JP5692031B2

JP5692031B2 - 負荷駆動装置

Info

Publication number: JP5692031B2
Application number: JP2011266743A
Authority: JP
Inventors: 隆雄黒田; 黒田　　隆雄
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2011-12-06
Filing date: 2011-12-06
Publication date: 2015-04-01
Anticipated expiration: 2031-12-06
Also published as: JP2013120971A

Description

本発明は、一対の直流電源線間に負荷と直列にスイッチング素子を備えた負荷駆動装置に関する。

負荷をＰＷＭ駆動する負荷駆動装置は、電源線間に負荷と直列にＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子を備えている。駆動回路は、電圧制御にあっては負荷の端子間電圧（負荷電圧）と指令負荷電圧とから電圧偏差を求め、電流制御にあっては負荷に流れる電流（負荷電流）と指令負荷電流とから電流偏差を求める。そして、これら電圧偏差または電流偏差がゼロになるようにＰＷＭデューティ比を制御する。この場合、スイッチング素子の温度を検出してフィードバック制御すれば、オン抵抗などのスイッチング素子の特性に変動が生じても安定した制御を行い易くなる。

スイッチング素子をパルス駆動すると、電流の通断電が生じるので、電源線、負荷、スイッチング素子等のインピーダンスにより電源線間の電圧に変動が生じる。この電圧変動の一つの成分は、ＰＷＭ周期と同一の周期を有して変動する基本波成分である。そこで、この基本波変動成分が電源線に重畳することを防ぐため例えばπ型フィルタを設け、負荷側で生じた変動が直流電源側に伝搬するのを防止している。

しかし、スイッチングにより電源線に生じる電圧変動には、上記基本波成分の変動のみならず、オーバーシュートおよびそれに伴い発生するリンギングなどの非常に高い周波数成分の変動も含まれる。こうした高周波変動成分は、π型フィルタで十分抑えきれない場合があり、一旦発生すると抑制することが難しくＥＭＩの原因ともなる。

特許文献１には、スイッチング素子のオフ期間に発生するリンギングの回数を計数して計数パルス信号を生成し、その計数パルス信号に基づいて生成した遅延信号に応じてスイッチング素子のオン時期を遅らせるスイッチング電源装置が示されている。負荷が軽くなるほどリンギングの発生回数が増加するので、リンギングの回数が多いほどスイッチング素子のオン時期を遅らせてスイッチング周波数を下げることで、リンギングの発生を抑えている。しかし、スイッチング周波数を下げると、電流リプル、磁気騒音、トルク変動などが増加するという不都合が生じる。

特開２００３−１８９６１９号公報

そこで、従来は、回路構成や基板のパターンを工夫することにより高周波変動成分を抑制する方法が用いられていた。例えばバイパスコンデンサやスナバ回路を追加し、バイパスコンデンサやスナバコンデンサの容量値を変更して共振周波数をずらすように回路を設計していた。また、グランドを強化し、或いは基板配線のインダクタンス成分を抽出してコンデンサの配置を最適化するようにパターンを設計していた。

こうした変動抑制の手法では、ＭＯＳトランジスタのオン抵抗やスナバ回路のサージ吸収特性などのように温度変化により特性が変動する部品に対して、特性変動を見越して十分に余裕のある特性となるように設計する必要がある。しかし、ワースト環境を想定して十分な余裕を確保しようとすると、高周波変動成分の抑制、スイッチング素子の熱損失の抑制、装置サイズの低減などの要求を全て満たすことは難しく、基板の修正作業または定数の設定作業と実機試験とを繰り返すことになり、設計工程に多くの時間を費やす結果となっていた。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、スイッチングにより生じるオーバーシュートおよび／またはリンギングに係る高周波変動電圧を自ら制御して抑制することができる負荷駆動装置を提供することにある。

請求項１に記載した負荷駆動装置は、負荷に対し直流電源電圧を供給する一対の電源線間に、負荷と直列にスイッチング素子を備えている。変動電圧検出回路は、スイッチング素子をＰＷＭ信号などでパルス駆動したときに電源線間に現れる高周波変動電圧を検出する。ここで検出する高周波変動電圧は、スイッチング素子のオンオフ状態遷移に伴うオーバーシュートおよび／またはそれに伴い発生するリンギングの成分であり、パルス駆動信号の基本波周波数よりも高い周波数を持っている。駆動回路は、スイッチング素子の制御端子に与えるパルス駆動信号の立ち上がりおよび／または立ち下がりの傾きを変更可能に構成されており、変動電圧検出回路により検出された高周波変動電圧が大きいほどパルス駆動信号の傾きを低減する。

本構成によれば、負荷駆動装置が作り込まれた半導体チップ、この半導体チップを搭載した基板、この基板を用いた電子機器などが製造されて実際に動作しているときに、負荷駆動装置は、電源線間に現れる高周波変動電圧に応じてパルス駆動信号の傾きを自動調整して、電源線間に現れる高周波変動電圧を抑制することができる。このように負荷駆動装置が自らＥＭＩを低減するように動作するので、設計工程における基板の修正作業、定数の設定作業、回路の修正作業などの設計工程に要する時間を大幅に削減できる。

具体的には、変動電圧検出回路は、電源線に接続された交流結合回路と、交流結合回路から出力される交流検出電圧を検波して高周波変動電圧を得る検波回路とから構成されている。これにより、スイッチング素子をパルス駆動したときに電源線に現れるオーバーシュートおよび／またはリンギングに係る高周波変動電圧を検出することができる。

請求項２に記載した手段によれば、検波回路は、倍電圧検波回路から構成されている。電源線のインピーダンスが低い場合、電源線にフィルタが設けられている場合などには、電源線に現れる高周波変動電圧のレベルは低下している。倍電圧検波回路を用いれば検出感度を高められるので、こうした低レベルの高周波変動電圧も確実に検出することができる。

請求項３に記載した手段によれば、電源線にはフィルタ用のコイルが介在し、交流結合回路は、コイルと負荷との間の電源線に接続されている。スイッチング素子をパルス駆動したときの電圧変動が伝導ノイズまたは輻射ノイズとなって伝搬するのを防止するため、電源線にはフィルタ用のコイルが設けられることが多い。この場合には、コイルから負荷に至る電源線における高周波変動電圧を検出することにより、微小な高周波変動電圧を検出し易くなる。

請求項４に記載した手段によれば、変動電圧検出回路は、コイルの入力端電圧を分圧して得た第１分圧電圧とコイルの出力端電圧を分圧して得た第２分圧電圧とを比較する比較器を備えている。交流結合回路は、電源線に替えて比較器の出力端子に接続されている。コイルの電圧を二値化することにより増幅した高周波変動電圧を検波回路に入力するので、高周波変動電圧の検出感度および検出精度を高めることができる。

請求項５に記載した手段によれば、変動電圧検出回路は、コイルの両端子間に生じる電圧を入力し、その電圧に応じた電流を検出抵抗に流すトランジスタを備えている。交流結合回路は、電源線に替えて検出抵抗の一端に接続されている。トランジスタで増幅して振幅を増やした高周波変動電圧を検波回路に入力するので、検波回路の出力電圧を高めることができる。

請求項６に記載した手段によれば、変動電圧検出回路は、電源線に接続された交流結合回路と、交流結合回路から出力される交流検出電圧を入力とするローパスフィルタと、交流検出電圧とローパスフィルタから出力される基準電圧とを比較する比較器と、比較器から出力される単位時間あたりのパルス数を計数して高周波変動電圧とする計数器とから構成されている。比較器は、高周波変動電圧を二値化することにより、リンギングなどの高周波変動電圧を増幅する。これを計数器で計数して単位時間あたりのパルス数を得ることにより、リンギングの継続時間、リンギング周波数などが反映された変動電圧が得られる。

請求項７に記載した手段によれば、電源線にはフィルタ用のコイルが介在し、交流結合回路は、コイルと負荷との間の電源線に接続されている。これにより、高周波変動電圧を検出し易くなる。

請求項８に記載した手段によれば、スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段を備え、駆動回路は、温度検出手段により検出された温度が高いほどパルス駆動信号の傾きを増大させる。上述したように、高周波変動電圧が大きいほどパルス駆動信号の傾きを低減すれば、電源線間に生じる高周波変動電圧を抑えることができる。しかし、その一方でターンオン時間またはターンオフ時間が増えるので、スイッチング損失が増大してスイッチング素子の発熱量が増える虞が生じる。本手段を備えた負荷駆動装置によれば、スイッチング素子の温度上昇を制限しながら高周波変動電圧を抑制することができる。

請求項９に記載した手段によれば、駆動回路は、検出温度が所定の上限温度を超えた場合、パルス駆動信号のデューティ比を低減する。この場合には、目標値に対し出力電圧または出力電流が低下するが、出力電流の変化量が低減するので高周波変動電圧を抑えることができる。

請求項１０に記載した手段によれば、駆動回路は、パルス駆動信号の傾きを２段階に変更可能に構成されている。

本発明の第１の実施形態を示す負荷駆動装置の構成図ＰＷＭ信号生成部の概略構成図電源線に重畳する高周波変動電圧の波形図駆動信号の波形図本発明の第２の実施形態を示す図１相当図駆動回路が実行する出力電圧制御のフローチャート本発明の第３の実施形態を示す図１相当図本発明の第４の実施形態を示す図１相当図本発明の第５の実施形態を示す図１相当図本発明の第６の実施形態を示す図１相当図

各実施形態において実質的に同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図４を参照しながら説明する。

図１に示す負荷駆動装置１は、直流モータからなる負荷２をＰＷＭ駆動する。図示しないバッテリに接続された一対の電源線３、４間には、負荷２に対し直列にＭＯＳＦＥＴ５（スイッチング素子）が接続されている。ＭＯＳＦＥＴ５は電源線４側（ロウサイド側）に接続されているが、電源線３側（ハイサイド側）に接続されていてもよい。負荷２には還流ダイオードＤｆが接続されている。

負荷２をＰＷＭ駆動すると、負荷２、電源線３、４、ＭＯＳＦＥＴ５などのインピーダンスに応じて電源線３、４間に電圧変動が生じる。この電圧変動を抑制し、電圧変動がバッテリ側に伝搬するのを防止するため、π型フィルタ６が設けられている。π型フィルタ６は、電源線３、４間に接続されたコンデンサ７、８と電源線３に介挿されたコイル９とから構成されている。コンデンサ８は、負荷２およびＭＯＳＦＥＴ５との間で形成される閉ループが極力小さくなるように設けられている。

電源線３、４間に生じる変動電圧には、ＰＷＭ周期と同一の周期を有して変動する基本波変動電圧と、図３に波形を示すようにオーバーシュートおよびそれに伴い発生するリンギングなどの高周波変動電圧とがある。基本波変動電圧は、π型フィルタ６によってほぼ抑制される。一方、オーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧は、π型フィルタで十分抑えきれない場合があり、一旦発生すると抑制することが難しくＥＭＩの原因となる。

そこで、負荷駆動装置１は、電源線３、４間に生じる高周波変動電圧を検出する変動電圧検出回路１０を備えている。変動電圧検出回路１０は、交流結合回路として作用するコンデンサ１１と、コンデンサ１１を通して得られる交流検出電圧を検波する倍電圧検波回路１２とから構成されている。コンデンサ１１の一端はコイル９と負荷２との間の電源線３に接続され、他端は倍電圧検波回路１２の入力ノードｎ１に接続されている。

倍電圧検波回路１２は、入力ノードｎ１と出力ノードｎ２との間に接続されたダイオード１３、入力ノードｎ１と電源線４との間に接続されたダイオード１４、および出力ノードｎ２と電源線４との間に並列に接続された抵抗１５とコンデンサ１６から構成されている。ここで、コンデンサ１１と抵抗１５との組み合わせ回路はハイパスフィルタとして作用し、基本波変動電圧を遮断し、高周波変動電圧を通過させるように時定数が設定されている。また、抵抗１５とコンデンサ１６との組み合わせ回路はローパスフィルタとして作用し、検波された高周波変動電圧を平均化する。

この変動電圧検出回路１０によれば、電源線３、４間の電源電圧ＶＢの直流分はコンデンサ１１が負担する。オーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧により入力ノードｎ１の電圧Ｖdiが負になると、電源線４からダイオード１４を介して流れる電流によりコンデンサ１１が充電される。高周波変動電圧により入力ノードｎ１の電圧Ｖdiが出力ノードｎ２の電圧Ｖdoよりも高くなると、コンデンサ１１に充電された上記電荷がダイオード１３を介してコンデンサ１６に移動する。その結果、電源線３に現れる高周波変動電圧を倍電圧検波することができる。

駆動回路１７は、マイクロコンピュータまたはカスタムＩＣから構成されており、ＰＷＭ波形を持つ駆動信号を生成する。この駆動信号はドライバ１８を介してＭＯＳＦＥＴ５のゲートに与えられる。駆動回路１７は、コイル９と負荷２との間の電源線３の電圧ＶＢ、負荷２とＭＯＳＦＥＴ５との接続点の電圧Ｖｏ、および倍電圧検波回路１２の出力ノードｎ２の電圧Ｖdoをそれぞれ入力とするＡ／Ｄコンバータを備えている。駆動回路１７は、Ａ／Ｄ変換した電圧ＶＢから電圧Ｖｏを減じることにより負荷２の印加電圧（負荷電圧）を検出し、負荷電圧と指令負荷電圧との電圧偏差がゼロになるように駆動信号のＰＷＭデューティ比を制御する。

駆動回路１７のＰＷＭ信号生成部は、ターンオン時とターンオフ時の駆動信号の傾きを図４に示すように２段階に切り替え可能である。図２には、２つの異なるＰＷＭ信号生成部１９、２０の概略構成を示している。図２（ａ）に示すＰＷＭ信号生成部１９は、波形切替信号に応じてコンデンサの容量値を変更するものである。電源線３、４間には、出力端子Ｔｐを挟んで定電流回路２１とコンデンサ２２が直列に接続されている。出力端子Ｔｐと電源線４との間には、ＰＷＭ信号によりオンオフ動作するスイッチ２３と並列の定電流回路２４、２５とが直列に接続されている。定電流回路２１、２４、２５の電流値は全てＩａである。

スイッチ２３がオフするとコンデンサ２２はＩａで充電され、スイッチ２３がオンするとコンデンサ２２はＩａで放電される。さらに、出力端子Ｔｐと電源線４との間には、波形切替信号により動作するスイッチ２６とコンデンサ２７が直列に接続されている。スイッチ２６がオフすると充放電に関与する容量値が減少するので駆動信号の傾きが増加し（図４（ａ））、スイッチ２６がオンすると充放電に関与する容量値が増加するので駆動信号の傾きが低下する（図４（ｂ））。

図２（ｂ）に示すＰＷＭ信号生成部２０は、波形切替信号に応じてゲート抵抗の抵抗値を変更するものである。コンデンサ２２の高電位側端子と出力端子Ｔｐとの間には、ゲート抵抗２８が接続されており、これと並列にスイッチ２９とゲート抵抗３０が直列に接続されている。スイッチ２９がオンするとゲート抵抗が低下するので駆動信号の傾きが増加し（図４（ａ））、スイッチ２９がオフするとゲート抵抗が増加するので駆動信号の傾きが低下する（図４（ｂ））。

駆動回路１７は、変動電圧検出回路１０により検出された高周波変動電圧（出力ノードｎ２の電圧Ｖdo）と予め設定された切替基準値とを比較する。そして、検出した検波電圧Ｖdoが切替基準値を超えている場合には駆動信号の傾きを低下させるようにスイッチ２６、２９を切り替え、検出した検波電圧Ｖdoが切替基準値以下である場合には駆動信号の傾きを増加させるようにスイッチ２６、２９を切り替える。切替基準値は、予め把握した高周波変動電圧の大きさとＥＭＩとの関係に基づいて、ＥＭＩが所望の規定値よりも小さくなるように決定されてメモリに記憶されている。電圧値の比較に替えてＡ／Ｄ変換値そのものを比較してもよいことは勿論である。

以上説明したように、本実施形態の負荷駆動装置１は、負荷駆動装置１が作り込まれた半導体チップ、この半導体チップを搭載した基板、この基板を用いた電子機器などが製造されて実際に動作しているときに、電源線３、４間に現れるオーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧の検波値が切替基準値以下となるように駆動信号の傾きを自動調整する。

これにより、負荷２の動作状態（例えば電圧、回転速度、トルク）が変更され、負荷２が交換され、または負荷２やＭＯＳＦＥＴ５の温度変動により特性（例えばオン抵抗、巻線抵抗）が変化した場合であっても、ＰＷＭスイッチングに伴う電源線３、４間の高周波変動電圧を切替基準値に応じた電圧値以下に抑えることができ、ＥＭＩを低減することができる。

切替基準値は、許容されるＥＭＩレベルに基づいて決められる。検出した検波電圧Ｖdoが切替基準値以下の場合には駆動信号の傾きを高めるので、ＭＯＳＦＥＴ５の損失（発熱）を極力抑えながら、必要に応じて駆動信号の傾きを低減してスイッチングノイズを低減することができる。また、負荷駆動装置１が自ら駆動信号の傾きの調整機能を備えたことにより、バイパスコンデンサやスナバコンデンサの配置などに係る基板の修正作業、バイパスコンデンサ、スナバコンデンサなどの定数の設定作業、回路の修正作業などの設計工程に要する時間を大幅に削減できる。

電源線３、４にはπ型フィルタ６が設けられており、その負荷側の電源線３、４間に現れる高周波変動電圧を検出する。加えて、倍電圧検波回路１２を用いて高周波変動電圧を倍電圧検波している。これらにより、高周波変動電圧の検出感度を高められる。また、駆動回路１７は、ＭＯＳＦＥＴ５の駆動信号の立ち上がりおよび立ち下がりの傾きを２段階に変更可能である。これにより、ＰＷＭ信号生成部１９、２０の構成を簡単化でき、半導体集積回路として構成したときのレイアウトサイズを低減できる。

（第２の実施形態）
次に、第２の実施形態について図５および図６を参照しながら説明する。図５に示す負荷駆動装置３１は、ＭＯＳＦＥＴ５の温度を検出する温度検出回路３２（温度検出手段）を備えている。温度検出回路３２は、定電圧Ｖｒを供給する定電圧線３３と電源線４との間に直列に接続された抵抗３４とサーミスタ３５とから構成されている。サーミスタ３５は、ＭＯＳＦＥＴ５と密に温度結合するように配置されている。駆動回路１７は、サーミスタ３５の端子電圧Ｖｔを入力とするＡ／Ｄコンバータを備えている。

図６は、マイコンからなる駆動回路１７が実行する出力電圧制御のフローチャートである。駆動回路１７は、ステップＳ１以降の処理を、ＰＷＭ周期よりも長く設定された所定の制御周期ごとに実行する。駆動回路１７は、電圧ＶＢと電圧ＶｏをＡ／Ｄ変換し（ステップＳ１）、電圧ＶＢから電圧Ｖｏを減じることにより負荷電圧を求める（ステップＳ２）。この負荷電圧を指令負荷電圧と比較し（ステップＳ３）、負荷電圧が指令負荷電圧よりも低い場合には駆動信号のＰＷＭデューティ比を増やす（ステップＳ４）。

続いて、駆動回路１７は、検波電圧ＶdoをＡ／Ｄ変換し（ステップＳ５）、検波電圧Ｖdoと切替基準値とを比較する（ステップＳ６）。検波電圧Ｖdoが切替基準値を超えている場合には駆動信号の傾きを低下させ（ステップＳ７）、検波電圧Ｖdoが切替基準値以下である場合には駆動信号の傾きを増加させる（ステップＳ８）。この傾きの増減は、第１の実施形態で説明したＰＷＭ信号生成部１９または２０を用いている。

次に、駆動回路１７は、サーミスタ３５の端子電圧ＶｔをＡ／Ｄ変換してＭＯＳＦＥＴ５の温度を検出し（ステップＳ９）、その検出温度としきい値温度を比較する（ステップＳ１０）。このしきい値温度（上限温度に相当）は、ＭＯＳＦＥＴ５のチャネル温度が最大定格値に達するより前にサーミスタ３５が検出する温度であって、ＭＯＳＦＥＴ５を過大な損失（過熱）から保護するために、高周波ノイズの低減制御および出力電圧制御よりも優先して損失低減制御が必要になる温度である。

検出温度がしきい値温度以下の場合には、負荷電圧を指令負荷電圧と比較し（ステップＳ１１）、負荷電圧が指令負荷電圧よりも高い場合には駆動信号のＰＷＭデューティ比を減らす（ステップＳ１３）。ステップＳ１０で検出温度がしきい値温度よりも高いと判断すると、ＭＯＳＦＥＴ５のスイッチング損失を減らすため、駆動信号の傾きを増加させる（ステップＳ１２）。さらに、負荷電圧の大小にかかわらずＰＷＭデューティ比を減らす（ステップＳ１３）。この結果、負荷電圧が指令負荷電圧よりも低下することになるが、負荷電流が減少するのでＭＯＳＦＥＴ５のドレイン損失を低減できる。また、負荷電流の変動分が減少するので、電源線３、４に現れる高周波変動電圧も減少する。

その後、駆動回路１７は、オフ指令信号が入力されたか否かを判断し（ステップＳ１４）、入力されていればＰＷＭ駆動を停止する（ステップＳ１５）。オフ指令信号は、負荷２の停止指令、駆動回路１７以外で生じた異常などに応じて与えられる信号である。オフ指令信号が入力されていない場合にはステップＳ１に戻る。

駆動信号の傾きを低下させて高周波変動電圧を抑制するとＭＯＳＦＥＴ５の損失が増加し、駆動信号の傾きを増加させてＭＯＳＦＥＴ５の損失を低減すると高周波変動電圧が増加するという相反する関係がある。本実施形態によれば、高周波変動電圧とＭＯＳＦＥＴ５の温度を検出することにより、ＭＯＳＦＥＴ５のチャネル温度が最大定格値に達することがないように素子の損失を制限しながら、ＥＭＩが規定値よりも小さくなるように高周波変動電圧を抑制することができる。

（第３の実施形態）
次に、第３の実施形態について図７を参照しながら説明する。図７に示す負荷駆動装置４１は、比較回路４２、コンデンサ１１および倍電圧検波回路１２からなる変動電圧検出回路４３を備えている。比較回路４２は、コイル９の入力端電圧を分圧して第１分圧電圧ＶB1を得る抵抗４４、４５、コイル９の出力端電圧を分圧して第２分圧電圧ＶB2を得る抵抗４６、４７、第１分圧電圧ＶB1と第２分圧電圧ＶB2とを比較するコンパレータ４８（比較器）、プルアップ用の抵抗４９およびヒステリシス生成用の抵抗５０から構成されている。抵抗４４、４５と抵抗４６、４７の分圧比は等しい。コンパレータ４８の出力端子は、交流結合回路として作用するコンデンサ１１を介して倍電圧検波回路１２の入力ノードｎ１に接続されている。

π型フィルタ６の作用により、電源線３、４に重畳するオーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧は抑制されている。残存する高周波変動電圧は、第１分圧電圧ＶB1よりも第２分圧電圧ＶB2に大きく現れる。そこで、第１分圧電圧ＶB1と第２分圧電圧ＶB2とをコンパレータ４８で比較すると、残存する微小な高周波変動電圧を二値化して、プルアップした電圧Ｖｐの振幅を持つ矩形波電圧に増幅することができる。

変動電圧検出回路４３は、この増幅した高周波変動電圧をコンデンサ１１を介して倍電圧検波回路１２に入力するので、第１の実施形態で説明した変動電圧検出回路１０に比べて検波電圧Ｖdoの大きさが増大する。その結果、高周波変動電圧の検出感度および検出精度が高まり、負荷駆動装置４１は、高周波変動電圧の大きさに応じた駆動信号の傾き制御を一層高精度に実行することができる。その他、本実施形態によれば第１の実施形態と同様の効果が得られる。

（第４の実施形態）
次に、第４の実施形態について図８を参照しながら説明する。図８に示す負荷駆動装置５１は、増幅回路５２、コンデンサ１１および倍電圧検波回路１２からなる変動電圧検出回路５３を備えている。増幅回路５２は、ベースが抵抗５４を介してコイル９の入力端に接続され、エミッタがコイル９の出力端に接続されたＰＮＰ形のトランジスタ５５と、トランジスタ５５のコレクタと電源線４との間に接続された抵抗５６（検出抵抗）とから構成されている。抵抗５６の一端は、交流結合回路として作用するコンデンサ１１を介して倍電圧検波回路１２の入力ノードｎ１に接続されている。

π型フィルタ６の作用により、電源線３、４に重畳するオーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧は抑制されている。残存する高周波変動電圧は、コイル９の両端子間に現れる。トランジスタ５５は、コイル９の出力端の電圧が入力端の電圧よりもＶｆ（ｐｎ接合の順方向電圧）だけ高くなった時にオンする。その結果、コイル９の端子間に現れるＶｆ以上の大きさを持つ高周波変動電圧を、電圧ＶＢに近い振幅を持つ矩形波電圧に増幅することができる。

駆動回路１７は、図６に示した出力電圧制御を実行する。変動電圧検出回路５３は、増幅した高周波変動電圧をコンデンサ１１を介して倍電圧検波回路１２に入力するので、第１の実施形態で説明した変動電圧検出回路１０に比べて検波電圧Ｖdoの大きさが増大する。その結果、高周波変動電圧の検出感度および検出精度が高まり、負荷駆動装置５１は、高周波変動電圧の大きさに応じた駆動信号の傾き制御を一層高精度に実行することができる。その他、本実施形態によれば第２の実施形態と同様の効果が得られる。

（第５の実施形態）
図９に示す本実施形態は、図８に示した第４の実施形態と実質的に同じ構成を備えている。負荷駆動装置６１は、増幅回路６２、コンデンサ１１および倍電圧検波回路１２からなる変動電圧検出回路６３を備えている。トランジスタ５５のエミッタはコイル９の入力端に接続されており、ベースは抵抗５４を介してコイル９の出力端に接続されている。

トランジスタ５５は、コイル９の出力端の電圧が入力端の電圧よりもＶｆだけ低くなった時にオンする。その結果、コイル９の両端子間に現れるＶｆ以上の大きさを持つ高周波変動電圧を、電圧ＶＢに近い振幅を持つ矩形波電圧に増幅することができる。本実施形態によっても第４の実施形態と同様の効果が得られる。

（第６の実施形態）
次に、第６の実施形態について図１０を参照しながら説明する。図１０に示す負荷駆動装置７１は、電源線３、４間に生じるオーバーシュート、リンギングなどの高周波変動電圧を検出する変動電圧検出回路７２を備えている。変動電圧検出回路７２は、交流結合回路として作用するコンデンサ１１と、コンデンサ１１を通して得られる交流検出電圧から高周波変動電圧を除去するローパスフィルタ７３と、比較回路７４とから構成されている。

コンデンサ１１の一端は電源線３に接続され、他端はローパスフィルタ７３の入力ノードｎ３に接続されている。ローパスフィルタ７３は、入力ノードｎ３と電源線４との間に直列に接続された抵抗７５とコンデンサ７６とから構成されている。比較回路７４は、ローパスフィルタ７３の出力ノードｎ４から出力される基準電圧と、抵抗７７を介して与えられる入力ノードｎ３の電圧とを比較するコンパレータ７８（比較器）を備えている。コンパレータ７８の出力端子は抵抗７９により電圧Ｖｐにプルアップされており、抵抗８０によりヒステリシスが付加されている。

コンパレータ７８は、ノードｎ４の基準電圧とノードｎ３に現れる高周波変動電圧とを比較することにより、微小な高周波変動電圧を二値化して電圧Ｖｐの振幅を持つ矩形波電圧に増幅することができる。駆動回路１７は、この矩形波信号に対し、マイコンのイベントカウンタ１７ａ（計数器）により、単位時間当たり例えばＰＷＭ周期当たりのパルス数を計数する。この計数値は、リンギングの継続時間、リンギング周波数などを反映しているので高周波変動電圧の検出値となる。

駆動回路１７は、予め把握した計数値とＥＭＩとの関係に基づいてＥＭＩが規定値よりも小さくなるように決定された規定回数を記憶しており、計数値が規定回数を超える場合には駆動信号の傾きを低下させ、計数値が規定回数以下である場合には駆動信号の傾きを増加させる。本実施形態によれば、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、高周波変動電圧を増幅しているので、高周波変動電圧の大きさに応じた駆動信号の傾き制御を高精度に実行することができる。

（その他の実施形態）
以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変形、拡張を行うことができる。

上記各実施形態において、オーバーシュートおよびそれに伴い発生するリンギングからなる高周波変動電圧を検出したが、オーバーシュートのみ或いはリンギングのみからなる高周波変動電圧を検出してもよい。また、フィルタ作用を利用して特定周波数の高周波変動電圧だけを検出してもよい。

上記各実施形態において、検出した高周波変動電圧に応じて駆動信号の立ち上がりの傾きと立ち下がりの傾きを併せて増減制御したが、何れか一方の傾きだけを増減制御してもよい。また、傾きは２段階の変更に限らず、より多くの段階或いは連続的に変更してもよい。

第１ないし第５の各実施形態において、倍電圧検波回路１２からダイオード１４を外した通常の検波回路を採用してもよい。
第３の実施形態および第６の実施形態についても温度検出回路３２を備え、図６に示した出力電圧制御を実行してもよい。

第６の実施形態において、コンパレータ７８が出力する矩形波信号に、ＰＷＭ出力の変化に対応したパルスが重畳する場合がある。そこで、イベントカウンタ１７ａは、ＰＷＭ出力のレベルが切り替わった直後の一定時間だけ、矩形波信号のカウントを停止するとよい。これによりリンギングの回数だけを精度よく検出することができる。また、イベントカウンタ１７ａを動作し続ける場合には、単位時間あたりに生じるＰＷＭ出力レベルの変化回数を計数値から減算補正してもよく、或いは比較基準値である規定回数を上記ＰＷＭ出力レベルの変化回数だけ高く設定しておいてもよい。

第１ないし第５の各実施形態ではπ型フィルタ６を用いているが、電源線３、４（ワイヤーハーネス）が持つインピーダンスにより電圧変動を低減することが期待できるので、コンデンサ７とコイル９を省略してもよい。

図６に示すフローチャートにおいて、ステップＳ１０で検出温度がしきい値温度よりも高いと判断すると、ＰＷＭ駆動を停止させるように構成してもよい。或いは、ＰＷＭ駆動から連続駆動（ＭＯＳＦＥＴ５を連続オン）に切り替えるように構成してもよい。後者は、モータでファンを回転駆動してヒートシンクを冷やす構成には特に有効である。

ステップＳ１０で検出温度がしきい値温度よりも高いと判断したとき、ステップＳ１２に続いてステップＳ１１を実行するように変更してもよい。この場合には、負荷電圧が指令負荷電圧以下のときには駆動信号のＰＷＭデューティ比は低減されない。

負荷２とＭＯＳＦＥＴ５との接続は、ハイサイド駆動、ロウサイド駆動の形態に限らず、Ｈブリッジ、三相ブリッジなどの接続形態であってもよい。
スイッチング素子にＭＯＳＦＥＴ５を採用したが、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴなどの他種類のトランジスタを用いてもよい。この場合の駆動信号は、トランジスタの種類に応じて電圧駆動信号または電流駆動信号となる。

第４、第５の実施形態で用いたトランジスタ５５に替えてＭＯＳトランジスタを用いてもよい。
上述した各実施形態では、負荷電圧を検出して電圧制御を実行したが、負荷電流を検出して電流制御を実行してもよい。
スイッチング素子のパルス駆動はＰＷＭ駆動に限られない。
負荷２は直流モータに限られず、例えばソレノイドなどであってもよい。

図面中、１、３１、４１、５１、６１、７１は負荷駆動装置、２は負荷、３、４は電源線、５はＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子）、９はコイル、１０、４３、５３、６３、７２は変動電圧検出回路、１１はコンデンサ（交流結合回路）、１２は倍電圧検波回路、１７は駆動回路、１７ａはイベントカウンタ（計数器）、３２は温度検出回路（温度検出手段）、４８、７８はコンパレータ（比較器）、５５はトランジスタ、５６は抵抗（検出抵抗）、７３はローパスフィルタである。

Claims

負荷に対し直流電源電圧を供給する一対の電源線間に前記負荷と直列にスイッチング素子を備えた負荷駆動装置において、
前記スイッチング素子をパルス駆動したときに前記電源線間に現れるオーバーシュートおよび／またはリンギングに係る高周波変動電圧を検出する変動電圧検出回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に与えるパルス駆動信号の立ち上がりおよび／または立ち下がりの傾きを変更可能に構成され、前記変動電圧検出回路により検出された高周波変動電圧が大きいほど前記パルス駆動信号の傾きを低減する駆動回路とを備え、
前記変動電圧検出回路は、
前記電源線に接続された交流結合回路と、
前記交流結合回路から出力される交流検出電圧を検波して前記高周波変動電圧を得る検波回路とから構成されていることを特徴とする負荷駆動装置。
前記検波回路は、倍電圧検波回路から構成されていることを特徴とする請求項１記載の負荷駆動装置。
前記電源線にはフィルタ用のコイルが介在し、
前記交流結合回路は、前記コイルと前記負荷との間の電源線に接続されていることを特徴とする請求項１または２記載の負荷駆動装置。
前記変動電圧検出回路は、前記コイルの入力端電圧を分圧して得た第１分圧電圧と前記コイルの出力端電圧を分圧して得た第２分圧電圧とを比較する比較器を備え、
前記交流結合回路は、前記電源線に替えて前記比較器の出力端子に接続されていることを特徴とする請求項３記載の負荷駆動装置。
前記変動電圧検出回路は、前記コイルの両端子間に生じる電圧を入力し、その電圧に応じた電流を検出抵抗に流すトランジスタを備え、
前記交流結合回路は、前記電源線に替えて前記検出抵抗の一端に接続されていることを特徴とする請求項３記載の負荷駆動装置。
負荷に対し直流電源電圧を供給する一対の電源線間に前記負荷と直列にスイッチング素子を備えた負荷駆動装置において、
前記スイッチング素子をパルス駆動したときに前記電源線間に現れるオーバーシュートおよび／またはリンギングに係る高周波変動電圧を検出する変動電圧検出回路と、
前記スイッチング素子の制御端子に与えるパルス駆動信号の立ち上がりおよび／または立ち下がりの傾きを変更可能に構成され、前記変動電圧検出回路により検出された高周波変動電圧が大きいほど前記パルス駆動信号の傾きを低減する駆動回路とを備え、
前記変動電圧検出回路は、
前記電源線に接続された交流結合回路と、
前記交流結合回路から出力される交流検出電圧を入力とするローパスフィルタと、
前記交流検出電圧と前記ローパスフィルタから出力される基準電圧とを比較する比較器と、
前記比較器から出力される単位時間あたりのパルス数を計数して前記高周波変動電圧とする計数器とから構成されていることを特徴とする負荷駆動装置。
前記電源線にはフィルタ用のコイルが介在し、
前記交流結合回路は、前記コイルと前記負荷との間の電源線に接続されていることを特徴とする請求項６記載の負荷駆動装置。
前記スイッチング素子の温度を検出する温度検出手段を備え、
前記駆動回路は、前記温度検出手段により検出された温度が高いほど前記パルス駆動信号の傾きを増大させることを特徴とする請求項１から７の何れか一項に記載の負荷駆動装置。
前記駆動回路は、前記検出温度が所定の上限温度を超えた場合、前記パルス駆動信号のデューティ比を低減することを特徴とする請求項８記載の負荷駆動装置。
前記駆動回路は、前記パルス駆動信号の傾きを２段階に変更可能に構成されていることを特徴とする請求項１から９の何れか一項に記載の負荷駆動装置。