JP6024624B2 - 負荷駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子をスイッチング駆動することにより、負荷への通電電流を制御する負荷駆動装置に関する。

例えば、特許文献１には、負荷と直列に接続された駆動用トランジスタに制御信号としてのＰＷＭ信号を出力して、負荷をスイッチング駆動する装置が記載されている。このような装置において、駆動用トランジスタのスイッチングによって発生するスイッチングノイズ（リップル電圧）が電源に回り込むと、同一電源から電力を取る他の機器の作動に悪影響を及ぼしたり、その電源に回り込んだノイズによって電磁波ノイズを誘発したりする。そのため、この特許文献１の装置では、駆動用トランジスタ（負荷）と電源との間にπ型フィルタを挿入して、スイッチングノイズを抑制するようにしている。

また、特許文献１の装置では、電源が逆極性にて装置に接続された場合の保護のため、駆動用トランジスタよりも負側の電源に近い位置に保護用トランジスタを設けている。この保護用トランジスタは、電源の逆接続時に遮断状態とされ、装置の電子回路等を保護する。

特開２００８−２７６７２７号公報

上述したπ型フィルタは、１個のインダクタ（コイル）と２個のコンデンサとからなり、その中で、インダクタは、負荷へ通電される電流が流れる電流経路に直列に挿入される。

ここで、駆動用トランジスタがオン状態からオフ状態に変化すると、負荷の通電電流はゼロとなるが、π型フィルタにおいては、電源からインダクタを介して電流が流れ続けて、π型フィルタの駆動用トランジスタ（負荷）側のコンデンサが充電される。その結果、インダクタの駆動用トランジスタ側の電位が、電源側の電位よりも高くなる。逆に、駆動用トランジスタがオフ状態からオン状態に変化した場合には、インダクタを流れる電流は徐々にしか増加しないので、インダクタの電源側の電位が、駆動用トランジスタ側の電位よりも高くなる。

このように、スイッチング素子のスイッチング駆動によりインダクタの両端電位に差が生じると、インダクタには、その電位差に応じた大きさの電流が流れる。この際、インダクタの両端電位差が大きくなり、インダクタに流れる電流も大きくなると、インダクタの抵抗成分による発熱量が増加するという問題が生じる。例えば、インダクタとして、回路基板に表面実装可能な小型のコイルを用いた場合、その小型のコイルは、スイッチング駆動される駆動用トランジスタよりも高熱になることもあり、実装上の大きな課題となる。

本発明は、上述した点に鑑みてなされたものであり、スイッチングノイズの抑制のためにインダクタを含むフィルタを用いた場合であっても、インダクタの過度の発熱を防止することが可能な負荷駆動装置を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明による負荷駆動装置は、
高電位電源（１３）と低電位電源（１４）との間に配置され、負荷（１２）への通電電流を制御するためにスイッチング駆動されるスイッチング素子（４）と、
スイッチング素子によって制御される負荷への通電電流が流れるインダクタ（２）を有するフィルタ回路（１〜３）と、
高電位電源からフィルタ回路を経由して低電位電源へと電流が流れる電流経路内に配置された電界効果トランジスタ（５、１８）と、
インダクタの両端の電位差を検出し、その検出した電位差が大きくなるほど、電界効果トランジスタのドレイン電流が減少するようにゲート電位を変化させる電位可変手段（６〜１１、１５〜１７、１９〜２２）と、を備えることを特徴とする。

上記構成により、インダクタの両端電位差が大きくなるほど、高電位電源からフィルタ回路を経由して低電位電源へと電流が流れる電流経路内に配置された電界効果トランジスタのドレイン電流が減少される。換言すれば、インダクタの両端電位差が大きくなるほど、電界効果トランジスタによる抵抗成分が高められることになる。このため、結果的に、インダクタの両端に生じる電位差を抑えることができ、インダクタに流れる電流の大きさを低減することが可能となる。それにより、インダクタの発熱を抑制することができる。

なお、上記括弧内の参照番号は、本発明の理解を容易にすべく、後述する実施形態における具体的な構成との対応関係の一例を示すものにすぎず、なんら本発明の範囲を制限することを意図したものではない。

また、上述した特徴以外の、特許請求の範囲の各請求項に記載した技術的特徴に関しては、後述する実施形態の説明及び添付図面から明らかになる。

第１実施形態による負荷駆動装置の構成を示した構成図である。 第２実施形態による負荷駆動装置の構成を示した構成図である。 第３実施形態による負荷駆動装置の構成を示した構成図である。 第４実施形態による負荷駆動装置の構成を示した構成図である。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態による負荷駆動装置に関して、図面を参照しつつ説明する。図１は、本実施形態による負荷駆動装置の構成を示した構成図である。なお、本実施形態による負荷駆動装置は、例えば車両に搭載され、車載バッテリを電源として、モータ等の負荷を駆動するために好適なものである。ただし、用途は車載用に限られる訳ではない。

図１に示すように、負荷駆動装置は、高電位電源であるバッテリ電源（＋Ｂ）１３と、低電位電源であるＧＮＤ１４との間で、負荷１２と直列に接続されたスイッチング素子であるｎチャネルＭＯＳＦＥＴ４を有している。負荷１２は、例えばモータである。ＭＯＳＦＥＴ４は、図示しない制御部から出力されるＰＷＭ信号に従ってオン、オフされる。このＰＷＭ信号のデューティ比を制御することにより、負荷１２であるモータの速度が可変される。なお、負荷１２として、モータ以外の電気的負荷を適用しても良い。また、図１には、ＭＯＳＦＥＴ４により、ローサイド駆動する例を示したが、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴを負荷１２のバッテリ電源１３側に接続し、ハイサイド駆動を行っても良い。

ここで、本実施形態の負荷駆動装置においては、上述したように、ＭＯＳＦＥＴ４がＰＷＭ信号に従いスイッチング駆動される。そのため、バッテリ電源１３とＧＮＤ１４との間の電源ラインに、スイッチングノイズ（リップル電圧）が発生する。このスイッチングノイズが、バッテリ電源１３側に回り込んでしまうと、同じバッテリ電源１３から電力を取る他の機器の作動に悪影響を及ぼしたり、そのバッテリ電源１３に回り込んだノイズによって電磁波ノイズを誘発したりする。そのため、本実施形態の負荷駆動装置では、ＭＯＳＦＥＴ４（負荷１２）とバッテリ電源１３との間に、インダクタ（コイル）２とコンデンサ１、３とからなるπ型フィルタを設けている。このπ型フィルタにより、バッテリ電源１３側に回り込むスイッチングノイズ（リップル電圧）を小さくすることができる。

π型フィルタを構成するコンデンサ１、３の内、インダクタ２よりもバッテリ電源１３側の電源ラインとＧＮＤ１４との間に設けられたコンデンサ１は、例えばチップコンデンサ又は電界コンデンサからなる。そして、その容量は、主として、必要とされるフィルタ定数によって決まる。一方、インダクタ２よりも負荷１２側の電源ラインとＧＮＤ１４との間に設けられたコンデンサ３は、例えば電界コンデンサからなる。そして、その容量は、ＭＯＳＦＥＴ４によるスイッチング動作時に、負荷１２に十分な電流を供給できるように、比較的大容量に設定される。

π型フィルタを構成するインダクタ２は、バッテリ電源１３とＧＮＤ１４との間の電源ライン、すなわち、負荷電流が流れる経路上に挿入されている。そのため、ＭＯＳＦＥＴ４のスイッチング動作に同期して、周期的に、インダクタ２の両端に電位差が発生する。より具体的には、ＭＯＳＦＥＴ４がオン状態からオフ状態に変化すると、負荷１２の通電電流はゼロとなるが、π型フィルタにおいては、バッテリ電源１３からインダクタ２を介して電流が流れ続けて、π型フィルタの負荷１２側のコンデンサ３が充電される。そのため、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも高くなる。逆に、ＭＯＳＦＥＴ４がオフ状態からオン状態に変化した場合には、インダクタ２を流れる電流は徐々にしか増加しない。そのため、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電位が、負荷１２側の電位よりも高くなる。

このように、インダクタ２の両端の電位に差が生じると、インダクタ２には、その電位差に応じた大きさの電流が流れる。この際、インダクタ２の両端電位差が大きくなり、インダクタ２に流れる電流も大きくなると、インダクタ２の抵抗成分による発熱量が増加して、インダクタ２の温度が上昇する。本実施形態による負荷駆動装置は、このようなインダクタ２の温度上昇を抑制するための構成を備えている。以下、その構成について詳しく説明する。

まず、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電源ラインから分岐し、ＧＮＤ１４に至る経路に、抵抗６、７の直列回路が設けられている。また、インダクタ２の負荷１２側（ＭＯＳＦＥＴ４側）の電源ラインから分岐し、ＧＮＤ１４に至る経路に、抵抗８、９の直列回路が設けられている。そして、抵抗６、７の直列回路の中点電位が、オペアンプ１０の非反転端子に入力され、抵抗８、９の直列回路の中点電位が、オペアンプ１０の反転端子に入力される。なお、オペアンプ１０においては、当該オペアンプ１０における入力電位差の差動増幅を安定化させるため、抵抗１１を介して負帰還がかけられている。

このような構成により、オペアンプ１０の出力は、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電位が、負荷１２側の電位よりも高くなるほど、大きくなる。逆に、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも高くなるほど、小さくなる。

オペアンプ１０の出力は、バッテリ電源１３からπ型フィルタを経由してＧＮＤ１４へと電流が流れる電流経路内に配置されたｎチャネルＭＯＳＦＥＴ５のゲートに接続されている。このＭＯＳＦＥＴ５は、バッテリ電源１３及びＧＮＤ１４が、負荷駆動装置に接続されるときに、誤って電源の極性を逆に接続してしまった場合に、負荷駆動装置に逆向きの電流が流れることを防止するためのものである。すなわち、電源の極性を逆に接続した場合には、インダクタ２などに電流は流れないため、ＭＯＳＦＥＴ５はオフしたままとなる。これにより、負荷駆動装置内の電子回路やＭＯＳＦＥＴ４などを保護することができる。

そして、本実施形態では、電源の逆接続時の保護用に設けられているＭＯＳＦＥＴ５を利用して、インダクタ２に過大な電流が流れることを抑制するようにした。つまり、上述したように、オペアンプ１０の出力は、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも高くなるほど、小さくなる。ＭＯＳＦＥＴ５のゲートには、オペアンプ１０の出力が接続されているので、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも高くなるほど、ＭＯＳＦＥＴ５のドレイン電流は減少することになる。換言すれば、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも高くなるほど、ＭＯＳＦＥＴ５の抵抗成分が高められることになる。

そのため、ＭＯＳＦＥＴ４がオフされた後に、インダクタ２を流れて、コンデンサ３を充電する電流を抑制することができる。このため、結果的に、インダクタ２の両端に生じる電位差を抑えることができる。従って、インダクタ２に流れる電流の大きさを低減することが可能となり、インダクタ２の発熱を抑制することができる。

なお、ＭＯＳＦＥＴ５の抵抗成分を高めることにより、ＭＯＳＦＥＴ５は発熱する。ただし、このＭＯＳＦＥＴ５の発熱は、インダクタ２の発熱の一部をＭＯＳＦＥＴ５が受け持つことによるものである。つまり、従来、インダクタ２のみで受け持っていた発熱が、インダクタ２とＭＯＳＦＥＴ５とで分担される。このように、発熱する部分がインダクタ２とＭＯＳＦＥＴ５とに分散されることにより、個々の発熱量を低減することができる。

さらに、π型フィルタが、バッテリ電源１３と負荷１２（ＭＯＳＦＥＴ４）との間に設けられ、ＧＮＤ１４と負荷１２（ＭＯＳＦＥＴ４）との間にはなんらフィルタ回路が設けられていない場合、インピーダンス的にアンバランスな状態となる。しかし、本実施形態のように、ＧＮＤ１４と負荷１２（ＭＯＳＦＥＴ１４）との間に挿入されたＭＯＳＦＥＴ５の抵抗成分を可変することにより、ＭＯＳＦＥＴ４に対して、バッテリ電源１３側と、ＧＮＤ１４側のインピーダンスのバランスを取ることができる。その結果、ＧＮＤ１４側の配線におけるノイズ低減という効果も得られる。

（第２実施形態）
次に、本発明の第２実施形態による負荷駆動装置について説明する。

上述した第１実施形態の負荷駆動装置は、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも高くなるほど、ＭＯＳＦＥＴ５のドレイン電流を減少させるものであった。それに対して、本実施形態の負荷駆動装置では、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電位が、負荷１２側の電位よりも高くなるほど、ＭＯＳＦＥＴ５のドレイン電流を減少させるようにしたものである。

つまり、本実施形態による負荷駆動装置は、図２に示すように、インダクタ２のバッテリ電源１３側の抵抗６、７の直列回路の中点電位を、オペアンプ１０Ａの反転端子に入力する。一方、インダクタ２の負荷１２側の抵抗８、９の直列回路の中点電位はオペアンプ１０Ａの非反転端子に入力する。なお、オペアンプ１０Ａには、抵抗１１Ａを介して負帰還がかけられている。

このようにすることにより、オペアンプ１０Ａの出力は、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電位が、負荷１２側の電位よりも高くなるほど、小さくなる。そのため、ＭＯＳＦＥＴ５のドレイン電流も、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電位が、負荷１２側の電位よりも高くなるほど、減少されるようになる。

このような構成を採用しても、第１実施形態の場合と同様に、結果的に、インダクタ２の両端に生じる電位差を抑えることができる。従って、インダクタ２に流れる電流の大きさを低減して、インダクタ２の発熱を抑制することができる。

なお、図２に示す構成を採用する場合には、インダクタ２の両端の電位差が実質的に等しい場合に、オペアンプ１０Ａの非反転端子に入力される電位が、反転端子に入力される電位よりも高くなるように、分圧抵抗６〜９の抵抗値を設定することが好ましい。これにより、不必要に、ＭＯＳＦＥＴ５のドレイン電流を絞ることを回避することができる。

（第３実施形態）
次に、本発明の第３実施形態による負荷駆動装置について説明する。

本実施形態による負荷駆動装置は、第１実施形態における負荷駆動装置の電位差検出機能と、第２実施形態における負荷駆動装置の電位差検出機能とを両方とも備える点に特徴がある。

そのため、本実施形態による負荷駆動装置は、図３に示すように、オペアンプ１０とオペアンプ１０Ａの、２個のオペアンプを備えている。オペアンプ１０は、第１実施形態の場合と同様に、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも高くなるほど、その出力が小さくなるように機能する。一方、オペアンプ１０Ａは、第２実施形態の場合と同様に、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電位が、負荷１２側の電位よりも高くなるほど、その出力が小さくなるように機能する。

オペアンプ１０の出力は、ダイオード１７を介して、ＭＯＳＦＥＴ５のゲートに接続される。同様に、オペアンプ１０Ａの出力は、ダイオード１６を介して、ＭＯＳＦＥＴのゲートに接続される。なお、各ダイオード１６、１７は、ＭＯＳＦＥＴ５のゲートから各オペアンプ１０、１０Ａの出力に向かう向きが順方向となるように、接続されている。そして、各オペアンプ１０、１０Ａの出力を、ＭＯＳＦＥＴ５のゲートに接続する接続線は、抵抗１５を介して、負荷１２（ＭＯＳＦＥＴ４）よりもバッテリ電源１３側の電源ラインに接続されている。

このような構成を採用したことにより、ＭＯＳＦＥＴ５のゲートには、オペアンプ１０が出力する電位と、オペアンプ１０Ａが出力する電位とのいずれか低い方の電位が印加される。このため、第３実施形態の負荷駆動装置によれば、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも高くなるほど、ＭＯＳＦＥＴ５のドレイン電流を減少させることができることに加え、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電位が、負荷１２側の電位よりも高くなるほど、ＭＯＳＦＥＴ５のドレイン電流を減少させることが可能となる。

（第４実施形態）
次に、本発明の第４実施形態による負荷駆動装置について説明する。

本実施形態の負荷駆動装置は、前述した第１〜第３実施形態の負荷駆動装置と異なり、負荷駆動装置が停止しているときに、当該負荷駆動装置に暗電流が流れることを防止するためのＭＯＳＦＥＴ１８を利用して、インダクタ２に過大な電流が通電されることを抑制するものである。以下、図４を参照して、本実施形態に係る負荷駆動装置について説明する。

ＭＯＳＦＥＴ１８は、ｐチャネルＭＯＳＦＥＴであり、図４に示すように、インダクタ２よりもバッテリ電源１３側の電源ラインに挿入されている。ＭＯＳＦＥＴ１８のゲートは、抵抗２２及びトランジスタ２３を介して、ＧＮＤ１４に接続されている。

負荷駆動装置が動作を開始すべき条件が成立すると、図示しない制御部がトランジスタ２３をオンするためのオン信号を出力する。すると、ＭＯＳＦＥＴ１８のゲートがＧＮＤ１４に接地されるので、ＭＯＳＦＥＴ１８が導通状態となり、負荷駆動装置が動作可能となる。一方、負荷駆動装置が動作を終了すべき条件が成立すると、制御部がトランジスタ２３をオフする。すると、ＭＯＳＦＥＴ１８が遮断状態となり、負荷駆動装置に暗電流が流れることが防止される。

そして、本実施形態においては、インダクタ２の両端の電位差を増幅して出力するオペアンプ２０の出力が、抵抗２１を介して、抵抗２２とＭＯＳＦＥＴ１８のゲートとの間に接続されている。

本実施形態では、オペアンプ２０の出力は、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも大きくなるほど、大きくなるように構成されている。このため、インダクタ２の負荷１２側の電位が、バッテリ電源１３側の電位よりも大きくなるほど、ＭＯＳＦＥＴ１８のゲートに印加される電位が上昇して、ＭＯＳＦＥＴ１８のドレイン電流が絞られる。このため、上述した第１〜第３実施形態の負荷駆動装置と同様に、インダクタ２の両端に生じる電位差を抑えることができ、インダクタ２の発熱を抑制することができる。

本実施形態のように、暗電流を防止するためのＭＯＳＦＥＴ１８を用いる場合においても、第２実施形態と同様に、インダクタ２のバッテリ電源１３側の電位が、負荷１２側の電位よりも大きくなるほど、ＭＯＳＦＥＴ１８のドレイン電流を絞るように構成しても良い。さらに、第３実施形態と同様に、インダクタ２の両端の電位のいずれか一方が他方よりも高くなるにつれて、ＭＯＳＦＥＴ１８のドレイン電流を減少させるように構成しても良い。

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上述した各実施形態になんら制限されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲において、種々変形して実施することが可能なものである。

例えば、上述した第１〜第４実施形態では、電源の逆接続時の保護用のＭＯＳＦＥＴ５や暗電流を防止するためのＭＯＳＦＥＴ１８を利用して、インダクタ２に過大な電流が流れることを抑制するようにした。しかしながら、インダクタ２の端子電圧に差が生じた場合に、ドレイン電流を減少させるためのＭＯＳＦＥＴとして、専用のＭＯＳＦＥＴを設けても良い。

また、上述した第１〜第４実施形態では、スイッチングノイズを抑制するためのπ型フィルタを、スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴ４よりもバッテリ電源１３側に設けたが、ＧＮＤ１４側に設けても良い。

１…コンデンサ、２…インダクタ（コイル）、３…コンデンサ、４…ＭＯＳＦＥＴ、５…ＭＯＳＦＥＴ、６〜９…抵抗、１０、１０Ａ…オペアンプ、１１、１１Ａ…抵抗、１２…負荷、１３…バッテリ電源、１４…ＧＮＤ

Claims (7)

1. 高電位電源（１３）と低電位電源（１４）との間に配置され、負荷（１２）への通電電流を制御するためにスイッチング駆動されるスイッチング素子（４）と、
   前記スイッチング素子によって制御される前記負荷への通電電流が流れるインダクタ（２）を有するフィルタ回路（１〜３）と、
   前記高電位電源から前記フィルタ回路を経由して前記低電位電源へと電流が流れる電流経路内に配置された電界効果トランジスタ（５、１８）と、
   前記インダクタの両端の電位差を検出し、その検出した電位差が大きくなるほど、前記電界効果トランジスタのドレイン電流が減少するようにゲート電位を変化させる電位可変手段（６〜１１、１５〜１７、１９〜２２）と、を備えることを特徴とする負荷駆動装置。
2. 前記フィルタ回路は、前記スイッチング素子と前記高電位電源との間に設けられ、
   前記電位可変手段（６〜１１）は、前記インダクタの前記スイッチング素子側の電位が、前記高電位電源側の電位よりも上昇したとき、前記電界効果トランジスタのドレイン電流が減少するようにゲート電位を変化させることを特徴とする請求項１に記載の負荷駆動装置。
3. 前記フィルタ回路は、前記スイッチング素子と前記高電位電源との間に設けられ、
   前記電位可変手段（６〜９、１０Ａ、１１Ａ）は、前記インダクタの前記高電位電源側の電位が、前記スイッチング素子側の電位よりも上昇したとき、前記電界効果トランジスタのドレイン電流が減少するようにゲート電位を変化させることを特徴とする請求項１又は２に記載の負荷駆動装置。
4. 前記電界効果トランジスタ（５）は、前記スイッチング素子よりも前記低電位電源側に設けられることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の負荷駆動装置。
5. 前記電界効果トランジスタは、前記高電位電源と、前記低電位電源とに対して、電源の極性が逆に接続されたときに、逆電流が流れることを防止するためのものであることを特徴とする請求項４に記載の負荷駆動装置。
6. 前記電界効果トランジスタ（１８）は、前記インダクタよりも前記高電位電源に近い位置に設けられることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の負荷駆動装置。
7. 前記電界効果トランジスタは、前記負荷駆動装置が停止する際に、暗電流が流れることを防止するためのものであることを特徴とする請求項６に記載の負荷駆動装置。

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