JP2008011636A

JP2008011636A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2008011636A
Application number: JP2006179238A
Authority: JP
Inventors: Hironobu Shiroyama; 博伸城山
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2006-06-29
Filing date: 2006-06-29
Publication date: 2008-01-17
Anticipated expiration: 2026-06-29
Also published as: US7751209B2; JP4867500B2; US20080001589A1

Abstract

【課題】出力短絡などの異常状態から電源を保護する保護機能を持つスイッチング電源装置において、保護機能の動作遅延時間を設定するために集積回路の端子数が増加することなく、集積回路のパッケージサイズが増大することがないようにする。
【解決手段】集積化した電源制御回路１のフィードバック端子Ｔｆｂに、出力電圧と設定電圧との差を増幅する誤差増幅回路２からの信号を入力し、パルス幅制御回路１２によりパワートランジスタＰＴ１に出力する駆動パルスを制御する。また、誤差増幅回路２とパルス幅制御回路１２の接続点（端子Ｔｆｂ）に、過負荷保護回路１３の動作を遅延させるコンデンサＣ２と抵抗Ｒ１の直列回路と、基準電圧を持つコンパレータＩＣ１１を接続し、コンパレータＩＣ１１の出力により過負荷保護回路１３を動作させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置に関し、特に過負荷から電源を保護する保護機能を備えたスイッチング電源装置に関する。

ＤＣ−ＤＣコンバータなどのスイッチング電源装置においては、負荷短絡などの過負荷時に発熱や破損などを防止するために保護機能を設け、過負荷時に例えば電源の動作を停止させるなどの措置を取ることがある。このような保護回路を用いる場合、過負荷となった瞬間にその保護機能を動作させるようにすると、起動時に過渡的に電流が流れた場合や負荷急変などにより過渡的に電流が流れた場合との識別ができず、正常に動作しているにもかかわらず保護機能が誤動作してしまう恐れがある。

そこで、このような誤動作を回避するために、過負荷が発生してから保護機能が動作するまでに遅延時間を設け、過負荷状態が一定時間継続した場合を異常と判断して保護機能を動作させることが提案されている（例えば、特許文献１参照）。この特許文献１では、コンデンサの充電時間を利用して遅延時間を設ける方法や、基準クロックとカウンタを組み合わせて遅延時間を設ける方法が示されている。

図８はこのような保護機能を備えた従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置は、出力トランスＴ１の一次側巻線と直列に接続されたパワートランジスタＰＴ１を有し、入力された直流電圧ＶｉｎをパワートランジスタＰＴ１によりオン（ＯＮ）、オフ（ＯＦＦ）し、出力トランスＴ１の二次側巻線に発生した脈流をダイオードＤ１及びコンデンサＣ１により整流・平滑して出力するものであり、パワートランジスタＰＴ１を制御する集積化された電源制御回路１００と、分圧抵抗Ｒ２０１，Ｒ２０２により分圧された出力電圧と基準電圧源Ｖｒ１の出力電圧Ｖｒが入力されて出力電圧と設定電圧（抵抗Ｒ２０１，Ｒ２０２の抵抗値もＲ２０１，Ｒ２０２とすると、電圧Ｖｒの（Ｒ２０１＋Ｒ２０２）／Ｒ２０２倍が設定電圧となる）との差を増幅する誤差増幅回路２００を備えている。

電源制御回路１００は、Ｖｃｃの電源電圧からレギュレートされた内部電源電圧を生成して電源制御回路１００の内部回路に供給する内部電源１０１、誤差増幅回路２００の出力によってパワートランジスタＰＴ１の駆動パルス幅を制御するパルス幅制御回路１０２、及び過負荷時に機能する過負荷保護回路１０３を有している。そして、これらの回路とともに、コンパレータＩＣ１０１，ＩＣ１０２、抵抗Ｒ１０１、電流源Ｉｓ１０１及びスイッチＳＷ１０１が集積化されている。コンパレータＩＣ１０２は誤差増幅回路２００の出力を基準電圧Ｖｒｅｆ２と比較し、その出力によりスイッチＳＷ１０１が開閉される。遅延（積分）素子であるコンデンサＣ１０が電源制御回路１００に接続されていて、コンパレータＩＣ１０１は電流源Ｉｓ１０１からの電流を積分するコンデンサＣ１０の積分電圧を基準電圧Ｖｒｅｆ１と比較する。

誤差増幅回路２００は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ２０１，Ｒ２０２と、分圧された電圧を基準電圧（設定電圧）Ｖｒ１と比較する増幅器ＩＣ２０１を有し、増幅器ＩＣ２０１の出力はフィードバック電圧ＦＢとしてフォトカプラ２０１を介して電源制御回路１００に入力される。

上記構成のスイッチング電源装置において、過負荷状態となって出力電圧が設定電圧よりも低下すると、増幅器ＩＣ２０１の出力が上昇し、フォトカプラ２０１を通してその出力に応じた信号が電源制御回路１００のフィードバック端子に伝わり、フィードバック端子のフィードバック電圧ＦＢが上昇する。このフィードバック電圧ＦＢが基準電圧Ｖｒｅｆ２を超えるとコンパレータＩＣ１０２の出力が反転し、スイッチＳＷ１０１が閉じて電流源Ｉｓ１０１がコンデンサＣ１０に接続され、コンデンサＣ１０が電流源Ｉｓ１０１によって充電（積分）され、コンデンサＣ１０の電圧が徐々に上昇していく。そして、コンデンサＣ１０の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ１を超えるとコンパレータＩＣ１０１の出力が反転し、過負荷保護回路１０３が動作する。これにより、パワートランジスタＰＴ１がオフとなって電源が停止する。
特開２００４−４０８５８号公報

しかしながら、上記のような従来のスイッチング電源装置にあっては、過負荷が発生してから過負荷保護回路が動作するまでの遅延時間は使用される回路ごとに異なる。したがって、このような保護機能を持つ制御回路を集積化して使用する場合、任意の遅延時間に設定できるように、例えば充電（積分）用のコンデンサ（図８のＣ１０に相当）を外付けできるように専用の端子を設ける必要がある。

このため、集積回路の端子数が増加し、パッケージサイズが増大するという問題点がある。
本発明は、このような点に鑑みてなされたものであり、保護機能の動作遅延時間を設定するために集積回路の端子数が増加することなく、集積回路のパッケージサイズが増大することのないスイッチング電源装置を提供することを目的とする。

本発明では上記課題を解決するために、入力された直流をスイッチング素子によってオン、オフすることにより発生した脈流を平滑もしくは整流・平滑して出力するスイッチング電源装置において、出力電圧と設定電圧との差を増幅して出力する誤差増幅回路と、前記誤差増幅回路の出力によって前記スイッチング素子のオン、オフを制御するスイッチング制御回路と、前記誤差増幅回路の出力が入力される前記スイッチング制御回路の入力端子の電圧と基準電圧とを比較するコンパレータと、前記コンパレータの出力に基づいて動作を開始し、出力電圧の異常時に機能する保護回路と、を有し、前記入力端子に、前記保護回路の動作を遅延させるための遅延回路が接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置が提供される。

このようなスイッチング電源装置によれば、誤差増幅回路の出力が入力されるスイッチング制御回路の入力端子に保護回路の動作を遅延させるための遅延回路が接続されるので、保護機能の動作遅延時間を設定するために集積回路の端子数が増加することなく、集積回路のパッケージサイズが増大することはない。

本発明のスイッチング電源装置は、誤差増幅回路の出力が入力されるスイッチング制御回路の入力端子に保護回路の動作を遅延させるための遅延回路が接続されるので、保護機能の動作遅延時間を設定するために集積回路の端子数が増加することなく、集積回路のパッケージサイズが増大することがないという利点がある。

以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。このスイッチング電源装置は、フライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータとして構成され、出力トランスＴ１の一次側巻線と直列に接続されたスイッチング素子であるＮチャネルのパワートランジスタＰＴ１を有し、直流電源Ｖｓ１からの入力電圧ＶｉｎをパワートランジスタＰＴ１によりオン、オフし、これによって出力トランスＴ１の二次側巻線に発生した脈流をダイオードＤ１及びコンデンサＣ１により整流・平滑して負荷に出力する。

パワートランジスタＰＴ１の駆動を制御する電源制御回路１は、集積回路としてパッケージ化され、直流電源Ｖｓ２からの電源電圧Ｖｃｃが入力される入力端子Ｔｖ、パワートランジスタＰＴ１のゲート駆動パルスＯＵＴを出力する出力端子Ｔｏ、誤差増幅回路２からのフィードバック電圧ＦＢが入力されるフィードバック端子Ｔｆｂ（もしくは単に入力端子Ｔｆｂ）、及び接地（ＧＮＤ）電位と接続される接地（ＧＮＤ）端子Ｔｇを有している。

また、電源制御回路１の内部には、電源電圧Ｖｃｃからレギュレートされた内部電源電圧を生成して電源制御回路１の内部回路に供給する内部電源１１、誤差増幅回路２の出力によってパワートランジスタＰＴ１のオン、オフを制御するスイッチング制御回路であるパルス幅制御回路１２、誤差増幅回路２から出力されたフィードバック電圧ＦＢが入力されるフィードバック端子Ｔｆｂの電圧と電圧源Ｖｓ１１の基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータＩＣ１１、及びコンパレータＩＣ１１の出力に基づいて動作を開始し、出力電圧の異常時に機能する過負荷保護回路１３が構成され、パルス幅制御回路１２とコンパレータＩＣ１１の非反転入力端子との接続点には、内部電源１１から内部電源電圧を受ける充電抵抗Ｒ１１が接続されている。出力電圧（コンデンサＣ１の両端電圧）と設定電圧との差を増幅して出力する誤差増幅回路２は、出力電圧を分圧する抵抗Ｒ２１，Ｒ２２を有し、分圧された電圧と電圧源Ｖｓ２１の基準電圧Ｖｒとの差を増幅器ＩＣ２１で増幅し、検出電圧として出力する。図８に示す従来のスイッチング電源装置と同様に、Ｖｒ×（Ｒ２１＋Ｒ２２）／Ｒ２２が出力電圧に対する設定電圧に相当する（抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の抵抗値もＲ２１，Ｒ２２とする）。増幅器ＩＣ２１とパルス幅制御回路１２との間にはダイオードＤ２１が接続されている。

また、誤差増幅回路２とパルス幅制御回路１２の接続点（入力端子Ｔｆｂ）に、過負荷保護回路１３の動作を遅延させるための遅延回路として抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路が接続されている。ここで、増幅器ＩＣ２１の出力にソース能力（プラスの電流を外部に供給する能力）もあると、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路によるタイマが動作する際、増幅器ＩＣ２１の出力でコンデンサＣ２が瞬時に充電されてしまい、タイマとして機能しない。このため、増幅器ＩＣ２１の出力側に上記のダイオードＤ２１が挿入されている。

図２は第１の実施の形態のスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。ここでは、出力電圧と、フィードバック端子電圧と、ゲート駆動パルスを示している。
通常（動作）状態では、電源制御回路１のフィードバック端子Ｔｆｂの電圧は、出力電圧が設定電圧となるように、誤差増幅回路２の働きにより調整されている。電源出力に対する負荷が過負荷となって出力電圧が低下すると、増幅器ＩＣ２１の出力が最大値に振り切れるため、電源制御回路１内の充電抵抗Ｒ１１から供給される電流をコンデンサＣ２が積分していき、これによりフィードバック端子Ｔｆｂの電圧が上昇していく。そして、フィードバック端子Ｔｆｂの電圧がコンパレータＩＣ１１の基準電圧Ｖｒｅｆに達すると、コンパレータＩＣ１１の出力が反転し、過負荷保護回路１３が動作する。

すなわち、過負荷状態が発生してから過負荷保護回路１３が動作するまでに、コンデンサＣ２の充電に必要な時間分の遅延時間が発生する。このため、起動時に過渡的に電流が流れた場合や負荷急変などにより過渡的に電流が流れた場合に、正常に動作しているにもかかわらず過負荷保護回路１３が誤動作してしまうのを回避することができる。すなわち、瞬間的に増幅器ＩＣ２１の出力が最大値に振り切れてコンデンサＣ２の積分が開始しても、出力電圧が正常に戻ると増幅器ＩＣ２１の出力が下がり、ダイオードＤ２１を介してコンデンサＣ２の電荷を放電するので（ダイオードＤ２１は放電に対し順方向になるよう接続されている）、フィードバック端子Ｔｆｂの電圧を正常値に戻すことができる。

第１の実施の形態では、上記の遅延時間を持った過負荷保護回路１３を有する電源制御回路１において、遅延時間を決定するための外付けのコンデンサＣ２を接続する端子を他の端子（既存の入力端子）と兼用することができ、集積回路の端子数削減、部品点数の削減、及び外形の小型化を図ることができる。

すなわち、誤差増幅回路２とパルス幅制御回路１２の接続点に過負荷保護回路１３の動作を遅延させるための遅延回路が接続されるので、過負荷保護回路１３の動作遅延時間を設定するために集積回路の端子数が増加することなく、集積回路のパッケージサイズが増大することはない。

なお、コンデンサＣ２と直列に抵抗Ｒ１を接続しているが、これは通常動作の中で負荷が急変した場合に急速に応答ができるようにするためである。例えば、この抵抗Ｒ１を設けずにコンデンサＣ２のみをフィードバック端子Ｔｆｂに接続した場合、負荷の急変に合わせてフィードバック端子Ｔｆｂの電圧を急峻に変化させようとしても、コンデンサＣ２の充放電が必要となる分、フィードバック端子Ｔｆｂの電圧変化は遅くなってしまう。

一方、抵抗Ｒ１が接続されていると、負荷が急変した際に誤差増幅回路２あるいは電源制御回路１内の充電抵抗Ｒ１１から抵抗Ｒ１に電流が流れ（充電抵抗Ｒ１１に流れる電流と同じ値の電流が抵抗Ｒ１にも流れ）、抵抗Ｒ１の両端に一定の電圧が発生する。この抵抗Ｒ１に発生する電圧の分は、フィードバック端子Ｔｆｂの電圧も急峻に変化することができる。そして、負荷変動に対しては、フィードバック端子Ｔｆｂが急峻に変化することができる範囲を利用することで、負荷急変などの過渡応答に対して応答遅れとなることはない。

図３は本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。第２の実施の形態では、増幅器ＩＣ２１の出力をフォトカプラ２１を介してフィードバック端子Ｔｆｂに伝達している。その他は図１と同様の構成である。

第２の実施の形態は、入出力が絶縁されている方式のスイッチング電源装置に適用したもので、このような接続方法であっても、フォトカプラ２１の出力を誤差増幅回路２の出力とみなすことができ、入力端子Ｔｆｂに抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路を接続することができる。

図４は本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。第３の実施の形態では、電源制御回路１内で、入力端子Ｔｆｂとパルス幅制御回路１２の入力端との間にダイオードＤ１１が接続されるとともに、入力端子Ｔｆｂに電流源Ｉｓ１１が接続されている。その他は図３と同様の構成である。また、図５は第３の実施の形態のスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。

第３の実施の形態は、フィードバック端子Ｔｆｂとパルス幅制御回路１２の入力端および充電抵抗Ｒ１１との間にダイオードＤ１１を設け、さらにフィードバック端子Ｔｆｂに電流源Ｉｓ１１を追加接続したものである。なお、電流源Ｉｓ１１は抵抗に替えることもできる。

図１及び図３に示す第１，第２の実施の形態では、遅延時間を発生させる際にコンデンサＣ２の充電電圧は内部電源電圧程度までしか上昇しないが、第３の実施の形態の構成では、電源電圧Ｖｃｃ程度までコンデンサＣ２の充電電圧を上昇させることができる。このため、所望の遅延時間を設けるのに、比較的小さな容量のコンデンサを用いることができる。すなわち、コンパレータＩＣ１１の電源電圧にＶｃｃの電圧を使用し、電圧源Ｖｓ１１の基準電圧Ｖｒｅｆを上げることができるので、より小さな容量のコンデンサＣ２を利用することができる。

図６は本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。第４の実施の形態では、誤差増幅回路２とパルス幅制御回路１２の接続点の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータにヒステリシス特性を有するコンパレータＩＣ１２を使用し、このコンパレータＩＣ１２の出力によりコンデンサＣ２が繰り返し充放電されるように、電流源Ｉｓ１２，Ｉｓ１３とスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を直列に接続した回路と、インバータＩＣ１３を設けている。また、コンパレータＩＣ１２の出力が反転した回数をカウントするカウンタ１４を備え、このカウンタ１４が所定の回数をカウントしたときに過負荷保護回路１３が動作を開始する。その他は図４と同様の構成である。

第４の実施の形態は、電源制御回路１内に、ヒステリシス特性を持ったコンパレータＩＣ１２と、フィードバック端子Ｔｆｂに外付けされたコンデンサＣ２に対して繰り返し充放電を行うための電流源Ｉｓ１２，Ｉｓ１３と、カウンタ１４を設けたものである。なお、電流源Ｉｓ１２，Ｉｓ１３は抵抗に替えることもできる。また、電源電圧Ｖｃｃに替えて内部電源電圧を電流源Ｉｓ１２に接続してもよい（電流源Ｉｓ１２を抵抗に替えた場合も、電源電圧Ｖｃｃに替えて内部電源電圧を当該抵抗に接続してもよい）。

上記のように構成されたスイッチング電源装置において、過負荷状態になると、フィードバック端子Ｔｆｂに外付けされたコンデンサＣ２に対し、コンパレータＩＣ１２の出力でスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２を相補的にオン、オフ（一方がオンのとき他方をオフに）させることにより電流源Ｉｓ１２，Ｉｓ１３による充放電を行い、ヒステリシス特性を持ったコンパレータＩＣ１２の２つのしきい値の間で発振を行わせる。カウンタ１４はその充放電の回数をカウントし、規定回数の充放電が行われた後に、過負荷保護回路１３を動作させる。

このように、カウンタ１４を設けることにより、コンデンサＣ２の充放電の繰り返しによって遅延時間を決定することができ、さらに小さな容量のコンデンサＣ２を使用することができる。

図７は第４の実施の形態のスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。スイッチＳＷ１１，ＳＷ１２がオン、オフと切り換わるたびに、抵抗Ｒ１の抵抗値と電流源Ｉｓ１２あるいは電流源Ｉｓ１３から供給される定電流値の積で決まる電圧の分、ＤＣ的にフィードバック端子Ｔｆｂの電圧がシフトする（フィードバック端子Ｔｆｂの電圧＝定電流値×抵抗Ｒ１の抵抗値＋コンデンサＣ２の両端電圧：コンデンサＣ２の両端電圧は瞬間的には変化しない）。その後、コンデンサＣ２に対する定電流充放電となるため、直線的な傾斜を持つ電圧変化となる。

なお、以上の各実施の形態ではフライバック型のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング電源装置を例にして説明したが、本発明はこの例に限定されることはなく、トランスではなくインダクタを使う降圧型などの通常のＤＣ−ＤＣコンバータにも適用することができる。なお、インダクタを使うＤＣ−ＤＣコンバータの中には、出力の整流が不要のものがあることは言うまでもないことである。

また、以上の各実施の形態では、遅延回路としての抵抗Ｒ１とコンデンサＣ２の直列回路の接続に関し、抵抗Ｒ１の一端を入力端子Ｔｆｂに、コンデンサＣ２の一端を接地（ＧＮＤ）電位に接続する実施例を示したが、逆でもよい。すなわち、コンデンサＣ２の一端を入力端子Ｔｆｂに、抵抗Ｒ１の一端を接地（ＧＮＤ）電位に接続するようにしてもよい。この場合でも、今まで説明してきたものと同じ動作となる。

本発明の第１の実施の形態のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。第１の実施の形態のスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。本発明の第２の実施の形態のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。第３の実施の形態のスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。本発明の第４の実施の形態のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。第４の実施の形態のスイッチング電源装置の各部の動作波形を示す図である。従来のスイッチング電源装置の回路構成を示す図である。

符号の説明

１電源制御回路
２誤差増幅回路
１１内部電源
１２パルス幅制御回路
１３過負荷保護回路
１４カウンタ
２１フォトカプラ
Ｃ１，Ｃ２コンデンサ
Ｄ１，Ｄ１１，Ｄ２１ダイオード
ＩＣ１１，ＩＣ１２コンパレータ
ＩＣ１３インバータ
ＩＣ２１増幅器
Ｉｓ１１，Ｉｓ１２，Ｉｓ１３電流源
ＰＴ１パワートランジスタ
Ｒ１，Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ２２抵抗
Ｔ１出力トランス
Ｔｆｂフィードバック端子（入力端子）
Ｖｓ１，Ｖｓ２直流電源
Ｖｓ１１，Ｖｓ２１電圧源

Claims

入力された直流をスイッチング素子によってオン、オフすることにより発生した脈流を平滑もしくは整流・平滑して出力するスイッチング電源装置において、
出力電圧と設定電圧との差を増幅して出力する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路の出力によって前記スイッチング素子のオン、オフを制御するスイッチング制御回路と、
前記誤差増幅回路の出力が入力される前記スイッチング制御回路の入力端子の電圧と基準電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力に基づいて動作を開始し、出力電圧の異常時に機能する保護回路と、を有し、
前記入力端子に、前記保護回路の動作を遅延させるための遅延回路が接続されていることを特徴とするスイッチング電源装置。
前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング素子の駆動パルス幅を変化させるパルス幅制御回路であることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記遅延回路が抵抗とコンデンサの直列回路であるとともに、前記入力端子が充電抵抗を介して第１の電圧源に接続されていることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
前記コンデンサの一端が前記入力端子に接続され、前記抵抗の一端が基準電位に接続されていることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
前記抵抗の一端が前記入力端子に接続され、前記コンデンサの一端が基準電位に接続されていることを特徴とする請求項３記載のスイッチング電源装置。
前記入力端子と前記充電抵抗の間にカソードが前記入力端子に接続されるダイオードが設けられるとともに、前記入力端子が電流源または第２の充電抵抗を介して第２の電圧源に接続されていることを特徴とする請求項３ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。
前記入力端子と前記第１の電圧源もしくは第２の電圧源との間に直列に設けられた充電電流源もしくは第２の充電抵抗並びに第１のスイッチ手段と、
前記入力端子と前記基準電位との間に直列に設けられた放電電流源もしくは放電抵抗並びに第２のスイッチ手段と、
前記入力端子と前記充電抵抗の間に設けられたカソードが前記入力端子に接続されるダイオードと、を有し、
前記コンパレータはヒステリシス特性を有し、
前記コンデンサは前記コンパレータの出力により前記第１のスイッチ手段と前記第２のスイッチ手段が相補的にオン、オフすることにより繰り返し充放電されるとともに、
前記コンパレータの出力が反転した回数をカウントするカウンタを備え、
前記保護回路は前記カウンタが所定の回数をカウントしたときに動作を開始することを特徴とする請求項３ないし５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。