JP4556116B2 - 定電圧電源回路 - Google Patents

Description

本発明は定電圧電源回路に関し、例えば携帯電話機やＰＤＡ（Personal Digital Assistance ）等の携帯機器に設けられ、出力電流が過電流とならないようにする保護機能（以下、これを過電流保護機能と呼ぶ）を有する定電圧電源回路に適用して好適なものである。

図１６に示すように、過電流保護機能を有する一般的な定電圧電源回路１は、差動増幅器Ａ１の第１の入力端子Ｎ１１が基準電圧源ＢＧＲ１に接続されると共に、当該差動増幅器Ａ１の出力端子Ｏ１１が電圧電流制御トランジスタＱ１のゲートに接続されている。また電圧電流制御トランジスタＱ１は、入力電圧源から供給される電源電圧Ｖｉｎの入力端子Ｔｉｎ１にソースが接続されると共に、定電圧電源回路１の出力端子Ｔｏｕｔ１にドレインが接続されている。さらに出力端子Ｔｏｕｔ１とグランドＧＮＤとの間には、出力コンデンサＣ１と、負荷Ｌ１と、当該出力端子Ｔｏｕｔ１に発生する出力電圧Ｖｏｕｔ１を分圧するための電圧分圧器Ｚ１とが並列に接続されている。かかる電圧分圧器Ｚ１は、出力端子Ｔｏｕｔ１及びグランドＧＮＤ間に直列接続された第１及び第２の抵抗（以下、これを第１及び第２の分圧抵抗と呼ぶ）Ｚ１１及びＺ１２から形成されている。また電圧分圧器Ｚ１は、第１及び第２の分圧抵抗Ｚ１１及びＺ１２の接続中点が、出力電圧Ｖｏｕｔ１に対する分圧点Ｐ１として差動増幅器Ａ１の第２の入力端子Ｎ１２に接続されている。

この場合、基準電圧源ＢＧＲ１は、出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成するための基準となる基準電圧Ｖｒｅｆ１を生成する。そして基準電圧源ＢＧＲ１は、その基準電圧Ｖｒｅｆ１を差動増幅器Ａ１の第１の入力端子Ｎ１１に供給している。また電圧分圧器Ｚ１は、出力端子Ｔｏｕｔ１に発生する出力電圧Ｖｏｕｔ１を差動増幅器Ａ１への帰還用として、分圧点Ｐ１において第１及び第２の分圧抵抗Ｚ１１及びＺ１２の抵抗値により選定された分圧比で分圧する。そして電圧分圧器Ｚ１は、このように出力電圧Ｖｏｕｔ１を分圧して得られた分圧電圧Ｖｚ１を差動増幅器Ａ１の第２の入力端子Ｎ１２に供給する。

従って差動増幅器Ａ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１と分圧電圧Ｖｚ１との差電圧を増幅し、当該増幅した差電圧を出力電圧生成用の制御信号として電圧電流制御トランジスタＱ１のゲートに供給する。これにより差動増幅器Ａ１は、かかる制御信号によって電圧電流制御トランジスタＱ１のオン抵抗を増減させて制御する。電圧電流制御トランジスタＱ１は、制御信号によるオン抵抗の制御に応じて、ドレイン・ソース間に流れる出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値を制御する。これにより定電圧電源回路１は、電圧電流制御トランジスタＱ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔ１により出力コンデンサＣ１を充電するようにして出力端子Ｔｏｕｔ１において出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成し、かかる出力電圧Ｖｏｕｔ１を負荷Ｌ１に供給する。

このようにして定電圧電源回路１は、負荷Ｌ１の変動により出力電圧Ｖｏｕｔ１が変動すると、当該変動した出力電圧Ｖｏｕｔ１を分圧電圧Ｖｚ１として差動増幅器Ａ１に帰還させる。そして差動増幅器Ａ１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１と分圧電圧Ｖｚ１との差電圧に基づいて、（１）式

で表されるように、出力電圧Ｖｏｕｔ１を第１及び第２の分圧抵抗Ｚ１１及びＺ１２の抵抗値Ｒ１及びＲ２により選定された分圧比で分圧することにより得られる分圧電圧Ｖｚ１が、基準電圧Ｖｒｅｆ１とほぼ等しくなるように電圧電流制御トランジスタＱ１のオン抵抗を制御する。これにより定電圧電源回路１は、出力端子Ｔｏｕｔ１において、所定の定電圧値の出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成することができる。なお（１）式において、Ｖｏｕｔは出力電圧Ｖｏｕｔ１の電圧値を示す。またＶｒｅｆは基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧値を示す。

因みに定電圧電源回路１において出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成する際の電圧電流制御トランジスタＱ１における電力損失Ｐｏｕｔは、そのとき出力端子Ｔｏｕｔ１に流れる出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値をＩｏｕｔとすると、（２）式

で表されるように、電源電圧Ｖｉｎ及び出力電圧Ｖｏｕｔ１の減算結果に、かかる出力電流Ｉｏｕｔ１を乗算することで求めることができる。

かかる構成に加えて定電圧電源回路１は、差動増幅器Ａ１の出力端子Ｏ１１と、電圧電流制御トランジスタＱ１のゲートとの接続中点に過電流保護回路部２が接続されている。そして過電流保護回路部２は、定電圧電源回路１の動作時、差動増幅器Ａ１から電圧電流制御トランジスタＱ１のゲートに供給される制御信号の値を調整する。これにより過電流保護回路部２は、負荷Ｌ１が短絡したときや過負荷になったとき等に出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔが予め選定された制限の上限値である第１の電流値（以下、これを制限上限値と呼ぶ）よりも大きくなることを強制的に抑える。従って過電流保護回路部２は、負荷Ｌ１に対し出力電流Ｉｏｕｔ１が過電流となって流れることを回避し、かくして負荷Ｌ１側を過電流による発熱等から保護している。

この場合、かかる定電圧電源回路１は、縦軸を出力電圧Ｖｏｕｔ１にとり、横軸を出力電流Ｉｏｕｔ１にとって示す電流制限特性に従って当該出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔを制限上限値以下に制限することにより過電流保護機能を実現している。そしてかかる電流制限特性としては以下に示す３種類がある。まず図１７に示すように、電流制限特性としては、出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘに達したら、当該出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔ（すなわち、制限上限値Ｉｍａｘ）を一定に保つようにする垂下特性（以下、これを定電流型垂下特性と呼ぶ）を示すものがある。

また図１８に示すように、電流制限特性としては、出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘに達したら、当該出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔ（すなわち、制限上限値Ｉｍａｘ）を、その制限上限値Ｉｍａｘよりも小さい、予め選定された制限の下限値である第２の電流値（以下、これを制限下限値と呼ぶ）Ｉｍｉｎ１まで、片仮名の「フ」の字を描くようにほぼ線形に低下させる垂下特性（以下、これをフの字型垂下特性と呼ぶ）を示すものもある。さらに図１９に示すように、電流制限特性としては、出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘに達したら、当該出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔ（すなわち、制限上限値Ｉｍａｘ）を予め選定された制限下限値Ｉｍｉｎ２まで、指数関数的に急激に低下させる垂下特性（以下、これをフォールドバック型垂下特性と呼ぶ）を示すものもある。

従って従来の一般的な定電圧電源回路１では、動作時、過電流保護回路部２により電流制限特性としての定電流型垂下特性、フの字型垂下特性及びフォールドバック型垂下特性のうち何れかに従って出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘ以下に抑えている。しかしながら定電圧電源回路１は、このような過電流保護回路部２が設けられていると、出力電圧Ｖｏｕｔ１の立ち上げ時にも電流制限特性に従い、電圧電流制御トランジスタＱ１に供給する制御信号の値を調整して出力電流Ｉｏｕｔ１の電流値Ｉｏｕｔを低く制限する。このため定電圧電源回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔ１の立ち上げ時に出力コンデンサＣ１の充電に時間がかかり、その結果、過電流保護回路部２が設けられていない場合に比して、出力電圧Ｖｏｕｔ１が定電圧値に立ち上がるまでの時間が長くなる。

このため従来、図２０に示すように構成されたボルテージレギュレータ５がある。かかるボルテージレギュレータ５は、演算増幅器６により基準電圧発生回路７から供給される基準電圧Ｖｒｅｆ２と、分圧回路８から出力電圧Ｖｏｕｔ２を分圧して与えられる分圧電圧Ｖｚ２とに基づいて出力トランジスタＱ２の動作を制御する。これによりボルテージレギュレータ５は、出力トランジスタＱ２により、電源端子９を介して供給される電源電圧ＶＤＤから出力電圧Ｖｏｕｔ２を生成し、当該生成した出力電圧Ｖｏｕｔ２を出力端子１０を介して出力する。

この場合、ボルテージレギュレータ５は、電流制限回路１１が電流制限制御回路１２を介して出力トランジスタＱ２のゲートに接続されている。そしてボルテージレギュレータ５は、外部からＣＥ入力端子１３を介してチップイネーブル信号Ｓ１が演算増幅器６に入力されると、これに応じて演算増幅器６が活性化状態になる。またボルテージレギュレータ５は、このときチップイネーブル信号Ｓ１が電流制限制御回路１２にも入力されることで当該電流制限制御回路１２により所定時間の間、出力トランジスタＱ２のゲートと電流制限回路１１との接続を遮断する。この後、ボルテージレギュレータ５は、その所定時間が経過すると、出力トランジスタＱ２のゲートと電流制限回路１１とを接続することにより、電流制限回路１１により定電流型垂下特性に従って出力電流の電流値を制限する。

このようにして従来のボルテージレギュレータ５は、チップイネーブル信号Ｓ１の入力に応じて出力電圧Ｖｏｕｔ２を定電圧値に立ち上げる際に、所定時間だけ出力電流に対する電流制限を行わないことで当該出力電圧Ｖｏｕｔ２の立ち上がりを速くしていた（例えば、特許文献１参照）。

また図２１に示すように、従来の直流電源装置１５は、スイッチ１６を介して電源が投入されると、切換回路１７により、定電流型垂下特性の過電流保護回路でなる基準電圧源１８を誤差増幅器１９に接続することで、当該誤差増幅器１９に対し基準電圧を供給する。これにより直流電源装置１５は、このとき誤差増幅器１９の出力に基づいて制御回路２０が動作し、出力電圧検出端子Ｖｓで検出した出力電圧を定電流型垂下特性で立ち上げる。

次いで直流電源装置１５は、出力電圧が安定してから後には切換回路１７により、基準電圧源１８に替えてフの字型垂下特性の過電流保護回路でなる分圧抵抗Ｚ２１及びＺ２２の接続中点Ｐ２を誤差増幅器１９に接続する。そして直流電源装置１５は、誤差増幅器１９に対し、出力電圧を分圧抵抗Ｚ２１及びＺ２２で分圧して得られた分圧電圧を供給する。これにより直流電源装置１５は、負荷Ｌ２が過電流状態となり、電流検出用抵抗Ｚ２３の電圧降下が分圧電圧よりも大きくなると、誤差増幅器１９により増幅した過電流信号を制御回路２０の過電流信号入力端子Ｉｓに入力して当該制御回路２０を動作させる。従って直流電源装置１５は、制御回路２０において出力電圧検出端子Ｖｓで検出した出力電圧を低下させ、フの字型垂下特性の過電流保護回路が働く。

このようにして直流電源装置１５は、電源投入時に定電流型垂下特性の過電流保護回路が働いた状態で起動し、出力電圧が安定してから後に、フの字型垂下特性の過電流保護回路が働いて出力電流が過電流となることを回避していた（例えば、特許文献２参照）。
特開２００２−９１５７９公報（第４頁、第５頁、図１） 特開昭６３−７８２０８号公報（第２頁、第３頁、図１）

ところがかかる構成のボルテージレギュレータ５は、起動時に出力トランジスタＱ２のゲートと、電流制限回路１１との接続を遮断するため、かかる起動時に負荷が短絡し、また過負荷になっていても、電流制限回路１１が全く機能しない。従ってかかるボルテージレギュレータ５は、起動時に負荷が短絡しているときや過負荷になっているときには、出力電流が制限上限値を超える過電流となり、出力トランジスタＱ２や負荷が発熱する可能性がある。

これに対してかかる構成の直流電源装置１５は、電源投入時に定電流型垂下特性の過電流保護回路を働かせた状態で出力電圧を立ち上げるため、かかる電源投入時に負荷Ｌ２が短絡しているときや過負荷になっているときでも出力電流の電流値を制限上限値に制限することができる。

ところでかかる直流電源装置１５は、定電流型垂下特性で出力電流の電流値を制限上限値に制限しつつ出力電圧を立ち上げ、かかる出力電圧が安定してから後にフの字型垂下特性に切り替えている。このため直流電源装置１５は、例えば負荷Ｌ２が過負荷になっていると、出力電圧の立ち上げ開始から当該出力電圧が立ち上がっても安定するまでの比較的長い間、電流値の制限値としては比較的高い上限制限値の出力電流が流れ続け、制御回路２０や負荷Ｌ２等が発熱する場合がある。従って直流電源装置１５は、装置自体や負荷Ｌ２を確実には保護し得ないという問題があった。

本発明は以上の点を考慮してなされたもので、電源回路自体や負荷をほぼ確実に保護し得る定電圧電源回路を提案しようとするものである。

かかる課題を解決するため本発明においては、定電圧電源回路に対し、すでに安定して動作可能な状態で、イネーブル信号が入力されると、当該イネーブル信号の入力に応じて動作を開始して出力電圧生成用の制御信号を生成する制御信号生成手段と、当該制御信号生成手段により生成された制御信号に応じて出力コンデンサに流す出力電流の電流値を制御して当該出力コンデンサを充電することにより出力電圧を生成する出力制御手段と、出力電流の電流値が第１の制限値に達したとき、制御信号の値を調整することにより出力電流の電流値を第１の制限値に制限して一定にする定電流型垂下特性と、出力電流の電流値が第１の制限値に達したとき、制御信号の値を調整することにより出力電流の電流値を第１の制限値よりも小さい第２の制限値に制限する電流制限特性とにより出力電流の電流値を制限する電流制限手段と、制御信号生成手段と共にイネーブル信号が入力され、当該入力されたイネーブル信号を、規定容量まで正常に充電可能な状態のときの出力コンデンサに対する充電開始から充電完了までの一定時間に相当する遅延時間以下遅延させて遅延信号とし電流制限手段に送出する遅延手段とを設けるようにし、電流制限手段が、制御信号生成手段の動作開始時点から遅延信号の入力時点までは、定電流型垂下特性に従って動作し、遅延信号の入力時点以降は、電流制限特性に従って動作するようにした。

従って本発明では、すでに安定して動作可能な状態の制御信号生成手段の動作を開始させるイネーブル信号を、規定容量まで正常に充電可能な状態のときの出力コンデンサに対する充電開始から充電完了までの一定時間に相当する遅延時間以下遅延させた時点で、電流制限手段において電流値制限用の定電流型垂下特性を電流制限特性に切り替えることにより、出力電圧の立ち上げを格段的に高速化しつつ、遅くとも出力コンデンサの正常時充電完了見込時点、すなわち当該出力電圧の立ち上がり完了見込時点には出力電流の電流値を第１の制限値から第２の制限値に低下させ始めることができる。このため本発明では、出力電圧の立ち上がり完了見込時点以降も、制限値としては比較的高い第１の制限値に制限した出力電流が流れ続けることを回避することができ、かくして電流値を第１の制限値に制限した出力電流が流れ続ける時間を極力短くし、出力制御手段や負荷等が発熱することを回避することができる。

本発明によれば、定電圧電源回路において、すでに安定して動作可能な状態の制御信号生成手段がイネーブル信号の入力に応じて動作を開始して出力電圧生成用の制御信号を生成すると共に、出力制御手段が制御信号生成手段により生成された制御信号に応じて出力コンデンサに流す出力電流の電流値を制御して当該出力コンデンサを充電することにより出力電圧を生成する際、遅延手段が、制御信号生成手段と共に入力されたイネーブル信号を、規定容量まで正常に充電可能な状態のときの出力コンデンサに対する充電開始から充電完了までの一定時間に相当する遅延時間以下遅延させて遅延信号とし電流制限手段に送出すると共に、電流制限手段が、イネーブル信号の入力に応じた制御信号生成手段の動作開始時点から遅延信号の入力時点までは、出力電流の電流値が第１の制限値に達したとき、制御信号の値を調整することにより出力電流の電流値を第１の制限値に制限して一定にする定電流型垂下特性に従って動作し、当該遅延信号の入力時点以降は、出力電流の電流値が第１の制限値に達したとき、制御信号の値を調整することにより出力電流の電流値を第１の制限値よりも小さい第２の制限値に制限する電流制限特性に従って動作するようにしたことにより、出力電圧の立ち上げを格段的に高速化しつつ、遅くとも出力コンデンサの正常時充電完了見込時点、すなわち出力電圧の立ち上がり完了見込時点には出力電流の電流値を第１の制限値から第２の制限値に低下させ始めて、当該出力電圧の立ち上がり完了見込時点以降も、制限値としては比較的高い第１の制限値に制限した出力電流が流れ続けることを回避するようにして、電流値を第１の制限値に制限した出力電流が流れ続ける時間を極力短くすることができ、かくして出力制御手段や負荷等が発熱することを回避して電源回路自体や負荷をほぼ確実に保護し得る定電圧電源回路を実現することができる。

以下図面について、本発明の一実施の形態を詳述する。

（１）第１の実施の形態
図１において、３０は全体として第１の実施の形態による定電圧電源回路を示し、差動増幅器Ａ３０の第１の入力端子Ｎ３１が基準電圧源ＢＧＲ３０に接続されると共に、当該差動増幅器Ａ３０の出力端子Ｏ３１が電圧電流制御器３１に接続されている。また電圧電流制御器３１は、入力電圧源から電源電圧Ｖｉｎが供給される入力端子Ｔｉｎ３０と、定電圧電源回路３０の出力端子Ｔｏｕｔ３０とにも接続されている。さらに出力端子Ｔｏｕｔ３０とグランドＧＮＤとの間には、出力コンデンサＣ３０と、負荷Ｌ３０と、当該出力端子Ｔｏｕｔ３０に発生する出力電圧Ｖｏｕｔ３０を分圧するための電圧分圧器Ｚ３とが並列に接続されている。かかる電圧分圧器Ｚ３は、出力端子Ｔｏｕｔ３０及びグランドＧＮＤ間に直列接続された第１０及び第１１の分圧抵抗Ｚ３１及びＺ３２から形成されている。また電圧分圧器Ｚ３は、第１０及び第１１の分圧抵抗Ｚ３１及びＺ３２の接続中点が、出力電圧Ｖｏｕｔ３０に対する分圧点Ｐ３として差動増幅器Ａ３０の第２の入力端子Ｎ３２に接続されている。

この場合、基準電圧源ＢＧＲ３０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０を生成するための基準となる基準電圧Ｖｒｅｆ３０を生成している。そして基準電圧源ＢＧＲ３０は、かかる基準電圧Ｖｒｅｆ３０を差動増幅器Ａ３０の第１の入力端子Ｎ３１に供給している。また電圧分圧器Ｚ３は、出力端子Ｔｏｕｔ３０に発生する出力電圧Ｖｏｕｔ３０を差動増幅器Ａ３０への帰還用として、分圧点Ｐ３において第１０及び第１１の分圧抵抗Ｚ３１及びＺ３２の抵抗値により選定された分圧比で分圧する。そして電圧分圧器Ｚ３は、このように出力電圧Ｖｏｕｔ３０を分圧して得られた分圧電圧Ｖｚ３０を差動増幅器Ａ３０の第２の入力端子Ｎ３２に供給する。

従って差動増幅器Ａ３０は、基準電圧Ｖｒｅｆ３０と分圧電圧Ｖｚ３０との差電圧を増幅し、当該増幅した差電圧を出力電圧生成用の制御信号ＳＶ１として電圧電流制御器３１に供給する。これにより差動増幅器Ａ３０は、その制御信号ＳＶ１により電圧電流制御器３１のインピーダンスを増減させて制御する。電圧電流制御器３１は、制御信号ＳＶ１によるインピーダンスの制御に応じて、入力端子Ｔｉｎ３０から当該電圧電流制御器３１を介して出力端子Ｔｏｕｔ３０に流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を制御する。これにより定電圧電源回路３０は、入力端子Ｔｉｎ３０から電圧電流制御器３１を介して出力端子Ｔｏｕｔ３０に流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０により出力コンデンサＣ３０を充電し、かくして出力端子Ｔｏｕｔ３０で、出力電圧Ｖｏｕｔ３０を発生させる。

そして定電圧電源回路３０は、出力コンデンサＣ３０の充電が完了することにより出力電圧Ｖｏｕｔ３０が上述した（１）式で表されるような定電圧値となって立ち上がった状態で、例えば負荷Ｌ３０が過渡的に増加すると、出力コンデンサＣ３０に充電していた電荷を当該負荷Ｌ３０に放出する。その結果、定電圧電源回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値が低下すると、当該電圧値の低下した出力電圧Ｖｏｕｔ３０を分圧電圧Ｖｚ３０として差動増幅器Ａ３０に帰還させる。従って定電圧電源回路３０は、差動増幅器Ａ３０により基準電圧Ｖｒｅｆ３０と分圧電圧Ｖｚ３０との差電圧の変化に応じて電圧電流制御器３１のインピーダンスを制御する。これにより定電圧電源回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０に対する電圧値の低下を補うように、入力端子Ｔｉｎ３０から電圧電流制御器３１を介して出力端子Ｔｏｕｔ３０に流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を大きくして出力コンデンサＣ３０を充電し、かくして出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値を増加させる。

このようにして定電圧電源回路３０は、差動増幅器Ａ３０に対する第１０及び第１１の分圧抵抗Ｚ３１及びＺ３２を経由した帰還ループにより、順次出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値を分圧電圧Ｖｚ３０の電圧値として検出しながら、その検出結果に応じて（すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ３０と分圧電圧Ｖｚ３０との差電圧に基づいて）電圧電流制御器３１のインピーダンスを制御する。そして定電圧電源回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値が設定通りの定電圧値に戻ると、当該出力電圧Ｖｏｕｔ３０の定電圧値も分圧電圧Ｖｚ３０の電圧値として検出して差動増幅器Ａ３０に帰還させる。従って定電圧電源回路３０は、このとき差動増幅器Ａ３０により基準電圧Ｖｒｅｆ３０と、定電圧値の出力電圧Ｖｏｕｔ３０を分圧して得られた分圧電圧Ｖｚ３０との差電圧に基づいて電圧電流制御器３１のインピーダンスを制御する。これにより定電圧電源回路３０は、入力端子Ｔｉｎ３０から電圧電流制御器３１を介して出力端子Ｔｏｕｔ３０に流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を小さくして出力コンデンサＣ３０の充電を停止し、かくして出力端子Ｔｏｕｔ３０で発生させた出力電圧Ｖｏｕｔ３０の定電圧値を維持するようにする。

このようにして定電圧電源回路３０は、負荷Ｌ３０の変動により出力電圧Ｖｏｕｔ３０が変動すると、その出力電圧Ｖｏｕｔ３０と共に変動する分圧電圧Ｖｚ３０を、基準電圧Ｖｒｅｆ３０と等しくするように電圧電流制御器３１のインピーダンスを制御し、かくして出力端子Ｔｏｕｔ３０において所定の定電圧値の出力電圧Ｖｏｕｔ３０を生成すると共に、かかる出力電圧Ｖｏｕｔ３０の定電圧値を維持することができる。

かかる構成に加えてこの定電圧電源回路３０の場合、差動増幅器Ａ３０は、当該定電圧電源回路３０に接続された負荷Ｌ３０の動作開始に合わせて、外部から論理「Ｈ」レベルのイネーブル信号Ｓ２が入力されると、かかるイネーブル信号Ｓ２の入力に応じて動作を開始する。これに対して差動増幅器Ａ３０は、負荷Ｌ３０の動作停止に合わせて、イネーブル信号Ｓ２の入力が停止すると、かかるイネーブル信号Ｓ２の入力停止に応じて動作を停止する。

そしてかかる定電圧電源回路３０の場合、外部から供給されるイネーブル信号Ｓ２は、差動増幅器Ａ３０と共に遅延回路部３２にも入力される。遅延回路部３２は、外部からイネーブル信号Ｓ２が与えられると、当該イネーブル信号Ｓ２を所定の一定時間（以下、これを遅延時間と呼ぶ）だけ遅延させ遅延信号Ｓ３としてモード切替器３３に送出する。

モード切替器３３は、遅延回路部３２から遅延信号Ｓ３が与えられるまでの間は、後段の過電流保護回路部３４を、定電流型垂下特性に従って動作させるように制御する。そしてモード切替器３３は、遅延回路部３２から遅延信号Ｓ３が与えられると、後段の過電流保護回路部３４を、フォールドバック型垂下特性に従って動作させるように制御する。このようにしてモード切替器３３は、遅延信号Ｓ３の入力の有無に応じて、過電流保護回路部３４の動作モードを切替制御する。

過電流保護回路部３４は、差動増幅器Ａ３０の動作開始に連動して動作を開始し、当該差動増幅器Ａ３０が動作を停止させると、これに連動して動作を停止する。そして過電流保護回路部３４は、モード切替器３３により定電流型垂下特性に従って動作するように制御されている間は、負荷Ｌ３０が短絡した場合や過負荷となった場合等に、当該定電流型垂下特性に従い、差動増幅器Ａ３０から電圧電流制御器３１に供給される制御信号ＳＶ１の値を調整して、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を、予め制限の上限値として選定された第１の電流値（以下、これを制限上限値と呼ぶ）に制限する。また過電流保護回路部３４は、モード切替器３３によりフォールドバック型垂下特性に従って動作するように制御されている間は、負荷Ｌ３０が短絡した場合や過負荷となった場合等に、当該フォールドバック型垂下特性に従い、差動増幅器Ａ３０から電圧電流制御器３１に供給される制御信号ＳＶ１の値を調整して、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を、制限上限値よりも小さい下限値として予め選定された第２の電流値（以下、これを制限下限値と呼ぶ）まで低下させて制限する。

ここで定電圧電源回路３０には、携帯機器等に対し、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時に負荷Ｌ３０から一時的に切り離すように設けられる負荷切離型と、当該出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時に負荷Ｌ３０から切り離さないように設けられる負荷接続型とがある。そして定電圧電源回路３０が負荷切離型の場合、当該定電圧電源回路３０に対し無負荷の状態でイネーブル信号Ｓ２が入力されてから（すなわち、差動増幅器Ａ３０が動作を開始してから）出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値となって立ち上がりが完了するまでの時間（以下、これを起動時間と呼ぶ）Ｔｒ１は、（３）式

で表されるように、出力コンデンサＣ３０の充電開始時点からほぼ充電の完了する時点までの時間となる。そして（３）式においてＣｏｕｔは出力コンデンサＣ３０の容量を示す。またＶｃｔは出力電圧Ｖｏｕｔ３０として設定された定電圧値を示す。ところで出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時には、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を何ら制限しなければ、制限上限値よりも大きい電流値の出力電流Ｉｏｕｔ３０が流れる。しかしながら出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時には、定電流型垂下特性に従って出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を制限し、突入電流の発生や過電流の発生を回避している。このため（３）式におけるＩｍａｘは出力電流Ｉｏｕｔ３０が突入電流や過電流とならないように制限するために選定された制限上限値を示す。

なお出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時に出力端子Ｔｏｕｔ３０に流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０は、定電圧電源回路３０が負荷切離型である場合、負荷Ｌ３０には何ら電流が流れないため、出力コンデンサＣ３０を充電するための充電電流のみとなる。因みに定電圧電源回路３０が負荷接続型であるものの、負荷Ｌ３０が切り離されて無負荷になっている場合も、かかる負荷Ｌ３０には何ら電流が流れないため、出力電流Ｉｏｕｔ３０は出力コンデンサＣ３０を充電するための充電電流のみとなる。

これに対して定電圧電源回路３０が負荷接続型の場合、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時に出力端子Ｔｏｕｔ３０に流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０は、出力コンデンサＣ３０を充電するための充電電流と、当該出力電圧Ｖｏｕｔ３０を立ち上げながらかかる負荷Ｌ３０に流れ込む電流（以下、これを負荷電流と呼ぶ）とになる。

このため出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時に定電圧電源回路３０に対して負荷Ｌ３０が電気的に接続されており、かかる負荷Ｌ３０が過負荷にはならずに最大負荷が予めわかっていれば、当該差動増幅器Ａ３０にイネーブル信号Ｓ２が入力されてから（すなわち、差動増幅器Ａ３０が動作を開始してから）出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔとなって立ち上がりが完了するまでの起動時間Ｔｒ２は、（４）式

で表されるように、出力端子Ｔｏｕｔ３０に流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０としての充電電流（すなわち、（Ｉｍａｘ−Ｉｌｏａｄ）である）及び負荷電流Ｉｌｏａｄのうち、当該充電電流による出力コンデンサＣ３０の充電開始時点から充電がほぼ完了する時点までの時間となる。

そして遅延回路部３２に対しては、定電圧電源回路３０が負荷切離型の場合、上述の（３）式で示した起動時間Ｔｒ１がイネーブル信号Ｓ２を遅延させるための遅延時間として選定されている。これに対して定電圧電源回路３０が負荷接続型の場合、上述の（４）式で示した起動時間Ｔｒ２がイネーブル信号Ｓ２の遅延時間として選定されている。

ここで図２（Ａ）乃至（Ｄ）に示すように、定電圧電源回路３０は、負荷接続型であるものの、例えば負荷Ｌ３０が切り離された状態（すなわち、無負荷の状態）で論理「Ｈ」レベルのイネーブル信号Ｓ２（図２（Ａ））が入力されると、当該イネーブル信号Ｓ２の入力された時点（以下、これを信号入力時点と呼ぶ）Ｔ１で差動増幅器Ａ３０が動作を開始する。そして差動増幅器Ａ３０は、制御信号ＳＶ１を電圧電流制御器３１に供給して当該電圧電流制御器３１のインピーダンスを制御する。これにより電圧電流制御器３１は、入力端子Ｔｉｎ３０から出力端子Ｔｏｕｔ３０に流す出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを増加させる（図２（Ｄ））。しかしながら過電流保護回路部３４は、このとき遅延信号Ｓ３がまだ与えられてはいないため、定電流型垂下特性に従って、差動増幅器Ａ３０から電圧電流制御器３１に供給される制御信号ＳＶ１の値を調整する。このため電圧電流制御器３１は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘに達した時点で当該電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘのまま一定にする（図２（Ｄ））。因みにこの場合、出力電流Ｉｏｕｔ３０は、出力コンデンサＣ３０に対する充電電流のみとなる。

このようにして電圧電流制御器３１は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘに制限するものの、入力端子Ｔｉｎ３０から出力端子Ｔｏｕｔ３０に出力電流Ｉｏｕｔ３０を流して出力コンデンサＣ３０を充電することにより、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値Ｖｏｕｔをほぼ線形に増加させる（図２（Ｃ））。そして電圧電流制御器３１は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔに立ち上がったときにも、無負荷の状態であれば、負荷Ｌ３０に対しては出力コンデンサＣ３０に充電した電荷が流れることはなく、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔのまま一定となるため（すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ３０と分圧電圧Ｖｚ３０とがほぼ等しい状態になるため）、差動増幅器Ａ３０から与えられる制御信号ＳＶ１に応じてインピーダンスを増加させる。その結果、電圧電流制御器３１は、入力端子Ｔｉｎ３０から出力端子Ｔｏｕｔ３０に流す出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを減少させる。

この際、遅延回路部３２は、イネーブル信号Ｓ２を信号入力時点Ｔ１から遅延させており、当該信号入力時点Ｔ１から上述した遅延時間Ｔｒａが経過した時点（以下、これを遅延終了時点と呼ぶ）Ｔ２に達すると、かかるイネーブル信号Ｓ２を遅延信号Ｓ３としてモード切替器３３に送出する（図２（Ｂ））。従ってモード切替器３３は、その遅延信号Ｓ３が入力された時点（すなわち、遅延終了時点Ｔ２）から過電流保護回路部３４をフォールドバック型垂下特性に従って動作させるように制御する。しかしながら定電圧電源回路３０は、遅延終了時点Ｔ２以降も無負荷の状態であれば、負荷Ｌ３０に対して出力コンデンサＣ３０から電荷が放出されることはなく、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔのまま一定となる。このため定電圧電源回路３０は、差動増幅器Ａ３０により電圧電流制御器３１を制御して、出力電流Ｉｏｕｔ３０をほとんど流さない状態を維持する。因みに定電圧電源回路３０は、負荷切離型であると、出力電圧Ｖｏｕｔ３０を立ち上げる場合、図２（Ａ）乃至（Ｄ）に示す場合と同様に動作する。

一方、図３（Ａ）乃至（Ｄ）に示すように、定電圧電源回路３０は、負荷接続型であるものの、例えば負荷Ｌ３０が著しく増加して過負荷となっている状態でイネーブル信号Ｓ２（図３（Ａ））が入力されると、その信号入力時点Ｔ３で差動増幅器Ａ３０が動作を開始する。そして差動増幅器Ａ３０は、制御信号ＳＶ１を電圧電流制御器３１に供給して当該電圧電流制御器３１のインピーダンスを制御する。これにより電圧電流制御器３１は、入力端子Ｔｉｎ３０から出力端子Ｔｏｕｔ３０に流す出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを増加させる（図３（Ｄ））。しかしながら過電流保護回路部３４は、このときも遅延信号Ｓ３がまだ与えられてはいないため、定電流型垂下特性に従って、差動増幅器Ａ３０から電圧電流制御器３１に供給される制御信号ＳＶ１の値を調整する。このため電圧電流制御器３１は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘに達した時点で当該電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘのまま一定にする（図３（Ｄ））。

ところが負荷Ｌ３０が過負荷の場合の出力電流Ｉｏｕｔ３０は、出力端子Ｔｏｕｔ３０に流れ始めた電流値Ｉｏｕｔのかなり低い時点に、充電電流として出力コンデンサＣ３０に流れて極わずかだけ充電するものの、その後はほとんどが負荷電流Ｉｌｏａｄとして負荷Ｌ３０に引き込まれる。このため電圧電流制御器３１は、出力コンデンサＣ３０にわずかに流れた充電電流の電流値に応じて、定電圧値Ｖｃｔよりも格段的に低い電圧値Ｖｌｏ１の出力電圧Ｖｏｕｔ３０を生成する。この際、出力電圧Ｖｏｕｔ３０は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘに制限されても、当該出力電流Ｉｏｕｔ３０がほぼ負荷電流Ｉｌｏａｄとして負荷Ｌ３０に流れ、充電電流としてはほとんど流れていないため、電圧値Ｖｌｏ１のまま立ち上がらずに一定となる（図３（Ｃ））。

そして遅延回路部３２は、このときもイネーブル信号Ｓ２を信号入力時点Ｔ３から遅延させており、遅延終了時点Ｔ４に達すると、かかるイネーブル信号Ｓ２を遅延信号Ｓ３としてモード切替器３３に送出する（図３（Ｂ））。従ってモード切替器３３は、その遅延終了時点Ｔ４から過電流保護回路部３４をフォールドバック型垂下特性に従って動作させるように制御する。このとき過電流保護回路部３４は、フォールドバック型垂下特性に従った動作を開始すると、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘよりもさらに低下させるように、差動増幅器Ａ３０から電圧電流制御器３１に供給される制御信号ＳＶ１の値を調整する。

従って電圧電流制御器３１は、遅延終了時点Ｔ４からインピーダンスを増加させることにより、入力端子Ｔｉｎ３０から出力端子Ｔｏｕｔ３０に流す出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを、フォールドバック型垂下特性に従って制限上限値Ｉｍａｘから制限下限値Ｉｍｉｎまで低下させてそのまま一定にする（図３（Ｄ））。そして出力電圧Ｖｏｕｔ３０は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘから制限下限値Ｉｍｉｎに低下すると、当該制限下限値Ｉｍｉｎの出力電流Ｉｏｕｔ３０がほぼ負荷電流Ｉｌｏａｄとして負荷Ｌ３０に流れると共に、出力コンデンサＣ３０に充電されていた電荷も負荷Ｌ３０に放出されるため、電圧値Ｖｏｕｔが立ち上がり時の電圧値Ｖｌｏ１よりも低い電圧値Ｖｌｏ２まで低下しそのまま一定となる（図３（Ｃ））。因みに定電圧電源回路３０は、負荷接続型であり負荷Ｌ３０が短絡している状態で、出力電圧Ｖｏｕｔ３０を立ち上げる場合、図３（Ａ）乃至（Ｄ）に示す場合と同様に動作する。

次いで、図４乃至図１２を用いてかかる定電圧電源回路３０の構成をさらに詳細に説明する。まず差動増幅器Ａ３０は、入力端子Ｔｉｎ３０に接続された電流源ＳＣ１を有している。電流源ＳＣ１は、一定の電流Ｉａを出力するようになされており、当該電流Ｉａの出力端子に第１の切替スイッチＳＷ１を介して、一対のＰチャネルＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor ）型の第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１のソースが共通接続されている。

この場合、第１の切替スイッチＳＷ１は、外部からイネーブル信号Ｓ２が入力されるまでの間は、電流源ＳＣ１と、第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１との間を切り離す。これに対して第１の切替スイッチＳＷ１は、外部からイネーブル信号Ｓ２が入力されると、当該イネーブル信号Ｓ２が入力されている間、電流源ＳＣ１と、第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１との間を導通させる。

また第１のトランジスタＱ１０のゲートには、基準電圧Ｖｒｅｆ３０が供給される。さらに第２のトランジスタＱ１１のゲートには、電圧分圧器Ｚ３で生成される分圧電圧Ｖｚ３０が供給される。そして第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１は、互いにほぼ等価な特性を有している同一構造でなり、第１の切替スイッチＳＷ１を介して電流源ＳＣ１と導通した場合、互いのゲートに供給される基準電圧Ｖｒｅｆ３０と分圧電圧Ｖｚ３０とがほぼ等しいと、当該電流源ＳＣ１から出力される電流Ｉａをほぼ１／２に分流しドレイン電流として出力する。また第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１は、分圧電圧Ｖｚ３０が基準電圧Ｖｒｅｆ３０よりも低くなると、その差電圧に応じて、第１のトランジスタＱ１０のドレイン電流よりも第２のトランジスタＱ１１のドレイン電流を増加させるように電流Ｉａを分流する。さらに第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１は、分圧電圧Ｖｚ３０が基準電圧Ｖｒｅｆ３０よりも高くなると、その差電圧に応じて、第１のトランジスタＱ１０のドレイン電流よりも第２のトランジスタＱ１１のドレイン電流を低下させるように電流Ｉａを分流する。このようにして第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１は、基準電圧Ｖｒｅｆ３０と分圧電圧Ｖｚ３０との差電圧に応じて、電流Ｉａを互いのドレイン電流として分流する。

第１のトランジスタＱ１０のドレインは、ＮチャネルＭＯＳ型の第３のトランジスタＱ１２のドレインに接続されている。また第３のトランジスタＱ１２は、ソースが所定電位Ｖｓｓの配線に接続されると共に、ゲートとドレインとがＮチャネルＭＯＳ型の第４のトランジスタＱ１３のゲートに共通に接続されている。さらに第４のトランジスタＱ１３は、ソースが所定電位Ｖｓｓの配線に接続されると共に、ドレインがＰチャネルＭＯＳ型の第５のトランジスタＱ１４のドレインに接続されている。この場合、第３及び第４のトランジスタＱ１２及びＱ１３は、カレントミラー回路を構成しており、第４のトランジスタＱ１３のドレイン電流を、第１のトランジスタＱ１０のドレイン電流に比例したミラー電流として生成する。

また第５のトランジスタＱ１４は、ソースが入力端子Ｔｉｎ３０に接続されると共に、ゲートとドレインとが、ＰチャネルＭＯＳ型の第６のトランジスタＱ１５のドレインに共通に接続されている。また第６のトランジスタＱ１５は、ソースが入力端子Ｔｉｎ３０に接続されると共に、ドレインがＮチャネルＭＯＳ型の第７のトランジスタＱ１６のドレインに接続されている。この場合、第５及び第６のトランジスタＱ１４及びＱ１５は、カレントミラー回路を構成しており、第６のトランジスタＱ１５のドレイン電流を、第３及び第４のトランジスタＱ１２及びＱ１３で生成されたミラー電流（すなわち、第４のトランジスタＱ１３のドレイン電流）に比例したミラー電流として生成する。

従って差動増幅器Ａ３０は、第３乃至第６のトランジスタＱ１２乃至Ｑ１５により当該第６のトランジスタＱ１５のドレイン電流を、第１のトランジスタＱ１０のドレイン電流に比例したミラー電流として生成する。

これに加えて第２のトランジスタＱ１１のドレインは、ＮチャネルＭＯＳ型の第８のトランジスタＱ１７のドレインに接続されている。また第８のトランジスタＱ１７は、ソースが所定電位Ｖｓｓの配線に接続されると共に、ゲートとドレインとが第７のトランジスタＱ１６のゲートに共通に接続されている。さらに第７のトランジスタＱ１６は、ソースが所定電位Ｖｓｓの配線に接続されると共に、ドレインが上述したように第６のトランジスタＱ１５のドレインに接続されている。この場合、第７及び第８のトランジスタＱ１６及びＱ１７は、カレントミラー回路を構成しており、第７のトランジスタＱ１６のドレイン電流を、第２のトランジスタＱ１１のドレイン電流に比例したミラー電流として生成する。

そして電圧電流制御器３１は、例えばＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ（以下、これを特に電圧電流制御トランジスタと呼ぶ）で構成されている。かかる電圧電流制御トランジスタは、ソースが入力端子Ｔｉｎ３０に接続されると共に、ドレインが出力端子Ｔｏｕｔ３０に接続されている。また電圧電流制御トランジスタのゲートは、差動増幅器Ａ３０において第６及び第７のトランジスタＱ１５及びＱ１６の接続中点である第１のノードＮ１（すなわち、出力端子Ｏ３１に相当）に接続されている。

これにより差動増幅器Ａ３０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が立ち上がった後、例えば分圧電圧Ｖｚ３０と基準電圧Ｖｒｅｆ３０とがほぼ等しいと、第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１のゲート・ソース間電圧が互いにほぼ等しくなる。その結果、差動増幅器Ａ３０は、電流源ＣＳ１から出力される電流Ｉａを第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１でそれぞれほぼ１／２に分流する。このため差動増幅器Ａ３０は、第６のトランジスタＱ１５で生成したミラー電流の電流値と、第７のトランジスタＱ１６で生成したミラー電流の電流値とがほぼ等しくなる。従って差動増幅器Ａ３０は、このとき、これらミラー電流に応じて、第１のノードＮ１で所定電圧を発生し、かかる所定電圧を制御信号ＳＶ１として電圧電流制御トランジスタのゲートに供給する。これにより差動増幅器Ａ３０は、このとき電圧電流制御トランジスタのオン抵抗（すなわち、インピーダンス）を所定値にする。

また差動増幅器Ａ３０は、例えば分圧電圧Ｖｚ３０が基準電圧Ｖｒｅｆ３０よりも低くなると、第１のトランジスタＱ１０のゲート・ソース間電圧よりも第２のトランジスタＱ１１のゲート・ソース間電圧が低くなる。その結果、差動増幅器Ａ３０は、電流源ＣＳ１から出力される電流Ｉａを第１のトランジスタＱ１０よりも第２のトランジスタＱ１１の方が大きい電流値となるように分流する。このため差動増幅器Ａ３０は、第６のトランジスタＱ１５で生成したミラー電流の電流値よりも、第７のトランジスタＱ１６で生成したミラー電流の電流値が大きくなる。従って差動増幅器Ａ３０は、このとき第１のノードＮ１で上述の所定電圧よりも低い電圧（すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ３０と分圧電圧Ｖｚ３０との差電圧に比例した電圧）を発生し、当該所定電圧よりも低い電圧を制御信号ＳＶ１として電圧電流制御トランジスタのゲートに供給する。これにより差動増幅器Ａ３０は、このとき電圧電流制御トランジスタのオン抵抗（すなわち、インピーダンス）を上述の所定値よりも低下させ、かくして出力電流Ｉｏｕｔ３０と共に出力電圧Ｖｏｕｔ３０を増加させる。

さらに差動増幅器Ａ３０は、例えば分圧電圧Ｖｚ３０が基準電圧Ｖｒｅｆ３０よりも高くなると、第１のトランジスタＱ１０のゲート・ソース間電圧よりも第２のトランジスタＱ１１のゲート・ソース間電圧が高くなる。その結果、差動増幅器Ａ３０は、電流源ＣＳ１から出力される電流Ｉａを第１のトランジスタＱ１０よりも第２のトランジスタＱ１１の方が小さい電流値となるように分流する。このため差動増幅器Ａ３０は、第６のトランジスタＱ１５で生成したミラー電流の電流値よりも、第７のトランジスタＱ１６で生成したミラー電流の電流値が小さくなる。従って差動増幅器Ａ３０は、このとき第１のノードＮ１で上述の所定電圧よりも高い電圧（すなわち、基準電圧Ｖｒｅｆ３０と分圧電圧Ｖｚ３０との差電圧に比例した電圧）を発生し、当該所定電圧よりも高い電圧を制御信号ＳＶ１として電圧電流制御トランジスタのゲートに供給する。これにより差動増幅器Ａ３０は、このとき電圧電流制御トランジスタのオン抵抗（すなわち、インピーダンス）を上述の所定値よりも増加させ、かくして出力電流Ｉｏｕｔ３０と共に出力電圧Ｖｏｕｔ３０を低下させる。

一方、過電流保護回路部３４は、ゲートが第１のノードＮ１に接続されると共に、ソースが入力端子Ｔｉｎ３０に接続された、出力電流検出用のＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ（以下、これを出力電流検出用トランジスタと呼ぶ）Ｑ２０を有している。この場合、出力電流検出用トランジスタＱ２０は、ゲートに対し電圧電流制御トランジスタと同様に差動増幅器Ａ３０の第１のノードＮ１から制御信号ＳＶ１が供給されることにより、当該電圧電流制御トランジスタに流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０に比例したドレイン電流（以下、これを出力検出電流と呼ぶ）Ｉｍ１が流れる。

また出力電流検出用トランジスタＱ２０のドレインは、ＮチャネルＭＯＳ型の第１０のトランジスタＱ２１のドレインに接続されている。第１０のトランジスタＱ２１は、ゲートとドレインとがＮチャネルＭＯＳ型の第１１のトランジスタＱ２２のゲートに共通に接続されると共に、ソースが当該第１１のトランジスタＱ２２のソースと共に所定電位Ｖｓｓの配線に接続されている。さらに第１１のトランジスタＱ２２のドレインは、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり状態を検出するためのＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ（以下、これを立上状態検出用トランジスタと呼ぶ）Ｑ２３のドレインに接続されている。この場合、第１０及び第１１のトランジスタＱ２１及びＱ２２は、カレントミラー回路を構成しており、第１１のトランジスタＱ２２のドレイン電流を、出力電流検出用トランジスタＱ２０の出力検出電流Ｉｍ１に比例したミラー電流（以下、これを出力検出ミラー電流と呼ぶ）Ｉｍ２として生成する。

さらに立上状態検出用トランジスタＱ２３は、ソースが入力端子Ｔｉｎ３０に接続されると共に、ゲートが差動増幅器Ａ３０の第５のトランジスタＱ１４のゲートに接続されている。この場合、立上状態検出用トランジスタＱ２３は、第５のトランジスタＱ１４と共にカレントミラー回路を構成しており、ドレイン電流を、差動増幅器Ａ３０の第３及び第４のトランジスタＱ１２及びＱ１３で生成されたミラー電流（すなわち、第４のトランジスタＱ１３のドレイン電流である）に比例した新たなミラー電流（以下、これを立上状態検出電流と呼ぶ）Ｉｍ３として生成する。すなわち立上状態検出用トランジスタＱ２３は、第１のトランジスタＱ１０のドレイン電流に比例した立上状態検出電流Ｉｍ３を生成する。

これに加えて過電流保護回路部３４は、ソースが入力端子Ｔｉｎ３０に接続された下限制限値設定用のＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ（以下、これを特に下限値設定用トランジスタと呼ぶ）Ｑ２４を有している。かかる下限値設定用トランジスタＱ２４は、ドレインが第１１のトランジスタＱ２２及び立上状態検出用トランジスタＱ２３の接続中点である第２のノードＮ２に接続されている。そして下限値設定用トランジスタＱ２４は、ゲートに一定のバイアス電圧Ｖｂ１が供給されゲート電圧が制御されることによりドレインに一定の第１のオフセット電流Ｉｏｆ１を流す。

また第２のノードＮ２には、制御信号調整用としてのＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ（以下、これを特に信号調整トランジスタと呼ぶ）Ｑ２５のゲートが接続されている。かかる信号調整トランジスタＱ２５は、ソースが入力端子Ｔｉｎ３０に接続されると共に、ドレインが差動増幅器Ａ３０の第１のノードＮ１に接続されている。この場合、図５に示すように、信号調整トランジスタＱ２５は、第２のノードＮ２に発生する電圧Ｖ１がゲートに供給され、当該電圧Ｖ１が所定のしきい値電圧Ｖｔｈよりも高いと所定値よりも高インピーダンスとなり、かかる高インピーダンスにより制御信号ＳＶ１の値を何ら減衰させない（すなわち、調整しない）ようにする。また信号調整トランジスタＱ２５は、第２のノードＮ２の電圧Ｖ１が所定のしきい値電圧Ｖｔｈ以下になると当該電圧Ｖ１にほぼ比例してインピーダンスが所定値よりも低くなることにより、かかるインピーダンスの値に応じて制御信号ＳＶ１の値を減衰させて調整する。

さらにモード切替器３３は、入力端子Ｔｉｎ３０にソースが接続された制限上限値設定用のＰチャネルＭＯＳ型のトランジスタ（以下、これを特に上限値設定用トランジスタと呼ぶ）Ｑ２６を有している。かかる上限値設定用トランジスタＱ２６は、ドレインが第２の切替スイッチＳＷ２を介して過電流保護回路部３４の第２のノードＮ２に接続されている。この場合、上限値設定用トランジスタＱ２６は、ゲートに一定のバイアス電圧Ｖｂ２が供給されゲート電圧が制御されることによりドレインに一定の第２のオフセット電流Ｉｏｆ２を流す。また第２の切替スイッチＳＷ２は、遅延回路部３２から遅延信号Ｓ３が入力されるまでの間、上限値設定用トランジスタＱ２６と第２のノードＮ２とを導通させる。これに対して第２の切替スイッチＳＷ２は、遅延回路部３２から遅延信号Ｓ３が入力されると、当該遅延信号Ｓ３が入力されている間、上限値設定用トランジスタＱ２６と第２のノードＮ２とを切り離す。

かかる構成において図６（Ａ）乃至（Ｆ）に示すように、例えば定電圧電源回路３０が負荷接続型であるものの、負荷Ｌ３０が切り離されて無負荷となっている場合、差動増幅器Ａ３０は、イネーブル信号Ｓ２（図６（Ａ））の入力に応じて動作を開始すると、この動作開始時点には第１のトランジスタＱ１０のゲートに対し基準電圧Ｖｒｅｆ３０が供給されてはいるものの、出力電圧Ｖｏｕｔ３０をまだ生成してはいないことにより第２のトランジスタＱ１１のゲートに対し分圧電圧Ｖｚ３０が供給されてはいない。従って差動増幅器Ａ３０は、電流源ＳＣ１から第１の切替スイッチＳＷ１を介して第１及び第２のトランジスタＱ１０及びＱ１１に供給される電流Ｉａを、第１のトランジスタＱ１０にはほとんど流さずに、第２のトランジスタＱ１１に流すようにする。

このため過電流保護回路部３４において立上状態検出用トランジスタＱ２３には、立上状態検出電流Ｉｍ３がほとんど流れない。因みに立上状態検出用トランジスタＱ２３は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が立ち上がるまでは立上状態検出電流Ｉｍ３をほとんど流さず、当該出力電圧Ｖｏｕｔ３０が立ち上がった時点から第１のトランジスタＱ１０に流れるドレイン電流に比例した立上状態検出電流Ｉｍ３を流すように形成されている。また差動増幅器Ａ３０の動作開始時点には、電圧電流制御トランジスタに出力電流Ｉｏｕｔ３０がまだほとんど流れていないため、過電流保護回路部３４において出力電流検出用トランジスタＱ２０にも、出力検出電流Ｉｍ１がほとんど流れず、その結果、第１１のトランジスタＱ２２にも出力検出ミラー電流Ｉｍ２はほとんど流れない。

そしてモード切替器３３は、このとき過電流保護回路部３４を定電流型垂下特性で動作させるため、上限値設定用トランジスタＱ２６によりそのゲートに供給されるバイアス電圧Ｖｂ２に応じた第２のオフセット電流Ｉｏｆ２を生成し、これを第２の切替スイッチＳＷ２を介して過電流保護回路部３４の第２のノードＮ２に供給する。また過電流保護回路部３４において下限値設定用トランジスタＱ２４も、ゲートに供給されるバイアス電圧Ｖｂ１に応じて第１のオフセット電流Ｉｏｆ１を生成し、これを第２のノードＮ２に供給する。

ここで図７に示すように、第１１のトランジスタＱ２２は、設計上、第２のノードＮ２の電圧Ｖ１が所定の電圧値よりも低い場合（すなわち、ドレイン・ソース間電圧が比較的小さい場合）、非飽和領域で動作し、電圧Ｖ１の低下に応じて出力検出ミラー電流Ｉｍ２が減少して当該電圧Ｖ１の電圧値が０〔Ｖ〕になると、出力検出ミラー電流Ｉｍ２の電流値も０〔Ａ〕となる。また第１１のトランジスタＱ２２は、第２のノードＮ２の電圧Ｖ１が所定の電圧値よりも高い場合（すなわち、ドレイン・ソース間電圧が高い場合）、飽和領域で動作し、電圧Ｖ１の電圧値にかかわらずに出力検出ミラー電流Ｉｍ２の電流値がほぼ一定となる。ただし第１１のトランジスタＱ２２は、後述するように、第２のノードＮ２が、第１及び第２のオフセット電流Ｉｏｆ１及びＩｏｆ２の合成電流（以下、これをオフセット合成電流と呼ぶ）と、出力検出ミラー電流Ｉｍ２とをつり合わせるように作用するため、実際には飽和領域でのみ動作する。

これに加えて上限値設定用トランジスタＱ２６により生成される第２のオフセット電流Ｉｏｆ２は、下限値設定用トランジスタＱ２４により生成される第１のオフセット電流Ｉｏｆ１と合成される。その結果、第１及び第２のオフセット電流Ｉｏｆ１及びＩｏｆ２の合成電流（すなわち、オフセット合成電流）は、出力電流Ｉｏｕｔ３０を制限上限値Ｉｍａｘに制限するための設定電流となる。そして図８に示すように、下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６は、第２のノードＮ２の電圧Ｖ１の電圧値が電源電圧Ｖｉｎの電圧値に近い場合（すなわち、ドレイン・ソース間電圧が比較的小さい場合）、非飽和領域で動作する。この場合、かかるオフセット合成電流は、電圧Ｖ１の増加に応じてほぼ線形に減少し、当該電圧Ｖ１の電圧値が電源電圧Ｖｉｎの電圧値と等しくなると、電流値が０〔Ａ〕となる。また下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６は、第２のノードＮ２の電圧Ｖ１が所定の電圧値よりも低い場合、飽和領域で動作する。この場合、かかるオフセット合成電流は、電圧Ｖ１の電圧値にかかわらずに電流値がほぼ一定となる。

そして第２のノードＮ２では、入力端子Ｔｉｎ３０側で流れるオフセット合成電流（図６（Ｄ））と、所定電位Ｖｓｓの配線側で流れる出力検出ミラー電流Ｉｍ２とをつり合わせるように作用する。このため第２のノードＮ２には、図７及び図８に示した電圧電流特性曲線の交点に対応する電圧値の電圧Ｖ１が発生する。このような状態で図９に示すように、出力検出ミラー電流Ｉｍ２の電流値は、差動増幅器Ａ３０の動作開始時点に、オフセット合成電流の一定の電流値よりも小さくなっている。そして第１１のトランジスタＱ２２は、このとき飽和領域で動作する。また下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６は、ドレイン・ソース間電圧が小さくなり非飽和領域で動作する。このため第２のノードＮ２では、図中の交点Ｋ１に示すように、所定のしきい値電圧Ｖｔｈよりも高い電源電圧Ｖｉｎ近傍の電圧Ｖ１を発生し、これを信号調整トランジスタＱ２５のゲートに供給する。その結果、信号調整トランジスタＱ２５は、このとき電圧Ｖ１の電圧値に応じて高インピーダンスとなり、差動増幅器Ａ３０の第１のノードＮ１に発生した差電圧でなる制御信号ＳＶ１をそのまま電圧電流制御トランジスタのゲートに供給する。これにより電圧電流制御トランジスタは、その制御信号ＳＶ１に応じて出力端子Ｔｏｕｔ３０に出力電流Ｉｏｕｔ３０（図６（Ｆ））を流し始めて出力コンデンサＣ３０の充電を開始することで、出力電圧Ｖｏｕｔ３０を立ち上げ始める（図６（Ｅ））。

このようにして電圧電流制御トランジスタは、出力端子Ｔｏｕｔ３０に出力電流Ｉｏｕｔ３０を流し始めると、この後、差動増幅器 Ａ３０から供給される制御信号ＳＶ１に応じてインピーダンスを増加させ、その結果、かかる出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを増加させる（図６（Ｆ））。そして過電流保護回路部３４の第１１のトランジスタＱ２２は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘに達して出力電流検出用トランジスタＱ２０に当該制限上限値Ｉｍａｘの出力電流Ｉｏｕｔ３０に比例した出力検出電流Ｉｍ１が流れると（図６（Ｃ））、その出力検出電流Ｉｍ１に比例する出力検出ミラー電流Ｉｍ２を生成する。

このとき図１０に示すように、出力検出ミラー電流Ｉｍ２の電流値は、オフセット合成電流の一定の電流値とほぼ等しくなる。そして第１１のトランジスタＱ２２は、このときも飽和領域で動作する。また下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６は、ドレイン・ソース間電圧を高くして飽和領域で動作する。従って第２のノードＮ２では、図中の交点Ｋ２に示すように、しきい値電圧Ｖｔｈとほぼ等しい電圧Ｖ１を発生し、これを信号調整トランジスタＱ２５のゲートに供給する。その結果、信号調整トランジスタＱ２５は、このとき電圧Ｖ１の電圧値に応じて低インピーダンスとなる。そして差動増幅器Ａ３０の第１のノードＮ１には、このとき電圧電流制御トランジスタのインピーダンスを大幅に低下させるような（すなわち、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔをさらに増加させるような）差電圧でなる制御信号ＳＶ１が発生する。しかしながら信号調整トランジスタＱ２５は、このとき自己のインピーダンスが低下していることにより、第１のノードＮ１に発生した制御信号ＳＶ１を、入力端子Ｔｉｎ３０側に引き上げるようにして減衰させて電圧電流制御トランジスタのゲートに供給する。これにより電圧電流制御トランジスタは、その減衰された制御信号ＳＶ１によりインピーダンスが一定となり、出力端子Ｔｏｕｔ３０に流す出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘに制限する。

このようにして過電流保護回路部３４は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘに制限しつつ、かかる出力電流Ｉｏｕｔ３０を出力コンデンサＣ３０に流して充電させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値Ｖｏｕｔをほぼ線形に増加させて立ち上げる（図６（Ｅ））。そして差動増幅器Ａ３０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔに立ち上がり一定になると、第６及び第７のトランジスタＱ１５及びＱ１６で生成したほぼ等しいミラー電流に応じて、第１のノードＮ１で、電圧電流制御トランジスタのインピーダンスを高くするような所定電圧でなる制御信号ＳＶ１を発生して、これを電圧電流制御トランジスタのゲートに供給する。これにより電圧電流制御トランジスタは、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を制限上限値Ｉｍａｘに制限していたときよりも、その制御信号ＳＶ１に応じてインピーダンスが高くなり、出力端子Ｔｏｕｔ３０に出力電流Ｉｏｕｔ３０をほとんど流さないようにする（図６（Ｆ））。従って出力電流検出用トランジスタＱ２０には、このとき出力検出電流Ｉｍ１がほとんど流れなくなり（図６（Ｃ））、その結果、第１１のトランジスタＱ２２にも出力検出ミラー電流Ｉｍ２がほとんど流れなくなる。

そして遅延回路部３２は、このように無負荷の状態で出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔにほぼ立ち上がった時点をイネーブル信号Ｓ２に対する遅延終了時点Ｔ２としており、当該遅延終了時点Ｔ２にそれまで遅延させていたイネーブル信号Ｓ２を遅延信号Ｓ３としてモード切替器３３に送出する。これにより遅延回路部３２は、モード切替器３３において遅延信号Ｓ３により第２の切替スイッチＳＷ２の接点を開放する（図６（Ｂ））。従ってモード切替器３３の上限値設定用トランジスタＱ２４は、遅延終了時点Ｔ２から第２のオフセット電流Ｉｏｆ２を過電流保護回路部３４の第２のノードＮ２に対して流さなくなり、過電流保護回路部３４に対し定電流型垂下特性に替えてフォールドバッグ型垂下特性に従って機能させるようにする。

このとき過電流保護回路部３４の立上状態検出用トランジスタＱ２３は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がりに応じて差動増幅器Ａ３０の第１のトランジスタＱ１０に流れるドレイン電流に比例した立上状態検出信号Ｉｍ３を生成し、これが第２のノードＮ２に流れるように設定する。従って下限値設定用トランジスタＱ２４により生成される第１のオフセット電流Ｉｏｆ１は、遅延終了時点Ｔ２から、それまでの第２のオフセット電流Ｉｏｆ２に替え、立上状態検出電流Ｉｍ３との合成電流になり（図６（Ｄ））、かかる合成電流が、出力電流Ｉｏｕｔ３０をフォールドバック型垂下特性に従って制限するための設定電流となる。この場合、下限値設定用トランジスタＱ２４は、立上状態検出用トランジスタＱ２３と共に、図８について上述した下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６の場合とほぼ同様に動作する。このため第１のオフセット電流Ｉｏｆ１及び立上状態検出電流Ｉｍ３の合成電流は、第２のノードＮ２の電圧Ｖ１の電圧値の変化に応じて、オフセット合成電流と基本的には同様に電流値が変化する。

そして第２のノードＮ２は、入力端子Ｔｉｎ３０側で流れる第１のオフセット電流Ｉｏｆ１及び立上状態検出電流Ｉｍ３の合成電流（図６（Ｄ））を、所定電位Ｖｓｓの配線側で流れる出力検出ミラー電流Ｉｍ２とつり合わせるように作用する。このため第２のノードＮ２には、負荷Ｌ３０が無負荷の場合、出力電流Ｉｏｕｔ３０と共に出力検出電流Ｉｍ１や出力検出ミラー電流Ｉｍ２が流れないため、第１のオフセット電流Ｉｏｆ１及び立上状態検出電流Ｉｍ３の合成電流も全く流れない。

このようにして過電流保護回路部３４は、負荷Ｌ３０が無負荷の場合、モード切替器３３と共に、定電流型垂下特性に従って出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを極力大きい制限上限値Ｉｍａｘに制限しながら出力電圧Ｖｏｕｔ３０を定電圧値Ｖｃｔに立ち上げることができる。

因みにかかる過電流保護回路部３４は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限し始めるまでは、第１１のトランジスタＱ２２が飽和領域で動作する。また下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６は、第２のノードＮ２で発生する電圧Ｖ１が、しきい値電圧Ｖｔｈから電源電圧Ｖｉｎまでの範囲で動作する。従って過電流保護回路部３４は、下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６から第１１のトランジスタＱ２２に流れる電流を非常に小さくすることができる。特に過電流保護回路部３４は、負荷接続型でも負荷Ｌ３０が無負荷の場合や負荷切離型で当該負荷Ｌ３０の接続が切り離されている場合に出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔに立ち上がった後は、第１１のトランジスタＱ２２で生成する出力検出ミラー電流Ｉｍ２がほぼ０〔Ａ〕となるため、下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６から第１１のトランジスタＱ２２に流れる電流もほぼ０〔Ａ〕とすることができる。このため過電流保護回路部３４は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔに立ち上がった後は、消費電流をほぼゼロにすることができる。

ところで図３について上述したように負荷Ｌ３０が過負荷となっている場合、出力端子Ｔｏｕｔ３０には、定電流型垂下特性からフォールドバック型垂下特性に切り替わる遅延終了時点Ｔ４に制限上限値Ｉｍａｘの出力電流Ｉｏｕｔ３０が流れている。この場合、過電流保護回路部３４の出力電流検出用トランジスタＱ２０には、電流値Ｉｏｕｔが制限上限値Ｉｍａｘに制限された出力電流Ｉｏｕｔ３０に比例する出力検出電流Ｉｍ１が流れる。その結果、第１１のトランジスタＱ２２は、その出力検出電流Ｉｍ１に比例する出力検出ミラー電流Ｉｍ２を生成している。このとき第１１のトランジスタＱ２２は、飽和領域で動作する。また下限値設定用トランジスタＱ２４及び立上状態検出用トランジスタＱ２３も飽和領域で動作する。

しかしながら立上状態検出用トランジスタＱ２３は、このとき出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値Ｖｏｕｔが定電圧値Ｖｃｔよりも大幅に低い電圧値Ｖｌｏ１であり、これに応じて極力小さい電流値の立上状態検出電流Ｉｍ３を生成している。このため立上状態検出用トランジスタＱ２３は、ドレイン・ソース間電圧が、図１０について上述した下限値設定用トランジスタＱ２４及び上限値設定用トランジスタＱ２６の場合よりも高くなる。従って第２のノードＮ２では、しきい値電圧Ｖｔｈの電圧値よりも低い電圧値の電圧Ｖ１が発生し、これが信号調整トランジスタＱ２５のゲートに供給される。その結果、信号調整トランジスタＱ２５は、このとき電圧Ｖ１の電圧値に応じて図１０について上述した場合よりもさらに低インピーダンスとなり、差動増幅器Ａ３０の第１のノードＮ１で発生した制御信号ＳＶ１を、図１０について上述した場合よりもさらに入力端子Ｔｉｎ３０側に引き上げて減衰させ電圧電流制御トランジスタのゲートに供給する。これにより電圧電流制御トランジスタは、その減衰された制御信号ＳＶ１に応じてインピーダンスが高くなり、出力端子Ｔｏｕｔ３０に流す出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を制限上限値Ｉｍａｘ以下に低下させると共に、これに合わせて出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値Ｖｏｕｔを低下させ始める。

このようにして立上状態検出用トランジスタＱ２３は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の低下に応じてさらに小さい電流値の立上状態検出電流Ｉｍ３を生成すると共に、これに応じてドレイン・ソース間電圧をさらに高くする。その結果、第２のノードＮ２に発生する電圧Ｖ１の電圧値は、さらに下がり、その分、出力電流Ｉｏｕｔ３０と共に出力電圧Ｖｏｕｔ３０を低下させる。そして立上状態検出用トランジスタＱ２３は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値Ｖｏｕｔがほぼ０〔Ｖ〕になると、生成する立上状態検出電流Ｉｍ３の電流値もほぼ０〔Ａ〕となる。このため第１１のトランジスタＱ２２には、下限値設定用トランジスタＱ２４から一定の電流値の第１のオフセット電流Ｉｏｆ１が流れ込む。これにより図１１に示すように、第１１のトランジスタＱ２２及び下限値設定用トランジスタＱ２４は、共に飽和領域で動作し、これに応じて第２のノードＮ２にしきい値電圧Ｖｔｈの電圧値よりも低い電圧値の電圧Ｖ１を発生させ、かかる電圧Ｖ１を信号調整用トランジスタＱ２５のゲートに供給する。

これにより信号調整トランジスタＱ２５は、このとき電圧Ｖ１の電圧値に応じてさらに低インピーダンスとなり、差動増幅器Ａ３０の第１のノードＮ１で発生した制御信号ＳＶ１をさらに入力端子Ｔｉｎ３０側に引き上げて減衰させ電圧電流制御トランジスタのゲートに供給する。これにより電圧電流制御トランジスタは、その減衰された制御信号ＳＶ１に応じてインピーダンスが高くなり、出力端子Ｔｏｕｔ３０に流す出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限下限値Ｉｍｉｎに制限する。

このようにして図１２に示すように、かかる定電圧電源回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時、モード切替器３３から過電流保護回路部３４の第２のノードＮ２に対し第２のオフセット電流Ｉｏｆ２を供給し、第１のオフセット電流Ｉｏｆ１と共に、立上状態検出電流Ｉｍ３に替えてかかる第２のオフセット電流Ｉｏｆ２を用いる。このため定電圧電源回路３０では、過電流保護回路部３４におけるフォールドバック型垂下特性Ｌ１が、立上状態検出電流Ｉｍ３の替わりに第２のオフセット電流Ｉｏｆ２を加えている分、見かけ上、破線Ｌ２で示すように制限上限値Ｉｍａｘが格段に大きくなり、かつ制限下限値Ｉｍｉｎも例えば本来の制限上限値Ｉｍａｘとほぼ等しくなるように大きくなる。しかしながら定電圧電源回路３０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔに立ち上がったときには、出力電流Ｉｏｕｔ３０に対する制限を元に戻す（すなわち、第２のオフセット電流Ｉｏｆ２に替えて立上状態検出電流Ｉｍ３を用いる）ため、何ら問題なく過電流に対する保護機能を働かせることができる。また定電圧電源回路３０では、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時に、かかる立ち上がりに伴い、差動増幅器Ａ３０に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ３０及び分圧電圧Ｖｚ３０の差電圧が減少していき、当該差動増幅器Ａ３０の出力の能力が変化していく。このため定電圧電源回路３０では、位相余裕を十分にとることで、フォールドバッグ型垂下特性Ｌ１が見かけ上破線Ｌ２で示す特性になっても、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が実線Ｌ３で示す軌跡をたどって立ち上がることになる。

ところで図１３に示すように、定電圧電源回路３０は、出力電流を制限するための電流制限特性が定電流型垂下特性からフォールドバック型垂下特性Ｌ１に切り替わった状態で、負荷Ｌ３０が過負荷となり一旦は多大な過電流が流れるような状況となった後、かかる負荷Ｌ３０に対し当該多大な過電流から制限下限値Ｉｍａｘまでの間の定電流値の出力電流Ｉｏｕｔ３０が流れるように状況が変化したときに、フォールドバッグ型垂下特性Ｌ１に従ってその出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限する場合がある。そして定電圧電源回路３０は、この際にフォールドバッグ型垂下特性Ｌ１と、負荷Ｌ３０において出力電流Ｉｏｕｔ３０及び出力電圧Ｖｏｕｔ３０をほぼ線形に低下させるような電圧電流低下特性Ｌ４とがつり合うと、負荷Ｌ３０に供給していた出力電流Ｉｏｕｔ３０が制限下限値Ｉｍｉｎに達する以前の低下途中で出力電圧Ｖｏｕｔ３０と共に低下しなくなる場合がある。

また従来の直流電源装置１５（図２１）のように、フの字型垂下特性Ｌ５で出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限している電源回路でも、本実施の形態による定電圧電源回路３０と同様の状況が生じてフの字型垂下特性Ｌ５と電圧電流低下特性Ｌ４とがつり合うと、負荷Ｌ３０に供給していた出力電流Ｉｏｕｔ３０が制限下限値Ｉｍｉｎに達する以前の低下途中で出力電圧Ｖｏｕｔ３０と共に低下しなくなる場合がある。

ここでこのような特性同士のつり合いによる出力電流Ｉｏｕｔ３０及び出力電圧Ｖｏｕｔ３０の低下の途中停止は、図中のフォールドバック型垂下特性Ｌ１を示す曲線と電圧電流低下特性Ｌ４を示す曲線との交点Ａ１や、フの字型垂下特性Ｌ５を示す曲線と電圧電流低下特性Ｌ４を示す曲線との交点Ａ２で表すことができる。そしてこの図１３からも明らかなように、定電圧電源回路３０及び電源回路に同じ負荷Ｌ３０が接続されているものとし、かつフォールドバック型垂下特性Ｌ１及びフの字型垂下特性Ｌ５における制限上限値Ｉｍａｘ及び制限下限値Ｉｍｉｎが同じであるとすると、フの字型垂下特性Ｌ５では、出力電流Ｉｏｕｔ３０をほぼ線形に低下させるため、電圧電流低下特性Ｌ４とつり合ったとき、出力電流Ｉｏｕｔ３０及び出力電圧Ｖｏｕｔ３０がそれぞれ比較的大きい値で低下が停止する。

これに対してフォールドバッグ型垂下特性Ｌ１では、出力電流Ｉｏｕｔ３０を指数関数的に急激に低下させるため、電圧電流低下特性Ｌ４とつり合ったとき、フの字型垂下特性Ｌ５の場合に比べて出力電流Ｉｏｕｔ３０及び出力電圧Ｖｏｕｔ３０がそれぞれ比較的小さい値まで低下して停止する。従って定電圧電源回路３０は、過負荷の際に従来のフの字型垂下特性Ｌ５に従って出力電流Ｉｏｕｔ３０を制限している直流電源装置１５等の電源回路に比べて、出力電流Ｉｏｕｔ３０と共に出力電圧Ｖｏｕｔ３０を極力低い値まで低下させ、かくして過負荷の際に電源回路自体や負荷Ｌ３０をほぼ確実に保護することができる。

以上の構成において、定電圧電源回路３０は、イネーブル信号Ｓ２の入力に応じて出力電圧Ｖｏｕｔ３０を立ち上げる際、遅延回路部３２がイネーブル信号Ｓ２の入力時点から当該イネーブル信号Ｓ２を、負荷Ｌ３０が無負荷となっているときや、当該定電圧電源回路３０に接続される最大負荷が予めわかっているとき等のように出力コンデンサＣ３０を規定容量まで正常に充電可能な状態のときの当該出力コンデンサＣ３０に対する充電開始から充電完了までの一定時間に相当する遅延時間Ｔｒａだけ遅延させて遅延信号Ｓ３とし、かかる遅延信号Ｓ３をモード切替器３３に送出する。そして定電圧電源回路３０では、モード切替器３３が、当該定電圧電源回路３０に対するイネーブル信号Ｓ２の入力時点から遅延信号Ｓ３の入力時点までは、過電流保護回路部３４に対し電流制限特性を定電流型垂下特性Ｌ３とするように制御する。また定電圧電源回路３０では、モード切替器３３が、遅延信号Ｓ３の入力時点に過電流保護回路部３４に対し電流制限特性を定電流型垂下特性Ｌ３からフォールドバック型垂下特性Ｌ１に切り替えるように制御する。

従って定電圧電源回路３０では、イネーブル信号Ｓ２の入力時点からモード切替器３３に対する遅延信号Ｓ３の入力時点までは、当該モード切替器３３及び過電流保護回路部３４により、定電流型垂下特性Ｌ３に従って出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを極力高い制限上限値Ｉｍａｘに制限しながら出力コンデンサＣ３０に流すことで、負荷Ｌ３０が無負荷の場合や短絡及び過負荷とならずに接続されている場合に、かかる上限制限値Ｉｍａｘの出力電流Ｉｏｕｔ３０で出力コンデンサＣ３０を充電して出力電圧Ｖｏｕｔ３０を定電圧値Ｖｃｔに高速に立ち上げることができる。また定電圧電源回路３０では、負荷Ｌ３０が短絡している場合や過負荷の場合に、モード切替器３３に対する遅延信号Ｓ３の入力時点（すなわち、無負荷の場合や負荷Ｌ３０が短絡及び過負荷とならずに接続されている場合等のように出力コンデンサＣ３０を正常に規定容量まで充電可能な状態のときの充電完了時点であり、以下、これを正常時充電完了見込時点と呼ぶ）以降にも出力電流Ｉｏｕｔ３０が過電流となって流れようとしたとき、過電流保護回路部３４によりフォールドバック型垂下特性Ｌ１に従って当該出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘよりも小さい制限下限値Ｉｍｉｎまで低下させるため、例えば電圧電流制御器３１に制限上限値Ｉｍａｘの出力電流Ｉｏｕｔ３０が長時間流れて発熱すること等を確実に回避することができる。

以上の構成によれば、定電圧電源回路３０において、差動増幅器Ａ３０がイネーブル信号Ｓ２の入力に応じて動作を開始して制御信号ＳＶ１を生成すると共に、電圧電流制御器３１がかかる制御信号ＳＶ１に応じた電流値Ｉｏｕｔの出力電流Ｉｏｕｔ３０を出力コンデンサＣ３０に流して充電することにより出力電圧Ｖｏｕｔ３０を生成する際、遅延回路部３２がイネーブル信号Ｓ２を一定の遅延時間Ｔｒａだけ遅延させて遅延信号Ｓ３としモード切替器３３に送出すると共に、過電流保護回路部３４が、差動増幅器Ａ３０の動作開始時点からモード切替器３３に対する遅延信号Ｓ３の入力時点までは電流制限特性を定電流型垂下特性Ｌ３とし、当該モード切替器３３に対する遅延信号Ｓ３の入力時点以降は、電流制限特性をフォールドバック型垂下特性Ｌ１に切り替えるようにした。そして定電圧電源回路３０では、遅延回路部３２におけるイネーブル信号Ｓ２の遅延時間Ｔｒａを、無負荷、又は最大負荷が予めわかっているときの出力コンデンサＣ３０に対する充電開始から充電完了までの一定時間とした。これにより定電圧電源回路３０は、負荷Ｌ３０が短絡している場合や過負荷の場合に、遅くとも出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点に、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを上限制限値Ｉｍａｘから下限制限値Ｉｍｉｎに低下させ始めて、当該正常時充電完了見込時点以降も、制限値としては比較的高い上限制限値Ｉｍａｘに制限した出力電流Ｉｏｕｔ３０が流れ続けることを回避することができる。従って定電圧電源回路３０は、電流値Ｉｏｕｔを上限制限値Ｉｍａｘに制限した出力電流Ｉｏｕｔ３０が流れ続ける時間を極力短くすることができ、かくして負荷Ｌ３０が短絡している場合や過負荷の場合に、電圧電流制御器３１や負荷Ｌ３０等が発熱することを回避して電源回路自体や負荷Ｌ３０をほぼ確実に保護することができる。

また定電圧電源回路３０は、定電流型垂下特性Ｌ３に引き続き、出力コンデンサＣ３０の正常時充電完了見込時点以降、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり完了見込時点以降に電流制限特性をフォールドバック型垂下特性Ｌ１に切り替えて出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限するため、当該正常時充電完了見込時点以降に、負荷Ｌ３０が過負荷となり、フォールドバッグ型垂下特性Ｌ１とかかる負荷Ｌ３０の電圧電流低下特性Ｌ４とがつり合って出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔ及び出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値Ｖｏｕｔの低下が途中で停止しても、フの字型垂下特性Ｌ５で同様に出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔ及び出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値Ｖｏｕｔの低下が途中で停止した場合に比べて、当該電流値Ｉｏｕｔ及び電圧値Ｖｏｕｔを小さくすることができる。従って定電圧電源回路３０は、負荷Ｌ３０が過負荷の際でも、電源回路自体や負荷Ｌ３０をほぼ確実に保護することができる。

さらに定電圧電源回路３０は、定電流型垂下特性Ｌ３からフォールドバック型垂下特性Ｌ１への切替時間を、無負荷、又は最大負荷が予めわかっているときの出力コンデンサＣ３０に対する充電開始から充電完了までの一定時間としたため、例えば製造工場等でイネーブル信号Ｓ２の入力から適宜予め選定したタイミングで出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔ及び出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値Ｖｏｕｔを測定することで、その測定結果に基づき、定電流型垂下特性Ｌ３及びフォールドバック型垂下特性Ｌ１による過電流保護機能が正常に働いているか否かを容易にテストすることができる。

これに加えて従来の直流電源装置１５（図２１）によれば、スイッチ１６を介して電源が投入される場合、誤差増幅器１９等の回路素子が安定して動作可能になるまでにある程度の時間がかかる。そして直流電源装置１５は、回路素子が安定して動作可能な状態になったうえで、出力電圧を立ち上げるため、かかる出力電圧の立ち上げにかなりの時間がかかる。これに対して本実施の形態による定電圧電源回路３０は、すでに回路素子が安定して動作可能な状態になっているうえで、イネーブル信号Ｓ２の入力に応じて出力電圧Ｖｏｕｔ３０を立ち上げるため、かかる出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上げを、直流電源装置１５に比して格段的に高速化することができる。

また従来の直流電源装置１５では、出力電圧を実際に立ち上げる回路部分と、その回路部分に対して定電流型垂下特性とフの字型垂下特性との切り替えを制御する切替回路とが別々に動作している。このため直流電源装置１５では、切替回路により定電流型垂下特性とフの字型垂下特性とをほぼ正確なタイミングで切り替えるには煩雑な制御が必要になると考えられる。これに対して本実施の形態による定電圧電源回路３０は、差動増幅器Ａ３０に対し動作を開始させるためのイネーブル信号Ｓ２を、その入力時点から、出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点までの一定時間に相当する遅延時間Ｔｒａだけ遅延させて遅延信号Ｓ３とし定電流型垂下特性Ｌ３とフォールドバック型垂下特性Ｌ１との切り替えに流用している。そして定電圧電源回路３０では、差動増幅器Ａ３０がイネーブル信号Ｓ２の入力時点から動作を開始すると、これに応じて出力電流Ｉｏｕｔ３０が出力コンデンサＣ３０に流れて充電が開始されるため、当該イネーブル信号Ｓ２の入力時点が出力コンデンサＣ３０の充電開始時点とほぼ一致する。従って定電圧電源回路３０は、イネーブル信号Ｓ２の入力時点を起点とし、出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点で定電流型垂下特性Ｌ３をフォールドバック型垂下特性Ｌ１に容易にかつ的確に切り替えることができる。その結果、定電圧電源回路３０は、常に出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点で定電流型垂下特性Ｌ３をフォールドバック型垂下特性Ｌ１に正確に切り替えることができ、かくして負荷Ｌ３０が短絡している場合や過負荷の場合に、正常時充電完了見込時点以降にも制限値としては比較的高い上限制限値Ｉｍａｘに制限した出力電流Ｉｏｕｔ３０が流れ続けて電圧電流制御器３１や負荷Ｌ３０等が発熱することを確実に回避することができる。

なお上述の第１の実施の形態においては、出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔ３０の定電圧値Ｖｃｔへの立ち上がり完了見込時点を定電流型垂下特性Ｌ３からフォールドバック型垂下特性Ｌ１への切替時点とするようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり完了見込前の任意の時点を定電流型垂下特性Ｌ３からフォールドバック型垂下特性Ｌ１への切替時点とするようにしても良い。

ここで出力電圧Ｖｏｕｔ３０の起動時間Ｔｒ３は、当該出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり完了前に定電流型垂下特性Ｌ３からフォールドバック型垂下特性Ｌ１に切り替えられると、その切替時点をＴ５で示す場合、（５）式

で表されるように、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の起動途中に出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔが制限下限値Ｉｍｉｎに制限されるため、上述した（３）式や（４）式に示す起動時間Ｔｒ１及びＴｒ２よりも長くなる。このため（５）式では、（Ｔ５−Ｔ１）の項の値を、例えば（３）式で示す起動時間Ｔｒ１の80〔％〕程度以上とすれば、すでに出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔに近い値まで立ち上がっているため、起動時間Ｔｒ３を比較的短くして出力電圧Ｖｏｕｔ３０を定電圧値Ｖｃｔに完全に立ち上げることができる。また出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり途中に定電流型垂下特性Ｌ３からフォールドバック型垂下特性Ｌ１に切り替えるときには、制限下限値Ｉｍｉｎを負荷Ｌ３０に流れる出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔよりも適宜大きく選定すれば、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり途中に定電流型垂下特性Ｌ３からフォールドバック型垂下特性Ｌ１に切り替わり、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔが制限下限値Ｉｍｉｎに制限されても、その制限下限値Ｉｍｉｎに制限した出力電流Ｉｏｕｔ３０がそのまま負荷Ｌ３０に流れて、出力コンデンサＣ３０の充電が完了しなくなる（すなわち、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が定電圧値Ｖｃｔに立ち上がらなくなる）ことを防止することができる。

（２）第２の実施の形態
図１との対応部分に同一符号を付して示す図１４は、第２の実施の形態による定電圧電源回路５０を示し、差動増幅器Ａ３０と、電圧電流制御器としての例えばＰチャネルＭＯＳ型の電圧電流制御トランジスタＱ３０との接続中点に過電流保護回路部５１が接続されている。この過電流保護回路部５１は、第３の切替スイッチＳＷ３を介して出力端子Ｔｏｕｔ３０にも接続されている。また過電流保護回路部５１及び第３の切替スイッチＳＷ３の接続中点と、グランドＧＮＤとの間には、第４の切替スイッチＳＷ４及び定電圧源ＶＢが直列接続されている。さらに遅延回路部３２には、反転器５２を介して第３の切替スイッチＳＷ３が接続されると共に、第４の切替スイッチＳＷ４が直接接続されている。

この場合、定電圧電源回路５０は、動作開始時、第３の切替スイッチＳＷ３の接点が開き（すなわち、過電流保護回路部５１と出力端子Ｔｏｕｔ３０との接続を切り離し）、第４の切替スイッチＳＷ４の接点が閉じている（すなわち、過電流保護回路部５１と定電圧源ＶＢとが導通している）。この状態で差動増幅器Ａ３０は、外部からイネーブル信号Ｓ２が入力されると、動作を開始する。そして差動増幅器Ａ３０は、制御信号ＳＶ１を電圧電流制御トランジスタＱ３０に供給して当該電圧電流制御トランジスタＱ３０のインピーダンスを制御する。これにより電圧電流制御トランジスタＱ３０は、入力端子Ｔｉｎ３０から出力端子Ｔｏｕｔ３０に流す出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を増加させる。

この際、過電流保護回路部５１は、差動増幅器Ａ３０の動作開始に連動して動作を開始する。そして過電流保護回路部５１は、このとき定電圧源ＶＢから第４の切替スイッチＳＷ４を介して供給される定電圧Ｖｂ５に基づいて定電流型垂下特性用の制限上限値を設定する。この状態で過電流保護回路部５１は、かかる定電流型垂下特性に従って、差動増幅器Ａ３０から電圧電流制御トランジスタＱ３０に供給される制御信号ＳＶ１の値を適宜調整する。これにより電圧電流制御トランジスタＱ３０は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値が制限上限値に達したとき、当該電流値を制限上限値に制限しつつ出力電圧Ｖｏｕｔ３０を定電圧値に立ち上げ、出力端子Ｔｏｕｔ３０に突入電流及び過電流が流れることを防止する。

ところで外部から供給されるイネーブル信号Ｓ２は、差動増幅器Ａ３０に加えて遅延回路部３２にも入力されている。従って遅延回路部３２は、かかるイネーブル信号Ｓ２を、無負荷、又は最大負荷が予めわかっているときの出力コンデンサＣ３０に対する充電開始から充電完了までの一定時間、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔ３０の起動時間Ｔｒ１又はＴｒ２に相当する遅延時間Ｔｒａだけ遅延させる。そして遅延回路部３２は、遅延終了時点に達すると、かかるイネーブル信号Ｓ２を遅延信号Ｓ３として第４の切替スイッチＳＷ４に供給すると共に、その遅延信号Ｓ３を反転器５２を介して論理レベルを反転させた反転信号Ｓ４として第３の切替スイッチＳＷ３に供給する。これにより第３の切替スイッチＳＷ３は、反転信号Ｓ４の入力に応じて接点を閉じ、かくして過電流保護回路部５１と出力端子Ｔｏｕｔ３０とを導通させる。また第４の切替スイッチＳＷ４は、遅延信号Ｓ３の入力に応じて接点を開くことで、過電流保護回路部５１と定電圧源ＶＢとの接続を切り離す。

従って過電流保護回路部５１には、このとき定電圧Ｖｂ５に替えて、出力端子Ｔｏｕｔ３０から出力電圧Ｖｏｕｔ３０及び出力電流Ｉｏｕｔ３０が第３の切替スイッチＳＷ３を介して供給される。この際、過電流保護回路部５１は、内部でフの字型垂下特性用の制限下限値を設定し、出力電圧Ｖｏｕｔ３０及び出力電流Ｉｏｕｔ３０を監視しながら、かかるフの字型垂下特性に従って、差動増幅器Ａ３０から電圧電流制御トランジスタＱ３０に供給される制御信号ＳＶ１の値を適宜調整する。これにより電圧電流制御トランジスタＱ３０は、出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値が制限上限値に達しているとき、当該電流値を制限上限値から制限下限値に低下させると共に、かかる電流値の低下に合わせて出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値も低下させる。

このようにして図１５に示すように、かかる定電圧電源回路５０は、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時、過電流保護回路部５１において定電圧Ｖｂ５に基づき、一部破線で示す定電流型垂下特性Ｌ７の制限上限値Ｉｍａｘを設定する。ただし定電圧電源回路５０では、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり時に、かかる立ち上がりに伴い、差動増幅器Ａ３０に入力される基準電圧Ｖｒｅｆ３０及び分圧電圧Ｖｚ３０の差電圧が減少していき、当該差動増幅器Ａ３０の出力の能力が変化していく。このため定電圧電源回路５０では、出力電圧Ｖｏｕｔ３０が実線Ｌ８に示す軌跡をたどって立ち上がることになる。そして定電圧電源回路５０は、イネーブル信号Ｓ２に対する遅延終了時点以降、フの字型垂下特性Ｌ９に従い出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値を適宜制限上限値Ｉｍａｘから制限下限値Ｉｍｉｎに制限すると共に、これに合わせて出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値を低下させる。

以上の構成において、定電圧電源回路５０は、イネーブル信号Ｓ２の入力に応じて出力電圧Ｖｏｕｔ３０を立ち上げる際、遅延回路部３２がイネーブル信号Ｓ２の入力時点から当該イネーブル信号Ｓ２を、負荷Ｌ３０が無負荷となっているときや、当該定電圧電源回路３０に接続される最大負荷が予めわかっているとき等のように出力コンデンサＣ３０を規定容量まで正常に充電可能な状態のときの当該出力コンデンサＣ３０に対する充電開始から充電完了までの一定時間に相当する遅延時間Ｔｒａだけ遅延させて遅延信号Ｓ３とし、かかる遅延信号Ｓ３により第３及び第４の切替スイッチＳＷ３及びＳＷ４を切替制御する。そして定電圧電源回路５０では、過電流保護回路部５１が当該定電圧電源回路５０に対するイネーブル信号Ｓ２の入力時点からその遅延終了時点までは、定電圧源ＶＢから第４の切替スイッチＳＷ４を介して供給される定電圧Ｖｂ５に基づき定電流型垂下特性Ｌ７に従って動作する。また定電圧電源回路５０では、過電流保護回路部５１がイネーブル信号Ｓ２に対する遅延終了時点以降は、定電圧Ｖｂ５に替えて出力端子Ｔｏｕｔ３０から第３の切替スイッチＳＷ３を介して供給される出力電圧Ｖｏｕｔ３０及び出力電流Ｉｏｕｔ３０に基づき電流制限特性を定電流型垂下特性Ｌ７からフの字型垂下特性Ｌ９に切り替える。

従って定電圧電源回路５０では、イネーブル信号Ｓ２の入力時点から遅延終了時点までは、過電流保護回路部５１により、定電流型垂下特性Ｌ７に従って出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを極力高い制限上限値Ｉｍａｘに制限しながら出力コンデンサＣ３０に流すことで、負荷Ｌ３０が無負荷の場合や短絡及び過負荷とならずに接続されている場合に、かかる上限制限値Ｉｍａｘの出力電流Ｉｏｕｔ３０で出力コンデンサＣ３０を充電して出力電圧Ｖｏｕｔ３０を定電圧値Ｖｃｔに高速に立ち上げることができる。また定電圧電源回路５０では、負荷Ｌ３０が短絡している場合や過負荷の場合にイネーブル信号Ｓ２に対する遅延終了時点（すなわち、正常時充電完了見込時点）以降にも出力電流Ｉｏｕｔ３０が過電流となって流れようとしたとき、過電流保護回路部５１によりフの字型垂下特性Ｌ９に従って当該出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値Ｉｏｕｔを制限上限値Ｉｍａｘよりも小さい制限下限値Ｉｍｉｎまで低下させるため、例えば電圧電流制御トランジスタＱ３０に制限上限値Ｉｍａｘの出力電流Ｉｏｕｔ３０が長時間流れて発熱すること等を確実に回避することができる。

以上の構成によれば、定電圧電源回路５０において、差動増幅器Ａ３０がイネーブル信号Ｓ２の入力に応じて動作を開始して制御信号ＳＶ１を生成すると共に、電圧電流制御トランジスタＱ３０がかかる制御信号ＳＶ１に応じた電流値の出力電流Ｉｏｕｔ３０を出力コンデンサＣ３０に流して充電することにより出力電圧Ｖｏｕｔ３０を生成する際、遅延回路部３２がイネーブル信号Ｓ２を一定の遅延時間Ｔｒａだけ遅延させて遅延信号Ｓ３とし第３及び第４の切替スイッチＳＷ３及びＳＷ４を切替制御すると共に、過電流保護回路部５１が、差動増幅器Ａ３０の動作開始時点から第３及び第４の切替スイッチＳＷ３及びＳＷに対する切替制御時点（すなわち、正常時充電完了見込時点）までは電流制限特性を定電流型垂下特性Ｌ７とし、当該第３及び第４の切替スイッチＳＷ３及びＳＷ４に対する切替制御時点以降は電流制限特性を定電流型垂下特性Ｌ７からフの字型垂下特性Ｌ９に切り替えるようにした。そして定電圧電源回路５０では、遅延回路部３２におけるイネーブル信号Ｓ２の遅延時間Ｔｒａを、無負荷、又は最大負荷が予めわかっているときの出力コンデンサＣ３０に対する充電開始から充電完了までの一定時間とした。これにより定電圧電源回路５０は、負荷Ｌ３０が短絡している場合や過負荷の場合に、遅くとも出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点で定電流型垂下特性Ｌ７をフの字型垂下特性Ｌ９に切り替えることで、当該正常時充電完了見込時点以降も、制限値としては比較的高い上限制限値Ｉｍａｘに制限した出力電流Ｉｏｕｔ３０が流れ続けることを回避することができる。従ってかかる第２の実施の形態による定電圧電源回路５０でも、上述した第１の実施の形態と同様の効果を得ることができる。

また定電圧電源回路５０は、定電流型垂下特性Ｌ７からフの字型垂下特性Ｌ９への切替時間を、無負荷、又は最大負荷が予めわかっているときの出力コンデンサＣ３０に対する充電開始から充電完了までの一定時間としたため、例えば製造工場等でイネーブル信号Ｓ２の入力から適宜予め選定したタイミングで出力電流Ｉｏｕｔ３０の電流値及び出力電圧Ｖｏｕｔ３０の電圧値を測定することで、その測定結果に基づき、定電流型垂下特性Ｌ７及びフの字型垂下特性Ｌ９による過電流保護機能が正常に働いているか否かを容易にテストすることができる。

これに加えて従来の直流電源装置１５（図２１）によれば、スイッチ１６を介して電源が投入される場合、誤差増幅器１９等の回路素子が安定して動作可能になるまでにある程度の時間がかかる。そして直流電源装置１５は、回路素子が安定して動作可能な状態になったうえで、出力電圧を立ち上げるため、かかる出力電圧の立ち上げにかなりの時間がかかる。これに対して本実施の形態による定電圧電源回路５０は、上述した第１の実施の形態による定電圧電源回路３０と同様に、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上げを、直流電源装置１５に比して格段的に高速化することができる。

また従来の直流電源装置１５では、出力電圧を実際に立ち上げる回路部分と、その回路部分に対して定電流型垂下特性とフの字型垂下特性との切り替えを制御する切替回路とが別々に動作している。このため直流電源装置１５では、切替回路により定電流型垂下特性とフの字型垂下特性とをほぼ正確なタイミングで切り替えるには煩雑な制御が必要になると考えられる。これに対して本実施の形態による定電圧電源回路５０は、差動増幅器Ａ３０に対し動作を開始させるためのイネーブル信号Ｓ２を、その入力時点から、出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点までの一定時間に相当する遅延時間Ｔｒａだけ遅延させ遅延信号Ｓ３として定電流型垂下特性Ｌ７とフの字型垂下特性Ｌ９との切り替えに流用している。そして定電圧電源回路５０では、差動増幅器Ａ３０がイネーブル信号Ｓ２の入力時点から動作を開始すると、これに応じて出力電流Ｉｏｕｔ３０が出力コンデンサＣ３０に流れて充電が開始されるため、当該イネーブル信号Ｓ２の入力時点が出力コンデンサＣ３０の充電開始時点とほぼ一致する。従って定電圧電源回路５０は、イネーブル信号Ｓ２の入力時点を起点とし、出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点で定電流型垂下特性Ｌ７をフの字型垂下特性Ｌ９に容易にかつ的確に切り替えることができる。その結果、定電圧電源回路５０は、常に出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点で定電流型垂下特性Ｌ７をフの字型垂下特性Ｌ９に正確に切り替えることができ、かくして負荷Ｌ３０が短絡している場合や過負荷の場合に、正常時充電完了見込時点以降にも制限値としては比較的高い上限制限値Ｉｍａｘに制限した出力電流Ｉｏｕｔ３０が流れ続けて電圧電流制御トランジスタＱ３０や負荷Ｌ３０等が発熱することを確実に回避することができる。

なお上述の第２の実施の形態においては、出力コンデンサＣ３０に対する正常時充電完了見込時点、すなわち出力電圧Ｖｏｕｔ３０の定電圧値への立ち上がり完了見込時点を定電流型垂下特性Ｌ７からフの字型垂下特性Ｌ９への切替時点とするようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の立ち上がり完了見込前の任意の時点を定電流型垂下特性Ｌ７からフの字型垂下特性Ｌ９への切替時点とするようにしても良い。

（３）他の実施の形態
なお上述の第１及び第２の実施の形態においては、本発明による定電圧電源回路を図１乃至図１５について上述した定電圧電源回路３０及び５０に適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、出力電圧Ｖｏｕｔ３０の定電圧値を任意に選択可能な定電圧電源回路に適用することもできる。

また上述の第１及び第２の実施の形態においては、イネーブル信号の入力に応じて動作を開始して出力電圧生成用の制御信号を生成する制御信号生成手段として、図１乃至図１５について上述した差動増幅器Ａ３０を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、イネーブル信号の入力に応じて動作を開始して出力電圧生成用の制御信号を生成することができれば、この他種々の構成の制御信号生成手段を広く適用することができる。

さらに上述の第１及び第２の実施の形態においては、信号生成手段により生成された制御信号に応じて出力コンデンサに流す出力電流の電流値を制御して当該出力コンデンサを充電することにより出力電圧を生成する出力制御手段として、図１乃至図１５について上述したＰチャネルＭＯＳ型の電圧電流制御トランジスタでなる電圧電流制御器３１や、電圧電流制御トランジスタＱ３０を適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、ＮチャネルＭＯＳ型のトランジスタ等のように、この他種々の出力制御手段を広く適用することができる。

さらに上述の実施の形態においては、出力電流の電流値が第１の制限値に達したとき、制御信号の値を調整することにより出力電流の電流値を第１の制限値に制限して一定にする定電流型垂下特性と、出力電流の電流値が第１の制限値に達したとき、制御信号の値を調整することにより出力電流の電流値を第１の制限値よりも小さい第２の制限値に制限する電流制限特性とにより出力電流の電流値を制限する電流制限手段として、図１乃至図１５について上述したモード切替器３３及び過電流保護回路部３４や、過電流保護回路部５１、反転器５２、第３及び第４の切替スイッチＳＷ３及びＳＷ４並びに定電圧源ＶＢを適用するようにした場合について述べたが、本発明はこれに限らず、これらモード切替器３３及び過電流保護回路部３４を一体化した電流制限回路部等のように、この他種々の電流制限手段を広く適用することができる。

本発明は、携帯電話機やＰＤＡ等の種々の機器に設けられた定電圧電源回路に利用することができる。

本発明による定電圧電源回路の全体構成の第１の実施の形態を示すブロック図である。 無負荷の場合の出力電流の制限の説明に供する略線図である。 過負荷の場合の出力電流の制限の説明に供する略線図である。 定電圧電源回路の詳細構成を示すブロック図である。 信号調整トランジスタの特性を示す略線図である。 無負荷の場合の出力電流の制限の説明に供する略線図である。 第２のノードの電圧と出力検出ミラー電流との関係の説明に供する略線図である。 第２のノードの電圧と合成電流との関係の説明に供する略線図である。 差動増幅器の動作開始時における第２のノードの電圧の説明に供する略線図である。 定電流型垂下特性に従って出力電圧が制限上限値に達したときの第２のノードの電圧の説明に供する略線図である。 フォールドバック型垂下特性に従って出力電流を制限下限値に制限するときの第２のノードの電圧の説明に供する略線図である。 出力電圧の立ち上がり時の電圧電流特性を示す略線図である。 出力電流の制限途中における出力電流及び出力電圧の低下の停止の説明に供する略線図である。 第２の実施の形態による定電圧電源回路の構成を示すブロック図である。 出力電圧の立ち上がり時の電圧電流特性を示す略線図である。 過電流保護機能を有する従来の一般的な定電圧電源回路の構成を示すブロック図である。 定電流型垂下特性の説明に供する略線図である。 フの字型垂下特性の説明に供する略線図である。 フォールドバック型垂下特性の説明に供する略線図である。 従来のボルテージレギュレータの構成を示すブロック図である。 従来の直流電源装置の構成を示すブロック図である。

符号の説明

３０、５０……定電圧電源回路、３１……電圧電流制御器、３２……遅延回路部、３３……モード切替器、３４、５１……過電流保護回路部、５２……反転器、Ａ３０……差動増幅器、Ｃ３０……出力コンデンサ、Ｌ３０……負荷、Ｑ３０……電圧電流制御トランジスタ、Ｓ２……イネーブル信号、Ｓ３……遅延信号、ＳＶ１……制御信号、ＳＷ３……第３の切替スイッチ、ＳＷ４……第４の切替スイッチ、ＶＢ……定電圧源、Ｉｍａｘ……制限上限値、Ｉｍｉｎ……制限下限値、Ｉｏｕｔ３０……出力電流、Ｖｏｕｔ３０……出力電圧。

Claims (3)

1. すでに安定して動作可能な状態で、イネーブル信号が入力されると、当該イネーブル信号の入力に応じて動作を開始して出力電圧生成用の制御信号を生成する制御信号生成手段と、
   上記制御信号生成手段により生成された上記制御信号に応じて出力コンデンサに流す出力電流の電流値を制御して当該出力コンデンサを充電することにより上記出力電圧を生成する出力制御手段と、
   上記出力電流の電流値が第１の制限値に達したとき、上記制御信号の値を調整することにより上記出力電流の電流値を上記第１の制限値に制限して一定にする定電流型垂下特性と、上記出力電流の電流値が上記第１の制限値に達したとき、上記制御信号の値を調整することにより上記出力電流の電流値を上記第１の制限値よりも小さい第２の制限値に制限する電流制限特性とにより上記出力電流の電流値を制限する電流制限手段と、
   上記制御信号生成手段と共に上記イネーブル信号が入力され、当該入力された上記イネーブル信号を、規定容量まで正常に充電可能な状態のときの上記出力コンデンサに対する充電開始から充電完了までの一定時間に相当する遅延時間以下遅延させて遅延信号とし上記電流制限手段に送出する遅延手段と
   を具え、
   上記電流制限手段は、上記制御信号生成手段の動作開始時点から上記遅延信号の入力時点までは、上記定電流型垂下特性に従って動作し、上記遅延信号の上記入力時点以降は、上記電流制限特性に従って動作する
   定電圧電源回路。
2. 上記遅延手段は、
   上記イネーブル信号を、上記一定時間の80〔％〕程度以上でかつ当該一定時間以下の上記遅延時間だけ遅延させて上記遅延信号とし上記電流制限手段に送出する
   請求項１に記載の定電圧電源回路。
3. 上記電流制限手段は、
   上記遅延信号の上記入力時点以降は、上記電流制限特性として、上記出力電流の電流値が上記第１の制限値に達したとき、上記制御信号の値を調整することにより上記出力電流の電流値を上記第１の制限値から指数関数的に急激に低下させて上記第２の制限値に制限するフォールドバック型垂下特性に従って動作する
   請求項１に記載の定電圧電源回路。

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