TWI504115B - Constant current power supply device - Google Patents

Description

定電流電源裝置

本發明係與電能轉換有關，特別是指一種作為驅動發光二極體(發光二極體)之定電流電源裝置，且不須設置功率因數改善電路亦能達成同等的高功率因數之效果，且亦不需設置從二次側往一次側之回授電路，亦能達到將二次側之電流穩定化之目的。

而在現今日益重視環保、能源轉換率的情況下，由於發光二極體相較於白熾燈泡及日光燈具有較佳之電光轉換的效率。因此在照明系統的應用上，發光二極體燈組已有漸漸地取代白熾燈及日光燈的趨勢。

請參閱圖1，為一般習知用於發光二極體300之類比式切換電源裝置，圖1中的功率因數校正(PFC)電路60為一般所知之升壓型DC-DC轉換器，其主要功能係將市電的交流電源400電壓通過濾波器62後再利用橋式二極體電路64進行全波整流而取得之直流脈流電壓vi轉換為直流電壓Vio。另外，直流電壓Vio之正極連接至變壓器70之一次側線圈72之a點，負極則透過電阻66連接至場效電晶體68之源極，而該場效電晶體68之汲極則連接至一次側線圈72之b點。

控制器80則輸出如圖2中的(a)脈衝寬度調變(PWM)信號施加於場效電晶體68之閘極，藉以控制場效電晶體68反覆地導通(ON)與阻斷(OFF)，並藉由場效電晶體68之導通與阻斷使變壓器70一次側線圈72之電壓呈圖2中的(b)所示之vab波形，並於二次測線圈74產生圖2中的(c)所示之反相位電壓vcd。而場效電晶體68之汲極、源極間電壓vd如圖2中的(d)所示，且汲極電流及流過變壓器70之一次側線圈72之電流ip則如圖2中的(e)所示。

因此，當場效電晶體68導通(ON)時，由圖2中的(c)可知， Vcd之負點(c)相對於點(d)為負極，此時，發光二極體300為反向偏壓，因此無電流流過。而當場效電晶體68阻斷(OFF)時，圖2中的(c)之vcd的正負極反轉，此時，發光二極體300為正向偏壓，而使得如圖2中的(f)所示之id對電容器76充電。於此同時，輸出電流Io則會流過發光二極體300以進行放電，但假如增大圖1之電容器76之容量，則不會馬上放電，如此一來，輸出電壓Vo則如圖2中的(g)所示大致為直流且為一定值。

為了使流過發光二極體300之電流Io成為定值，便於其電流路徑上設計加入電阻78，且將電阻78所產生之電壓輸入差動放大器84與基準值進行比較，並將差異處放大後，再透過光耦合器82傳輸至控制器80。而控制器80便將由光耦合器82所接收之差異轉換為PWM信號控制場效電晶體58導通或阻斷。使Id能如圖2中的(f)之平均值變化，藉此能達成穩定之目的。

另外，透過電阻86、88，更可檢測出施加於負載發光二極體300之電壓Vo，並輸入到誤差放大器84與基準值進行比較，再將差異部分加以放大後，透過光耦合器82傳輸至控制器80。而後，控制器80同樣將差異轉換為PWM信號控制場效電晶體68導通或阻斷，以使Vo如圖2中的(g)成為一預定值。

但若是以前述之方式控制流過發光二極體300電流Io的方式，在二次側量測電流Io、電壓Vo時，利用差動放大器84與目標值進行比較，再透過光耦合器82將差異部分回授到一次側之控制器80，而後轉換為PWM後再輸入至場效電晶體68之閘極。不僅電路設計與控制步驟繁雜，且此種習知之電源設計為了獲得高功率因數，其必須設計有價格高且複雜的PFC電路60才能有效地將交流電轉換為所需之直流電壓。

有鑑於此，本發明第一發明目的在於冀以使發光二極體產生如圖3中的(a)所示流過不變動之直流Io時之照度。但一般來說，若是提供如圖3中的(b)、(c)、(d)之波型變化之電流，其平均值亦與圖3(a)之直流電流Io相等，且頻率為500Hz以上時，亦可認為呈相同的照度，而此時，於 變壓器的二次側便可不必裝電解電容器，進而可具有使用壽命較長之優點。

本發明第二發明目的在於直接透過於一次側量測取得適當的參數後，藉由預測二次側之電壓、電流，進而省略光耦合器之設計，來達到降低成本之目的。

本發明第三發明目的在於，利用PWM控制即可具有功率因數校正之效果，進而透過省略PFC電路達到降低成本及小型化之目的。

緣已達成上述目的，本發明提供之定電流電源裝置用以輸出一直流定電流予至少一發光二極體，且包含有一脈衝直流電源、一電子切換元件、一返馳式變壓器、一二極體以及一控制器。其中，該脈衝直流電源用以接收一交流電後，進行全波整流以輸出一脈衝直流，且該脈衝直流電源具有一正極以及一負極；該電子切換元件電性連接該脈衝直流電源之負極，用以導通(ON)或阻斷(OFF)該脈衝直流電源輸出之脈衝直流；該返馳式變壓器一次側具有一激磁線圈，而二次側具有一輸出線圈；該激磁線圈的一端連接於該脈衝直流電源，而另一端則連接於該電子切換元件；該輸出線圈之一端連接該至少一發光二極體的其中一端；該二極體一端連接於該輸出線圈之另外一端，用以防止逆電流回流至該輸出線圈；另一端則連接該至少一發光二極體的另外一端；該控制器與該電子切換元件，用以產生一預定之脈衝寬度調變(PWM)訊號予該電子切換元件，並以該脈衝寬度調變訊號控制該電子切換元件導通與阻斷之時序，以使該輸出線圈產生該直流定電流予該至少一發光二極體。

依據上述構思，上述之定電流電源裝置輸出直流定電流的方法，包含有下列步驟：A.偵測該脈衝直流、以及該激磁線圈上的電壓與電流；B.依據步驟A的偵測結果，輸出對應之脈衝寬度調變(PWM)訊號；以及C.依據該步驟B的脈衝寬度調變訊號，導通或阻斷該脈衝直流電源供予該激磁線圈的脈衝直流，以使該輸出線圈產生直流定電流。

藉此，透過該脈衝寬度調變訊號控制該電子切換元件導通與阻斷之時序的方式，達到調整返該馳式變壓器所接收到之脈衝直流的波 形，並具有功率因數校正之效果，且省略PFC電路後，更能達到降低成本及小型化之目的。

10‧‧‧脈衝直流電源

12‧‧‧濾波器

14‧‧‧橋式整流電路

15~19‧‧‧電阻

20‧‧‧電子切換元件

S‧‧‧源極

D‧‧‧汲極

G‧‧‧閘極

30‧‧‧返馳式變壓器

32‧‧‧激磁線圈

L1‧‧‧電感器

34‧‧‧輸出線圈

L2‧‧‧電感器

40‧‧‧二極體

50‧‧‧控制器

100‧‧‧發光二極體

200‧‧‧交流電源

vi‧‧‧脈衝直流

ip‧‧‧激磁電流

vp‧‧‧激磁電壓

vd‧‧‧汲極電壓

vs‧‧‧二次測電壓

is‧‧‧二次側電流

Vo‧‧‧輸出電壓

Io‧‧‧平均電流

60‧‧‧功率因數校正電路

62‧‧‧濾波器

64‧‧‧橋式二極體電路

66‧‧‧電阻

68‧‧‧場效電晶體

70‧‧‧變壓器

72‧‧‧一次側線圈

74‧‧‧二次測線圈

76‧‧‧電容器

78‧‧‧電阻

80‧‧‧控制器

82‧‧‧光耦合器

84‧‧‧差動放大器

86、88‧‧‧電阻

圖1為習用定電流電源裝置之電路圖。

圖2為圖1電路圖作動時之波形圖。

圖3揭示輸出電流與各種平均電流之間的關係圖。

圖4為本發明較佳實施例之定電流電源裝置之電路圖。

圖5為本發明返馳式變壓器的電路圖。

圖6揭示將交流電數位化之波形示意圖。

圖7為圖4電路圖作動時之波形圖。

為能更清楚地說明本發明，茲舉較佳實施例並配合圖示詳細說明如後。

請參閱圖4，本發明較佳實施例之定電流電源裝置用以輸出一直流定電流予複數個發光二極體100，且包含有一脈衝直流電源10、一電子切換元件20、一返馳式變壓器30、一二極體40以及一控制器50。其中：該脈衝直流電源10包含有電性連接之一濾波器12以及一橋式整流電路14。該濾波器12與一市用交流電源200電性連接，並於濾波後傳輸至該橋式整流電路14進行全波整流以輸出一脈衝直流vi，且該脈衝直流電源10依脈衝直流vi的極性而具有一正極以及一負極。

該電子切換元件20於本實施例中為一場效電晶體(FET)，且其源極S透過一電阻15而連接於脈衝直流vi的負極，用以導通(ON)或阻斷(OFF)該脈衝直流電源10輸出之脈衝直流vi。

該返馳式變壓器30的一次側具有一激磁線圈32，而二次側 具有一輸出線圈34。該激磁線圈32的一端連接於該脈衝直流電源10的正極，而另一端則連接於該電子切換元件20之汲極D。該輸出線圈34之一端連接該等發光二極體100的負端。該返馳式變壓器30係以圖5所示之方式繞線，其一次側的激磁線圈32為電感器L1，而二次側的輸出線圈34則為電感器L2，而一、二次之匝數比為n1：n2，且該返馳式變壓器30的a點對b點和c點對d點為反相位。

該二極體40的正端連接於該輸出線圈34之另外一端，而負端則連接該等發光二極體100的正端，用以防止逆電流回流至該輸出線圈34。

該控制器50於本實施例中為一數位訊號處理器(Digital Signal Processor，DSP)與該電子切換元件20之閘極G連接，用以輸出具有一定頻率(一定周期)的脈衝寬度調變信號予該電子切換元件20，以控制該電子切換元件20反覆地導通(ON)與斷開(OFF)。

請參閱圖6，預設將市用交流電源200全波整流後之脈衝直流vi之周期為Tac，並預設脈衝寬度調變信號輸出之周期為t。此時在每個週期Tac中，脈衝寬度調變信號控制該電子切換元件20導通(ON)與斷開(OFF)之週期重覆Tac/t次，而施加於該返馳式變壓器30之激磁線圈32之a點的電壓從0到最大值vip。另外，圖6中的斜線部分表示從周期Tac的起點算起第n個脈衝寬度調變信號施加於閘極G時，此時，施加於該返馳式變壓器30之a點的脈衝直流vi的瞬間值為vin。

請參閱圖7，其(a)、(b)、(c)、(d)、(e)、(f)的波形圖係表示將用上述第n個脈衝寬度調變信號動作時，各個不同位置處的波形，並加以放大顯示。圖7的(a)係表示前述圖6之第n個脈衝寬度調變信號時，脈衝直流vi的波形。從週期Tac之起點0到nt時，第n個脈衝寬度調變信號係控制該電子切換元件20導通(ON)，此時脈衝直流vi的瞬間值為vin。而下一(第n+1個)脈衝寬度調變信號，則會控制該電子切換元件20由導通(ON)變成阻斷(OFF)，而每個脈衝寬度調變信號之周期t相對於脈衝直流vi之周期Tac來說非常的小，而在第n個脈衝寬度調變信號周期t之期間中，脈衝直流vi亦可被認為定值的vin。

圖7的(b)則表示脈衝寬度調變信號控制該電子切換元件20導通(ON)與斷開(OFF)的時序圖。

為圖7的(c)則表示在第n個脈衝寬度調變信號之tonn期間，流過該返馳式變壓器30之激磁線圈32的激磁電流ip為三角波，並當第n個脈衝寬度調變信號將控制該電子切換元件20由導通(ON)變成阻斷(OFF)時的瞬間值則為ipn。另外，當脈衝寬度調變信號控制該電子切換元件20變成阻斷(OFF)時，在第下一個(n+1)脈衝寬度調變信號在控制該電子切換元件20變為導通(ON)之信號到來到之前的toffn期間，前述之激磁電流ip的瞬間值ipn持續為0，而此種呈三角波的激磁電流ip於周期t中之平均值Ipn，能用下式表示：

圖7的(d)係表示該電子切換元件20的汲極D與源極S之間的汲極電壓vd之波形。汲極電壓vd在tonn期間大致為0，但在脈衝寬度調變信號控制該電子切換元件20由導通(ON)變成阻斷(OFF)的瞬間，其大小則變為vdn，並持續於tofn期間，且只要上述期間一結束，汲極電壓vd的大小則會變成vin的大小，並在第下一個(n+1)脈衝寬度調變信號來到之前，持續呈現為vin的大小。

該返馳式變壓器30在tonn期間，其輸出線圈34輸出如圖7中(f)般之二次測電壓vs。此時，由於該輸出線圈34的c點對d點來說為負電壓，因此，該二極體40及該等發光二極體100此時為反向偏壓，而如圖6中的(e)所示無二次測電流is流過。另外，在脈衝寬度調變信號控制該電子切換元件20導通(ON)的tonn期間結束的瞬間，該電子切換元件20由導通(ON)變成阻斷(OFF)，因此，此時圖7中(c)的激磁電流ip的瞬間值由ipn變成0。此時，該返馳式變壓器30的激磁線圈32所產生之電壓的正負極性反轉。同時，該返馳式變壓器30之輸出線圈34所產生的電壓亦正負極性反轉，使得該返馳式變壓器30之輸出線圈34的c點對d點來說為正電壓，使得該二極體40及該等發光二極體100呈順向偏壓，而如圖7中的(e)所示，二次側電流is開始流動，並藉由此電流使得該二極體40及該等發光二極體 100產生的電壓降實質上為定電壓。另外，該二極體40所產生之電壓降與該等二極體所產生的電壓降Vo進行比較，由於極小可忽略不計，因此如圖7中的(f)所示該輸出線圈34之c點的二次側電壓vs可被視為輸出電壓Vo。

另外，儲存於該返馳式變壓器30之輸出線圈34的電磁能以二次側電流is往二次側釋放，釋放結束之前的這段時間預設為tofn期間，而電能釋放結束後，輸出電壓Vo則降至0。而透過前述tofn期間之輸出電壓Vo，該返馳式變壓器30的激磁線圈32則產生n1/n2×Vo的電壓，因此，圖7中的(d)之vdn可由下式(2)表示：

而圖7中的(e)所示之二次側電流的瞬間值isn於周期t內的平均值Isn則係如下式(3)所示：

圖7中的(c)所示之激磁電流的瞬間值ipn於周期t內之平均值Ipn，假如根據第(1)式，並使用以下第(4)式計算，則能以第(5)式表示：

假如再將vin=vp.sin(nt)代入前述第(5)式(ip為該返馳式便壓器30於一次側的激磁電壓)中，則能獲得如下之第(6)式：

而由前述第(6)式可看出激磁電流的平均值Ipn與脈衝電壓vi之正弦波輸入同相，因此可得知功率因素(PF)為1，換言之，透過上述之設計，將可使得本發明之電路具有功率因數校正之功能。

接著，流過該等發光二極體100之平均電流Io，則以圖6中的(e)之二次側電流平均值Isn於半周期Tac區域加總合計，而其平均值則能 以下述第(7)式計算。而第(8)式則是由第(7)式中的3次項展開而成，而第(9)式則是由第(7)式中的4次項展開而成。而第(10)式則是利用連續函數之定積分將第(9)式以近似計算而成：

又，能將上式變形為如下列第(11)式所示：

如此一來，在本發明圖4之電路中，為了控制該電子切換元件20，該控制器50所輸出之脈衝寬度調變信號之頻率(周期t)成為一定值，因此由上述之第(10)式可知，若能控制其時序比(即tonn/t)的變化，則能控制流過該等發光二極體100的輸出電流Io。

而為了量測當下之輸出電流Io，由第(4)式可知，必須在該控制器50之脈衝寬度調變信號訊號輸出時的每一周期t內，讀取輸入脈衝直流vi之瞬間值vin、或者是該返馳式變壓器30之激磁線圈32所流之電流的瞬間值ipn，以及脈衝直流vi於其周期Tac中的最大值vip。而於該控制器50偵測電阻16、17上分壓後的電壓值，以計算得前述脈衝直流vi之瞬間值vin，而這種前述之電壓值係屬類比信號，係利用該控制器50內部之交流/直流轉換器(圖未示)轉換成數位信號再進行後續運算處理。

另外，該控制器50偵測該電阻15上之電壓，以並以測得之電壓及電阻15之阻值回推計算得到該激磁線圈32的激磁電流ip的瞬間值ipn，並同樣係利用該控制器50內部之交流/直流轉換器將類比訊號轉換為 數位信號後，再於該控制器50內部進行運算。

而該等發光二極體100上的電壓Vo，則是以汲極電壓vd與該返馳式變壓器30之匝數比算出，意即，該控制器50係偵測電阻18、19上被分壓之汲極電壓vd的瞬間值vdn後，再由該控制器50內部之交流/直流轉換器將類比訊號轉換為數位信號，並藉由前述第(2)式，在該控制器50內部進行計算，而可推得該等發光二極體100上的電壓Vo。

另外，由於該控制器50偵測該脈衝直流的瞬間值vin後，而可知悉該脈衝直流vi的周期Tac。因此，便可如圖5所示，在控制器內部計算出vin成為0之兩點z1和z2之時間間隔。而以上述方式，在每個動作周期Tac內，便可量測所有脈衝寬度調變信號每次周期t中之脈衝直流vi的的瞬間值vin、激磁電流ip的瞬間值ipn、汲極電壓vd的瞬間值vdn、脈衝直流vi的周期Tac、以及一次側的激磁電壓vp。而該控制器50所輸出之脈衝寬度調變信號的控制該電子切換元件20呈導通的週期tonn、以及週期t在Tac周期內為定值，且藉由該等發光二極體100決定輸出電壓Vo，因此亦可使輸出電壓Vo為定值。

因此，該控制器在每個周期Tac中的最後一個脈衝寬度調變信號結束時，藉由式(8)同時計算出輸出至該等發光二極體100的電流Io。又，輸出電流Io亦能用第(11)式以激磁電流ip的瞬間值ipn算出，並將計算出之輸出電流Io與保存於該控制器50內部之預設電流值進行比較後，將記算出之輸出電流Io與預設電流值間的差異負回授至下一周期Tac之脈衝寬度調變信號的時序比，藉以使得輸出電流Io可以維持在預定電流值上，而呈定電流輸出。

舉凡應用本發明說明書及申請專利範圍所為之等效結構變化，理應包含在本創作之專利範圍內。

10‧‧‧脈衝直流電源

12‧‧‧濾波器

14‧‧‧橋式整流電路

15~19‧‧‧電阻

20‧‧‧電子切換元件

S‧‧‧源極

D‧‧‧汲極

G‧‧‧閘極

30‧‧‧返馳式變壓器

32‧‧‧激磁線圈

L1‧‧‧電感器

34‧‧‧輸出線圈

L2‧‧‧電感器

40‧‧‧二極體

50‧‧‧控制器

100‧‧‧發光二極體

200‧‧‧交流電源

vi‧‧‧脈衝直流

ip‧‧‧激磁電流

vp‧‧‧激磁電壓

vd‧‧‧汲極電壓

vs‧‧‧二次測電壓

is‧‧‧二次側電流

Vo‧‧‧輸出電壓

Io‧‧‧平均電流

Claims (8)

1. 一種定電流電源裝置，用以輸出一直流定電流予至少一發光二極體；該定電流電源裝置包含有：一脈衝直流電源，用以接收一交流電後，進行全波整流以輸出一脈衝直流，且該脈衝直流電源具有一正極以及一負極；一電子切換元件，電性連接該脈衝直流電源之負極，用以導通(ON)或阻斷(OFF)該脈衝直流電源輸出之脈衝直流；一返馳式變壓器，其一次側具有一激磁線圈，而二次側具有一輸出線圈；該激磁線圈的一端連接於該脈衝直流電源，而另一端則連接於該電子切換元件；該輸出線圈電性連接該至少一發光二極體；以及一控制器，分別與該脈衝直流電源、該電子切換元件以及該反馳式變壓器電性連接；該控制器用以於該脈衝直流電源所產生之該脈衝直流的其中一週期偵測該脈衝直流、以及該激磁線圈上的電壓與電流，並於下一個週期時，依據前一周期所偵測的結果，產生一預定之脈衝寬度調變(PWM)訊號予該電子切換元件，並以該脈衝寬度調變訊號控制該電子切換元件導通與阻斷之時序，以使該輸出線圈產生該直流定電流予該至少一發光二極體。
2. 如請求項1所述之定電流電源裝置，更包含有一二極體，其一端連接於該輸出線圈，另一端則連接該至少一發光二極體，係用以防止逆電流回流至該輸出線圈者。
3. 如請求項1所述之定電流電源裝置，其中，該控制器更分別透過至少一電阻電性連接該脈衝直流電源以及該返馳式變壓器的激磁線圈。
4. 如請求項3所述之定電流電源裝置，其中，該控制器係透過偵測該脈衝直流電源產生之脈衝直流、以及該激磁線圈上的電壓與電流，產生對應之該脈衝寬度調變訊號控制該電子切換元件導通與阻斷之時序。
5. 一種定電流電源裝置輸出直流定電流的方法，用於請求項1之定電流電源裝置，該方法包含有下列步驟：A.偵測該脈衝直流、以及該激磁線圈上的電壓與電流；B.依據步驟A的偵測結果，輸出對應之脈衝寬度調變(PWM)訊號；以及 C.依據該步驟B的脈衝寬度調變訊號，導通或阻斷該脈衝直流電源供予該激磁線圈的脈衝直流，以使該輸出線圈產生直流定電流；其中，係於脈衝直流的其中一週期時間內執行步驟A，並於再下一週期時間時，執行步驟B與C。
6. 如請求項5所述之定電流電源裝置輸出直流定電流的方法，先於步驟A中計算出輸出線圈當下之電流的電流值，並於步驟B中，以計算出的電流值與預設之直流定電流的電流值之間的差異調整脈衝寬度調變訊號，以於步驟C中，使該輸出線圈產生之電流的電流值等於或趨近於預設之直流定電流的電流值。
7. 如請求項5所述之定電流電源裝置輸出直流定電流的方法，於步驟B中係以數位比例-積分-微分(PID)之方式計算並輸出對應之脈衝寬度調變訊號。
8. 如請求項5所述之定電流電源裝置輸出直流定電流的方法，於步驟A中，係偵測該脈衝直流的瞬間電壓、最大電壓以及週期時間。