CN102832836B - 一种具有独立控制的级联升压和反相降压转换器 - Google Patents

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Abstract

一种包括级联升压转换器和反相降压转换器及控制器的转换器系统，用来将经整流的AC电压转换成DC输出电流。该系统使用电感器并被配置成使用共同基准电压。控制器被配置成以独立方式控制转换器的切换以使操作彼此间没有联系。例如，升压转换器的控制脉冲可比降压转换器的脉冲更宽。控制器可基于恒定导通时间控制来控制升压转换器，并基于峰值电流控制来控制反相降压转换器。经整流的AC电压可以是经AC导电角调制的电压，其中控制器可基于经AC导电角调制的电压在具有一占空比的调光频率下抑制所述反相降压转换器的切换。

Description

一种具有独立控制的级联升压和反相降压转换器
相关申请的交叉引用
本申请要求2011年6月17日提交的美国临时申请S/N61/498,126的权益，该申请的全部内容出于所有意图和目的通过引用结合于此。
附图简述
参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点，在附图中：
图1是根据一个实施例实现的级联升压和反相降压转换器的示意方框图；
图2是根据示例性实施例实现的图1的控制器的简化方框图；
图3是示出根据一个实施例使用图2所示控制器在每个CLK循环期间图1的转换器的示例性波形的时序图；
图4是示出在没有调光的AC输入电压的一个周期上的示例性操作波形的时序图；
图5是示出在具有调光的AC输入电压的一个周期上的示例性操作波形的时序图；
图6-9示出使用图1转换器的各种电子器件；
图10是以类似于图8所示方式配置的电子器件的方框图，该电子器件包括图1的转换器以及向一个或多个LED提供电流的传统调光器；以及
图11和图12分别为示出栅极驱动信号G1、G2和用来控制升压和降压操作的升压、降压脉冲之间的关系的时序图。
详细描述
参考以下描述以及附图将能更好地理解本发明的益处、特征以及优点。给出以下描述以使本领域技术人员能在特定应用及其需求的背景下实施和利用所提供的本发明。然而，优选实施例的多种修改对本领域技术人员将会是明显的，而且可将本文所限定的一般原理应用于其它实施例。因此，本发明不旨在局限于本文中示出和描述的特定实施例，而应给予与本文中披露的原理和新颖特征一致的最宽范围。
用现有AC(交流)基础设施对用于照明的发光二极管(LED)供电意味着转换器应当能满足关于功率因数和输入谐波电流的严格功率质量标准，调整LED电流而没有闪烁，并当工作在已有调光器(例如白炽或三端双向可控硅(TRIAC)调光器)时顺畅地控制照明。
能量存储允许从AC源对LED无闪烁地供电，尤其是当调光延长了AC输入电压为零的时间时。然而，当从三端双向可控硅调光器的安装底座调光时，能量存储也是有问题的。一旦触发，涌入电流对转换器的能量存储电容重新充电并能造成高Q输入滤波器在三端双向可控硅保持电流以下谐振，在这种情形下三端双向可控硅截止并在线路频率的二分之一循环内再触发。这造成混乱调光操作和闪烁。
一种类型的传统解决方案调节LED电流并在AC整流后使用单级转换器以获取高功率因数。用这种方法传递的能量随着AC输入而变化。然而，在转换器的输出和LED负载两侧需要大型能量存储电容以使经整流的线路频率波纹变得平滑。由于漏电感，经常需要缓冲器网络来限制诸如场效应管(FET)等电子开关器件的峰值电压。
另一类型的传统转换器，已知为回扫LED驱动器，消除了输出上的经整流AC输入频率波纹以帮助最小化能量存储。然而，回扫转换器具有脉动的(非连续的)输出电流和高输出电容。由于漏电感，可能需要缓冲器网络来限制电子开关器件的峰值电压。另一类型的传统转换器，已知为Cuk转换器，提供了连续输出电流并减小了输出电容。然而，Cuk型转换器不解决离线AC调光问题，例如调光角提取、维持三端双向可控硅保持电流以及衰减输入滤波器的减幅振荡能量。Cuk转换器配置采用外部信号，该外部信号对脉宽调制(PWM)引脚作调制以对LED调光。
为了获得低成本，功率转换器拓朴应当避免使用变压器而采用单端组件和信号或以共同电压为基准的组件和信号。单端信号和组件或以共同电压为基准的信号和组件比需要电平平移或隔离的浮置节点更为廉价。
本文描述的是使用电感器而不是变压器并配置成使用单端或共同基准的控制信号的转换器。所披露的转换器满足关于功率因数和输入谐波电流的严格功率质量标准，以最小波纹调节输出电流，并当用作具有调光器的LED驱动器时，当配合已有调光器工作时，平滑地控制照度。尽管转换器尤为有利于用作离线LED驱动器，然而转换器可用来驱动其它类型DC负载，如本文中进一步描述的那样。规章标准的示例可包括与功率因数和使用寿命关联的能源之星标准(例如能源之星LM-80-08)、例如IEC(国际电子科技委员会)6100-3-2类C限令的谐波含量标准、例如CFR(联邦规章条例(CFR))标题47部15类B限令的电磁干扰(EMI)标准，例如UL(保险商实验室)8750和IEC61347等安全标准。
本文描述了一种具有独立控制的新颖级联升压和反相降压转换器。级联转换器利益经整流的AC源工作并控制输出电流。转换器控制信号分享共同电压基准，该共同电压基准为反馈信号和驱动电子开关器件提供共同的基准。另外，对于LED驱动器配置，新颖的控制方法通过禁用反相降压转换器而使用升压转换器以抑制输入滤波器上的减幅振荡并为调光器的漏电流和保持电流提供一路径来实现PWM调光控制。
图1是根据一个实施例实现的级联升压转换器和反相降压转换器100的示意方框图。将一输入AC电压VAC提供给图示为桥式整流器BR的整流器网络，该整流器网络耦合在节点102和基准节点REF之间。基准节点具有基准电压电平，该基准电压电平可以是正的、负的或接地的并充当组件和信号的共同电压基准。在图示实施例中，BR如本领域内技术人员已知地包括电桥配置中的四个二极管以在节点102上形成经整流的电压。节点102耦合于电感器L1的一端，电感器L1的另一端耦合于节点104。节点104耦合于二极管D1的阳极并耦合于图示为N沟道金属氧化物半导体场效应管(MOSFET)的电子开关Q1的漏极。D1的阴极耦合于节点106，该节点106进一步耦合于电容器C1的一端并耦合于另一电子开关Q2的漏极，该另一电子开关Q2也配置为N沟道MOSFET。C1的另一端耦合于节点108，该节点108进一步耦合至另一二极管D2的阳极和另一电感器L2的一端。D2的阴极以及Q1、Q2的源极耦合至REF。节点108形成相对于REF的电压VD2(D2两侧的电压)，并在C1两侧形成电压VC1。电压VC形成在节点106上并可确定为VC1+VD2。L2的另一端耦合至输出节点110，该输出节点110形成输出电压V0。输出电容器C2的一端耦合至输出节点110而另一端耦合至节点112。感测电阻器R2耦合在节点112和REF之间，且节点112形成电流感测电压VR2。
开关Q1、Q2图示为使用MOSFET实现，尽管也可考虑其它类型的开关器件，例如其它类似形式(例如FET、MOS器件等)、双极结型晶体管(BJT)等、绝缘栅极双极晶体管(IGBT)等。
负载(LD)111耦合在节点110和112之间。控制器101耦合至REF(以REF为基准)，耦合至节点102、106和112，并分别将栅极驱动信号G1、G2提供给Q1、Q2的栅极。通过L1从节点102流至节点104的电流图示为电流IL1，而通过L2从节点110流至节点108的电流图示为电流IL2。通过负载111从节点112流至节点110的电流图示为ILD。R2的电阻足够低以使电压VR2非常低以至于相对V0可忽略但却足够高以获得IL2的精确测量。
转换器100包括级联配置的升压转换器103(包括L1、Q1、D1、C1)，其具有反相降压转换器105(包括L2、Q2、D2、C2)，其中电容器C1是耦合在转换器之间的中间电容器而电容器C2是输出电容器。控制器101控制升压转换器103和降压转换器105，其中这种控制相对于彼此是基本独立的。在本文描述的一个实施例中，开关Q1、Q2两者基于共同时钟信号在大约同一时间被导通，然而其每一个以基本独立的方式被截止。预期替代性配置，包括不具有时钟信号的配置。转换器100的拓扑不需要用到变压器(尽管在需要时可使用变压器)，并具有针对转换器103、105和针对控制信号的单基准连接(REF)。另外，转换器100满足关于功率因数和输入谐波电流的AC质量标准，并调整流过负载111的负载电流ILD。当负载111如本文中进一步讨论地是一连串LED时，流过LED的负载电流无闪烁地经受调节，并当工作在已有调光器时平滑地控制LED的照度。
控制器101通常以Q1和Q2的源极为基准并与反馈信号分享同一基准连接REF。共同的基准REF避免电平移动器或隔离电路的复杂性和成本。在一个实施例中，控制器101基于共同时钟信号CLK(图2)使Q1和Q2两者同时导通，但Q1的截止发生在Q2截止之后。因此，Q1(D1)的占空比比Q2(D2)的占空比更宽，这有效地分离降压操作和升压操作。换句话说，如下文中进一步描述的那样，每个升压脉冲比相应的降压脉冲更宽。
图2是根据一示例性实施例实现的控制器101的简化方框图。VC1感测器201耦合至节点106用于感测电压VC1，并将感测指示VC1S提供给升压控制器203。升压控制器203可配置成恒定导通时间(TON)发生器，尽管也可预期其它替代配置。升压控制器203接收CLK信号并具有一输出，用于经由通过栅极驱动器205的栅极信号G1控制Q1。IL2电流感测器207耦合至节点112，用于感测电压VR2以将感测指示IL2S提供给降压控制器209。降压控制器209可配置成峰值电流控制器，尽管也可考虑其它替代配置。流过感测电阻器R2的基本相同的电流也作为电流IL2流过L2，以使VR2的电压指示IL2的电流电平。降压控制器209接收CLK并具有输出，用于经由通过栅极驱动器211的栅极信号G2控制Q2。相位角感测器213耦合至节点102，用于根据调光操作感测VR和相应的相位角，并将相位感测指示PHS提供给调光控制器215。调光控制器215向降压控制器209断言一抑制信号INH。时钟电路217将时钟信号CLK提供给控制器203、209。时钟电路217要么产生CLK要么从分立的或外部的定时源传输或形成CLK。
尽管节点106形成电压VC，然而在一个实施例中，当VD2为低时，VC1感测器201在选定时间对VC采样以使VC相对REF与VC1基本相同。所采样的值被保持作为VCS1。在一个实施例中，当Q1和Q2均截止(当G1和G2均为低)并且当二极管D2“导通”(例如D2仅以二极管压降正偏)时，VC1感测器201周期地对节点106的电压VC采样以形成VClS。在一个实施例中，例如VClS是经采样的电压值，该电压值是在每个CLK循环之后更新的(或在任何数量的CLK循环后周期地更新)。在这种条件下，当D2导通时，跨D2的电压相对于VC1基本可忽略以使节点106准确地反映相对于REF的电压VC1。
在一个实施例中，升压控制器203配置成恒定导通时间发生器，该恒定导通时间发生器具有在一定数量的CLK循环内恒定并周期地更新以粗略调节VC1至预定目标电压电平或将VC1维持在预定目标电压范围内的导通时间值TON。在一个实施例中，例如，导通时间值TON可在VAC的每个循环或半个循环进行更新。
可提供调光器或类似物，例如调光器1002(图10)，该调光器接收AC电压VAC并工作以每半个循环(例如180°)在0°和180°之间以任何“调光角”θDIM选择地对VAC的前沿和后沿中的一者或两者进行斩波，从而提供经AC导电角调制的电压或“经斩波的”电压VACMOD。如本领域内技术人员所理解的那样，VAC可具有正常特征正弦形状作为AC线路电压(例如参见图4的VAC)。在一个实施例中，当在调光操作中对VAC斩波以提供VACMOD时，每半个循环的前沿被归零或斩波直至调光角θDIM，并随后对于半个循环的时长保持其正常形状(例如参见图5的VACMOD)。相位角感测器213配置成检测施加于VAC的相位或调光角并相应地形成PHS。相位角感测器213例如可通过计数器或类似物或任何其它用于感测调光角θDIM并提供PHS的合适数字技术来实现。
调光控制器215接收PHS并基于检测到的调光角形成INH信号以反映相对调光量。在一个实施例中，基于调光角在具有一占空比的选定调光频率下产生周期性调光信号。在一个实施例中，占空比非常低或为零，没有调光高至与完全调光对应的最大值。调光占空比可表示为与检测到的调光角关联的相对百分比。作为一个示例，如果VAC被剪波50％以使VACMOD在0-90°时为零并在180-270°时再次为零，则相位角为90°并且调光信号的占空比为50％。基于调光信号的占空比对INH信号断言。
例如，PHS当VACMOD为零时被断言为低并当VACMOD为非零时被断言为高，以使PHS具有大约两倍于VAC的频率，其占空比关联于调光角。调光控制器215将PHS转化成INH，该INH具有选定调光频率下的方波形状并具有基于PHS的占空比的占空比，以使INH的占空比也基于调光角。也可构思PHS和/或INH的反相版本。
CLK的频率一般显著高于VAC的频率。在一个实施例中，例如VAC是相对低的频率，例如50-500赫兹(Hz)或类似(例如50Hz、60Hz、400Hz等)的AC线路频率。CLK的频率可以是几千赫(kHz)或几十kHz(例如高达100kHz或更高)，这取决于特定应用。调光频率是相对于VAC和CLK的中频并有效地约束在低端以避免闪烁并通过切换CLK的频率约束在高端，并确保负载电流ILD的充分电平。作为一个示例，调光信号的频率是CLK频率的十分之一或更小，以确保Q2切换的足够循环数，由此形成合适的ILD电平。
图3是示出根据一个实施例使用图2所示控制器101在每个CLK循环期间转换器100的示例性波形的时序图，其中升压转换器203被配置成恒定导通时间发生器而降压控制器209被配置成峰值电流控制器。如图所示，相对于时间绘制信号CLK、G1、G2、IL1、VD2、IL2和ILD。CLK的占空比图示为接近50％，尽管可考虑任何占空比。G1、G2在分别指示开关Q1、Q2导通和截止的高、低之间变换。IL2和ILD在图的下端被叠加到一起。Q1使用恒定导通时间控制(其中TON如前所述地被周期地调整以将VC1维持在一适当电压范围内)而Q2使用峰值电流控制。对于CLK的每个循环，CLK在同一时间发起Q1和Q2两者的导通。如图3所示，G1和G2均响应CLK变高而在时间t1变高，这在大约时间t1使Q1和Q2两者导通。电流IL1在时间t1从零开始以与输入电压VR成正比的速率增加。横跨C1的电压VC1使二极管D2反偏并作用在输出滤波器(L2和C2)两侧以增加电流IL2。IL2在时间t2达到预定的峰值电流电平IPK，并且控制器101的降压控制器209通过将G2拉低而使Q2截止。在时间t2之后，二极管D2正偏且IL2以与输出电压V0成比例的速率减小。在从时间t1开始的时间周期TON的时长之后，控制器101的升压控制器203将G1断言为低以在时间t3使Q1截止以使能量从L1转移至C1。从时间t3开始，IL1线性地递减并在时间t4到达零。对于CLK的每个循环，操作重复，例如从当G1和G2接下来被断言为高以导通Q1和Q2时的后继时间t5开始的下一循环。
图4是示出在没有调光的VAC的一个周期上的示例性操作波形的时序图。如图所示，针对VAC的整个循环，相对时间绘出信号VAC、IL1、G1、VC1、IL2、ILD和G2。VAC和IL1被归一化和叠加，并且IL2和ILD被再次叠加。在图示配置中，升压转换器103通过“恒定”导通时间(周期性调整的)工作在不连续电流模式。电感器L1中的峰值电流遵循经整流的AC电压VR的包络。该结果功率因数和线路电流谐波含量满足规章要求。由升压转换器103传递的能量因变于经整流的AC电压VR而变化，如电压VC1的变化所示。控制器101响应VC1的施加调整降压转换器106的占空比并由此共同地调节负载电流ILD。在一个实施例中，IL2的峰值电流电平(IPK)是预定的和恒定的，由此G2(并因此Q2)的占空比随VC1变化而变化。这使线路频率闪烁和能量存储减至最小。
输出电容C2针对切换频率波纹而设计并且比传统单级回扫转换器的输出电容小上几个数量级。在一更具体实施例中，例如对于6瓦(W)转换器(例如18伏(V)，350微安(mA)转换器)，电容器C2仅为2.2微法(μF)，相反根据传统配置的对应6W单级回扫转换器的输出电容在大约20μF的数量级。
图5是示出类似于图4的时序图的在VAC的一个周期上的示例性工作波形的时序图，但图5具有调光。如图所示，针对VAC的整个循环，相对时间绘出信号VACMOD、IL1、G1、VC1、IL2、ILD和G2。VACMOD和IL1被归一化和叠加，并且IL2和ILD被再次叠加。在基于相位或调光角θDIM的AC周期的一时间百分比，VACMOD为零。在图示实施例中，对于AC周期将近37％的调光角θDIM(例如对于每半个循环大约67°)，VACMOD为零。控制器101的相位角感测器213测量AC调光角并提供PHS，并且调光控制器215基于测得的相位角对应地断言抑制信号INH以抑制降压转换器105以跳过Q2的循环。平均负载电流ILD正比于调光角θDIM。当作为负载驱动LED时，LED对应的光强度正比于调光角θDIM。
Q1通过一导通时间被连续门选，该导通时间在AC半循环上是恒定的但如前所述地可周期地调整以调整VC1。即使调光器阻断了AC输入的一部分，Q1仍然被连续门选以提供受控制的输入阻抗，该受控制的输入阻抗帮助抑制输入滤波器的减幅振荡并提供用于调光器泄漏的路径。当调光器传导时，升压转换器103提供调光器的保持电流并补充C1上的电压VC1。
通过升压转换器103从VAC(或VACMOD)传递的能量随着AC输入而变化。结果，在电容器C1上观察到经修正频率下的显著电压波纹。降压转换器105能忍受C1上的大电压波纹并调节其占空比以调整峰值L2电流以最小化跨负载111的波纹(这当LED是负载111时造成LED的闪烁)。这允许C1的电容值减小或最小化，并允许为了长使用寿命而选择非电解电介质。最小化电容也减少了当调光器第一次触发时的涌入电流。
在一更具体实施例中，转换器100的电容器C1仅为传统转换器中的对应电容器的尺寸的大约十分之一。在一示例性配置中，相比传统转换器的4.7μF，根据本发明一个实施例的转换器的电容器仅为0.5μF。
升压转换器103和降压转换器105在调光期间基本独立地工作。负载电流ILD通过周期地抑制降压转换器105被脉宽调制(PWM调制)。C2的小输出电容确保ILD在零电流和调整电流之间快速偏荡，并避免了对与负载111串联的附加FET的需要。
图6-9示出使用转换器100的各种电子器件。如图6所示，转换器100接收VAC并驱动作为负载111的任何类型的DC负载603。如图7所示，转换器100接收VAC并对作为负载111的包含一个或多个可充电电池的电池或电池组701充电。如图8所示，转换器100接收VAC并将电流提供给作为负载111的一个或多个发光二极管(LED)801。如图9所示，转换器100接收VAC并将电流提供给作为负载111的线圈901或类似物以产生用于电动机903或类似物的磁场。
图10是电子设备1000的方框图，该电子设备1000以与图8所示相同的方式配置，其包括转换器100以及将电流提供给一个或多个LED801的传统调光器1002。在这种情形下，调光器1002接收VAC(例如AC线路电压)并提供经AC导电角调制的电压或“经斩波”电压VACMOD，该电压VACMOD被提供给转换器100的输入。在一个实施例中，调光器1002用于在每个半循环(即180°)的0-180°之间的任何相位角下有选择地对如1101所表示的VAC的前沿和后沿中的一者或两者进行斩波，以提供VACMOD。VACMOD的一种示例形式表示在1103，其中在每半个VAC循环期间对前沿进行斩波。在一个实施例中，调光器1002使用三端双向可控硅(未示出)或类似装置以延迟VAC波形接近零，直到预定相位角为止。调光器相位角越大，则更多VAC被斩波或调零以减小VACMOD的电压。一旦每半周期到达该相位角，VAC逐步上升至线路电压(例如三端双向可控硅开关导通)并且VAC的剩余部分被输出至转换器100。
转换器100相比电子器件1000的传统线路调光电路提供调光操作的优势。转换器100调整LED电流。在这种情形下，平均LED电流和相应量的光输出与调光相位角成比例。传统LED调光器使用复杂控制来推导出调光相位角并随后与该相位角成比例地调整平均LED电流。转换器100不使用复杂控制并与相位角成比例地自动调整平均LED电流。
对于受控制器203和209控制的升压转换器103和反相降压转换器105两者，构想到使用包括其它类型脉宽调制(PWM)或脉频调制(PFM)的替代控制方法。例如，升压转换器103可工作在临界电流模式，其中开关Q1当电感器电流IL1达到零时导通，并响应误差信号在固定导通时间或峰值电流之后而截止。如图3所示，例如不是基于时钟信号而导通，而是G1变高以使Q1在IL1一旦达到零时导通。在这种情形下，结果的切换频率随输入电压而变化并且不基于时钟信号。反相降压转换器105可使用平均电流模式控制而工作，其中平均负载电流是基于基准电平而调整的。在这种情形下，降压控制器209响应于误差调整降压脉宽(例如将G2提供给Q2)并且不规定导通或截止边沿。
在所采用的任一控制方法中，基于解除联系的降压和升压操作的独立控制，每个升压脉宽比相应降压脉宽更宽。然而要注意，由于级联配置，每个升压脉冲通过开关Q1或Q2的导通而发起。图11和图12是示出分别与开关Q1、Q2的导通和截止关联的栅极驱动信号G1、G2和分别用于控制升压和降压操作的升压(BOOST)和降压(BUCK)脉冲之间的关系的时序图。在各时序图中，信号G1、G2与BOOST脉冲和相应BUCK脉冲相对于时间一起被绘出。如图11所示，在每个循环或任何给定循环中，G2可在G1之前被断言。由于开关Q1或Q2发起流过电感器L1的电流IL1，当开关Q1或Q2导通时，每个BOOST脉冲开始。当Q1截止时，每个BOOST脉冲终止。每个BUCK脉冲当Q2导通时发起，并当Q2截止时终止。
在图11中，在时间t1上升的G2如箭头1101和1103所示那样发起BOOST和BUCK脉冲两者。G1的上升沿稍后在时间t2发生，此时G2仍然为高。G2在时间t3的后继下降沿如箭头1105所示那样终止BUCK脉冲。G1在时间t4的后一下降沿如箭头1107所示那样终止BOOST脉冲。
在图12中，在时间t1上升的G1如箭头1201所示那样发起BOOST脉冲。G2的上升沿发生在后一时间t2并如箭头1203所示那样发起BUCK脉冲。G2在时间t3的后继下降沿如箭头1205所示终止BUCK脉冲。G1在时间t4的后继下降沿如箭头1207所示终止BUUST脉冲。
本文披露了一种级联升压转换器和反相降压转换器，该级联升压转换器和反相降压转换器采用电感器而不是变压器，不需要电解电容器并被配置成使反馈和控制信号共享一共同电压基准(例如地电位或任何其它合适的正或负基准电压)。驱动器转换器提供具有最小波纹(或闪烁)的恒定负载电流，并提供具有低谐波含量的高功率因数。另外披露一种工作在已有调光器下、响应调光角脉宽调制负载电流并且不需要与负载串联的附加开关晶体管的控制方法。
根据一个实施例的转换器提供具有最小波纹的相对恒定负载电流，满足AC功率质量标准，并以比传统配置更低的成本工作在已有调光器下。根据一个实施例的转换器使用电感器而非变压器，并配置成使所有反馈和控制信号共享一共同电压基准。根据一个实施例的转换器和相应控制方法工作在已有调光器下，从而平滑地控制LED照度，并且不需要与LED串联的附加开关。相比施加在传统回扫配置中的应力，所披露的转换器的晶体管具有较低的峰值电压应力。不需要提供缓冲电路。
虽然已参考本发明的某些优选版本相当详细地描述了本发明，但可构想其它可能的版本和变型。本领域普通技术人员应当理解的是，他们能容易地利用所公开的理念和特定实施例作为基础来设计或修改其它结构以提供本发明的相同目的，这不背离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围。

Claims (19)

1.一种转换器系统，包括：
级联升压转换器和反相降压转换器，用来将经整流的AC电压转换成DC输出电流；以及
控制器，所述控制器具有以共同电压为基准的输入和输出控制信号，其中所述控制器被配置成以独立方式控制所述升压转换器的切换和所述反相降压转换器的切换，以使所述反相降压转换器的操作与所述升压转换器的操作断绝联系，
其中，所述控制器被配置成利用以所述共同电压为基准的升压脉冲信号上的多个升压脉冲来控制所述升压转换器，其中所述控制器被配置成利用以所述共同电压为基准的降压脉冲信号上的多个降压脉冲来控制所述反相降压转换器，并且其中所述多个升压脉冲中的每一个比所述多个降压脉冲中对应的每一个更宽。
2.如权利要求1所述的转换器系统，其特征在于，所述升压转换器包括第一开关，其中所述反相降压转换器包括第二开关，并且其中所述控制器配置成通过使所述第一和第二开关中的任一个导通而发起所述多个升压脉冲中的每一个。
3.如权利要求1所述的转换器系统，其特征在于，所述控制器配置成基于恒定导通时间控制来控制所述升压转换器并基于峰值电流控制来控制所述反相降压转换器。
4.如权利要求1所述的转换器系统，其特征在于：
所述控制器配置成基于使用固定时间周期的恒定导通时间控制来控制所述升压转换器；
其中所述升压转换器具有耦合至电容器的输出，所述电容器耦合至所述反相降压转换器的输入；
其中所述控制器包括电压感测器，所述电压感测器配置成确定所述电容器两侧的电压并提供以所述共同电压为基准的作为其指示的感测信号；以及
其中所述控制器基于所述感测信号周期地调整所述固定时间周期。
5.如权利要求1所述的转换器系统，其特征在于：
所述经整流的AC电压包括经AC导电角调制的电压；以及
其中所述控制器在调光频率的每个循环的一部分期间抑制所述反相降压转换器的切换，其中所述部分基于所述经AC导电角调制的电压的相位角。
6.如权利要求1所述的转换器系统，其特征在于：
所述升压转换器包括：
第一电感器，所述第一电感器具有接收所述经整流的AC电压的第一端并具有第二端；
第一开关，所述第一开关具有：耦合于所述电感器的所述第二端的第一电流端子；耦合于所述共同电压的第二电流端子；以及从所述控制器接收以所述共同电压为基准的第一控制信号的控制端子；
第一二极管，所述第一二极管具有耦合于所述电感器的所述第二端的阳极以及阴极；以及
第一电容器，所述第一电容器具有耦合于所述第一二极管的所述阴极的第一端以及第二端；并且
其中所述反相降压转换器包括：
第二开关，所述第二开关具有：耦合于所述第一二极管的所述阴极的第一电流端子；耦合于所述共同电压的第二电流端子；以及从所述控制器接收以所述共同电压为基准的第二控制信号的控制端子；
第二二极管，所述第二二极管具有耦合于所述第一电容器的所述第二端的阳极以及耦合于所述共同电压的阴极；
第二电感器，所述第二电感器具有耦合到所述第一电容器的所述第二端的第一端以及耦合到输出节点的第二端；以及
耦合在所述输出节点和所述共同电压之间的第二电容器。
7.如权利要求6所述的转换器系统，其特征在于，所述控制器包括：
恒定导通时间发生器，所述恒定导通时间发生器断言所述第一控制信号以在时钟信号的每个循环开始时导通所述第一开关，并在所述时钟信号的所述每个循环中的预定时间周期之后截止所述第一开关；
电流感测器，所述电流感测器感测流过所述第二电感器的电流；以及
峰值电流控制器，所述峰值电流控制器断言所述第二控制信号以在所述时钟信号的每个循环开始时导通所述第二开关，并在所述时钟信号的所述每个循环期间当流过所述第二电感器的所述电流达到峰值时截止所述第二开关。
8.如权利要求7所述的转换器系统，其特征在于，所述经整流的AC电压包括经AC导电角调制的电压，并且其中所述控制器还包括：
相位角感测器，所述相位角感测器感测所述经AC导电角调制的电压的相位角并提供作为其指示的相位信号；
调光控制器，所述调光控制器产生抑制信号，所述抑制信号基于所述相位信号在一调光频率下并以一占空比在第一和第二电平之间变换；并且
其中所述峰值电流控制器在所述抑制信号处于所述第一电平的同时抑制所述第二开关的切换。
9.如权利要求1所述的转换器系统，其特征在于，还包括耦合于所述反相降压转换器的输出并接收所述DC输出电流的DC负载。
10.如权利要求9所述的转换器系统，其特征在于，所述DC负载包括至少一个发光二极管。
11.一种用于控制将经整流的AC电压转换成DC输出电流的级联升压转换器和反相降压转换器的控制器，包括：
升压控制器，所述升压控制器配置成提供以共同电压为基准的至少一个第一控制信号，用以控制所述升压转换器的切换；以及
降压控制器，所述降压控制器配置成提供以共同电压为基准的至少一个第二控制信号，用于以独立方式控制反相降压转换器的切换以使所述反相降压转换器的操作与所述升压转换器的操作断绝联系，
其中，
所述升压控制器配置成在所述第一控制信号上产生多个升压脉冲；
其中所述降压控制器配置成在所述第二控制信号上产生相应的多个降压脉冲；以及
其中每个所述多个升压脉冲比所述多个降压脉冲中的相应一个更宽。
12.如权利要求11所述的控制器，其特征在于，所述升压转换器包括第一开关而所述反相降压转换器包括第二开关，所述控制器还包括：
恒定导通时间发生器，用以在时钟信号的每个循环开始时使所述第一开关导通，并在所述时钟信号的所述每个循环期间的预定时间周期之后使所述第一开关截止；
电流感测输入，用于感测流过所述降压转换器的电流并提供作为其指示且以共同电压为基准的电流感测信号；以及
峰值电流控制器，用于在所述时钟信号的每个循环开始时使所述第二开关导通并当所述电流感测信号指示峰值电流电平时使所述第二开关截止。
13.如权利要求12所述的控制器，其特征在于，电容器耦合在所述升压转换器和所述反相降压转换器之间，其中所述控制器还包括：
以共同电压为基准的电压感测输入，用于感测电容器两侧的电压并提供作为其指示的电压感测信号；并且
其中所述恒定导通时间发生器配置成基于所述电压感测信号来调整所述预定时间周期。
14.如权利要求11所述的控制器，其特征在于，所述经整流的AC电压包括经AC导电角调制的电压，所述控制器还包括：
相位角感测器，所述相位角感测器感测所述经AC导电角调制的电压的相位角并提供作为其指示的相位信号；
调光控制器，所述调光控制器产生抑制信号，所述抑制信号基于所述相位信号在一调光频率下并以一占空比在第一和第二电平之间变换；并且
其中所述降压控制器配置成在所述抑制信号处于所述第一电平的同时抑制所述反相降压转换器的切换。
15.一种用于控制将经整流的AC电压转换成DC输出电流的级联升压转换器和反相降压转换器的方法，包括：
产生在升压脉冲信号上的多个升压脉冲，所述升压脉冲信号以共同电压为基准用于切换所述升压转换器；以及
产生在以共同电压为基准的降压脉冲信号上的多个降压脉冲，用于以独立方式控制反相降压转换器的切换以使所述反相降压转换器的操作与所述升压转换器的操作断绝联系，其中，所述产生多个升压脉冲和所述产生多个降压脉冲包括产生每个升压脉冲，使其比相应的降压脉冲更宽。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述升压转换器包括第一开关且所述反相降压转换器包括第二开关，其中所述产生多个升压脉冲包括使所述第一和第二开关中的任一个导通。
17.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述升压转换器包括第一开关而所述反相降压转换器包括第二开关，所述方法还包括：
一旦时钟信号的每个循环开始，则使所述第一和第二开关导通；
监视流过所述反相降压转换器的电流；
当流过所述反相降压转换器的电流达到峰值电平时使所述第二开关截止；以及
在所述时钟信号的每个循环期间的恒定时间周期之后使所述第一开关截止。
18.如权利要求17所述的方法，其特征在于，还包括：
在所述升压转换器和所述反相降压转换器之间提供电容器；
监视所述电容器两侧的电压并提供感测信号；以及
基于所述感测信号周期地调整所述恒定时间周期。
19.如权利要求15所述的方法，其特征在于，所述经整流的AC电压包括经AC导电角调制的电压，所述方法还包括：
感测所述经AC导电角调制的电压的相位角并提供作为其指示的相位信号；
产生抑制信号，所述抑制信号基于所述相位信号在一调光频率下并以一占空比在第一和第二电平之间变换；以及
在所述抑制信号处于第二电平的同时抑制所述反相降压转换器的切换。
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