TW201433067A - 直流電源裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明之課題在於提供一種電路構成簡單且廉價的直流電源裝置。該直流電源裝置具備：整流器RC1，其對交流電源之交流電壓進行全波整流而轉換為直流電壓；轉換器，其具有開關元件Q1、電抗器L1及二極體D1，藉由使開關元件接通/斷開而將整流器的直流電壓轉換為其他直流電壓後供給至負載；電流檢測部Rs，其檢測流過開關元件的電流；峰值鎖定部163，其對電流檢測部所檢測到的電流值進行峰值鎖定；n/2輸出部164，其僅於電抗器之再生電流期間輸出由峰值鎖定部進行峰值鎖定所得之峰值鎖定值的n/2(n≧1的整數)；平均化部165，其將n/2輸出部的輸出轉換為電流且進行積分後予以輸出；及控制部10，其基於平均化部的輸出訊號，以使流過電抗器之電流的平均電流值成為既定值的方式，使開關元件接通/斷開。

Description

直流電源裝置
本發明係關於一種直流電源裝置，尤其關於一種適用於無需定電流回饋電路的一次側定電流控制方式下的LED點燈裝置之直流電源裝置。
圖15係表示習知的直流電源裝置的構成之方塊圖(專利文獻1)。圖15所示的直流電源裝置係適用於LED點燈裝置。直流電源裝置是以電源裝置1、及由連接於電池裝置1的平滑電容器Co與LED群負載裝置RL組成的並聯電路所構成，且將來自交流電源AC的交流電力轉換成直流電力後輸出至LED群負載裝置RL。
電源裝置1是以交流電源AC、EMI(Electromagnetic Interference，電磁干擾)濾波器FL1、全波整流電路RC1、平滑電容器Ci、二極體D1~D3、電抗器(reactor)L1、控制IC100、電容器C1所構成。於交流電源AC的兩端連接有EMI濾波器FL1，且對交流電源AC的交流電壓進行整流的全波整流電路RC1的輸入端連接於EMI濾波器FL1的輸出。
於全波整流電路RC1的輸出端連接有串聯電路，該串聯電路係由再生二極體D1、由MOSFET構成的開關元件Q1及電流檢測電阻Rs所組成。於再生二極體D1的兩端連接有串聯電路，該串聯電路係由LED群負載裝置RL與平滑電容器Co所組成的並聯電路，以及電抗器L1的主捲 線Np構成。
控制IC100根據接通/斷開驅動訊號而使開關元件Q1接通/斷開。控制IC100以高側電流檢測部20直接檢測流過LED群負載裝置RL之負載電流，以使檢測到的負載電流成為預先決定的平均電流值之方式，透過未圖示的位準移位電路或光耦合器(photo coupler)等，將該負載電流作為回饋訊號FB輸入至電流控制用誤差放大器13。
電流控制用誤差放大器13的輸出訊號之回應特性為：具有較交流電源AC的正弦波的半週期遲緩的回應特性，PWM比較器14係藉由對來自電流控制用誤差放大器13的輸出與來自三角波產生器12的三角波訊號進行比較，而使開關元件Q1的接通訊號寬度固定，並使開關元件Q1接通/斷開。
因此，與交流電源AC的正弦波之全波整流電壓波形相似，流過開關元件Q1之開關電流的峰值會增減，因此，該直流電源裝置亦具備功率因數(power factor)改善功能。
又，控制IC100根據電抗器L1的輔助捲線Nd的電壓訊號，透過二極體D3而利用比較器11檢測流過電抗器L1的主捲線Np之再生電流結束時的電壓下降，重置三角波產生器12的電容器電壓，進而使開關元件Q1導通。藉此，進行開關元件Q1的虛擬共振動作。
[先行技術文獻] [專利文獻]
[專利文獻1]日本特開2012-23294號公報
圖15所示之習知的電路係以GND(接地))))))))基準驅動控制IC100的低側降壓截波電路，因能以GND基準輸入控制訊號，故容易根據外部訊號進行接通/斷開或調光動作。
但是，LED群負載裝置RL係連接於成為高壓的高側，故作為用於向GND基準電路的控制IC100發送定電流控制訊號的電路，設置高側電流檢測部20，而使得該電路構成複雜化。
另一方面，當控制IC100成為高側(=浮動動作)時，定電流控制訊號的電路構成較簡單，但由於取決於外部訊號的接通/斷開或調光訊號的發送目的地成為高側的控制IC100，因此該電路構成亦變得複雜。
如此一來，於習知方式的電路，不論是高側/低側截波電路，外部控制訊號或LED電流檢測訊號的電路構成均變得複雜，而使裝置價格昂貴。
本發明之課題在於提供一種電路構成簡單且廉價的直流電源裝置。
為了解決上述問題，本發明係將來自交流電源之交流電力轉換為直流電力而予以輸出的直流電源裝置，該直流電源裝置之特徵在於具備：整流器，其對上述交流電源之交流電壓進行全波整流而轉換為直流電壓；轉換器，其具有開關元件、電抗器及二極體，且藉由使上述開關元件接通/斷開而將上述整流器之直流電壓轉換為其他直流電壓後供給至負載；電流檢測部，其檢測流過上述開關元件之電流；峰值鎖定部，其對上述電 流檢測部所檢測出的電流值進行峰值鎖定；n/2輸出部，其僅於上述電抗器之再生電流期間輸出由上述峰值鎖定部進行峰值鎖定所得之峰值鎖定值的n/2(n1的整數)；平均化部，其將上述n/2輸出部的輸出轉換為電流且進行積分後予以輸出；及控制部，其基於上述平均化部的輸出訊號，以使流過上述電抗器之電流的平均電流值成為既定值的方式，使上述開關元件接通/斷開。
根據本發明，對電流檢測部所檢測到的電流值進行峰值鎖定，且僅於電抗器之再生電流期間輸出被峰值鎖定的峰值鎖定值的n/2，且將n/2輸出部的輸出轉換為電流而進行積分後予以輸出。
藉此，僅依據開關電流的波形，便可作出與負載電流波形同面積之回饋訊號。因此，能提供一種電路構成簡單且廉價的直流電源裝置。
AC‧‧‧交流電源
FL1‧‧‧EMI濾波器
RC1‧‧‧全波整流電路
RL‧‧‧LED群負載裝置
Q1‧‧‧開關元件
1、1a、1b、1c‧‧‧電源裝置
11、15‧‧‧比較器
13‧‧‧電流控制用誤差放大器
14‧‧‧PWM比較器
OCP‧‧‧過電流保護電路
16、16a、16b‧‧‧檢測部
17‧‧‧與電路
20‧‧‧高側電流檢測部
161‧‧‧單發電路
162‧‧‧RSF/F
163‧‧‧峰值鎖定電路
164‧‧‧1/2倍轉換器
165‧‧‧電壓電流轉換放大器
166‧‧‧n/2倍轉換器
Np‧‧‧主捲線(一次捲線)
Ns‧‧‧二次捲線
Nd‧‧‧輔助捲線
ASW1、ASW2‧‧‧類比開關
Ci、Co、C1、C2、Ccomp‧‧‧電容器
D1、D2、D3‧‧‧二極體
V1、V2、V3、Vref‧‧‧基準電壓
圖1係表示本發明之實施例1之直流電源裝置的構成之方塊圖。
圖2係表示圖1所示之直流電源裝置內的檢測部之構成例的圖。
圖3係表示圖2所示之檢測部的各部之動作的時序圖。
圖4係表示圖2所示之檢測部的動作原理之時序圖。
圖5係表示圖2所示之檢測部的動作原理之時序圖。
圖6係表示習知方式下的動作波形例之時序圖。
圖7係表示本發明之實施例2之直流電源裝置的構成的方塊圖。
圖8係表示圖7所示之直流電源裝置內的檢測部之構成例的圖。
圖9係表示圖7所示之檢測部的各部之動作的時序圖。
圖10係表示圖7所示之檢測部的動作原理之時序圖。
圖11係表示圖7所示之檢測部的動作原理之時序圖。
圖12係表示本發明之實施例3之直流電源裝置的構成的方塊圖。
圖13係表示圖12所示之直流電源裝置內的檢測部之構成例的圖。
圖14係表示圖12所示之檢測部的各部之動作的時序圖。
圖15係表示習知的直流電源裝置之構成的方塊圖。
以下，參照圖式詳細地說明本發明的若干實施形態之直流電源裝置。
[實施例1]
圖1係表示本發明之實施例1之直流電源裝置的構成的方塊圖。該直流電源裝置係適用於使LED群負載裝置RL點燈的LED點燈裝置，相對於圖15所示之習知的直流電源裝置，刪除了高側電流檢測部20，且其特徵在於：在控制IC10內設有檢測部16。此外，關於與圖15所示之直流電源裝置的構成相同的構成，標注相同符號。
電源裝置1a構成如下降壓型轉換器：使用二極體D1與主捲線Np，藉由使開關元件Q1接通/斷開，而使全波整流電路RC1的直流電壓降壓，並供給至LED群負載裝置RL。
電抗器L1具有主捲線Np與輔助捲線Nd。於電抗器L1之主捲線Np的一個端子，連接有由LED群負載裝置RL與平滑電容器Co所組成的並聯電路。於主捲線Np的另一端子連接有再生二極體D1的陽極， 且再生二極體D1的陰極連接於由LED群負載裝置RL與平滑電容器Co所組成的並聯電路，並且連接於全波整流電路RC1的正極輸出端。
又，於二極體D1的陽極與電抗器L1之主捲線Np的另一端子，連接有開關元件Q1的汲極，開關元件Q1的源極透過電流檢測電阻Rs而連接於全波整流電路RC1的負極輸出端。
又，平滑電容器Co、電抗器L1之主捲線Np與再生二極體D1構成再生電路，當開關元件Q1自接通轉換為斷開時，再生出流過電抗器L1之主捲線Np之電流而供給至由LED群負載裝置RL與平滑電容器Co所組成的並聯電路。即，於由LED群負載裝置RL與平滑電容器Co所組成的並聯電路，在開關元件Q1的接通/斷開期間流動有電抗器L1的主捲線電流。
控制IC10具有檢測部16、過電流保護電路OCP、電流控制用誤差放大器13、PWM比較器14、三角波產生器12以及與電路17。檢測部16檢測流過開關元件Q1之電流。過電流保護電路OCP係藉由當流過電流檢測電阻Rs之電流所產生的電壓超過基準電壓V3時，斷開開關元件Q1而限制電流值。
PWM比較器14係藉由對於來自電流控制用誤差放大器13的輸出與來自三角波產生器12的三角波訊號進行比較，而生成開關元件Q1的接通/斷開訊號。與電路17係取PWM比較器14的輸出、過電壓保護電路OCP的輸出與比較器15的輸出，並做與(AND)運算，將與(AND)輸出輸出至開關元件Q1，藉此使開關元件Q1接通/斷開。
於檢測部16連接有開關元件Q1的源極、比較器15的輸出 端子、與電路17的輸入端子、以及電流控制用誤差放大器13的反轉輸入端子。
如圖2所示，檢測部16係由單發電路161、RSF/F162、峰值鎖定電路163、1/2倍轉換器164、類比開關ASW1、ASW2、電壓電流轉換放大器165、以及電容器Ccomp構成。
單發電路161係透過比較器15而輸入輔助捲線Nd的電壓，且分別在輔助捲線Nd的電壓上升時及下降時，產生1個脈衝。RSF/F162係針對來自單發電路161的每1個脈衝而向類比開關ASW1輸出接通/斷開訊號。單發電路161及RSF/F162構成再生電流期間檢測部，該再生電流期間檢測部係用於檢測開關元件Q1斷開時的再生電流期間。
端子P3(對應於OCP端子)上施加有電壓，該電壓係藉由使流過開關元件Q1之電流流過電流檢測電阻Rs(對應於電流檢測部)而產生。
峰值鎖定電路163係對P3(對應於OCP端子)的電壓之峰值進行鎖定。1/2倍轉換器164將由峰值鎖定電路163鎖定之峰值的1/2電壓輸出至類比開關ASW1。
類比開關ASW1係僅於1個脈衝至下1個脈衝期間、即開關元件Q1斷開的電抗器L1的再生電流期間，將來自1/2倍轉換器164的峰值之1/2電壓輸出至電壓電流轉換放大器165的反轉輸入端子。由1/2倍轉換器164與類比開關ASW1構成1/2倍輸出部。
類比開關ASW2係與類比開關ASW1互補地接通/斷開，且僅於開關元件Q1接通的期間設為接通，並將P3(對應於OCP端子)的電壓輸出至電壓電流轉換放大器165的反轉輸入端子。
電壓電流轉換放大器165係對應於平均化部，將來自類比開關ASW1的峰值鎖定值與來自類比開關ASW2的輸出電壓轉換為電流，且利用電容器Ccomp進行積分，並將該積分輸出電壓輸出至電流控制用誤差放大器13的反轉輸入端子。
電壓電流轉換放大器165與電容器Ccomp構成平均化部，且構成為如下濾波器：使流過電抗器L1之電流檢測訊號具有較交流電源AC的交流電壓之半週期更長的時間常數。
PWM比較器14係對應於控制部，且基於來自電流控制用誤差放大器13的輸出訊號與來自三角波產生器12的三角波訊號，以使流過電抗器L1之電流的平均電流值成為既定值的方式，使開關元件Q1接通/斷開。
又，以使流過開關元件Q1之開關電流的平均值成為較交流電源AC的正弦波之1/2週期更長的時間之平均值的方式，使檢測部16的回應特性遲緩。
即，以使檢測部16的輸出訊號之回應時間成為交流電源AC的交流電壓之整流波形的週期的1/2倍以上的回應時間之方式設定。藉此，與交流電源AC的正弦波之全波整流電壓波形相似，流過開關元件Q1之開關電流的峰值會增減，因此，具備功率因數改善功能。
其次，對於如此構成的實施例1之直流電源裝置的動作進行說明。
首先，流過開關元件Q1之電流係作為電壓降而由電流檢測電阻Rs檢測，且檢測到的電壓訊號被送至檢測部16。檢測部16係由電流檢測電阻Rs的電壓訊號，算出流過LED群負載裝置RL之平均電流，且將 其輸出至電流控制用誤差放大器13。
比較器14係藉由對於已利用電流控制用誤差放大器13使回應時間遲緩的誤差電壓訊號與來自三角波產生器12的三角波訊號進行比較，而生成接通/斷開驅動訊號，且透過與電路17而將接通/斷開驅動訊號輸出至開關元件Q1的閘極，對開關元件Q1進行接通/斷開之控制。
在此，自電抗器L1之輔助捲線Nd透過二極體D2整流平滑後的電壓被作為控制IC10的電源電壓而被供給。又，自電抗器L1之輔助捲線Nd透過二極體D3整流後的電壓作為虛擬共振訊號輸入至控制IC10，虛擬共振訊號作為流過電抗器L1之再生電流的結束訊號而被檢測。
其次，參照圖2至圖5，詳細地說明實施例1的直流電源裝置內的控制IC10中所設的檢測部16之動作。圖3係表示圖2所示的檢測部之各部的動作之時序圖。圖4及圖5係表示圖2所示的檢測部之動作原理的時序圖。
圖3中，P2係表示透過二極體D3對輔助捲線Nd的電壓進行整流後的電壓，ost係表示單發電路161的輸出，OCP係表示流過P3端子之開關元件Q1的電流，cov係表示類比開關ASW1的輸出，OTA-係表示輸入至電壓電流轉換放大器165的反轉輸入端子的電壓。
在圖4，表示交流電源AC的交流電壓為最大時的，流過開關元件Q1之電流、電感電流、輔助捲線Nd的電壓，在圖5，表示交流電源AC的交流電壓較小時的，流過開關元件Q1之電流、電感電流、輔助捲線Nd的電壓。
首先，於時刻t1，若開關元件Q1根據接通/斷開驅動訊號而 接通，則於RC1→RL→Np→Q1→Rs之路徑，有電流流動。因此，於時刻t1~t2，流過開關元件Q1之電流(圖3的OCP、圖4、圖5的開關電流)呈線性增加。
於時刻t2，若開關元件Q1根據接通/斷開驅動訊號而斷開，則於Np→D1→RL→Np之路徑，有電感電流流動(圖4、圖5的電感電流)。該電感電流呈線性下降。
此時，單發電路161係透過比較器15而輸入透過二極體D3對輔助捲線Nd的電壓進行整流後的電壓P2，且於輔助捲線Nd的電壓上升時(例如圖3的時刻t2)及下降時(例如圖3的時刻t3)，產生1個脈衝ost。
RSF/F162係針對來自單發電路161的每1個脈衝ost而向類比開關ASW1輸出接通/斷開訊號。
峰值鎖定電路163係將P3(OCP)的電壓之峰值鎖定，1/2倍轉換器164係將由峰值鎖定電路163鎖定的峰值之1/2電壓輸出至類比開關ASW1。
類比開關ASW1係僅於1個脈衝至下1個脈衝期間，即開關元件Q1斷開的電抗器L1的再生電流期間，將來自1/2倍轉換器164的峰值之1/2電壓作為1/2電壓訊號cov(例如圖3的時刻t2~t3的訊號、圖4及圖5的電感電流流動期間內之長方形的訊號)，而輸出至電壓電流轉換放大器165的反轉輸入端子。
類比開關ASW2係僅於開關元件Q1接通的期間接通，而將P3(OCP)的電壓輸出至電壓電流轉換放大器165的反轉輸入端子。
電壓電流轉換放大器165係將來自類比開關ASW1的峰值鎖 定值與來自類比開關ASW2的輸出的電壓(圖3的OTA-)轉換為電流，利用電容器Ccomp進行積分，並將該積分輸出輸出至電流控制用誤差放大器13的反轉輸入端子。
在此，使電感電流(下降時的電流)的峰值之1/2成為電感電流(下降時的電流)之期間內的長方形之縱長尺寸，因此，電感電流(下降時的電流)的三角形的面積與電感電流(下降時的電流)之期間內的長方形(虛線部分)的面積相等。
因此、圖4及圖5所示的開關電流(上升時的電流)的面積與電感電流(下降時的電流)的期間內之長方形的面積之和係與圖4及圖5所示的開關電流(上升時的電流)的面積與電感電流(下降時的電流)的面積之和相等。
藉此，僅藉由開關電流的波形，便能作出與LED電流波形面積相同的回饋訊號，且能將該回饋訊號輸出至電流控制用誤差放大器13。
電流控制用誤差放大器13係將來自檢測部16之回饋訊號平均化，因此，只要開關電流(上升時的電流AB間)的面積與電感電流(下降時的電流BC間)之期間內的長方形之面積之和，與開關電流(上升時的電流AB間)的面積與電感電流(下降時的電流BC間)的面積之和相等即可。
圖6係表示習知方式的動作波形例之時序圖。如圖6所示，開關元件Q1的電流係三角波的斷續電流，而LED電流(=電感電流)之後成為緩慢地減少之波形，LED電流係由高側電流檢測部20檢測。
相對於此，在實施例1的直流電源裝置，如圖4及圖5所示， 僅由開關元件Q1的電流波形獲得LED電流波形，進而獲得定電流控制用回饋訊號。
如此一來，根據實施例1的直流電源裝置，即便於轉換器的功率因數改善型截波器等開關元件的電流波形為正弦波等特殊情況下，亦能獲得定電流特性。
又，因不需LED負載電流檢測電路，故無需電流檢測電阻、定電流回饋電路、光耦合器等。因此，能提供廉價且小型的直流電源裝置。
[實施例2]
圖7係表示本發明之實施例2之直流電源裝置的構成的方塊圖。圖1所示的直流電源裝置適用於降壓截波電路，但圖7所示的直流電源裝置之特徵在於適用於升降壓截波電路。
在圖7，電抗器L1具有主捲線Np與輔助捲線Nd。於全波整流電路RC1的輸出端連接有由主捲線Np、開關元件Q1與電流檢測電阻Rs所組成的串聯電路。於主捲線Np的一端連接有LED群負載裝置RL的一端與平滑電容器Co的一端。於主捲線Np的另一端連接有二極體D1的陽極，且於二極體D1的陰極連接有LED群負載裝置RL的另一端與平滑電容器Co的另一端。
圖8係表示圖7所示之直流電源裝置內的檢測部之構成例的圖。檢測部16a係如圖8所示，由單發電路161、RSF/F162、峰值鎖定電路163、1/2倍轉換器164、類比開關ASW1、電壓電流轉換放大器165、及電容器Ccomp構成。
首先，若開關元件Q1接通則於RC1→Np→Q1→Rs之路徑， 有電流流動。其次，若開關元件Q1斷開則於Np→D1→RL→Np之路徑，電流流過LED群負載裝置RL。即，於LED群負載裝置RL，僅當開關元件Q1斷開時有電流流動。因此，於檢測部16a，只要僅在開關元件Q1斷開時生成電流即可。
以下，說明檢測部16a的動作。如圖9所示，單發電路161係透過比較器15而輸入透過二極體D3對輔助捲線Nd的電壓進行整流後的電壓P2，且於輔助捲線Nd的電壓上升時與下降時，產生1個脈衝。RSF/F162係針對來自單發電路161的每1個脈衝，而向類比開關ASW1輸出接通/斷開訊號。
峰值鎖定電路163係將OCP之電壓的峰值鎖定。1/2倍轉換器164係將由峰值鎖定電路163鎖定的峰值之1/2電壓輸出至類比開關ASW1。
類比開關ASW1係僅於1脈衝至下1個脈衝期間，即開關元件Q1斷開的電抗器L1之再生電流期間，將來自1/2倍轉換器164的峰值之1/2電壓輸出至電壓電流轉換放大器165的反轉輸入端子。
電壓電流轉換放大器165係將來自類比開關ASW1的峰值鎖定值轉換為電流，且利用電容器Ccomp進行積分，並將該積分輸出輸出至電流控制用誤差放大器13的反轉輸入端子。
因此，在檢測部16，能僅於開關元件Q1斷開時生成電流，且將該電流輸出至電流控制用誤差放大器13。因此，於實施例2的直流電源裝置，亦能獲得與實施例1之直流電源裝置相同的效果。
圖10及圖11係表示圖9所示的檢測部的動作原理之時序 圖。在圖9，Nd係表示輔助捲線Nd的電壓，ost係表示單發電路161的輸出，OCP係表示流過P3端子之開關元件Q1的電流，OTA-係表示輸入至電壓電流轉換放大器165之反轉輸入端子的電壓。
在圖10，表示交流電源AC的交流電壓為最大時的，流過開關元件Q1之電流、電感電流、輔助捲線Nd的電壓，在圖11，表示交流電源AC的交流電壓較小時的，流過開關元件Q1之電流、電感電流、輔助捲線Nd的電壓。
[實施例3]
圖12係表示本發明之實施例3之直流電源裝置的構成的方塊圖。圖1所示的直流電源裝置1a係適用於降壓截波電路，而圖12所示的直流電源裝置1c之特徵在於適用於返馳(flyback)電路。
在圖12，電抗器L2具有、主捲線Np(一次捲線)與二次捲線Ns、輔助捲線Nd。於全波整流電路RC1的輸出端連接有由主捲線Np、開關元件Q1及電流檢測電阻Rs所組成的串聯電路。於二次捲線Ns的一端，透過二極體D1而連接有LED群負載裝置RL的一端與平滑電容器Co的一端。於二次捲線Ns的另一端，連接有LED群負載裝置RL的另一端與平滑電容器Co的另一端。輔助捲線Nd的連接係與圖1所示的連接相同。
圖13係表示圖12所示的直流電源裝置內之檢測部的構成例的圖。如圖13所示，檢測部16b係由單發電路161、RSF/F162、峰值鎖定電路163、n/2倍轉換器166、類比開關ASW1、電壓電流轉換放大器165、及電容器Ccomp所構成。
此外，n/2倍轉換器166的n係一次捲線Np與二次捲線Ns 的捲數比，且n為初始設定。
首先，若開關元件Q1接通，則於RC1→Np→Q1→Rs之路徑，有電流流動。此時，根據二次捲線Ns的電壓，於LED群負載裝置RL並無電流流動。
其次，若開關元件Q1斷開，則於Ns→D1→RL→Ns之路徑，有電流流過LED群負載裝置RL。即，於LED群負載裝置RL，僅當開關元件Q1斷開時有電流流動。因此，於檢測部16b，只要僅在開關元件Q1斷開時生成電流即可。
以下，說明檢測部16的動作。如圖14所示，單發電路161係透過比較器15而輸入透過二極體D3對輔助捲線Nd的電壓進行整流後的電壓P2，且於輔助捲線Nd的電壓上升時與下降時產生1個脈衝。RSF/F162係針對來自單發電路161的每1個脈衝，而向類比開關ASW1輸出接通/斷開訊號。
峰值鎖定電路163係對OCP的電壓之峰值進行鎖定。n/2倍轉換器166係將由峰值鎖定電路163鎖定的峰值之n/2電壓輸出至類比開關ASW1。
類比開關Asw1係僅於1個脈衝至下1個脈衝期間，即開關元件Q1斷開的電抗器L2之再生電流期間，將來自1/2倍轉換器164的峰值之n/2電壓輸出至電壓電流轉換放大器165的反轉輸入端子。
電壓電流轉換放大器165係將來自類比開關ASW1的峰值鎖定值轉換為電流，且利用電容器Ccomp進行積分，並將該積分輸出輸出至電流控制用誤差放大器13的反轉輸入端子。
因此，於檢測部16b，能僅當開關元件Q1斷開時生成電流，且將該電流輸出至電流控制用誤差放大器13。因此，於實施例3之直流電源裝置，亦能獲得與實施例1的直流電源裝置相同的效果。
若將電抗器L2的一次捲線Np與二次捲線Ns的捲數比設為n：1，則於二次捲線Ns流動有一次捲線Np的n倍之峰值電流。因此，在二次捲線側流動期間的電流平均值為n×Ip之1/2，0.5Ip×n成為OTA-訊號。Ip係流過開關元件Q1之電流的峰值。
如此一來，於實施例3的直流電源裝置，亦能獲得與實施例1的直流電源裝置相同的效果。
[產業上之可利用性]
本發明可適用於功率因數改善電路、AC-DC轉換器。
AC‧‧‧交流電源
C1、C2‧‧‧電容器
Ci、Co‧‧‧平滑電容器
D1、D2、D3‧‧‧二極體
FL1‧‧‧EMI濾波器
L1‧‧‧電抗器
Nd‧‧‧輔助捲線
Np‧‧‧主捲線
P2‧‧‧電壓
P3‧‧‧端子
Q1‧‧‧開關元件
RC1‧‧‧全波整流電路
RL‧‧‧LED群負載裝置
Rs‧‧‧電流檢測電阻
V1、V2、V3、Vref‧‧‧基準電壓
1a‧‧‧直流電源裝置
10‧‧‧控制IC
11‧‧‧比較器
12‧‧‧三角波產生器
13‧‧‧電流控制用誤差放大器
14‧‧‧PWM比較器
15‧‧‧比較器
16‧‧‧檢測部
17‧‧‧與電路

Claims (8)

  1. 一種直流電源裝置，其係將來自交流電源之交流電力轉換成直流電力並予以輸出；該直流電源裝置之特徵在於具備：整流器，其對上述交流電源之交流電壓進行全波整流而轉換為直流電壓；轉換器，其具有開關元件、電抗器及二極體，且藉由使上述開關元件接通/斷開而將上述整流器的直流電壓轉換成其他直流電壓並供給至負載；電流檢測部，其檢測流動於上述開關元件之電流；峰值鎖定部，其對上述電流檢測部所檢測到的電流值進行峰值鎖定；n/2輸出部，其僅於上述電抗器之再生電流期間輸出由上述峰值鎖定部進行峰值鎖定之峰值鎖定值的n/2(n1的整數)；平均化部，其將上述n/2輸出部的輸出轉換為電流，且進行積分並予以輸出；及控制部，其基於上述平均化部的輸出訊號，以使流動於上述電抗器之電流的平均電流值成為既定值的方式，使上述開關元件接通/斷開。
  2. 如申請專利範圍第1項之直流電源裝置，其中，上述電抗器具有主捲線與輔助捲線，該直流電源裝置具備再生電流期間檢測部，其係基於在上述輔助捲線所產生之電壓而檢測上述電抗器之再生電流期間。
  3. 如申請專利範圍第2項之直流電源裝置，其中，上述轉換器係由降壓型轉換器構成，上述n為1，上述平均化部係將流動於上述開關元件之電流與上述n/2輸出部的輸 出轉換為電流，進行積分並予以輸出。
  4. 如申請專利範圍第2項之直流電源裝置，其中，上述轉換器係由升降壓轉換器構成，上述n為1，上述平均部係將上述n/2輸出部的輸出轉換為電流，進行積分並予以輸出。
  5. 如申請專利範圍第2項之直流電源裝置，其中，上述轉換器係由馳回轉換器構成，上述電抗器進一步具有二次捲線，上述n的值係上述主捲線與上述二次捲線的捲數比。
  6. 如申請專利範圍第1項至申請專利範圍第5項中任一項之直流電源裝置，其中，上述平均化部係透過具有較上述交流電源之交流電壓的半週期更長的時間常數之濾波器，而輸出流動於上述電抗器之電流檢測訊號。
  7. 如申請專利範圍第1項至申請專利範圍第5項中任一項之直流電源裝置，其中，上述控制部係藉由以使上述平均化部的輸出成為既定值的方式進行控制，藉此進行定電流控制。
  8. 如申請專利範圍第6項之直流電源裝置，其中，上述控制部係以使上述平均化部的輸出成為既定值的方式進行控制，藉此進行定電流控制。
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