧Ｖｉｎおよび出力電圧Ｖｏとの関係は、以下の式（１）に示すように、
Ｄ＝Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝（Ｖｏ／Ｖｉｎ） …（１）
となる。
【００４４】
したがって、出力電圧Ｖｏに基づいてデューティＤを制御することで、スイッチング電源回路１は、例えば、５〔Ｖ〕など、一定の出力電圧Ｖｏを負荷２に供給できる。
【００４５】
具体的には、上記出力端子Ｔｏは、分圧用に互いに直列に接続された抵抗Ｒ１・Ｒ２を介して接地されている。なお、両抵抗Ｒ１・Ｒ２の分圧比は、出力電圧Ｖｏが上記一定の値のときに、両抵抗Ｒ１・Ｒ２の接続点の帰還電圧Ｖａｄｊが、後述の基準電圧Ｖｒｅｆ１に一致するように設定されている。
【００４６】
また、スイッチング電源回路１には、当該帰還電圧Ｖａｄｊと予め定められた値の基準電圧Ｖｒｅｆ１とを比較する差動アンプ１１と、当該基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成する基準電圧源１２と、予め定められる周波数の三角波を生成する発振器（発振手段）１３と、差動アンプ１１および発振器１３の出力を比較するコンパレータ１４と、当該コンパレータ１４が出力するパルスに応じて、上記スイッチングトランジスタＴｒ１の導通／遮断を制御する駆動回路１５とが設けられている。なお、上記差動アンプ１１、コンパレータ１４および駆動回路１５が特許請求の範囲に記載の制御手段に対応する。
【００４７】
上記構成では、例えば、入力電圧Ｖｉｎのレベル変動や、負荷２の負荷変動などによって、出力電圧Ｖｏが低下しようとすると、これに伴ない帰還電圧Ｖａｄｊが低下する。これにより、差動アンプ１１の出力電圧が変化して、コンパレータ１４のパルス幅が変更され、駆動回路１５は、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤが長くなるように制御する。これとは逆に、出力電圧Ｖｏが増大しようとすると、スイッチング電源回路１は、帰還電圧Ｖａｄｊに基づいて、それを検出し、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤが短くなるように制御する。
【００４８】
ここで、スイッチング電源回路１が出力電圧Ｖｏの変動を検出してから、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤを制御するまでの応答時間および差動アンプ１１の検出精度は、出力電圧Ｖｏに許容されている安定性を満たす程度に設定されている。
【００４９】
これにより、スイッチング電源回路１は、例えば、入力電圧Ｖｉｎのレベル変動や、負荷２の負荷変動などに起因する出力電圧Ｖｏの変化を打ち消すことができ、十分に安定化された出力電圧Ｖｏを出力できる。
【００５０】
また、上記スイッチング電源回路１には、過負荷や出力短絡が生じたときに、スイッチング電源回路１自体、および、例えば、負荷２など、スイッチング電源回路１に接続された機器を保護するために、スイッチングトランジスタＴｒ１に流れる電流を検出すると共に、過電流を検出した時に、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通期間を制限し、発振器１３の発振周波数を低下させる過電流保護部（過電流保護手段）１６が設けられている。
【００５１】
上記過電流保護部１６は、入力端子ＴｉｎからスイッチングトランジスタＴｒ１までの間に設けられた第１過電流検出回路２１と、第１過電流検出回路２１からの検出信号がセット信号として入力され、コンパレータ１４と駆動回路１５との接続点に出力が接続されたＲＳフリップフロップ２２とを備えており、第１過電流検出回路２１が過電流を検出した場合、コンパレータ１４の出力に拘わらず、駆動回路１５にスイッチングトランジスタＴｒ１の遮断を指示できる。
【００５２】
また、上記ＲＳフリップフロップ２２には、発振器１３からの発振信号が入力されており、発振周波数でリセットされている。これにより、第１過電流検出回路２１が過電流を検出しなくなると、駆動回路１５は、次の周期において、コンパレータ１４の出力に応じて、スイッチングトランジスタＴｒ１を導通させることができる。
【００５３】
さらに、上記過電流保護部１６は、入力端子ＴｉｎからスイッチングトランジスタＴｒ１までの間に設けられた第２過電流検出回路２３と、第２過電流検出回路２３からの検出信号がセット信号として入力されるＲＳフリップフロップ２４と、当該ＲＳフリップフロップ２４がセットされている間、上記発振器１３の発振周波数を低下させる過電流時発振周波数変更回路２５とを備えている。
【００５４】
上記第２過電流検出回路２３がスイッチングトランジスタＴｒ１を流れる電流（スイッチング電流）を過電流と判断するレベル（第２の過電流検出レベルＩＣＬ２）は、上記第１過電流検出回路２１がスイッチング電流を過電流と判断するレベル（第１の過電流検出レベルＩＣＬ１）よりも高く設定されている。
【００５５】
これにより、本実施形態に係る過電流保護部１６では、ＲＳフリップフロップ２２がスイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間を制限しようとしているけれども、過電流時発振周波数変更回路２５が発振器１３の発振周波数を低下させてはいない期間が設けられている。
【００５６】
上記第１の過電流検出レベルＩＣＬ１は、必要な負荷電流Ｉｏよりも十分大きい値に設定し、上記第２の過電流検出レベルＩＣＬ２は、当該第１の過電流検出レベルＩＣＬ１よりは大きく、かつ、スイッチングトランジスタＴｒ１の定格電流を超えない値に設定される。本実施形態では、一例として、通常時の負荷電流が１．０〔Ａ〕、スイッチングトランジスタＴｒ１の電流定格が３．０〔Ａ〕に設定されており、第１および第２の過電流検出レベルＩＣＬ１・ＩＣＬ２が、それぞれ、２．０〔Ａ〕および２．５〔Ａ〕に設定されている。なお、本実施形態では、コイルＬ１のリアクタンスＬは、４０〔μＦ〕に設定されている。
【００５７】
また、本実施形態では、第２過電流検出回路２３が過電流を検出していない状態の発振周波数（第１の発振周波数）が、例えば、３００〔ｋＨｚ〕に設定されており、過電流保護部１６が発振周波数を低下させた状態の発振周波数（第２の発振周波数）が、例えば、１００〔ｋＨｚ〕に設定されている。
【００５８】
なお、上記ＲＳフリップフロップ２４にも、発振器１３からの発振信号が入力されており、発振周波数でリセットされている。したがって、第２過電流検出回路２３が過電流を検出しなくなると、発振器１３の発振周波数は、通常の第１の発振周波数に復帰できる。
【００５９】
さらに、上記スイッチング電源回路１には、過負荷や出力短絡が生じたときに、スイッチング電源回路１自体および上記機器を保護するために、帰還電圧Ｖａｄｊが予め定めるレベルを下回ったときに、発振器１３の発振周波数を、さらに低下させる短絡保護部１７が設けられている。
【００６０】
上記短絡保護部１７は、帰還電圧Ｖａｄｊと、予め定められたレベルの基準電圧Ｖｒｅｆ２とを比較するコンパレータ３１と、当該基準電圧Ｖｒｅｆ２を生成する定電圧源３２と、上記コンパレータ３１によって、帰還電圧Ｖａｄｊが基準電圧Ｖｒｅｆ２を下回ったと判断された場合に、発振器１３の発振周波数を上記第２の発振周波数よりも、さらに低い値の第３の発振周波数に低下させる短絡時発振周波数変更回路３３とを備えている。本実施形態では、上記第３の発振周波数は、例えば、２０〔ｋＨｚ〕に設定されている。
【００６１】
なお、図１に示すスイッチング電源回路１において、コンデンサＣ１・Ｃ２、ダイオードＤ１、コイルＬ１および抵抗Ｒ１・Ｒ２以外の構成は、出力電圧Ｖｏを高精度に制御可能なスイッチング電源回路１を少ない部品点数で構成するために、１つのＩＣ（Integrated Circuit）チップに集積されている方が望ましい。また、スイッチング電源回路１の出力電流によっては、スイッチングトランジスタＴｒ１を別ＩＣに集積してもよいし、出力電圧Ｖｏが変更されない場合には、抵抗Ｒ１、Ｒ２も集積してもよい。さらに、ダイオードＤ１を同じＩＣに集積してもよい。
【００６２】
上記構成では、出力端子Ｔｏの一時的な短絡などの異常が発生していない通常負荷の状態では、スイッチング電源回路１は、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤを制御して、出力電圧Ｖｏを一定の値に保っている。この状態では、コイルＬ１に流れる電流ＩＬは、図２中、Ｎ０で示すように、通常時の負荷電流（この例では、１．０〔Ａ〕）付近で変動している。また、この状態では、異常が発生していないので、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング周波数（発振器１３の発振周波数）は、第１の発振周波数（例えば、３００〔ｋＨｚ〕）に設定されている。
【００６３】
ここで、スイッチングトランジスタＴｒ１を流れるスイッチング電流は、コイル電流の傾きが正のときは、コイル電流ＩＬに等しく、負のときは、０である。また、図３に示すように、コイル電流ＩＬの正の傾きは、（Ｖｉｎ−Ｖｏ）／Ｌ、負の傾きは、−Ｖｏ／Ｌとなる。したがって、両傾きは、上記スイッチング周波数に拘わらず、一定であり、入力電圧Ｖｉｎ、出力電圧ＶｏおよびコイルＬ１のリアクタンスＬによって決定される。なお、傾きが一定の場合、コイル電流値の平均と等しくなる負荷電流Ｉｏは、スイッチング周波数が遅くなる程、低下する。
【００６４】
例えば、出力端子Ｔｏの一時的な短絡など、出力に異常が発生し、過電流状態になると、スイッチング電源回路１において、デューティＤ、および、コイル電流ＩＬの傾きが略一定のまま、コイル電流ＩＬの平均値が上昇する。
【００６５】
図２に示すＳ１のように、コイル電流ＩＬが上昇して、第１の過電流検出レベルＩＣＬ１に達すると、ＲＳフリップフロップ２２は、第１過電流検出回路２１の指示に従って、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間を短くしようとする。
【００６６】
ところが、図２は、入出力電圧差（Ｖｉｎ−Ｖｏ）が大きく、コイル電流ＩＬの傾きが大きい場合を示しており、スイッチング電源回路１は、通常制御の状態において、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤを短く制御している。
【００６７】
例えば、上述の数値例において、入力電圧Ｖｉｎを３０〔Ｖ〕、出力電圧Ｖｏを５〔Ｖ〕とすると、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間は、５／３０／３００ｋより、５５５〔ｎｓ〕程度である。一方、本実施形態では、過電流保護部１６の遅延時間Ｔｄが、１〔μｓ〕程度であり、上記導通時間よりも長くなっている。
【００６８】
この場合は、過電流保護部１６が過電流を検出してスイッチングトランジスタＴｒ１を遮断させるよりも前に、スイッチングトランジスタＴｒ１は、コンパレータ１４の指示に従って遮断されている。したがって、過電流保護部１６は、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間を制限することができない。この結果、コイル電流ＩＬの平均値は、さらに上昇してしまう。なお、この状態では、過電流保護動作が行われていないので、出力電圧Ｖｏは、図４に示すＰ１のように、一定に保たれている。
【００６９】
さらに、図２に示すＳ２のように、コイル電流ＩＬが第２の過電流検出レベルＩＣＬ２に達すると、第２過電流検出回路２３がスイッチング電流が過電流であると判定するので、ＲＳフリップフロップ２４および過電流時発振周波数変更回路２５は、発振器１３の発振周波数を第２の発振周波数に低下させる。
【００７０】
この場合は、デューティＤが同じであっても、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間が長くなっている。例えば、上述の数値例では、５／３０／１００ｋとなり、約１．７〔μｓ〕になるので、上記遅延時間Ｔｄが導通時間よりも短くなる。
【００７１】
この場合は、スイッチングトランジスタＴｒ１が、コンパレータ１４の指示に従って遮断される前に、過電流保護部１６が過電流を検出してスイッチングトランジスタＴｒ１を遮断できる。したがって、過電流保護部１６は、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤを小さくできる。なお、この状態では、過電流保護部１６の過電流保護動作によって導通時間が制限されているので、図４中、Ｐ２に示すように、出力電圧Ｖｏは低下する。
【００７２】
ここで、過電流状態におけるリップル電流ΔＩＬ（図３参照）は、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング周波数をｆ０とすると、以下の式（２）に示すように、
ΔＩＬ ＝ Ｖｏ／Ｌ／ｆ０ …（２）
となり、負荷電流Ｉｏは、以下の式（３）に示すように、
Ｉｏ＝ＩＣＬ−ΔＩＬ／２ …（３）
となる。なお、ＩＣＬは、過電流検出レベルであって、この状態では、ＩＣＬ＝ＩＣＬ２である。したがって、上記数値例で算出すると、リップル電流ΔＩＬは、５／４０μ／１００ｋ／２より、０．６２５〔Ａ〕となる。また、負荷電流Ｉｏは、２．５−５／４０μ／１００ｋ／２から、約１．８８〔Ａ〕となり、通常時の負荷電流（１．０〔Ａ〕）よりも大きい。
【００７３】
このように、過電流保護部１６が過電流保護動作している間の負荷電流Ｉｏが通常時の負荷電流Ｉｏよりも大きい。したがって、負荷２の過電流状態が解消され、過電流保護部１６が過電流保護動作を止めると、スイッチング電源回路１は、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間を正常に制御でき、負荷電流Ｉｏを通常の値（例えば、１〔Ａ〕）に戻すことができる。
【００７４】
一方、図５に示すように、入出力電圧差（Ｖｉｎ−Ｖｏ）が小さく、コイル電流ＩＬの傾きが小さい場合、スイッチング電源回路１は、通常制御の状態において、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤを比較的長く制御している。
【００７５】
例えば、上述の数値例において、入力電圧Ｖｉｎを３０〔Ｖ〕、出力電圧Ｖｏを１５〔Ｖ〕とすると、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間は、１５／３０／３００ｋより、約１．７〔μｓ〕程度になり、過電流保護部１６の遅延時間Ｔｄ（１〔μｓ〕程度）よりも長くなっている。
【００７６】
この場合は、図２および図４の場合とは異なり、図５に示すＳ４のように、コイル電流ＩＬが第２の過電流検出レベルＩＣＬ２に達しておらず、発振器１３の発振周波数が低下していないにも拘わらず、過電流保護部１６は、スイッチングトランジスタＴｒ１が、コンパレータ１４の指示に従って遮断される前に、過電流を検出してスイッチングトランジスタＴｒ１を遮断できる。したがって、過電流保護部１６は、スイッチングトランジスタＴｒ１のデューティＤを小さくできる。なお、この状態では、過電流保護部１６の過電流保護動作によって導通時間が制限されているので、図６中、Ｐ４に示すように、出力電圧Ｖｏは低下する。
【００７７】
ここで、この状態で、過電流保護部１６が過電流保護動作している際のリップル電流ΔＩＬは、１５／４０μ／３００ｋより、１．２５〔Ａ〕であり、負荷電流Ｉｏは、１．３７５〔Ａ〕となる。
【００７８】
このように、過電流保護部１６が過電流保護動作している間の負荷電流Ｉｏが通常時の負荷電流Ｉｏよりも大きいので、負荷２の過電流状態が解消され、過電流保護部１６が過電流保護動作を止めると、スイッチング電源回路１は、図６に示す動作点Ｐ３のように、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間を正常に制御でき、負荷電流Ｉｏを通常の値（例えば、１〔Ａ〕）に戻すことができる。
【００７９】
ここで、図５および図６のように、コイル電流ＩＬの傾きが小さいにも拘わらず、従来のスイッチング電源回路１０１ａ（図１２参照）のように、発振周波数を低下させた場合、同様の数値例では、リップル電流ΔＩＬが、１５／４０μ／１００ｋより、３．７５〔Ａ〕となる。
【００８０】
この状態では、図５に示すＳ５のように、コイル電流ＩＬが連続的に流れない状態となるので、図６に示すＰ５のように、負荷電流Ｉｏおよび出力電圧Ｖｏが大幅が低下している。この結果、負荷２の異常が解消されても、スイッチング電源回路１０１ａは、過電流保護状態から復帰できず、図５中、Ｐ６に示す状態で安定動作してしまう。なお、この状態では、出力電圧Ｖｏは、所望の値（この例では、５〔Ｖ〕）にならないので、負荷２が正常動作できなくなる虞れがある。
【００８１】
これに対して、本実施形態に係るスイッチング電源回路１では、２つの過電流検出レベルＩＣＬ１・ＩＣＬ２が設けられており、過電流保護部１６がスイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間を制限しようとしているけれども、発振器１３の発振周波数を低下させてはいない期間を設けている。
【００８２】
この結果、コイル電流ＩＬの傾きが小さく、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング周波数（発振器１３の発振周波数）を低下させると、過電流保護状態からの復帰異常が発生しやすいときには、スイッチング周波数を低下させずに、スイッチングトランジスタＴｒ１の導通時間を制限できる。
【００８３】
一方、コイル電流ＩＬの傾きが大きく、スイッチング周波数を低下させても、過電流保護状態からの復帰異常が発生しにくいときには、スイッチング周波数を低下させると共に、上記導通時間を制限する。この場合は、スイッチング周波数が低く設定されているので、過電流保護部１６が、ある程度の遅延時間Ｔｄを有していても、何ら支障なく、導通時間を制限できる。この結果、過電流保護部１６の遅延時間Ｔｄに制限されることなく、通常制御時におけるスイッチング周波数を上昇させることができ、例えば、コイルＬ１など、スイッチング電源回路１の構成要素を小型化できる。
【００８４】
これらの結果、確実に過電流から保護可能かつ小型であるにも拘わらず、過電流の原因が解消された場合に通常制御動作に復帰できるスイッチング電源回路１を実現できる。
【００８５】
以下では、第１および第２過電流検出回路２１・２３の構成例について、図７を参照しながら説明する。すなわち、入力端子Ｔｉｎと、スイッチングトランジスタＴｒ１との間には、互いに直列に接続された検出抵抗４１・４２が設けられている。両検出抵抗４１・４２の直列回路の両端は、差動増幅器４３の非反転入力端子と反転入力端子とのそれぞれに接続されている。一方、検出抵抗４２の両端は、差動増幅器４４の非反転入力端子と反転入力端子とのそれぞれに接続されている。なお、上記では、検出抵抗４１・４２および差動増幅器４３によって、第１過電流検出回路２１が形成され、検出抵抗４２および差動増幅器４４によって第２過電流検出回路２３が形成されている。
【００８６】
ここで、上記検出抵抗４１・４２は、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング電流の流路上に設けられている。したがって、各検出抵抗４１・４２の抵抗値は、スイッチング電源回路１の電圧変換効率を向上させるために、低い値に設定することが望まれる。本実施形態では、一例として、検出抵抗４１・４２は、ＩＣの配線としてのアルミ配線の抵抗成分によって実現されている。
【００８７】
上記構成例では、上記検出抵抗４１の抵抗値が２〔ｍΩ〕に設定されており、検出抵抗４２の抵抗値が８〔ｍΩ〕に設定されている。また、差動増幅器４３の・４４のスレッシュ電圧は、２０〔ｍＶ〕に設定されている。
【００８８】
上記構成では、両検出抵抗４１・４２を流れる電流が、２〔Ａ〕〜２．５〔Ａ〕の間、差動増幅器４３の出力電圧が、例えば、ハイレベルなど、予め定められたレベルに反転する。また、この状態では、差動増幅器４４の入力電圧（非反転入力端子電圧−反転入力端子電圧）が、スレッシュ電圧を超えていないので、差動増幅器４４の出力電圧は、例えば、ローレベルなど、予め定められたレベルのまま、反転していない。これにより、図１に示す両ＲＳフリップフロップ２２・２４のうち、ＲＳフリップフロップ２２のみがセットされる。
【００８９】
一方、両検出抵抗４１・４２を流れる電流が２．５〔Ａ〕を超えると、差動増幅器４３・４４の入力電圧がスレッシュ電圧を超えるので、両差動増幅器４３・４４の出力電圧が反転する。これにより、上記両ＲＳフリップフロップ２２・２４がセットされる。
【００９０】
上記構成では、第１の過電流検出レベルＩＣＬ１の検出用の差動増幅器４３と、第２の過電流検出レベルＩＣＬ２の検出用の差動増幅器４４とがそれぞれ別に設けられているので、高精度に各検出レベルＩＣＬ１・ＩＣＬ２を検出できる。
【００９１】
ところで、上記では、第１および第２過電流検出回路２１・２３を設けて、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング電流が、第１の過電流検出レベルＩＣＬ１を超えているか否かと、第２の過電流検出レベルＩＣＬ２を超えているか否かとを判定したが、これに限るものではない。
【００９２】
例えば、第１および第２過電流検出回路２１・２３に代えて、図８に示す過電流検出回路２６を設けてもよい。当該過電流検出回路２６は、入力端子Ｔｉｎと、スイッチングトランジスタＴｒ１との間に配された検出抵抗５１と、当該検出抵抗５１の両端が非反転入力端子および反転入力端子にそれぞれ接続された差動増幅器５２とを備えており、スイッチングトランジスタＴｒ１のスイッチング電流に応じた電圧レベルの信号を、ＲＳフリップフロップ２２・２４の双方に出力できる。一方、ＲＳフリップフロップ２２のセット電圧のスレッシュ電圧は、ＲＳフリップフロップ２４のセット電圧のスレッシュ電圧よりも高く設定されている。
【００９３】
例えば、ＲＳフリップフロップ２２のセット電圧のスレッシュ電圧が２〔Ｖ〕、ＲＳフリップフロップ２４のセット電圧のスレッシュ電圧が２．５〔Ｖ〕に設定されている。また、検出抵抗５１の抵抗値を１０〔ｍΩ〕、差動増幅器５２の増倍率を１００とする。この場合、スイッチングトランジスタＴｒ１に流れるスイッチング電流が２〔Ａ〕になると、差動増幅器５２の出力電圧が２〔Ｖ〕となるので、両ＲＳフリップフロップ２２・２４のうち、ＲＳフリップフロップ２２のみがセットされる。さらに、スイッチング電流が２．５〔Ａ〕を超えると、差動増幅器５２の出力電圧が２．５〔Ｖ〕を超えるので、ＲＳフリップフロップ２２・２４の双方がセットされる。
【００９４】
上記構成であっても、差動増幅器がスイッチング電流に応じた信号を出力し、当該信号に基づいて、各検出レベルを超えているか否かが判定される。したがって、図７の構成よりも簡単な回路構成で、スイッチング電流が第１の過電流検出レベルＩＣＬ１を超えたか否かと、第２の過電流検出レベルＩＣＬ２を超えたか否かとを検出できる。
【００９５】
【発明の効果】
本発明に係るスイッチング電源回路は、以上のように、上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子の電流に基づいて過電流保護動作を行う際、上記スイッチング素子の導通時間を制限するか否かを判定する第１電流レベル、および、上記スイッチング素子の導通時間を制限すると共に、発振周波数を低下させるか否かを判定する第２電流レベルを有し、該第１電流レベルよりも該第２電流レベルの方が高く設定されている構成である。
【００９６】
上記構成では、スイッチング電流の傾きが小さい第１の状態において、発振周波数を低下させずに、導通時間を制限するので、確実に過電流から保護可能かつ小型であるにも拘わらず、過電流の原因が解消された場合に通常制御動作に復帰できるスイッチング電源回路を実現できるという効果を奏する。
【００９７】
本発明に係るスイッチング電源回路は、以上のように、上記構成に加えて、上記第２電流レベルは、上記スイッチング素子の定格電流以下に設定されている構成である。当該構成では、第２電流レベルがスイッチング素子の定格電流以下に設定されているので、スイッチング素子の破壊および劣化を防止できるという効果を奏する。
【００９８】
本発明に係るスイッチング電源回路は、以上のように、上記構成に加えて、上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子に流れる電流が上記第１電流レベルを超えたか否かを判定する第１の差動増幅器と、上記スイッチング素子に流れる電流が上記第２電流レベルを超えたか否かを判定する第２の差動増幅器とを備えている構成である。当該構成では、各電流レベル用の差動増幅器が設けられているので、より高精度に、それぞれのレベルを超えたか否かを判定できるという効果を奏する。
【００９９】
本発明に係るスイッチング電源回路は、以上のように、第１および第２の差動増幅器を設ける代わりに、上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子に流れる電流に応じた信号を出力する差動増幅器を有し、当該信号に基づいて、上記第１電流レベルを超えたか否か、および、上記第２電流レベルを超えたか否かを判定する構成である。
【０１００】
当該構成では、差動増幅器がスイッチング電流に応じた信号を出力し、当該信号に基づいて、各電流レベルを超えているか否かが判定されるので、第１および第２の差動増幅器で判定する場合よりも回路構成を簡略化できるという効果を奏する。
【０１０１】
本発明に係る電子機器は、以上のように、電源回路として、上述のいずれかのスイッチング電源回路を備えている構成である。それゆえ、過電流に起因する破損や劣化がなく、過電流の原因が解消された場合には、通常動作可能で、しかも、小型な電子機器を実現できるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態を示すものであり、スイッチング電源回路の要部構成を示すブロック図である。
【図２】上記スイッチング電源回路の動作を示すものであり、スイッチング電流の傾きが大きい場合における各部波形を示す波形図である。
【図３】上記スイッチング電源回路において、スイッチング電流と、リップル電流との関係を示す波形図である。
【図４】スイッチング電流の傾きが大きい場合における、出力電圧−出力電流の特性を示すグラフである。
【図５】上記スイッチング電源回路の動作を示すものであり、スイッチング電流の傾きが小さい場合における各部波形を示す波形図である。
【図６】スイッチング電流の傾きが小さい場合における、出力電圧−出力電流の特性を示すグラフである。
【図７】上記スイッチング電源回路において、第１および第２過電流検出回路の構成例を示す回路図である。
【図８】上記第１および第２過電流検出回路の変形例を示す回路図である。
【図９】従来技術を示すものであり、スイッチング電源回路の要部構成を示すブロック図である。
【図１０】上記スイッチング電源回路の動作を示すものであり、スイッチング電源回路の各部波形を示す波形図である。
【図１１】上記スイッチング電源回路において、出力電圧−出力電流の特性を示すグラフである。
【図１２】他の従来技術を示すものであり、スイッチング電源回路の要部構成を示すブロック図である。
【図１３】上記スイッチング電源回路の動作を示すものであり、スイッチング電源回路の各部波形を示す波形図である。
【図１４】上記スイッチング電源回路において、出力電圧−出力電流の特性を示すグラフである。
【符号の説明】
１ スイッチング電源回路
１１ 差動アンプ（制御手段）
１２ コンパレータ（制御手段）
１３ 発振器（発振手段）
１５ 駆動回路（制御手段）
１６ 過電流保護部（過電流保護手段）
ＩＣＬ１ 第１の過電流検出レベル（第１電流レベル）
ＩＣＬ２ 第２の過電流検出レベル（第２電流レベル）
Ｔｒ１ スイッチングトランジスタ（スイッチング素子）

Claims (7)

1. 発振手段からの発振信号が示す周期で、スイッチング素子をスイッチングすると共に、出力電圧レベルが予め定める目標値になるように、当該スイッチング素子のデューティを制御する制御手段と、過電流を検出した場合に、上記発振手段の発振周波数を低下させると共に、上記スイッチング素子の導通時間を制限する過電流保護手段とを有するスイッチング電源回路において、
   上記過電流保護手段は、
   上記スイッチング素子の電流に基づいて過電流保護動作を行う際、上記スイッチング素子の導通時間を制限するか否かを判定する第１電流レベル、および、上記スイッチング素子の導通時間を制限すると共に、発振周波数を低下させるか否かを判定する第２電流レベルを有し、該第１電流レベルよりも該第２電流レベルの方が高く設定されていることを特徴とするスイッチング電源回路。
2. 上記第２電流レベルは、上記スイッチング素子の定格電流以下に設定されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源回路。
3. 上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子に流れる電流が上記第１電流レベルを超えたか否かを判定する第１の差動増幅器と、上記スイッチング素子に流れる電流が上記第２電流レベルを超えたか否かを判定する第２の差動増幅器とを備えていることを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源回路。
4. 上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子に流れる電流に応じた信号を出力する差動増幅器を有し、当該信号に基づいて、上記第１電流レベルを超えたか否か、および、上記第２電流レベルを超えたか否かを判定することを特徴とする請求項１または２記載のスイッチング電源回路。
5. 上記過電流保護手段は、上記スイッチング素子の電流を検出するために上記スイッチング素子と入力電圧が入力される入力端子との間に直列に接続された第１の検出抵抗および第２の検出抵抗をさらに備え、
   上記第１の検出抵抗の抵抗値が上記第２の検出抵抗の抵抗値より小さく設定され、
   上記第１および第２の差動増幅器の非反転入力端子には上記第２の検出抵抗の上記入力端子側の一端が接続され、上記第１の差動増幅器の反転入力端子には上記第１の検出抵抗の上記スイッチング素子側の一端が接続され、上記第２の差動増幅器の反転入力端子には上記第１および第２の検出抵抗の他端が接続されていることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源回路。
6. 上記信号として出力される電圧が、第１スレッシュ電圧を越えるとセットされることにより上記第１電流レベルを超えたか否かを判定する第１のフリップフロップ、および、上記電圧が上記第１スレッシュ電圧より高い第２スレッシュ電圧を越えるとセットされることにより上記第２電流レベルを超えたか否かを判定する第２のフリップフロップを備えることを特徴とする請求項４記載のスイッチング電源回路。
7. 電源回路として、請求項１〜６のいずれか１項に記載のスイッチング電源回路を備えていることを特徴とする電子機器。

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