KR20120139537A - 독립 제어를 갖는 캐스케이드 부스트 및 반전 벅 컨버터 - Google Patents

독립 제어를 갖는 캐스케이드 부스트 및 반전 벅 컨버터 Download PDF

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Abstract

본 발명은 정류된 AC 전압을 DC 출력 전류로 변환하기 위한 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터 및 제어기를 포함하는 컨버터 시스템에 관한 것이다. 시스템은 인덕터를 사용하고 공통 기준 전압을 사용하도록 구성된다. 제어기는 서로로부터 동작을 감결합하도록 독립적인 방법으로 컨버터의 스위칭을 제어하도록 구성된다. 예를 들어, 부스트 컨버터를 위한 제어 펄스는 벅 컨버터를 위한 펄스보다 더 넓을 수 있다. 제어기는 일정한 온-타임 제어에 기반해서 부스트 컨버터를 제어할 수 있고 피크 전류 제어에 기반해서 반전 벅 컨버터를 제어할 수 있다. 정류된 AC 전압은 AC 전도성 각 변조된 전압일 수 있고, 제어기는 AC 전도성 각 변조된 전압의 위상 각에 기반해서 듀티 사이클을 갖는 디밍 주파수에서 반전된 벅 컨버터의 스위칭을 억제할 수 있다.

Description

독립 제어를 갖는 캐스케이드 부스트 및 반전 벅 컨버터{A CASCADE BOOST AND INVERTING BUCK CONVERTER WITH INDEPENDENT CONTROL}
본 발명은 정류된 AC 전압을 DC 출력 전류로 변환하기 위한 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터 및 제어기를 포함하는 컨버터 시스템에 관한 것이다.
본 출원은 2011년 06월 17일 미국 가출원 제 61/498,126호의 혜택을 청구하고, 이로써 모든 의도 및 목적을 위해 그것의 전체로 참조에 의해 병합된다.
기존 AC(교류 전류) 인프라스트럭처로부터 일루미네이션을 위해 발광 다이오드(LED)를 파워링하는 것은 컨버터가 역률(power factor) 및 입력 고조파 전류(input harmonic current)에 관한 엄격한 파워 퀄리티 기준을 만족하고, 깜빡임 없이 LED 전류를 조절하고, 기존 디머(예, 백열 또는 TRIAC 디머)로부터 동작될 때 일루미네이션을 평활하게 제어할 수 있어야만 한다는 것을 의미한다.
에너지 저장은 특히, 디밍이 AC 입력 전압이 영(zero)인 시간을 연장할 때 AC 소스로부터 깜빡임 없이 LED가 파워링되는 것을 가능하게 한다. 그러나, 에너지 저장은 또한 TRIAC 디머의 인스톨된 베이스로부터 디밍할 때 문제가 될 수 있다. 일단 트리거링되면, 유입 전류는 컨버터의 에너지 저장 커패시턴스를 재충전하고 하이-Q 입력 필터가 TRIAC 홀딩 전류 아래로 공진하도록 야기할 수 있고, 이 경우에 TRIAC는 턴 오프하고 라인 주파수의 2분의 1 사이클 내에 다시 트리거링한다. 이것은 카오스 디밍 동작 및 깜빡임을 야기한다.
종래의 해법의 하나의 클래스는 고 역률을 획득하도록 AC 정류 후에 LED 전류를 조절하고 단일 스테이지 컨버터를 사용한다. 이러한 접근으로 전달되는 에너지는 AC 입력과 함께 변화한다. 그러나 큰 에너지 저장 커패시턴스가 정류된 라인 주파수 리플을 평활하게 하도록 컨버터의 출력 및 LED 부하에 걸쳐 요구된다. 스너버 네트워크는 누설 인덕턴스로 인해 필드-효과 트랜지스터(FET) 또는 그와 유사한 것과 같은, 전자 스위칭 디바이스의 피크 전압을 제한할 필요가 종종 있다.
플라이백 LED 드라이버로 알려진, 종래의 컨버터의 또 다른 유형은 에너지 저장을 최소화하는 것을 돕도록 출력 상의 정류된 AC 입력 주파수 리플을 제거한다. 그러나, 플라이백 컨버터는 맥동 (연속적이지 않은) 출력 전류 및 고 출력 커패시턴스를 가진다. 스너버 네트워크는 누설 인덕턴스로 인해 전자 스위칭 디바이스의 피크 전압을 제한할 필요가 있을 수 있다. 쿡(Cuk) 컨버터로 알려진 종래의 컨버터의 또 다른 유형은 연속적인 출력 전류를 제공하고 출력 커패시턴스를 감소시킨다. 그러나 쿡 유형 컨버터는 디밍 각 추출과 같은 오프-라인 AC 디밍 문제를 다루지 않고, TRIAC 홀딩 전류를 유지하며, 입력 필터의 링잉 에너지를 감쇠시키다. 쿡 컨버터 구성은 LED를 디밍하도록 펄스 폭 변조(PWM) 핀을 변조하는 외부 신호를 추정한다.
저비용을 얻기 위해, 파워 컨버터 토폴로지는 트랜스포머를 회피하고 단일 엔딩된 컴포넌트 및 신호 또는 공통 전압으로 레퍼런싱되는 컴포넌트 및 신호를 사용해야만 한다. 단일 엔딩된 신호 및 컴포넌트 또는 공통 전압으로 레퍼런싱되는 신호 및 컴포넌트는 레벨 시프팅 또는 아이솔레이션을 요구하는 플로팅 노드보다 덜 비싸다.
본 발명의 목적은 트랜스포머 대신에 인덕터를 사용하고 단일 엔딩된 또는 공통으로 레퍼런싱된 제어 신호를 사용하도록 구성되는 컨버터를 제공하는 것이다.
컨버터 시스템은 정류된 AC 전압을 DC 출력 전류로 변환하기 위한 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터; 및 공통 전압으로 레퍼런싱되는 입력 및 출력 제어 신호를 갖는 제어기를 포함하고, 제어기는 부스트 컨버터의 동작으로부터 반전 벅 컨버터의 동작을 감결합하도록 독립적인 방법으로 부스트 컨버터의 스위칭 및 반전 벅 컨버터의 스위칭을 제어하도록 구성된다.
제어기는 공통 전압으로 레퍼런싱된 부스트 펄스 신호 상의 복수의 부스트 펄스로 부스트 컨버터를 제어하도록 구성되고, 제어기는 공통 전압으로 레퍼런싱된 벅 펄스 신호 상의 복수의 벅 펄스로 반전 벅 컨버터를 제어하도록 구성되며, 복수의 부스트 펄스의 각각은 복수의 벅 펄스 중 대응하는 하나보다 더 넓다.
부스트 컨버터는 제 1 스위치를 포함하고, 반전 벅 컨버터는 제 2 스위치를 포함하며, 제어기는 제 1 및 제 2 스위치 중 어느 하나를 턴 온함으로써 복수의 부스트 펄스의 각각을 개시하도록 구성된다.
제어기는 일정한 온-타임 제어에 기반해서 부스트 컨버터를 제어하고 피크 전류 제어에 기반해서 반전 벅 컨버터를 제어하도록 구성된다.
제어기는 고정된 시간 주기를 사용하여 일정한 온-타임 제어에 기반해서 부스트 컨버터를 제어하도록 구성되고; 부스트 컨버터는 반전 벅 컨버터의 입력에 결합되는 커패시터에 결합되는 출력을 가지며; 제어기는 커패시터를 가로지르는 전압을 결정하고 공통 전압으로 레퍼런싱된 것을 나타내는 감지 신호를 제공하도록 구성되는 전압 센서를 포함하고; 제어기는 감지 신호에 기반해서 고정된 시간 주기를 주기적으로 조절한다.
정류된 AC 전압은 AC 전도성 각 변조된 전압을 포함하고; 제어기는 디밍 주파수의 각각의 사이클의 부분 동안 반전 벅 컨버터의 스위칭을 억제하고, 부분은 AC 전도성 각 변조된 전압의 위상 각에 기반한다.
부스트 컨버터는 정류된 AC 전압을 수신하는 제 1 단부를 갖고 제 2 단부를 갖는 제 1 인덕터; 인덕터의 제 2 단부에 결합되는 제 1 전류 단자를 갖고, 공통 전압에 결합되는 제 2 전류 단자를 가지며, 제어기로부터 공통 전압으로 레퍼런싱된 제 1 제어 신호를 수신하는 제어 단자를 갖는 제 1 스위치; 인덕터의 제 2 단부에 결합되는 애노드를 갖고 캐소드를 갖는 제 1 다이오드; 및 제 1 다이오드의 캐소드에 결합되는 제 1 단부를 갖고 제 2 단부를 갖는 제 1 커패시터를 포함하고, 반전 벅 컨버터는 제 1 다이오드의 캐소드에 결합되는 제 1 전류 단자를 갖고, 공통 전압에 결합되는 제 2 전류 단자를 가지며, 제어기로부터 공통 전압으로 레퍼런싱된 제 2 제어 신호를 수신하는 제어 단자를 갖는 제 2 스위치; 제 1 커패시터의 제 2 단부에 결합되는 애노드를 갖고 공통 전압에 결합되는 캐소드를 갖는 제 2 다이오드; 제 1 커패시터의 제 2 단부에 결합되는 제 1 단부를 갖고 출력 노드에 결합되는 제 2 단부를 갖는 제 2 인덕터; 및 출력 노드와 공통 전압 사이에 결합되는 제 2 커패시터를 포함한다.
제어기는 클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 제 1 스위치를 턴 온하고 클록 신호의 각각의 사이클 동안 미리결정된 시간 주기 이후에 제 1 스위치를 턴 오프하도록 제 1 제어 신호를 어서팅하는 일정한 온-타임 발생기; 제 2 인덕터를 통해 전류를 감지하는 전류 센서; 및 클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 제 2 스위치를 턴 온하고 제 2 인덕터를 통한 전류가 피크 값에 도달할 때 클록 신호의 각각의 사이클 동안 제 2 스위치를 턴 오프 하도록 제 2 제어 신호를 어서팅하는 피크 전류 제어기를 포함한다.
정류된 AC 전압은 AC 전도성 각 변조된 전압을 포함하고, 제어기는 AC 전도성 각 변조된 전압의 위상 각을 감지하고 그것을 나타내는 위상 신호를 제공하는 위상 각 센서; 디밍 주파수에서 그리고 위상 신호에 기반한 듀티 사이클로 제 1 및 제 2 레벨 사이에서 토글링하는 억제 신호를 발생시키는 디밍 제어기를 더 포함하고, 피크 전류 제어기는 억제 신호가 제 1 레벨에 있는 동안 제 2 스위치의 스위칭을 억제한다.
반전 벅 컨버터의 출력에 결합되고 DC 출력 전류를 수신하는 DC 부하를 더 포함한다.
DC 부하는 적어도 하나의 발광 다이오드를 포함한다.
정류된 AC 전압을 DC출력 전류로 변환하기 위한 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터를 제어하기 위한 제어기는 부스트 컨버터의 스위칭을 제어하도록 공통 전압으로 레퍼런싱된 적어도 하나의 제 1 제어 신호를 제공하도록 구성되는 부스트 제어기; 및 부스트 컨버터의 동작으로부터 반전 벅 컨버터의 동작을 감결합하도록 독립적인 방법으로 반전 벅 컨버터의 스위칭을 제어하도록 공통 전압으로 레퍼런싱된 적어도 하나의 제 2 제어 신호를 제공하도록 구성되는 벅 제어기를 포함한다.
부스트 제어기는 제 1 제어 신호 상에 복수의 부스트 펄스를 발생시키도록 구성되고; 벅 제어기는 제 2 제어 신호 상에 대응하는 복수의 벅 펄스를 발생시키도록 구성되며; 복수의 부스트 펄스의 각각은 복수의 벅 펄스 중 대응하는 하나보다 더 넓다.
부스트 컨버터는 제 1 스위치를 포함하고 반전 벅 컨버터는 제 2 스위치를 포함하며, 제어기는 클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 제 1 스위치를 턴 온 하고 클록 신호의 각각의 사이클 동안 미리결정된 시간 주기 이후에 제 1 스위치를 턴 오프 하기 위한 일정한 온-타임 발생기; 벅 컨버터를 통해 전류를 감지하고 공통 전압으로 레퍼런싱된 것을 나타내는 전류 감지 신호를 제공하기 위한 전류 감지 입력; 및 클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 제 2 스위치를 턴 온 하고 전류 감지 신호가 피크 전류 레벨을 나타낼 때 제 2 스위치를 턴 오프 하기 위한 피크 전류 제어기를 더 포함한다.
커패시터는 부스트 컨버터와 반전 벅 컨버터 사이에 결합되고, 제어기는 커패시터를 가로지르는 전압을 감지하고 그것을 나타내는 전압 감지 신호를 제공하기 위한 공통 전압으로 레퍼런싱된 전압 감지 입력을 포함하고, 일정한 온-타임 발생기는 전압 감지 신호에 기반해서 미리결정된 시간 주기를 조절하도록 구성된다.
정류된 AC 전압은 AC 전도성 각 변조된 전압을 포함하고, 제어기는 AC 전도성 각 변조된 전압의 위상 각을 감지하고 그것을 나타내는 위상 신호를 제공하는 위상 각 센서; 디밍 주파수에서 그리고 위상 각에 기반한 듀티 사이클로 제 1 및 제 2 레벨 사이에서 토글링하는 억제 신호를 발생시키는 디밍 제어기를 더 포함하고, 벅 제어기는 억제 신호가 제 1 레벨에 있는 동안 반전 벅 컨버터의 스위칭을 억제하도록 구성된다.
정류된 AC 전압을 DC 출력 전류로 변환하도록 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터를 제어하기 위한 방법은 부스트 컨버터의 스위칭을 제어하도록 공통 전압으로 레퍼런싱된 부스트 펄스 신호 상에 복수의 부스트 펄스를 발생시키는 단계; 및 부스트 컨버터의 동작으로부터 반전 벅 컨버터의 동작을 감결합하도록 독립적인 방법으로 반전 벅 컨버터의 스위칭을 제어하도록 공통 전압으로 레퍼런싱된 벅 펄스 신호 상에 복수의 벅 펄스를 발생시키는 단계를 포함한다.
복수의 부스트 펄스를 발생시키는 단계 및 복수의 벅 펄스를 발생시키는 단계는 대응하는 벅 펄스보다 더 넓도록 각각의 부스트 펄스를 발생시키는 단계를 포함한다.
부스트 컨버터는 제 1 스위치를 포함하고 반전 벅 컨버터는 제 2 스위치를 포함하며, 복수의 부스트 펄스를 발생시키는 단계는 제 1 및 제 2 스위치 중 어느 하나를 턴 온하는 단계를 포함한다.
부스트 컨버터는 제 1 스위치를 포함하고 반전 벅 컨버터는 제 2 스위치를 포함하며, 방법은 클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 제 1 및 제 2 스위치를 턴 온 하는 단계; 반전 벅 컨버터를 통해 전류를 모니터링하는 단계; 반전 벅 컨버터를 통한 전류가 피크 레벨에 도달할 때 제 2 스위치를 턴 오프하는 단계; 및 클록 신호의 각각의 사이클 동안 일정한 시간 주기 이후에 제 1 스위치를 턴 오프하는 단계를 더 포함한다.
제어 방법은 부스트 컨버터와 반전 벅 컨버터 사이에 커패시터를 제공하는 단계; 커패시터를 가로지르는 전압을 모니터링하고 감지 신호를 제공하는 단계; 및 감지 신호에 기반해서 일정한 시간 주기를 주기적으로 조절하는 단계를 더 포함한다.
제어 방법은 정류된 AC 전압은 AC 전도성 각 변조된 전압을 포함하고, AC 전도성 각 변조된 전압의 위상 각을 감지하고 그것을 나타내는 위상 신호를 제공하는 단계; 디밍 주파수에서 그리고 위상 신호에 기반한 듀티 사이클로 제 1 및 제 2 레벨 사이에서 토글링하는 억제 신호를 발생시키는 단계; 억제 신호가 제 2 레벨에 있는 동안 반전 벅 컨버터의 스위칭을 억제하는 단계를 더 포함한다.
본 발명은 트랜스포머 대신에 인덕터를 사용하고, 전해 커패시터를 요구하지 않으며, 피드백 및 제어 신호가 공통 전압 기준(그라운드 또는 임의 다른 적합한 포지티브 또는 네거티브 기준 전압과 같음)을 공유하도록 구성된, 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터를 제공한다. 드라이버 컨버터는 최소 리플(또는 깜빡임)을 갖는 일정한 부하 전류를 제공하고 저 고조파 내용을 갖는 고 역률을 제공한다. 기존 디머와 함께 동작하고, 디밍 각에 응답해서 부하 전류를 펄스 폭 변조하고, 부하와 직렬인 추가 스위칭 트랜지스터를 요구하지 않는, 제어 방법 역시 제공한다.
본 발명에 따른 컨버터는 최소 리플을 갖는 상대적으로 일정한 부하 전류를 제공하고, AC 파워 퀄리티 기준을 충족하며, 종래의 구성보다 더 저비용에서 기존 디머와 함께 동작한다. 일 실시예에 따른 컨버터는 트랜스포머 대신에 인덕터를 사용하고, 모든 피드백 및 제어 신호가 공통 전압 기준을 공유하도록 구성된다. 일 실시예에 따른 컨버터 및 대응하는 제어 방법은 LED 일루미네이션을 평활하게 제어하도록 기존 디머와 함께 동작하고, LED와 직렬인 추가 스위치를 요구하지 않는다. 개시된 컨버터의 트랜지스터는 종래의 플라이백 구성에 적용되는 스트레스와 비교될 때 더 낮은 피크 전압 스트레스를 가진다. 스너버 회로가 렌더링될 필요가 없다.
본 발명의 혜택, 특징, 및 이점은 다음의 설명 및 첨부한 도면과 관련해서 더 잘 이해될 것이고, 여기서:
도 1은 일 실시예에 따라 실행되는 캐스케이드 부스트 및 반전 벅 컨버터의 도식화된 블록도이고;
도 2는 예시적인 실시예에 따라 실행되는 도 1의 제어기의 단순화된 블록도이며;
도 3은 일 실시예에 따라 도 2에서 도시되는 제어기를 사용하여 CLK의 각각의 사이클 동안 도 1의 컨버터의 예시적인 파형을 나타내는 타이밍도이고;
도 4는 디밍 없이 AC 입력 전압의 하나의 주기에 걸쳐 예시적인 동작 파형을 나타내는 타이밍도이며;
도 5는 디밍 없이 AC 입력 전압의 하나의 주기에 걸쳐 예시적인 동작 파형을 나타내는 타이밍도이고;
도 6-9는 도 1의 컨버터를 사용하여 다양한 전자 디바이스를 도시하고;
도 10은 하나 이상의 LED에 전류를 제공하도록 도 1의 컨버터 및 종래의 디머를 포함하는 도 8에서 도시되는 바와 유사한 방법으로 구성되는 전자 디바이스의 블록도이며;
도 11 및 도 12는 각각 부스트와 벅 동작을 제어하도록 사용되는 게이트 드라이브 신호 G1 및 G2와 부스트 및 벅 펄스 사이의 관계를 도시하는 타이밍도이다.
본 발명의 혜택, 특징, 및 이점은 다음의 설명, 및 첨부된 도면과 관련해서 더 잘 이해될 것이다. 다음의 설명은 해당 기술분야의 당업자가 소정 어플리케이션 및 그것의 요구사항의 문맥 내에 제공되는 바와 같이 본 발명을 구성하고 사용하는 것이 가능하도록 제시된다. 그러나 바람직한 실시예에 대한 다양한 수정이 해당 기술 분야의 당업자에게 명백할 것이고, 여기서 정의된 일반적인 원칙이 다른 실시예에 적용될 수 있다. 그러므로 본 발명은 여기서 도시되고 설명되는 소정 실시예로 제한되도록 의도되지 않으나, 여기서 개시된 원칙 및 신규한 특징을 충족하는 가장 넓은 범위에 부합되어야만 한다.
기존 AC(교류 전류) 인프라스트럭처로부터 일루미네이션을 위해 발광 다이오드(LED)를 파워링하는 것은 컨버터가 역률 및 입력 고조파 전류에 관한 엄격한 파워 퀄리티 기준을 만족하고, 깜빡임 없이 LED 전류를 조절하고, 기존 디머(예, 백열 또는 TRIAC 디머)로부터 동작될 때 일루미네이션을 평활하게 제어할 수 있어야만 한다는 것을 의미한다.
에너지 저장은 특히, 디밍이 AC 입력 전압이 영(zero)인 시간을 연장할 때 AC 소스로부터 깜빡임 없이 LED가 파워링되는 것을 가능하게 한다. 그러나, 에너지 저장은 또한 TRIAC 디머의 인스톨된 베이스로부터 디밍할 때 문제적이다. 일단 트리거링되면, 유입 전류는 컨버터의 에너지 저장 커패시턴스를 재충전하고 하이-Q 입력 필터가 TRIAC 홀딩 전류 아래로 공진하도록 야기할 수 있고, 이 경우에 TRIAC는 턴 오프하고 라인 주파수의 2분의 1 사이클 내에 다시 트리거링한다. 이것은 카오스 디밍 동작 및 깜빡임을 야기한다.
종래의 해법의 하나의 클래스는 고 역률을 획득하도록 AC 정류 후에 LED 전류를 조절하고 단일 스테이지 컨버터를 사용한다. 이러한 접근으로 전달되는 에너지는 AC 입력과 함께 변화한다. 그러나 큰 에너지 저장 커패시턴스가 정류된 라인 주파수 리플을 평활하게 하도록 컨버터의 출력 및 LED 부하에 걸쳐 요구된다. 스너버 네트워크는 누설 인덕턴스로 인해 필드-효과 트랜지스터(FET) 또는 그와 유사한 것과 같은, 전자 스위칭 디바이스의 피크 전압을 제한할 필요가 종종 있다.
플라이백 LED 드라이버로 알려진, 종래의 컨버터의 또 다른 유형은 에너지 저장을 최소화하는 것을 돕도록 출력 상의 정류된 AC 입력 주파수 리플을 제거한다. 그러나, 플라이백 컨버터는 맥동 (연속적이지 않은) 출력 전류 및 고 출력 커패시턴스를 가진다. 스너버 네트워크는 누설 인덕턴스로 인해 전자 스위칭 디바이스의 피크 전압을 제한할 필요가 있을 수 있다. 쿡(Cuk) 컨버터로 알려진 종래의 컨버터의 또 다른 유형은 연속적인 출력 전류를 제공하고 출력 커패시턴스를 감소시킨다. 그러나 쿡 유형 컨버터는 디밍 각 추출과 같은 오프-라인 AC 디밍 문제를 다루지 않고, TRIAC 홀딩 전류를 유지하며, 입력 필터의 링잉 에너지를 감쇠시키다. 쿡 컨버터 구성은 LED를 디밍하도록 펄스 폭 변조(PWM) 핀을 변조하는 외부 신호를 추정한다.
저비용을 얻기 위해, 파워 컨버터 토폴로지는 트랜스포머를 회피하고 단일 엔딩된 컴포넌트 및 신호 또는 공통 전압으로 레퍼런싱되는 컴포넌트 및 신호를 사용해야만 한다. 단일 엔딩된 신호 및 컴포넌트 또는 공통 전압으로 레퍼런싱되는 신호 및 컴포넌트는 레벨 시프팅 또는 아이솔레이션을 요구하는 플로팅 노드보다 덜 비싸다.
트랜스포머 대신에 인덕터를 사용하고 단일 엔딩된 또는 공통으로 레퍼런싱된 제어 신호를 사용하도록 구성되는 컨버터가 여기서 개시된다. 개시된 컨버터는 역률 및 입력 고조파 전류에 관한 엄격한 파워 퀄리티 기준을 충족하고, 최소 리플로 출력 전류를 조절하고, 디머와 함께 LED 드라이버로서 사용될 때, 기존 디머로부터 동작될 때 일루미네이션을 평활하게 제어한다. 컨버터가 오프-라인 LED 드라이버로서 사용되기에 특히 유리함에도, 컨버터는 여기서 더 설명되는 바와 같이 DC 부하의 다른 유형을 구동하도록 사용될 수 있다. 강제 기준의 예는 역률 및 수명과 연관된 에너지 스타 기준(예, Energy Star LM-80-08), IEC(International Electromagnetic Commission)6100-3-2 Class C Limits와 같은 고조파 내용 기준, CFR(Code of Federal Regulations) Title 47 Part 15 Class B Limits와 같은 전자기 간섭(EMI) 기준, UL(Underwriters Laboratories)8750 및 IEC 61347 등과 같은 안전 기준을 포함할 수 있다.
독립 제어를 갖는 신규한 캐스케이드 부스트 및 반전 벅 컨버터가 여기서 개시된다. 캐스케이드 컨버터는 정류된 AC 소스로부터 동작하고 출력 전류를 제어한다. 컨버터 제어 신호는 전자 스위칭 디바이스를 구동하기 위해 그리고 피드백 신호를 위해 공통 기준을 제공하는 공통 전압 기준을 공유한다. 부가적으로, LED 드라이버 구성을 위해, 신규한 제어 방법은 반전 벅 컨버터를 디스에이블링하고 입력 필터 상의 링잉을 억제하도록 부스트 컨버터를 사용하고 디머의 누설 및 홀딩 전류를 위한 경로를 제공함으로써 PWM 디밍 제어를 획득한다.
도 1은 일 실시예에 따라 실행되는 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터(100)의 도식화된 블록도이다. 입력 AC 전압 VAC가 브리지 정류기 BR로서 나타나는 정류기 네트워크에 제공되고, 노드(102) 및 기준 노드 REF 사이에 결합된다. 기준 노드는 포지티브, 네거티브 또는 그라운드 일 수 있는 기준 전압 레벨을 가지고 컴포넌트 및 신호를 위한 공통 전압 기준으로서 역할한다. 도시된 실시예에서, BR은 노드(102) 상에 정류된 전압 VR을 전개하도록 해당 기술분야의 통상의 기술자에 의해 이해되는 바와 같이 브리지 구성에서 네개의 다이오드를 포함한다. 노드(102)는 노드(104)에 결합되는 다른 단을 갖는 인덕터 L1의 일단에 결합된다. 노드(104)는 N-채널 금속-산화 반도체, 전계-효과 트랜지스터(MOSFET)로서 나타나는 전자 스위치 Q1의 드레인에 그리고 다이오드 D1의 애노드에 결합된다. D1의 캐소드는 노드(106)에 결합되고, 커패시터 C1의 일단에 그리고 또 다른 전자 스위치 Q2의 드레인에 더 결합되고, N-채널 MOSFET로서 역시 구성된다. C1의 다른 단은 노드(108)에 결합되고, 또 다른 다이오드 D2의 애노드에 그리고 또 다른 인덕터 L2의 일단에 더 결합된다. D2의 캐소드 및 Q1 및 Q2의 소스가 REF에 결합된다. 노드(108)는 REF(D2를 가로지르는 전압)에 관련된 전압 VD2를 전개하고, 전압 VC1은 C1을 가로질러 전개된다. 전압 VC는 노드(106) 상에 전개되고 VC1+VC2로서 결정될 수 있다. L2의 다른 단이 출력 노드(110)에 결합되고, 출력 전압 VO를 전개한다. 출력 커패시터 C2는 출력 노드(110)에 결합되는 일단 및 노드(112)에 결합되는 또 다른 단을 가진다. 감지 레지스터 R2는 노드(112)와 REF 사이에 결합되고, 노드(112)는 전류 감지 전압 VR2를 전개한다.
다른 유사한 유형(FET, MOS 디바이스 등), 바이폴라 접합 트랜지스터(BJT) 및 그와 유사한 것, 절연된-게이트 바이폴라 트랜지스터(IGBT) 및 그와 유사한 것 등과 같은 다른 유형의 스위칭 디바이스가 심사숙고됨에도, 스위치 Q1 및 Q2는 MOSFET를 사용하여 실행되는 것으로 나타난다.
부하(LD)(111)가 노드(110, 112) 사이에 결합된다. 제어기(101)가 REF에 결합되고(레퍼런싱된다), 노드(102, 106, 112)에 결합되고, 각각 Q1 및 Q2의 게이트에 게이트 드라이브 신호 G1 및 G2를 제공한다. L1을 통해 노드(102)로부터 노드(104)로 흐르는 전류가 전류 IL1으로 나타나고, L2를 통해 노드(110)로부터 노드(108)로 흐르는 전류가 전류 IL2로서 나타난다. 부하(111)를 통해 노드(112)로부터 노드(110)로 흐르는 전류가 ILD로 나타난다. 전압 VR2가 VO와 관련해 미미할 만큼 매우 낮지만 IL2의 정확한 측정을 획득할 만큼 충분히 높도록 R2의 레지스턴스는 충분히 낮다.
컨버터(100)는 반전 벅 컨버터(105)(L2, Q2, D2, C2를 포함)를 갖는 캐스케이드 구성에서 부스트 컨버터(103)(L1, Q1, D1, C1을 포함)를 포함하고, 여기서 커패시터 C1은 컨버터 사이에 결합되는 중간 커패시터이고 커패시터 C2는 출력 커패시터이다. 제어기(101)는 부스트 컨버터(103) 및 벅 컨버터(105)를 제어하고, 그러한 제어는 서로에 대하여 독립적이다. 여기서 설명된 일 실시예에서, 스위치 Q1 및 Q2 모두는 공통 클록 신호에 기반해서 동시에 턴 온되나, 각각은 독립적인 방법으로 턴 오프된다. 대안적인 구성이 클록 신호 없는 구성을 포함하여 심사숙고된다. 컨버터(100)의 토폴로지는 트랜스포머의 사용을 요구하지 않고(소망된다면 트랜스포머가 사용될 수 있음에도), 컨버터(103, 105)에 대해 그리고 제어 신호에 대해 단일 기준 연결(REF)을 가진다. 게다가, 컨버터(100)는 역률 및 입력 고조파 전류에 대해 AC 퀄리티 기준을 충족하고, 부하(111)를 통해 부하 전류 ILD를 조절한다. 부하(111)가 여기서 더 설명되는 바와 같이 일련의 LED일 때, LED 전류를 통한 부하 전류가 깜빡임 없이 조절되고, LED의 일루미네이션이 기존 디머로부터 동작될 때 평활하게 제어된다.
제어기(101)는 Q1 및 Q2의 소스에 공통으로 레퍼런싱되고 피드백 신호와 공통 기준 연결 REF를 공유한다. 공통 기준 REF는 레벨 시프터 또는 아이솔레이션 회로의 복잡함 및 비용을 회피한다. 일 실시에에서, 제어기(101)는 공통 클록 신호 CLK(도 2)에 기반해서 동시에 Q1 및 Q2 모두를 턴 온하지만, Q1의 턴-오프는 Q2가 턴 오프된 후에 발생한다. 따라서 Q1의 듀티 사이클(D1)은 Q2의 듀티 사이클(D2)보다 더 넓고, 벅과 부스트 동작을 효과적으로 감결합(decouples)한다. 또 다른 방법으로 언급할 때, 각각의 부스트 펄스는 여기서 더 설명된 바와 같이, 대응하는 벅 펄스보다 더 넓다.
도 2는 예시적인 실시예에 따라 실행되는 제어기(101)의 단순화된 블록도이다. VC1 센서(201)는 전압 VC1을 감지하기 위해 노드(106)에 결합되고, 부스트 제어기(203)에 감지 인디케이션 VC1S를 제공한다. 대안적인 구성이 심사숙고됨에도, 부스트 제어기(203)는 일정한 온-타임(TON) 발생기로서 구성될 수 있다. 부스트 제어기(203)는 CLK 신호를 수신하고 게이트 드라이버(205)를 통한 게이트 신호 G1을 통해 Q1을 제어하기 위한 출력을 가진다. IL2 전류 센서(207)는 벅 제어기(209)로 감지 인디케이션 IL2S를 제공하도록 전압 VR2를 감지하도록 노드(112)에 결합된다. 대안적인 구성이 심사숙고됨에도, 벅 제어기(209)는 피크 전류 제어기로서 구성될 수 있다. 감지 레지스터 R2를 통해 흐르는 동일한 전류 역시 전류 IL2로서 L2를 통해 흐르고, 그래서 VR2의 전압은 IL2의 전류 레벨을 나타낸다. 벅 제어기(209)는 CLK를 수신하고 게이트 드라이버(211)를 통한 게이트 신호 G2를 통해 Q2를 제어하기 위한 출력을 가진다. 위상 각 센서(213)가 디밍 동작에 부합해서 VR 및 대응하는 위상 각을 감지하기 위해 노드(102)에 결합되고, 디밍 제어기(215)에 위상 감지 인디케이션 PHS를 제공한다. 디밍 제어기(215)는 벅 제어기(209)로의 억제 신호 INH를 어서팅한다. 클록 회로(217)는 클록 신호 CLK를 제어기(203, 209)에 제공한다. 클록 회로(217)는 분리 또는 외부 타이밍 소스로부터 CLK를 발생시키거나 또는 CLK를 전달하거나 전개시킨다.
노드(106)가 전압 VC를 전개함에도, 일 실시예에서, VC가 REF와 관련된 VC1과 동일하도록 VD2가 낮을 때 VC1 센서(201)는 선택된 시간에서 VC를 샘플링한다. 샘플링된 값은 VCS1로서 홀딩된다. 일 실시예에서, VC1 센서(201)는 Q1 및 Q2 모두가 오프일 때(G1 및 G2 모두가 낮을 때) 노드(106)의 전압 VC를 주기적으로 샘플링하고 다이오드 D2가 "온"일 때 VC1S를 전개하도록 예를 들어, D2는 다이오드 전압 강하와만 순방향 바이어스된다. 일 실시예에서, 예를 들어, VC1S는 CLK의 각각의 사이클 후에 업데이트되는(또는 CLK 사이클의 임의 수 후에 주기적으로 업데이트되는) 샘플링된 전압 값이다. 이 조건 하에서 D2가 온일 때, 노드(106)가 REF와 관련된 전압 VC1을 정확하게 반영하도록 D2를 가로지르는 전압은 VC1과 관련해서 미미하다.
일 실시예에서, 부스트 제어기(203)는 다수의 CLK의 사이클에 걸쳐 일정하고, 미리결정된 타겟 전압 레벨로 VC1을 느슨하게 조절하고 미리결정된 타겟 전압 범위 내에서 VC1을 유지하도록 주기적으로 업데이트되는 온-타임 값(TON)을 갖는 온-타임 발생기로서 구성된다. 일 실시예에서, 예를 들어, 온-타임 값 TON은 VAC의 매 사이클 또는 하프-사이클마다 업데이트될 수 있다.
디머(1002)(도 10)와 같은 디머 또는 그와 유사한 것이 제공될 수 있고, 여기서 그것은 AC 전도성 각 변조된 전압 또는 "초핑된" 전압 VACMOD를 제공하도록, AC 전압 VAC를 수신하고 매 하프 사이클(즉, 180 도)마다 0과 180도 사이의 임의 "디밍 각" θDIM에서 VAC의 리딩 에지 및 트레일링 에지 중 하나 또는 모두를 선택적으로 초핑하도록 동작한다. VAC는 해당 기술분야의 통상의 기술자에 의해 이해되는 바와 같이 AC 라인 전압으로서 정상 특징 사인곡선 형상을 가질 수 있다(예, 도 4의 VAC 참조). 일 실시예에서, VAC가 VACMOD를 제공하도록 디밍 동작에 대해 초핑될 때, 각각의 하프 사이클의 리딩 에지는 디밍 각 θDIM까지 초핑되거나 제로화되고 그런 후에 하프 사이클의 기간 동안 정상 형상을 유지한다(도 5의 VACMOD를 참조). 위상 각 센서(213)가 VAC에 적용되는 위상 또는 디밍 각을 검출하고 따라서 PHS를 전개하도록 구성된다. 예를 들어, 위상 각 센서(213)는 카운터 또는 그와 유사한 것 또는 디밍 각 θDIM을 감지하고 PHS를 제공하기 위한 임의 다른 적합한 디지털 기법으로 실행될 수 있다.
디밍 제어기(215)는 검출된 디밍 각에 기반해서 디밍의 상대적 양을 반영하도록 PHS를 수신하고 INH 신호를 전개한다. 일 실시예에서, 주기적 디밍 신호가 디밍 각에 기반해서 듀티 사이클을 갖는 선택된 디밍 주파수에서 발생된다. 일 실시예에서, 듀티 사이클은 풀 디밍과 대응하는 최대 값까지 디밍 없이 매우 낮거나 영이다. 디밍 듀티 사이클은 검출된 디밍 각과 연관된 상대적 백분율로서 나타낼 수 있다. 예로서, VACMOD가 0에서 90도까지 그리고 다시 180에서 270도까지 영이도록 VAC가 50%에 의해 클립핑된다면, 그때 위상 각은 90도이고 디밍 신호의 듀티 사이클은 50%이다. INH 신호가 디밍 신호의 듀티 사이클에 기반해서 어서팅된다.
예로서, PHS는 VACMOD가 영일 때 낮게 그리고 VACMOD가 논-제로일 때 높게 어서팅될 수 있고, 그래서 PHS는 디밍 각과 연관된 듀티 사이클을 갖는 두배의 VAC의 주파수를 가진다. 디밍 제어기(215)는 PHS를 선택된 디밍 주파수에서 스퀘어-웨이브 형상을 갖고 PHS의 듀티 사이클에 기반해서 듀티 사이클을 갖는 INH로 변환하고, 그래서 INH의 듀티 사이클 역시 디밍 각에 기반한다. PHS 및/또는 INH의 반전된 버전 역시 심사숙고된다.
CLK의 주파수는 VAC의 주파수보다 일반적으로 더 높다. 일 실시예에서, 예를 들어, VAC는 50-500 헤르츠(Hz) 또는 그와 유사한 것(50Hz, 60Hz, 400Hz, 등)의 AC 라인 주파수와 같이 상대적으로 낮은 주파수이다. CLK의 주파수는 소정 실행에 의존해서 수 킬로-헤르츠(kHz) 또는 수십 kHz(예, 100 kHz 이상까지와 같음)일 수 있다. 디밍 주파수는 VAC 및 CLK와 관련된 중간 주파수이고, 깜빡임을 회피하도록 낮은 단 상에 그리고 부하 전류 ILD의 충분한 레벨을 보장하도록 CLK의 스위칭 주파수에 의해 높은 단 상에 효과적으로 바운딩된다. 예로서, 디밍 신호의 주파수는, ILD의 적합한 레벨이 전개되도록 Q2의 스위칭의 사이클의 충분한 수를 보장하도록 CLK의 주파수보다 더 적거나 10분의 1이다.
도 3은 일 실시예에서 따라서 도 2에서 도시되는 제어기(101)를 사용하여 CLK의 각각의 사이클 동안 컨버터(100)의 예시적인 파형을 나타내는 타이밍도이고 여기서 부스트 컨버터(203)는 일정한 온-타임 발생기로서 구성되고 벅 제어기(209)는 피크 전류 제어기로서 구성된다. 나타나는 바와 같이, 신호 CLK, G1, G2, IL1, VD2, IL2, 및 ILD 대 시간이 도시된다. 임의 듀티 사이클이 심사숙고됨에도 CLK의 듀티 사이클이 50% 가까이 나타난다. G1 및 G2는 각각 스위치 Q1 및 Q2를 턴 온 및 오프하는 것을 나타내며 하이 및 로우로 토글링한다. IL2 및 ILD는 다이어그램의 하부 단부에서 함께 중첩된다. Q1은 일정한 온-타임 제어와 함께 동작하고(여기서 TON은 앞서 설명된 바와 같이 적합한 전압 범위 내에서 VC1을 유지하도록 주기적으로 조절되고) Q2는 피크 전류 제어와 함께 동작한다. CLK는 CLK의 각각의 사이클에 대해 동시에 Q1 및 Q2 모두의 턴 온을 개시한다. 도 3에서 도시되는 바와 같이, G1 및 G2 모두는 시간 t1에서 Q1 및 Q2 모두를 턴 온하는 고잉 하이하는 CLK에 응답해서 시간 t1에서 고잉 하이한다. 전류 IL1은 입력 전압 VR에 비례하는 비율로 시간 t1에서 시작해서 영에서부터 증가한다. C1을 가로지르는 전압 VC1은 다이오드 D2를 역방향 바이어스하고 전류 IL2를 증가시키도록 출력 필터(L2 및 C2)를 가로질러 임프레싱된다. IL2는 시간 t2에서 미리결정된 피크 전류 레벨 IPK에 도달하고 제어기(101)의 벅 제어기(209)는 G2를 로우로 풀링함으로써 Q2를 턴 오프한다. 다이오드 D2는 순방향 바이어스하고 IL2는 시간 t2 후에 출력 전압 VO에 비례하는 비율로 감소한다. 시간 t1으로부터 시간 주기 TON의 기간 후에, 제어기(101)의 부스트 제어기(203)는 에너지를 L1으로부터 C1으로 전달하도록 시간 t3에서 Q1을 턴 오프하도록 G1을 로우로 어서팅한다. 시간 t3로부터, IL1은 선형으로 감소하고 시간 t4에서 영에 도달한다. G1 및 G2가 Q1 및 Q2를 턴 온하도록 하이로 다음에 어서팅될 때 동작은 뒤이은 시간 t5에서 시작하는 다음 사이클과 같은 CLK의 각각의 사이클에 대해 반복된다.
도 4는 디밍 없이 VAC의 하나의 주기에 걸쳐 예시적인 동작 파형을 나타내는 타이밍도이다. 나타난 바와 같이, VAC의 풀 사이클에 대해 신호 VAC, IL1, G1, VC1, IL2, ILD 및 G2 대 시간이 도시된다. VAC 및 IL1이 정상화되고 중첩되며, IL2 및 ILD가 다시 중첩된다. 도시되는 구성에서, 부스트 컨버터(103)가 "일정한" 온-타임(주기적으로 조절됨)을 갖는 연속적인 전류 모드에서 동작된다. 인덕터 L1에서의 피크 전류는 정류된 AC 전압 VR의 엔빌로프를 뒤따른다. 결과 역률 및 라인 전류 고조파 내용은 강제적인 요구사항을 충족한다. 부스트 컨버터(103)에 의해 전달된 에너지는 전압 VC1의 변화에 의해 나타나는 바와 같이 정류된 AC 전압 VR의 함수로서 변화한다. 제어기(101)는 VC1의 어플리케이션에 응답해서 벅 컨버터(105)의 듀티 사이클을 조절하고 따라서 부하 전류 ILD를 집합적으로 조절한다. 일 실시예에서, IL2의 피크 전류 레벨(IPK)은 미리결정되고 일정해서, G2의 듀티 사이클(그리고 따라서 Q2)은 VC1의 변화와 함께 변화한다. 이것은 라인 주파수 깜빡임 및 에너지 저장을 최소화한다.
출력 커패시턴스 C2는 스위칭 주파수 리플을 위해 크기조절되고 종래의 단일-스테이지 플라이백 컨버터의 출력 커패시터보다 더 낮은 크기의 여러 오더이다. 더 구체적인 실시예에서, 예를 들어, 커패시터 C2는 6 와트(W) 컨버터(예, 18 볼트(V), 350 밀리암페어(mA) 컨버터)에 대해 단지 2.2 마이크로패럿(μF)인 반면에, 종래의 구성을 따르는 대응하는 6W 단일-스테이지 플라이백 컨버터를 위한 출력 커패시터는 20μF의 오더 상에 있다.
도 5는 디밍과 함께인 점을 제외하고, 도 4의 타이밍도와 유사한, VAC의 하나의 주기에 걸친 예시적인 동작 파형을 나타내는 타이밍도이다. 나타난 바와 같이, VAC의 풀 사이클에 대해 신호 VACMOD, IL1, G1, VC1, IL2, ILD 및 G2 대 시간이 도시된다. VACMOD 및 IL1은 정상화되고 중첩되며, IL2 및 ILD가 다시 중첩된다. VACMOD는 위상 또는 디밍 각 θDIM에 기반해서 AC 주기에 걸친 시간의 백분율에 대해 영이다. 도시된 실시예에서, VACMOD는 AC 주기의 37%의 디밍 각 θDIM(예, 각각의 하프 사이클에 대해 67도)에 대해 영이다. 제어기(101)의 위상 각 센서(213)는 AC 디밍 각을 측정하고 PHS를 제공하고, 디밍 제어기(215)는 측정된 위상 각에 기반해서 Q2의 사이클을 스킵핑하도록 벅 컨버터(105)를 억제하도록 억제 신호 INH를 대응해서 어서팅한다. 평균 부하 전류 ILD는 디밍 각 θDIM에 비례한다. 부하로서 LED를 구동할 때, LED의 대응하는 광 강도는 디밍 각 θDIM에 비례한다.
Q1은 AC 하프 사이클에 걸쳐 일정한 온-타임과 함께 연속적으로 게이팅되나, 앞서 설명된 바와 같이 VC1을 조절하도록 주기적으로 조절된다. AC 입력의 일부를 블록킹하는 디머와 함께임에도, Q1은 입력 필터 상의 링잉을 억제하도록 돕고 디머의 누설을 위한 경로를 제공하는 제어된 입력 임피던스를 제공하도록 연속적으로 게이팅된다. 디머가 컨덕팅할 때, 부스트 컨버터(103)는 디머의 홀딩 전류를 제공하고 C1 상에 전압 VC1을 보충한다.
부스트 컨버터(103)에 의해 VAC로부터 전달된 에너지(또는 VACMOD)는 AC 입력과 함께 변화한다. 결과적으로, 정류된 주파수에서 상당한 전압 리플이 커패시터 C1 상에 발견된다. 벅 컨버터(105)는 C1 상의 큰 전압 리플을 견뎌내고 부하(111)(LED가 부하(111)일 때, LED의 깜빡임을 야기함)에 걸쳐 리플을 최소화하도록 피크 L2 전류를 조절하도록 듀티 사이클을 조절한다. 이것은 C1의 커패시턴스 값이 감소되거나 최소화되고 비-전해 유전체가 긴 수명 동안 선택되는 것을 허용한다. 디머가 제일 먼저 트리거링할 때, 커패시턴스를 최소화하는 것 역시 유입 전류를 감소시킨다.
하나 이상의 소정 실시예에서, 컨버터(100)의 커패시터 C1은 종래의 컨버터에서의 대응하는 커패시커의 10분의 1 크기에 불과하다. 예시적인 구성에서, 커패시터는 종래의 컨버터를 위한 4.7μF과 비교될 때 본 발명의 일 실시에 따른 컨버터에 대해 0.5μF에 불과하다.
부스트 컨버터(103) 및 벅 컨버터(105)는 디밍 동안 독립적으로 동작한다. 부하 전류 ILD는 벅 컨버터(105)를 주기적으로 억제함으로써 펄스 폭 변조된다(PWM 디밍). C2의 작은 출력 커패시턴스는 ILD가 영과 조절된 전류 사이에서 급속하게 슬루하고(slews), 부하(111)와 직렬인 추가적인 FET에 대한 필요를 회피하는 것을 보장한다.
도 6-9는 컨버터(100)를 사용하여 다양한 전자 디바이스를 도시한다. 도 6에 나타나는 바와 같이, 컨버터(100)는 VAC를 수신하고 부하(111)와 같은 DC 부하(603)의 임의 유형을 구동한다. 도 7에 나타나는 바와 같이, 컨버터(100)는 VAC를 수신하고 부하(111)와 같은 하나 이상의 재충전가능한 배터리를 포함하는 배터리 또는 배터리 뱅크(701)를 충전한다. 도 8에 나타나는 바와 같이, 컨버터(100)는 VAC를 수신하고 부하(111)와 같은 하나 이상의 발광 다이오드(LED)(801)에 전류를 제공한다. 도 9에 나타나는 바와 같이, 컨버터(100)는 VAC를 수신하고 전자 모터(903) 또는 그와 유사한 것에 대해 마그네틱 필드를 발생시키도록 부하(111)로서 코일(901) 또는 그와 유사한 것에 전류를 제공한다.
도 10은 하나 이상의 LED(801)에 전류를 제공하도록 컨버터(100) 및 종래의디머(1002)를 포함하는 도 8에서 나타난 바와 유사한 방법으로 구성되는 전자 디바이스(1000)의 블록도이다. 이 경우에, 디머(1002)는 VAC(예, AC 라인 전압)를 수신하고 AC 전도성 각 변조된 전압 또는 "초핑된" 전압 VACMOD를 제공하고, 그것은 컨버터(100)의 입력에 제공된다. 일 실시예에서, 디머(1002)는 VACMOD를 제공하도록, 매 하프 사이클(즉, 180 도)에 대해 0과 180도 사이의 임의 위상 각에서, (1001)에서 묘사되는, VAC의 리딩 에지 및 트레일링 에지 중 하나 또는 모두를 선택적으로 초핑하도록 동작한다. VACMOD의 예시적인 형태가 (1003)에 묘사되고, 여기서 리딩 에지가 VAC의 매 하프 사이클 동안 초핑된다. 일 실시예에서, 디머(1002)는 미리결정된 위상 각까지 영에 가까운 VAC 파형을 지연시키도록 TRIAC(미도시) 또는 그와 유사한 것을 사용한다. 디머 위상 각이 더 클수록, VAC는 VACMOD의 전압을 감소시키도록 더 초핑되거나 또는 제로화된다. 일단 위상 각이 매 하프 사이클에 도달되면, VAC는 라인 전압으로 스텝 업하고(예, TRIAC가 컨덕팅한다) VAC의 남은 부분이 컨버터(100)로 출력된다.
컨버터(100)는 전자 디바이스(1000)를 위한 종래의 라인 디머 회로와 비교될 때 디밍 동작을 위한 이점을 제공한다. 컨버터(100)는 LED 전류를 조절한다. 이 경우에, 평균 LED 전류 및 대응하는 양의 광 출력은 디머 위상 각에 비례한다. 종래의 LED 디머는 디밍 위상 각을 유도하기 위해 복잡한 제어를 사용하고 그런 후에 위상 각에 비례해서 평균 LED 전류를 조절한다. 컨버터(100)는 복잡한 제어를 사용하지 않고 위상 각에 비례해서 평균 LED 전류를 자동으로 조절한다.
펄스 폭 변조(PWM) 또는 펼스 주파수 변조(PFM)의 다른 유형을 포함하는 대안적인 제어 방법이 제어기(203, 209)에 의해 제어되는 바와 같이, 부스트 컨버터(103) 및 반전 벅 컨버터(105) 모두에 대해 심사숙고된다. 예를 들어, 부스트 컨버터(103)는 임계 전류 모드에서 동작할 수 있고, 스위치 Q1은 인덕터 전류 IL1이 영에 도달할 때 턴 온되고 고정된 온-타임 후에 또는 에러 신호에 응답해서 피크 전류에서 턴 오프된다. 도 3에서 나타나는 바와 같이, 예를 들어, 클록 신호에 기반해서 턴 온하기 보다는, G1은 IL1이 영에 도달하자마자 Q1을 턴 온하도록 고잉 하이한다. 이 경우에, 결과 스위칭 주파수는 입력 전압과 함께 변화하고 클록 신호에 기반하지 않는다. 반전 벅 컨버터(105)는 평균 전류 모드 제어를 사용하여 동작할 수 있고, 평균 부하 전류는 기준 레벨에 기반해서 조절된다. 이 경우에, 벅 제어기(209)는 에러에 응답해서 벅 펄스 폭(예, Q2에 제공된 G2)을 조절하고 턴 온 또는 턴 오프 에지를 구체화하지 않는다.
사용된 제어 방법 중 어느 하나에서, 각각의 부스트 펄스 폭은 감결합된 벅 및 부스트 동작에 대한 독립적인 제어에 기반해서 대응하는 벅 펄스 폭보다 더 넓다. 그러나 캐스케이드 구성 때문에, 각각의 부스트 펄스는 스위치 Q1 또는 Q2 중 어느 하나의 턴 온에 의해 개시된다는 점이 언급된다. 도 11 및 12는 각각 스위치 Q1 및 Q2의 턴 온 및 턴 오프와 연관된 게이트 드라이브 신호 G1 및 G2 사이의 관계, 및 각각 부스트 및 벅 동작을 제어하도록 사용된 부스트(BOOST) 및 벅(BUCK) 펄스를 도시하는 타이밍도이다. 각각의 타이밍도에서, 신호 G1 및 G2가 시간 대 BOOST 펄스 및 대응하는 BUCK 펄스와 함께 도시된다. 도 11에서 나타나는 바와 같이, G2가 각각의 사이클에서 또는 임의 주어진 사이클에서 G1 이전에 어서팅될 수 있다. 스위치 Q1 또는 Q2 중 어느 하나가 인덕터 L1을 통해 전류 IL1을 개시하기 때문에, 스위치 Q1 또는 Q2 중 어느 하나가 턴 온 될 때 각각의 BOOST 펄스가 시작한다. Q1이 턴 오프될 때 각각의 BOOST 펄스가 종료된다. 각각의 BUCK 펄스는 Q2가 턴 온 될 때 시작되고, Q2가 턴 오프 될 때 종료된다.
도 11에서, 시간 t1에서 상승하는 G2는 각각 화살표(1101, 1103)에 의해 도시되는 바와 같이 BOOST 및 BUCK 펄스 모두를 개시한다. G1의 상승 에지는 G2가 여전히 높은 동안 시간 t2 이후에서 발생한다. 시간 t3에서 G2의 뒤이은 하강 에지가 화살표(1105)에 의해 도시되는 바와 같이 BUCK 펄스를 종료시킨다. 시간 t4에서 G1의 뒤이은 하강 에지는 화살표(1107)에 의해 도시되는 바와 같이 BOOST 펄스를 종료시킨다.
도 12에서, 시간 t1에서 상승하는 G1은 화살표(1201)에 의해 도시되는 바와 같이 BOOST 펄스를 개시한다. G2의 상승 에지가 시간 t2 이후에서 발생하고 화살표(1203)에 의해 도시되는 바와 같이 BUCK 펄스를 개시한다. 시간 t3에서 G2의 뒤이은 하강 에지는 화살표(1205)에 의해 도시되는 바와 같이 BUCK 펄스를 종료시킨다. 시간 t4에서 G1의 뒤이은 하강 에지는 화살표(1207)에 의해 도시되는 바와 같이 BOOST 펄스를 종료시킨다.
트랜스포머 대신에 인덕터를 사용하고, 전해 커패시터를 요구하지 않으며, 피드백 및 제어 신호가 공통 전압 기준(그라운드 또는 임의 다른 적합한 포지티브 또는 네거티브 기준 전압과 같음)을 공유하도록 구성된, 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터가 여기서 개시된다. 드라이버 컨버터는 최소 리플(또는 깜빡임)을 갖는 일정한 부하 전류를 제공하고 저 고조파 내용을 갖는 고 역률을 제공한다. 기존 디머와 함께 동작하고, 디밍 각에 응답해서 부하 전류를 펄스 폭 변조하고, 부하와 직렬인 추가 스위칭 트랜지스터를 요구하지 않는, 제어 방법 역시 개시된다.
일 실시예에 따른 컨버터는 최소 리플을 갖는 상대적으로 일정한 부하 전류를 제공하고, AC 파워 퀄리티 기준을 충족하며, 종래의 구성보다 더 저비용에서 기존 디머와 함께 동작한다. 일 실시예에 따른 컨버터는 트랜스포머 대신에 인덕터를 사용하고, 모든 피드백 및 제어 신호가 공통 전압 기준을 공유하도록 구성된다. 일 실시예에 따른 컨버터 및 대응하는 제어 방법은 LED 일루미네이션을 평활하게 제어하도록 기존 디머와 함께 동작하고, LED와 직렬인 추가 스위치를 요구하지 않는다. 개시된 컨버터의 트랜지스터는 종래의 플라이백 구성에 적용되는 스트레스와 비교될 때 더 낮은 피크 전압 스트레스를 가진다. 스너버 회로가 렌더링될 필요가 없다.
본 발명이 특정 바람직한 버전에 관한 참조와 함께 상당히 구체적으로 설명됨에도, 다른 버전 및 변형이 가능하고 심사숙고된다. 해당 기술분야의 당업자는 그들이 다음의 청구항(들)에 의해 정의되는 바와 같은 본 발명의 사상 및 범위에서 벗어남 없이 본 발명의 동일한 목적을 제공하도록 다른 구조를 설계하거나 수정하기 위한 토대로서 개시된 개념 및 소정 실시예를 용이하게 사용할 수 있다는 점을 인정해야만 한다.
100: 컨버터
101: 제어기
111: 부하
201: VC1 센서
203: 부스트 제어기
207: IL2 센서
209: 벅 제어기
213: 위상 각 센서
215: 디밍 제어기
217: 클록 회로
603: DC 부하
1002: 디머

Claims (22)

  1. 컨버터 시스템으로서,
    정류된 AC 전압을 DC 출력 전류로 변환하기 위한 캐스케이드 부스트 컨버터 와 반전 벅 컨버터; 및
    공통 전압으로 레퍼런싱된 입력 및 출력 제어 신호를 갖는 제어기를 포함하고, 상기 제어기는 상기 부스트 컨버터의 동작으로부터 상기 반전 벅 컨버터의 동작을 분리하기 위하여 독립적인 방법으로 상기 부스트 컨버터의 스위칭 및 상기 반전 벅 컨버터의 스위칭을 제어하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 부스트 펄스 신호 상의 복수의 부스트 펄스에 의해 상기 부스트 컨버터를 제어하도록 구성되고, 상기 제어기는 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 벅 펄스 신호 상의 복수의 벅 펄스에 의해 상기 반전 벅 컨버터를 제어하도록 구성되며, 상기 복수의 부스트 펄스의 각각은 상기 복수의 벅 펄스 중 대응하는 하나보다 더 넓은 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터는 제 1 스위치를 포함하고, 상기 반전 벅 컨버터는 제 2 스위치를 포함하며, 상기 제어기는 상기 제 1 및 제 2 스위치 중 어느 하나를 턴 온함으로써 상기 복수의 부스트 펄스의 각각을 개시하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  4. 제 1항에 있어서,
    상기 제어기는 일정한 온-타임 제어에 기반해서 상기 부스트 컨버터를 제어하고 피크 전류 제어에 기반해서 상기 반전 벅 컨버터를 제어하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 제어기는 고정된 시간 주기를 사용하여 일정한 온-타임 제어에 기반해서 상기 부스트 컨버터를 제어하도록 구성되고;
    상기 부스트 컨버터는 상기 반전 벅 컨버터의 입력에 결합되는 커패시터에 결합되는 출력을 가지며;
    상기 제어기는 상기 커패시터를 가로지르는 전압을 결정하고 캐패시터의 전압을 나타내고 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 감지 신호를 제공하도록 구성되는 전압 센서를 포함하고;
    상기 제어기는 상기 감지 신호에 기반해서 고정된 시간 주기를 주기적으로 조절하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 정류된 AC 전압은 AC 전도성인 각도 변조된 전압을 포함하고;
    상기 제어기는 디밍 주파수의 각각의 사이클의 일부 동안 상기 반전 벅 컨버터의 스위칭을 억제하고, 상기 각각의 사이클의 일부는 상기 AC 전도성인 각도 변조된 전압의 위상 각에 기반하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터는:
    상기 정류된 AC 전압을 수신하는 제 1 단부와 제 2 단부를 갖는 제 1 인덕터;
    상기 인덕터의 상기 제 2 단부에 결합되는 제 1 전류 단자를 갖고, 상기 공통 전압에 결합되는 제 2 전류 단자를 가지며, 상기 제어기로부터 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 제 1 제어 신호를 수신하는 제어 단자를 갖는 제 1 스위치;
    상기 인덕터의 상기 제 2 단부에 결합되는 애노드와 캐소드를 갖는 제 1 다이오드; 및
    상기 제 1 다이오드의 상기 캐소드에 결합되는 제 1 단부와 제 2 단부를 갖는 제 1 커패시터를 포함하고,
    상기 반전 벅 컨버터는:
    상기 제 1 다이오드의 상기 캐소드에 결합되는 제 1 전류 단자를 갖고, 상기 공통 전압에 결합되는 제 2 전류 단자를 가지며, 상기 제어기로부터 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 제 2 제어 신호를 수신하는 제어 단자를 갖는 제 2 스위치;
    상기 제 1 커패시터의 상기 제 2 단부에 결합되는 애노드를 갖고 상기 공통 전압에 결합되는 캐소드를 갖는 제 2 다이오드;
    상기 제 1 커패시터의 상기 제 2 단부에 결합되는 제 1 단부를 갖고 출력 노드에 결합되는 제 2 단부를 갖는 제 2 인덕터; 및
    상기 출력 노드와 상기 공통 전압 사이에 결합되는 제 2 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 제어기는:
    클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 상기 제 1 스위치를 턴 온하고 상기 클록 신호의 각각의 사이클 동안 미리 결정된 시간 주기 이후에 상기 제 1 스위치를 턴 오프하도록 상기 제 1 제어 신호를 제어하는 일정한 온-타임 발생기;
    상기 제 2 인덕터를 통해 전류를 감지하는 전류 센서; 및
    상기 클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 상기 제 2 스위치를 턴 온하고 상기 제 2 인덕터를 통한 전류가 피크 값에 도달할 때 상기 클록 신호의 각각의 사이클 동안 상기 제 2 스위치를 턴 오프 하도록 상기 제 2 제어 신호를 제어하는 피크 전류 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 정류된 AC 전압은 AC 전도성인 각도 변조된 전압을 포함하고, 상기 제어기는:
    상기 AC 전도성인 각도 변조된 전압의 위상 각을 감지하고 그것을 나타내는 위상 신호를 제공하는 위상 각 센서;
    디밍 주파수에서 그리고 상기 위상 신호에 기반한 듀티 사이클로 제 1 및 제 2 레벨 사이에서 토글링하는 억제 신호를 발생시키는 디밍 제어기를 더 포함하고,
    상기 피크 전류 제어기는 상기 억제 신호가 상기 제 1 레벨에 있는 동안 상기 제 2 스위치의 스위칭을 억제하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  10. 제 1항에 있어서,
    상기 반전 벅 컨버터의 출력에 결합되고 상기 DC 출력 전류를 수신하는 DC 부하를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 DC 부하는 적어도 하나의 발광 다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 컨버터 시스템.
  12. 정류된 AC 전압을 DC출력 전류로 변환하기 위한 캐스케이드 부스트 컨버터 와 반전 벅 컨버터를 제어하기 위한 제어기로서,
    상기 부스트 컨버터의 스위칭을 제어하도록 공통 전압으로 레퍼런싱된 적어도 하나의 제 1 제어 신호를 제공하도록 구성되는 부스트 제어기; 및
    상기 부스트 컨버터의 동작으로부터 상기 반전 벅 컨버터의 동작을 분리하도록 독립적인 방법으로 상기 반전 벅 컨버터의 스위칭을 제어하기 위하여 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 적어도 하나의 제 2 제어 신호를 제공하도록 구성되는 벅 제어기를 포함하는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터와 반전 벅 컨버터 제어용 제어기.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 부스트 제어기는 제 1 제어 신호 상에 복수의 부스트 펄스를 발생시키도록 구성되고;
    상기 벅 제어기는 제 2 제어 신호 상에 대응하는 복수의 벅 펄스를 발생시키도록 구성되며;
    상기 복수의 부스트 펄스의 각각은 상기 복수의 벅 펄스 중 대응하는 하나보다 더 넓은 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터와 반전 벅 컨버터 제어용 제어기.
  14. 제 12항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터는 제 1 스위치를 포함하고 상기 반전 벅 컨버터는 제 2 스위치를 포함하며, 상기 제어기는:
    클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 상기 제 1 스위치를 턴 온 하고 상기 클록 신호의 각각의 사이클 동안 미리 결정된 시간 주기 이후에 상기 제 1 스위치를 턴 오프 하기 위한 일정한 온-타임 발생기;
    상기 벅 컨버터를 통해 전류를 감지하고 전류를 나타내고 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 전류 감지 신호를 제공하기 위한 전류 감지 입력; 및
    상기 클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 상기 제 2 스위치를 턴 온 하고 상기 전류 감지 신호가 피크 전류 레벨을 나타낼 때 상기 제 2 스위치를 턴 오프 하기 위한 피크 전류 제어기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터와 반전 벅 컨버터 제어용 제어기.
  15. 제 14항에 있어서,
    커패시터는 상기 부스트 컨버터와 상기 반전 벅 컨버터 사이에 결합되고, 상기 제어기는:
    상기 커패시터를 가로지르는 전압을 감지하고 캐패시터 전압을 나타내는 전압 감지 신호를 제공하도록 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 전압 감지 입력을 더 포함하고,
    상기 일정한 온-타임 발생기는 상기 전압 감지 신호에 기반해서 미리 결정된 시간 주기를 조절하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터와 반전 벅 컨버터 제어용 제어기.
  16. 제 12항에 있어서,
    상기 정류된 AC 전압은 AC 전도성인 각도 변조된 전압을 포함하고, 상기 제어기는:
    상기 AC 전도성인 각도 변조된 전압의 위상 각을 감지하고 위상각을 나타내는 위상 신호를 제공하는 위상 각 센서;
    디밍 주파수에서 그리고 상기 위상 신호에 기반한 듀티 사이클로 제 1 및 제 2 레벨 사이에서 토글링하는 억제 신호를 발생시키는 디밍 제어기를 더 포함하고,
    상기 벅 제어기는 상기 억제 신호가 상기 제 1 레벨에 있는 동안 상기 반전 벅 컨버터의 스위칭을 억제하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터와 반전 벅 컨버터 제어용 제어기.
  17. 정류된 AC 전압을 DC 출력 전류로 변환하도록 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터를 제어하기 위한 방법으로서,
    상기 부스트 컨버터의 스위칭을 제어하도록 공통 전압으로 레퍼런싱된 부스트 펄스 신호 상에 복수의 부스트 펄스를 발생시키는 단계; 및
    상기 부스트 컨버터의 동작으로부터 상기 반전 벅 컨버터의 동작을 분리하도록 독립적인 방법으로 상기 반전 벅 컨버터의 스위칭을 제어하도록 상기 공통 전압으로 레퍼런싱된 벅 펄스 신호 상에 복수의 벅 펄스를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터의 제어 방법.
  18. 제 17항에 있어서,
    상기 복수의 부스트 펄스를 발생시키는 단계 및 상기 복수의 벅 펄스를 발생시키는 단계는 대응하는 벅 펄스보다 더 넓도록 각각의 부스트 펄스를 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터의 제어 방법.
  19. 제 17항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터는 제 1 스위치를 포함하고 상기 반전 벅 컨버터는 제 2 스위치를 포함하며, 상기 복수의 부스트 펄스를 발생시키는 단계는 상기 제 1 및 제 2 스위치 중 어느 하나를 턴 온하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터의 제어 방법.
  20. 제 17항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터는 제 1 스위치를 포함하고 상기 반전 벅 컨버터는 제 2 스위치를 포함하며, 상기 방법은:
    클록 신호의 각각의 사이클의 개시 시에 상기 제 1 및 제 2 스위치를 턴 온 하는 단계;
    상기 반전 벅 컨버터를 통해 전류를 모니터링하는 단계;
    상기 반전 벅 컨버터를 통한 상기 전류가 피크 레벨에 도달할 때 상기 제 2 스위치를 턴 오프하는 단계; 및
    상기 클록 신호의 각각의 사이클 동안 일정한 시간 주기 이후에 상기 제 1 스위치를 턴 오프하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터의 제어 방법.
  21. 제 20항에 있어서,
    상기 부스트 컨버터와 상기 반전 벅 컨버터 사이에 커패시터를 제공하는 단계;
    상기 커패시터를 가로지르는 전압을 모니터링하고 감지 신호를 제공하는 단계; 및
    상기 감지 신호에 기반해서 일정한 시간 주기를 주기적으로 조절하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터의 제어 방법.
  22. 제 17항에 있어서,
    상기 정류된 AC 전압은 AC 전도성인 각도 변조된 전압을 포함하고,
    상기 AC 전도성인 각도 변조된 전압의 위상 각을 감지하고 위상각을 나타내는 위상 신호를 제공하는 단계;
    디밍 주파수에서 그리고 상기 위상 신호에 기반한 듀티 사이클로 제 1 및 제 2 레벨 사이에서 토글링하는 억제 신호를 발생시키는 단계; 및
    상기 억제 신호가 상기 제 2 레벨에 있는 동안 상기 반전 벅 컨버터의 스위칭을 억제하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 캐스케이드 부스트 컨버터 및 반전 벅 컨버터의 제어 방법.
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