WO2013128506A1

WO2013128506A1 - 直流電源回路

Info

Publication number: WO2013128506A1
Application number: PCT/JP2012/006023
Authority: WO
Inventors: 昌伸村上; 和繁杉田; 伊藤　和彦
Original assignee: パナソニック株式会社
Priority date: 2012-03-01
Filing date: 2012-09-21
Publication date: 2013-09-06
Also published as: DE112012006632T5; US9515547B2; US20150357910A1

Abstract

　直流電源回路１では、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２以上の場合、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中、整流回路２の高電位側の出力端から流出し、負荷１１、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１を経由して整流回路２の低電位側の出力端に至る第１電流経路が形成される。一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中、整流回路２の高電位側の出力端から流出し、負荷１１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２を経由して整流回路２の低電位側の出力端に至る第２電流経路が形成される。

Description

直流電源回路

　本発明は、直流電源回路に関し、特に、交流電源から見た場合における回路の力率の向上を図る技術に関する。

　近年、発光ダイオード（以下、ＬＥＤと称す）の発光効率が向上し一般照明用の光源として注目されてきている。このＬＥＤを駆動するための電源としては、直流電源が必要である。

　これに対して、従来から家庭用の交流電源から供給される交流を直流に変換して出力する直流電源回路が提案されている（特許文献１参照）。この特許文献１には、整流回路と、整流回路の出力端間に接続された平滑用のコンデンサと、コンデンサの両端間に接続されコンデンサの両端間に生じる電圧を変換して出力する電圧変換回路からなる直流電源回路が記載されている。

特開２０１１－９０９０１号公報

　ところで、交流電源から流出した電流が、整流回路を介してコンデンサに流入するのは、整流回路の出力電圧がコンデンサの両端間の電圧よりも高くなる期間だけである。

　これに対して、特許文献１に記載された直流電源回路では、コンデンサの両端間の電圧が整流回路の出力電圧が最大値に到達した時点で当該最大値と等しくなる。従って、交流電源から供給される交流の半周期において、整流回路の出力電圧が最大値に到達した後は、整流回路の出力電圧がコンデンサの両端間に生じる電圧よりも小さくなり、交流電源から整流回路を介してコンデンサに流れこむ電流が遮断される。このように、上記交流の半周期において、整流回路の出力電圧が最大値に到達した後に交流電源から整流回路に電流が流れなくなる分、上記交流の半周期全体に亘って交流電源から整流回路に電流が流れている場合に比べて力率が低下してしまう。

　本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、力率向上を図ることができる直流電源回路を提供することを目的とする。

　本発明に係る直流電源回路は、交流電源から供給される交流を整流する整流回路と、整流回路の出力端に接続され且つ整流回路からの入力電圧を変換して負荷に印加する電圧変換回路とを備え、電圧変換回路は、一端が整流回路の高電位側の出力端に前記負荷を介して接続されたインダクタと、インダクタの他端と整流回路の低電位側の出力端との間に接続されたスイッチング素子と、一端が整流回路の低電位側の出力端に接続されたコンデンサと、コンデンサの他端とインダクタの他端との間に接続された第１の一方向性素子とを有し、整流回路の出力電圧の瞬時値がコンデンサの両端間の電圧以上の場合、スイッチング素子のオン期間中、整流回路の高電位側の出力端から、負荷、インダクタ、スイッチング素子の順に経由して整流回路の低電位側の出力端に至る第１電流経路が形成され、前記スイッチング素子のオフ期間中、前記整流回路の高電位側の出力端から、負荷、インダクタ、第１の一方向性素子、コンデンサの順に経由して整流回路の低電位側の出力端に至る第２電流経路が形成される。

　本構成によれば、整流回路の出力電圧の瞬時値がコンデンサの両端間の電圧以上の場合、整流回路の高電位側の出力端から流出し低電位側の出力端に流入する第１電流経路または第２電流経路を通じて電流が流れ続ける。これにより、交流電源から整流回路を介して電圧変換回路に電流が流れ続ける。また、スイッチング素子のオン期間中では、コンデンサを経由しない第１電流経路に電流が主に流れ、コンデンサには電流が流れ込まない期間が生じる。この期間中は、コンデンサは充電されない。一方、スイッチング素子のオフ期間中、コンデンサを経由する第２電流経路を電流が流れ、コンデンサが充電される。このように、スイッチング素子のオンオフ動作に同期してコンデンサが充電されない期間とコンデンサが充電される期間とが交互に到来する。

　すると、スイッチング素子のオンオフに関係なく整流回路の高電位側の出力端からコンデンサへ電流が流れ続ける構成に比べて、コンデンサの両端間の電圧の立ち上がりが遅くなる。そうすると、整流回路の出力電圧の瞬時値が最大値に到達した時点におけるコンデンサの両端間の電圧は、当該最大値に比べて小さくなる。そして、整流回路の出力電圧の瞬時値が最大値に到達した後、整流回路の出力電圧の瞬時値とコンデンサの両端間の電圧が等しくなるまでの期間、整流回路の出力電圧の瞬時値がコンデンサの両端間の電圧以上の状態が継続し、整流回路の高電位側の出力端から第２電流経路を通じてコンデンサに電流が流れ続ける。この整流回路の高電位側の出力端から第２電流経路を通じてコンデンサに電流が流れ続けている期間は、交流電源から整流回路を介して電圧変換回路に電流が流れ続ける。

　従って、本構成は、整流回路の出力電圧の瞬時値が最大値に到達した後、交流電源から整流回路を介してコンデンサに流れ込む電流が遮断される構成に比べて、整流回路の出力電圧の瞬時値が最大値に到達した後も交流電源から整流回路を介して電圧変換回路に電流が流れ続ける期間が存在するので、その分、整流回路に電流が流れる期間を長くすることができ、力率向上を図ることができる。

実施の形態１に係る直流電源回路の回路図である。実施の形態１に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態１に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態１に係る直流電源回路における、（ａ）は、スイッチング素子のオンオフ動作を示す図であり、（ｂ）は、インダクタとダイオードのアノードとの接続点の電圧の時間波形を示す図であり、（ｃ）は、コンデンサの両端間に生じる電圧の時間波形を示す図である。実施の形態１に係る直流電源回路における、（ａ）は、交流電源から整流回路への入力電圧の時間波形を示す図であり、（ｂ）は、整流回路の出力電圧の時間波形を示す図である。実施の形態１に係る直流電源回路における、（ａ）は、交流電源から整流回路２への入力電圧の時間波形を示す図であり、（ｂ）は、整流回路の出力電圧の時間波形を示す図であり、（ｃ）は、交流電源から整流回路に流れる電流の時間波形を示す図である。実施の形態１に係る直流電源回路における、交流電源から整流回路への入力電圧の時間波形を示す図である。実施の形態２に係る直流電源回路の回路図である。実施の形態２に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態２に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態２に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態２に係る直流電源回路における、（ａ）は、スイッチング素子のオンオフ動作を示す図であり、（ｂ）は、インダクタに流れる電流の時間波形を示す図であり、（ｃ）は、インダクタ（限流素子）に流れる電流の時間波形を示す図であり、（ｄ）は、コンデンサの両端間に生じる電圧の時間波形を示す図である。実施の形態２に係る直流電源回路における、（ａ）は、スイッチング素子のオンオフ動作を示す図であり、（ｂ－１）および（ｃ－１）は、インダクタに流れる電流の時間波形を示す図であり、（ｂ－２）および（ｃ－２）は、インダクタ（限流素子）に流れる電流の時間波形を示す図であり、（ｄ）は、コンデンサの両端間に生じる電圧の時間波形を示す図である。実施の形態２に係る直流電源回路における、（ａ）は、交流電源から整流回路への入力電圧の時間波形を示す図であり、（ｂ）は、整流回路の出力電圧の時間波形を示す図であり、（ｃ）は、交流電源から整流回路に流れる電流の時間波形を示す図である。実施の形態２に係る直流電源回路における、整流回路の出力電圧の時間波形を示す図である。実施の形態３に係る直流電源回路の回路図である。実施の形態３に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態３に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態４に係る直流電源回路の回路図である。実施の形態４に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態４に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。実施の形態４に係る直流電源回路を示す回路図と、直流電源回路内における電流の流れとを示す図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路における、（ａ）は、整流回路の出力電圧の時間波形を示す図であり、（ｂ）は各スイッチング素子のオンオフ動作を示す図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。変形例に係る直流電源回路の回路図である。

　＜実施の形態１＞
　＜１＞構成
　実施の形態１に係る直流電源回路１の回路図を図１に示す。

　直流電源回路１は、交流電源ＡＣに接続された整流回路２と、整流回路２の出力端に接続された電圧変換回路３と、電圧変換回路３を駆動するための駆動回路Ｕ１とを備えている。また、直流電源回路１は、駆動回路Ｕ１に電力を供給するための定電圧回路４を備えている。

　電圧変換回路３の出力端には、複数のＬＥＤを直列に接続してなる直列回路からなる負荷１１が接続されている。この負荷１１は、負荷１１の両端間の電圧が直列に接続するＬＥＤの個数によって規定される一定の値となる。この点、例えば、蛍光ランプ等の抵抗性インピーダンスを有する負荷とは相違する。

　交流電源ＡＣは、例えば、電圧実効値１００Ｖの交流を出力するものである。交流電源ＡＣと整流回路２との間には、交流電源ＡＣから整流回路２に過電流が流れるのを防止するために限流用の抵抗Ｒ１が接続されている。

　＜１－１＞整流回路
　整流回路２は、４つのダイオードからなるダイオードブリッジで構成されている。

　＜１－２＞電圧変換回路
　電圧変換回路３は、降圧チョッパ回路を備えるものであり、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ２と、ダイオードＤ０，Ｄ１，Ｄ２と、コンデンサＣ２，Ｃ４と、抵抗Ｒ７とを備える。

　スイッチング素子Ｑ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなり、ソースが抵抗Ｒ７を介して整流回路２の低電位側の出力端に接続され且つゲートが抵抗Ｒ１１を介して駆動回路Ｕ１に接続されるとともに、ドレインがインダクタＬ２に接続されている。このスイッチング素子Ｑ１には、アノードがソースに接続されカソードがドレインに接続された環流ダイオードが設けられている。ここで、抵抗Ｒ７は、両端間に生じる電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流を検出するためのものである。インダクタＬ２は、一端が負荷１１に接続され、他端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。ダイオードＤ０は、アノードが整流回路２の高電位側の出力端に接続され、カソードが負荷１１に接続されている。ダイオード（第１の一方向性素子）Ｄ１は、アノードがインダクタＬ２の上記他端およびスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、カソードがコンデンサＣ２およびダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオード（第２の一方向性素子）Ｄ２は、アノードがダイオードＤ１のカソードに接続され、カソードがダイオードＤ０のカソードに接続されている。

　コンデンサＣ２は、一端が整流回路２の低電位側の出力端に接続されており、他端がダイオードＤ１のカソードおよびダイオードＤ２のアノードに接続されている。コンデンサＣ２は、電解コンデンサからなる。なお、コンデンサＣ２は、例えば、高誘電率系セラミックスコンデンサやフィルムコンデンサ等から構成されてもよい。

　コンデンサＣ４は、負荷１１と並列に接続されており、負荷１１の両端間に生じる電圧を平滑化するためのものである。

　＜１－３＞駆動回路
　駆動回路Ｕ１は、スイッチング素子Ｑ１をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御により駆動させるための矩形波状の電圧波形を有する制御信号（以下、「ＰＷＭ信号」と称す）を出力する。

　駆動回路Ｕ１は、電源端子ｔｅ０と、出力端子ｔｅ１と、接地端子ｔｅ２と、スイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流を検出するための電流検出端子ｔｅ３とを備える。また、電源端子ｔｅ０は、定電圧回路４の出力端間に接続されている。接地端子ｔｅ２は、整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。出力端子ｔｅ１は、抵抗Ｒ１１を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続されている。電流検出端子ｔｅ３は、スイッチング素子Ｑ１のソースと抵抗Ｒ７との間に接続されている。

　この駆動回路Ｕ１は、スイッチング素子Ｑ１のゲートにＰＷＭ信号を入力する。そして、電流検出端子ｔｅ３により検出したスイッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流が、一定となるようにＰＷＭ信号のパルス幅を調節する。ここにおいて、ＰＷＭ信号のパルス幅を変化させると、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧がスイッチング素子Ｑ１のオン電圧以上の電圧に維持される期間とスイッチング素子Ｑ１のゲート電圧がスイッチング素子Ｑ１のオン電圧未満の電圧（略０Ｖ）に維持される期間とが変化する。以下、スイッチング素子Ｑ１がオン状態で維持される期間を「オン期間」と称する。また、スイッチング素子Ｑ１のゲート電圧が略０Ｖに維持される、即ち、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態で維持される期間を「オフ期間」と称する。そして、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の一周期内におけるオン期間の割合を「オンデューティ」と称する。そして、駆動回路Ｕ１は、このオンデューティを変化させることによりスイッチング素子Ｑ１を定電流制御により駆動させる。

　＜１－４＞定電圧回路
　定電圧回路４は、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２と、コンデンサＣ４３と、ツェナーダイオードＺＤ４４とを備える。ここで、抵抗Ｒ４１，Ｒ４２は、整流回路２の出力端間に直列に接続されている。そして、抵抗Ｒ４１は、一端が整流回路２の高電位側の出力端に接続されており、抵抗Ｒ４２は、抵抗Ｒ４１の他端と整流回路２の低電位側の出力端との間に接続されている。コンデンサＣ４３は、抵抗Ｒ４２の両端間に接続されている。ツェナーダイオードＺＤ４４は、アノードが整流回路２の低電位側の出力端に接続され、カソードが抵抗Ｒ４１，Ｒ４２の接続点に接続されるとともに駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０に接続されている。これにより、駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０の電位は、ツェナーダイオードＺＤ４４のカソードに生じる一定の電位に維持される。

　また、定電圧回路４は、更に、ダイオードＤ４５と、抵抗Ｒ４６と、コンデンサＣ４７とを備える。コンデンサＣ４７は、一端が電圧変換回路３のダイオードＤ１のアノードに接続されている。ダイオードＤ４５は、アノードが抵抗Ｒ４６を介してコンデンサＣ４７の他端に接続され、カソードが駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０に接続されている。ダイオードＤ４８は、アノードが抵抗Ｒ４６とダイオードＤ４５との接続点に接続され、カソードが整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。このダイオードＤ４８は、コンデンサＣ４７の電荷を放電するためのものである。これにより、コンデンサＣ４３、Ｃ４７が、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に充電し、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中にコンデンサＣ４７を放電することにより、コンデンサＣ４７に蓄積した分の電荷をコンデンサＣ４３へ送る構成となっている。これにより、駆動回路Ｕ１の電源端子ｔｅ０に電圧変換回路３側から電力が供給可能となっている。

　＜２＞動作
　次に、本実施の形態に係る直流電源回路１の動作について説明する。

　直流電源回路１の立ち上げ時において、スイッチング素子Ｑ１がオフした状態で、整流回路２から電圧変換回路３に電圧が入力されると、整流回路２の高電位側の出力端から負荷１１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１を経由してコンデンサＣ２にインラッシュ電流が流れ込む。このインラッシュ電流の大きさは、交流電源ＡＣから整流回路２に供給される電圧位相により変化する。コンデンサＣ２にインラッシュ電流が流れ込むことにより、コンデンサＣ２は、整流回路２の出力電圧よりも負荷１１での電圧降下分だけ低い電圧まで充電される。ここにおいて、インラッシュ電流が、負荷１１とインダクタＬ２と抵抗Ｒ１とにより限流されるので、過度のインラッシュ電流が流れることを防止でき、ひいては、整流回路２を構成するダイオード等の破損を防止することができるという利点がある。また、負荷１１およびインダクタＬ２が限流要素として機能する分、抵抗Ｒ１を小さくすることができるので、抵抗Ｒ１での損失を低減でき回路効率の向上を図ることができる。

　コンデンサＣ２が充電された後、直流電源回路１内には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態に応じて以下に説明する電流経路で電流が流れる。

　直流電源回路１の回路図と、直流電源回路１内における電流の流れとを図２（ａ）および（ｂ）並びに図３（ａ）および（ｂ）に示す。なお、図２（ａ）および（ｂ）並びに図３（ａ）および（ｂ）において、定電圧回路４の図示は省略している。

　図２は、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧以上の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオン期間における電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間における電流の流れを示している。

　図２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、負荷１１、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ７の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む経路（以下、「第１電流経路」と称する。）を辿る。このとき、整流回路２の高電位側の出力端の電位に比べて、コンデンサＣ２とダイオードＤ２のアノードとの接続点の電位が負荷１１での電圧降下分だけ低くなっている。これにより、ダイオードＤ２は非導通状態となる。また、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、略０Ｖとなることから、ダイオードＤ１も非導通状態となる。そして、インダクタＬ２は、第１電流経路を流れる電流が発生することにより磁気的エネルギが蓄積される。

　一方、図２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、インダクタＬ２から流出した電流が、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、負荷１１の順に経由して、インダクタＬ２に戻る経路（以下、「Ａ電流経路」と称する。）を辿る。このとき、インダクタＬ２とダイオードＤ１のアノードとの接続点の電圧は、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２よりもダイオードＤ１のオン電圧分だけ高くなり、ダイオードＤ１が導通状態となる。そして、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、負荷１１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ２の順に経由して整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む経路（以下、「第２電流経路」と称する。）を辿る。この第２電流経路を流れる電流により、コンデンサＣ２が充電される。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧以上の場合、整流回路２から電圧変換回路３に電流が流れ続ける。また、スイッチング素子のオフ期間中に、コンデンサＣ２は、第２電流経路を流れる電流により充電される。

　図３は、整流回路２の出力電圧の瞬時値が、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧未満の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオン期間における電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間における電流の流れを示している。

　図３（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、コンデンサＣ２の高電位側から流出した電流が、ダイオードＤ２、負荷１１、インダクタＬ２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ７の順に経由して、コンデンサＣ２の低電位側に流れ込む経路（以下、「第３電流経路」と称する。）を辿る。このとき、整流回路２の高電位側の出力端の電位に比べて、コンデンサＣ２とダイオードＤ２のアノードとの接続点の電位が高くなっている。これにより、ダイオードＤ０は非導通状態となる。また、インダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、略０Ｖとなることから、ダイオードＤ１も非導通状態となる。そして、インダクタＬ２には、第３電流経路を流れる電流により磁気的エネルギが蓄積される。

　一方、図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、インダクタＬ２から流出した電流が、ダイオードＤ１、ダイオードＤ２、負荷１１の順に経由して、インダクタＬ２に戻る経路（以下、「第４電流経路」と称する。）を辿る。ここにおいて、インダクタＬ２に蓄積された磁気的エネルギは、第４電流経路を流れる電流が発生することにより負荷１１に放出される。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧未満の場合、整流回路２から電圧変換回路３に流れる電流は遮断された状態となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中に、コンデンサＣ２が放電することにより、第４電流経路を流れる電流が発生する。

　直流電源回路１における、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を図４（ａ）に示し、スイッチング素子Ｑ１のドレイン－ソース間の電圧ＶＬの時間波形を図４（ｂ）に示し、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧の時間波形を図４（ｃ）に示す。図４（ａ）乃至（ｃ）に示す時間波形は、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合を示している。

　スイッチング素子Ｑ１がオンすると、コンデンサＣ２には電流が流れ込まないので、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧は略一定に維持される（図４（ｃ）の時刻Ｔ０乃至Ｔ１の期間）。

　次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、ダイオードＤ１が導通状態となり、整流回路２から負荷１１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ２に電流が流れ込むことによりコンデンサＣ２が充電されるとともに、インダクタＬ２に蓄積されていたエネルギをダイオードＤ１およびダイオードＤ２を介して負荷１１へ供給する。これにより、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２が漸増する（図４（ｃ）の時刻Ｔ１乃至Ｔ２の期間）。ここで、コンデンサＣ２の静電容量は、スイッチング素子Ｑ１の１回のオフ期間だけでは最大充電電圧まで充電されない程度の大きさである。そして、図４（ｃ）に示すように、コンデンサＣ２の充電電圧は、１回のスイッチング素子Ｑ１のオフ期間で電圧ΔＶＣ２だけ上昇する。

　その後、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、再びコンデンサＣ２に電流が流れ込まなくなり、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧は略一定に維持される（図４（ｃ）の時刻Ｔ２乃至Ｔ３の期間）。

　つまり、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合、コンデンサＣ２の両端間の電圧がスイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作の各周期に同期して電圧ΔＶＣ２ずつ上昇していく。

　一方、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２未満の場合、コンデンサＣ２の両端間の電圧は、コンデンサＣ２と負荷１１の消費電力などの関連する時定数で決まる割合で漸減していく。

　以上のように、整流回路２の出力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期に同期して電圧ΔＶＣ２ずつ断続的に上昇していく。これにより、交流電源ＡＣから整流回路２に入力される交流の半周期において、前半の１／４周期では、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎに比べて遅れて立ち上がる。

　直流電源回路１について、交流電源ＡＣから整流回路２への入力電圧Ｖｓの時間波形を図５（ａ）に示し、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形を図５（ｂ）に示す。また、図５（ｂ）における一点鎖線は、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２の時間波形を示している。なお、図５（ｂ）におけるコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧の時間波形は、微視的に見れば階段状の波形をしている（図４（ｃ）参照）。

　交流電源ＡＣから出力される交流電圧Ｖｓの半周期（時刻Ｔ０乃至Ｔ１の期間）につい
て説明する。時刻Ｔ０１から交流電圧Ｖｓの１／４周期に相当する時刻Ｔ０２の間では、整流回路２の出力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上となる。この期間では、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に整流回路２の高電位側の出力端からコンデンサＣ２に流れ込む電流が発生している（図２（ｂ）参照）。時刻Ｔ０２において、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎは最大値Ｖｉｎｍａｘに到達するが、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は、電圧Ｖｉｎｍａｘに到達していない。続いて、時刻Ｔ０２から時刻Ｔ０３の期間では、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎは漸減し、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２は漸増する。その後、整流回路２の出力電圧ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２とが略等しくなると、ダイオードＤ０が非導通状態となる。そして、時刻Ｔ０３から時刻Ｔ１の期間において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、コンデンサＣ２に蓄積された電荷が、コンデンサＣ２から負荷１１を介してインダクタＬ２に放電され（図３（ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、インダクタＬ２に蓄積された磁気的エネルギが負荷１１に放出される（図３（ｂ）参照）。

　つまり、直流電源回路１では、時刻Ｔ０１乃至時刻Ｔ０３の期間Ｔｉ（１）において、整流回路２の高電位側の出力端からコンデンサＣ２に流れ込む電流が発生する。一方、時刻Ｔ０乃至Ｔ０１および時刻Ｔ０３乃至Ｔ１の期間（期間Ｔｓ（１））では、整流回路２の出力電圧がコンデンサＣ２の両端間の電圧よりも低くなり、整流回路２の高電位側の出力端からコンデンサＣ２に流れ込む電流が遮断される。このように、交流電源ＡＣから供給される交流の半周期において、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２が電圧Ｖｉｎ１で等しくなるまでの期間、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶＩｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２よりも大きくなり、この期間中、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路３に電流が流れ続ける。

　直流電源回路１における、交流電源ＡＣから整流回路２への入力電圧の時間波形を図６（ａ）に示し、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形を図６（ｂ）に示し、交流電源ＡＣから整流回路２に流れる電流Ｉｉｎの時間波形を図６（ｃ）に示す。

　図６（ｃ）に示すように、交流電源ＡＣから整流回路２に電流が流れる期間Ｔｉ（１）と、交流電源ＡＣから整流回路２に流れる電流が遮断される期間Ｔｓ（１）とが交互に到来する。そして、交流電圧Ｖｓの各半周期において、交流電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後も交流電源ＡＣから整流回路２に電流Ｉｉｎが流れる期間が存在していることにより、その分、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路３に電流が流れ続ける期間を長くすることができる。従って、交流電圧Ｖｓの各半周期において、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路３に流れる電流が遮断される構成（以下、「比較例」と称する。）に比べて、力率向上を図ることができる。実際、比較例に係る直流電源回路では、力率が０．５０乃至０．６１程度であるのに対して、本実施の形態に係る直流電源回路１では、交流電源ＡＣから直流電源回路１への入力電力が８．８３Ｗの場合、力率が０．７８程度になる。

　そして、直流電源回路１は、いわゆる降圧チョッパ回路であり、インダクタＬ２に蓄積された磁気的エネルギの略全てを負荷１１に供給することができるので、回路効率向上も図ることができる。実際、本実施の形態に係る直流電源回路１では、交流電源ＡＣから直流電源回路１への入力電力が８．８３Ｗの場合、回路効率が８８．１％になる。

　また、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの最小値Ｖｉｎｍｉｎは、負荷１１に加わる電圧、即ち、負荷１１の定格電圧以上となるように設定されている。これは、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの最小値Ｖｉｎｍｉｎが負荷１１の定格電圧未満となると、負荷１１を構成する発光モジュールの光量ばらつきが生じてしまうからである。具体的には、コンデンサＣ２の静電容量と抵抗Ｒ７の抵抗値とを適宜設定することにより、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の電圧の減衰時定数を設定している。

　ところで、直流電源回路１では、整流回路２の出力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧Ｖｉｎ以上となる期間（期間Ｔｉ（１））を長くすれば、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路３に電流が流れ続ける期間が長くなり、その分、力率を向上させることができる。この期間Ｔｉ（１）の長さは、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期およびオンデューティが変化すると変化する。

　スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の一周期をＴｑ、オンデューティをＤｏｎとすると、式（１）および式（２）で示す関係式が成立する。

　ここで、電圧ΔＶＣ２は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の一周期におけるコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の増加分を示している。ｎは、期間Ｔｉ（１）内におけるスイッチング素子Ｑ１のオンオフ回数、Ｄｏｎは、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ、Ｖｉｎは、整流回路２の出力電圧、Ｃ２は、コンデンサＣ２の静電容量、Ｌ２は、インダクタＬ２のインダクタンスである。式（１）および（２）から判るように、電圧ΔＶＣ２（ｎ，ｋ，Ｄｏｎ，Ｖｉｎ）は、期間Ｔｉ（１）内におけるスイッチング素子Ｑ１のオンオフ回数ｎ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティに依存する関数である。したがって、コンデンサＣ２の静電容量およびインダクタＬ２のインダクタンスが一定であれば、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期およびオンデューティを適宜設定することにより、電圧Ｖｉｎ１の値を変化させることができる。この電圧Ｖｉｎを低くするほど、即ち、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の増加分が小さくなるほど、期間Ｔｉ（１）の長さを長くすることができるので、その分、力率向上を図ることができる。そこで、直流電源回路１では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の一周期およびオンデューティが、コンデンサＣ２の両端間の電圧の増加分に基づいて設定されている。

　直流電源回路１における、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形を図７（ａ）および（ｂ）に示す。ここで、図７（ａ）は、前述の時間波形であり、図７（ｂ）は、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２の増加分を小さくした構成の整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形である。図７（ａ）の期間Ｔｉ（１）および図７（ｂ）の期間Ｔｉ（２）を比較すれば判るが、電圧ＶＣ２の増加分を小さくすると、整流回路２からコンデンサＣ２に流れ込む電流が発生している期間が長くなる。

　なお、この期間Ｔｉ（１）の長さは、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期およびオンデューティを変化させるだけでなく、コンデンサＣ２の静電容量を大きく設定して、インダクタＬ２のインダクタンスを大きく設定することによっても長くすることができる。

　＜３＞まとめ
　結局、本実施の形態に係る直流電源回路１は、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２以上の場合、整流回路２の高電位側の出力端から流出し低電位側の出力端に流入する第１電流経路または第２電流経路を通じて電流が流れ続ける。これにより、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路３に電流が流れ続ける。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中では、コンデンサＣ２を経由しない第１電流経路に電流が主に流れ、コンデンサＣ２には電流が流れ込まない。これにより、コンデンサＣ２は充電されない。一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中、コンデンサＣ２を経由する第２電流経路を電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。このように、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作に同期してコンデンサが充電されない期間とコンデンサが充電される期間とが交互に到来する。

　すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフに関係なく整流回路２の高電位側の出力端からコンデンサＣ２へ電流が流れ続ける構成に比べて、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の立ち上がりが遅くなる。そうすると、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した時点におけるコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２は、当該最大値Ｖｉｎｍａｘに比べて小さくなる。そして、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２が等しくなるまでの期間、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２以上の状態が継続し、整流回路２の高電位側の出力端から第２電流経路を通じてコンデンサＣ２に電流が流れ続ける。この整流回路２の高電位側の出力端から第２電流経路を通じてコンデンサＣ２に電流が流れ続けている期間は、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路３に電流が流れ続ける。

　従って、本構成は、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、交流電源ＡＣから整流回路２を介してコンデンサＣ２に流れ込む電流が遮断される構成に比べて、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後も交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路３に電流が流れ続ける期間が存在するので、その分、整流回路２に電流が流れる期間Ｔｉ（１）を長くすることができ、力率向上を図ることができる。

　また、一般的な力率改善を図った直流電源回路として、整流回路にＰＦＣ回路（力率改善回路）を接続し、更にその後段に昇降圧回路を接続した構成がある。そして、このＰＦＣ回路は、スイッチング素子やインダクタ、制御用ＩＣ等から構成されるものである。これに対して、本実施の形態に係る直流電源回路１では、別途ＰＦＣ回路を設けることなく力率を改善できるものであり、その分、回路規模の縮小および電力損失低減による回路効率の向上を図ることができるという利点がある。

　更に、直流電源回路１の立ち上げ時において、スイッチング素子Ｑ１がオフした状態で、整流回路２から電圧変換回路３に電圧が入力されると、整流回路２の高電位側の出力端から負荷１１、インダクタＬ２、ダイオードＤ１を経由してコンデンサＣ２にインラッシュ電流が流れ込む。このように、インラッシュ電流が、負荷１１を経由して流れる分、負荷１１により限流されるので、過度のインラッシュ電流が流れることを防止でき、ひいては、整流回路２を構成するダイオード等の破損を防止することができるという利点もある。そして、負荷１１およびインダクタＬ２がインラッシュ電流の限流要素として機能するので、インラッシュ電流を低減するために抵抗Ｒ１を大きくする必要がなく、その分、回路効率の向上を図ることができる。

　＜実施の形態２＞
　実施の形態２に係る直流電源回路２００１の回路図を図８に示す。

　直流電源回路２００１は、交流電源ＡＣに接続された整流回路２と、整流回路２の出力端に接続された電圧変換回路２００３と、電圧変換回路２００３を駆動するための駆動回路Ｕ１とを備えている。また、直流電源回路２００１は、駆動回路Ｕ１に電力を供給するための定電圧回路４を備えている。この直流電源回路２００１は、電圧変換回路２００３の構成が実施の形態１とは相違する。なお、実施の形態１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。電圧変換回路２００３は、降圧チョッパ回路を備える。

　電圧変換回路２００３の出力端には、複数のＬＥＤを直列に接続してなる直列回路からなる負荷１１が接続されている。この負荷１１は、負荷１１の両端間の電圧が直列に接続するＬＥＤの個数によって規定される一定の値となる。この点、例えば、蛍光ランプ等の抵抗性インピーダンスを有する負荷とは相違する。

　電圧変換回路２００３は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ２００２，Ｌ２００３と、ダイオードＤ２００１，Ｄ２００２，Ｄ２００３と、コンデンサＣ２，Ｃ４と、抵抗Ｒ７とを備える。

　インダクタＬ２００２は、一端が整流回路２の高電位側の出力端に負荷１１を介して接続され、他端がスイッチング素子Ｑ１に接続されている。

　スイッチング素子Ｑ１は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなり、ソースが抵抗Ｒ７を介して整流回路２の低電位側の出力端に接続され且つゲートが抵抗Ｒ１１を介して駆動回路Ｕ１に接続されるとともに、ドレインがインダクタＬ２００２の他端に接続されている。

　ダイオード（第３の一方向性素子）Ｄ２００１は、インダクタＬ２００２の他端と整流回路２の高電位側の出力端との間に接続され、アノードがインダクタＬ２００２の他端に接続され、カソードが整流回路２の高電位側の出力端に接続されている。

　コンデンサＣ２は、一端が整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。

　ダイオード（第２の一方向性素子）Ｄ２００３は、コンデンサＣ２の他端と整流回路２の高電位側の出力端との間に接続され、アノードがコンデンサＣ２の他端に接続され、カソードが整流回路２の高電位側の出力端に接続されている。

　ダイオード（第１の一方向性素子）Ｄ２００２は、アノードがインダクタＬ２００２およびスイッチング素子Ｑ１の接続点に接続され且つカソードがインダクタＬ２００３に接続されている。

　インダクタ（限流素子）Ｌ２００３は、一端がダイオードＤ２００２のカソードに接続され、他端がコンデンサＣ２の他端に接続されている。

　また、定電圧回路４のコンデンサＣ４７は、一端が電圧変換回路２００３のダイオードＤ２００１のアノードに接続されている。

　次に、本実施の形態に係る直流電源回路２００１の動作について説明する。

　直流電源回路２００１の立ち上げ時において、スイッチング素子Ｑ１がオフした状態で、整流回路２から電圧変換回路２００３に電圧が入力されると、整流回路２の高電位側の出力端から負荷１１、インダクタＬ２００２、ダイオードＤ２００２、インダクタＬ２００３を経由してコンデンサＣ２にインラッシュ電流が流れ込む。これにより、コンデンサＣ２は、整流回路２の出力電圧よりも負荷１１での電圧降下分だけ低い電圧に略等しい電圧まで充電される。ここにおいて、インラッシュ電流が、負荷１１とインダクタＬ２００２，Ｌ２００３、抵抗Ｒ１により限流される。ここで、コンデンサＣ２が充電され駆動回路Ｕ１の電源電圧が確保されると駆動回路Ｕ１が動作を開始し、スイッチング素子Ｑ１がオンする。すると、コンデンサＣ２に流れ込むインラッシュ電流が減少する。次いで、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、負荷１１、インダクタＬ２００２，Ｌ２００３を介して、コンデンサＣ２がさらに充電される。以後、この動作を繰り返し、コンデンサＣ２が充電されていく。ここにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオンオフ動作することにより、インダクタＬ２００２，Ｌ２００３を流れるインラッシュ電流が高周波電流となり、当該インラッシュ電流に対してインダクタＬ２００２，Ｌ２００３が高インピーダンスの抵抗として機能しコンデンサＣ２に流れ込むインラッシュ電流を限流することができる。このように、インラッシュ電流が小さくなると、整流回路２を構成するダイオード等の破損を防止することができる。また、負荷１１やインダクタＬ２００２，２００３が限流要素として機能する分、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすることができるので、抵抗Ｒ１での電力損失を低減し回路効率の向上を図ることができる。また、抵抗Ｒ１の抵抗値が小さくなると抵抗Ｒ１での発熱量が小さくなるので、その分、回路温度を低減することができ、ひいては回路の長寿命化を図ることができる。

　その後、直流電源回路２００１内には、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態に応じて以下に説明する電流経路で電流が流れる。

　直流電源回路２００１の回路図と、直流電源回路２００１内における電流の流れとを図９（ａ）および（ｂ）、図１０（ａ）および（ｂ）並びに図１１（ａ）および（ｂ）に示す。なお、図９乃至図１１において、定電圧回路４の図示は省略している。

　図９（ａ）および（ｂ）並びに図１０（ａ）および（ｂ）は、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧以上の場合であって、図９（ａ）および図１０（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のオン期間における電流の流れを示し、図９（ｂ）および図１０（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間における電流の流れを示している。

　図９（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、負荷１１、インダクタＬ２００２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ７の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む経路（以下、「第１電流経路」と称する。）を辿る。このとき、インダクタＬ２００２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、略０Ｖとなることから、ダイオードＤ２００１は非導通状態となる。また、ダイオードＤ２００２は、スイッチング素子Ｑ１のターンオン直前にインダクタＬ２００３を経由してコンデンサＣ２を充電する電流が流れていた場合には、インダクタＬ２００３の蓄積エネルギがＣ２や負荷へ放出されるまで、電流が減少しながら流れる。インダクタＬ２００３の蓄積エネルギがなくなると、ダイオードＤ２００２は非導通状態になる。そして、インダクタＬ２００２は、第１電流経路を流れる電流が発生することにより磁気的エネルギが蓄積される。

　一方、図９（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、インダクタＬ２００２から流出した電流が、ダイオードＤ２００１、負荷１１の順に経由して、インダクタＬ２００２に戻る経路（以下、「Ａ電流経路」と称する。）を辿る。このとき、インダクタＬ２００２とダイオードＤ２００１のアノードとの接続点の電圧は、整流回路２の出力電圧よりもダイオードＤ２００１のオン電圧分だけ高くなり、ダイオードＤ２００１が導通状態となる。同時に、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、負荷１１、インダクタＬ２００２、ダイオードＤ２００２、インダクタＬ２００３、コンデンサＣ２の順に経由して整流回路２の低電位側の出力端に至る経路（以下、「第２電流経路」と称する。）を辿る。この第２電流経路を流れる電流により、コンデンサＣ２が充電されるとともに、インダクタＬ２００２に磁気的エネルギが蓄積されるとともにインダクタＬ２００３に磁気的エネルギが蓄積される。

　そして、図１０（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間において、インダクタＬ２００２の自己に蓄積された磁気的エネルギの放出が完了すると、インダクタＬ２００３の他端から流出した電流が、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ７、スイッチング素子Ｑ１の還流ダイオード、ダイオードＤ２００２の順に経由してインダクタＬ２００３の一端に戻る経路（以下、「Ｂ電流経路」と称する。）を辿る。同時に、コンデンサＣ４の放電電流が負荷１１に供給されている。この第Ｂ電流経路は、インダクタＬ２００２に蓄積されたエネルギの放出を完了するのに要する時間（以下、「エネルギ放出期間」と称する。）がスイッチング素子Ｑ１のオフ期間よりも短く、インダクタＬ２００２に電流が流れない期間が存在するモード（いわゆる不連続モード）で直流電源回路２００１を動作させた場合に形成される。従って、直流電源回路２００１が、上記エネルギ放出期間とスイッチング素子Ｑ１のオン期間とが等しくなるモード（いわゆる臨界モード）で動作している場合や、上記エネルギ放出期間がスイッチング素子Ｑ１のオン期間よりも長いモード（いわゆる連続モード）で動作している場合にはこのＢ電流経路は形成されない。

　図１０（ｂ）に示すように、インダクタＬ２００２がいわゆる臨界モードや連続モードで動作している場合であって、スイッチング素子Ｑ１のターンオン時に、インダクタＬ２００３にエネルギが残留していれば、一時的に（期間ΔＴの間だけ）整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、第１電流経路を辿るとともに、負荷１１、インダクタＬ２００２、ダイオードＤ２００２、インダクタＬ２００３、コンデンサＣ２の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む経路（以下、「Ｃ電流経路」と称する。）を辿る。従って、スイッチング素子Ｑ１のオンした直後の期間ΔＴの間だけ、このＣ電流経路を通じてコンデンサＣ２に電流が流れることにより、コンデンサＣ２が充電される。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧以上の場合、整流回路２から電圧変換回路２００３に電流が流れ続ける。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に、コンデンサＣ２は、第２電流経路を流れる電流または第３電流経路を流れる電流により充電される。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、整流回路２の高電位側の出力端から第１電流経路を介して負荷１１に電流が供給され、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間は、インダクタＬ２００２からＡ電流経路を介して負荷１１に電流が供給されるとともに、整流回路２の高電位側の出力端から第２電流経路を介して負荷１１に電流が供給される。そして、インダクタＬ２００２に蓄積されたエネルギの放出が完了すると、負荷１１への電流供給はコンデンサＣ４のみからとなる。

　図１１は、整流回路２の出力電圧の瞬時値が、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧未満の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオン期間における電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間における電流の流れを示している。

　図１１（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、コンデンサＣ２の他端から流出した電流が、ダイオードＤ２００３、負荷１１、インダクタＬ２００２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ７の順に経由して、コンデンサＣ２の一端に戻る経路（以下、「第３電流経路」と称する。）を辿る。このとき、インダクタＬ２００２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、略０Ｖとなることから、ダイオードＤ２００１，Ｄ２００２は非導通状態となる。そして、インダクタＬ２００２には、第３電流経路を流れる電流により磁気的エネルギが蓄積される。

　一方、図１１（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、インダクタＬ２００２から流出した電流が、ダイオードＤ２００１、負荷１１の順に経由して、インダクタＬ２００２に戻る経路（以下、「第４電流経路」と称する。）を辿る。ここにおいて、インダクタＬ２００２に蓄積された磁気的エネルギは、第４電流経路を流れる電流が発生することにより負荷１１に放出される。

　その後、インダクタＬ２００２に蓄積されたエネルギの放出が完了すると、第４電流経路に電流が流れなくなる。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧未満の場合、整流回路２から電圧変換回路２００３に流れる電流は遮断された状態となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、コンデンサＣ２から第３電流経路を介して負荷１１に電流が供給され、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間は、インダクタＬ２００２から第４電流経路を介して負荷１１に電流が供給され、インダクタＬ２００２の自己に蓄積されたエネルギの放出が完了すると、負荷１１への電流供給はコンデンサＣ４のみからとなる。

　直流電源回路２００１における、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を図１２（ａ）に示し、インダクタＬ２００２に流れる電流ＩＬ２の時間波形を図１２（ｂ）に示し、インダクタＬ２００３に流れる電流ＩＬ３の時間波形を図１２（ｃ）に示し、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の時間波形を図１２（ｄ）に示す。ここで、図１２（ａ）乃至（ｄ）に示す時間波形は、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合を示している。

　スイッチング素子Ｑ１がオンすると、第１電流経路を通じて流れる電流、即ち、インダクタＬ２００２に流れる電流ＩＬ２は漸増する（図１２（ａ）および（ｂ）参照）。このとき、ダイオードＤ２００２が非導通状態にあるので、インダクタＬ２００３を介してコンデンサＣ２に流れ込む電流は遮断されている（図１２（ｃ）参照）。従って、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は略一定に維持される（図１２（ｄ）の時刻Ｔ０乃至Ｔ１の期間）。

　次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、整流回路２の高電位側の出力端から第２電流経路を通じてコンデンサＣ２に電流が流れ込む。このとき、インダクタＬ２００２に流れる電流ＩＬ２は漸減し、インダクタＬ２００３に流れる電流は漸増する（図１２（ｂ）および（ｃ）参照）。このとき、コンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２が漸増する（図１２（ｄ）の時刻Ｔ１乃至Ｔ２の期間）。また、インダクタＬ２００２に蓄積されていたエネルギが、Ａ電流経路を流れる電流により負荷１１に放出される。

　インダクタＬ２００２に蓄積されたエネルギの放出が完了すると、インダクタＬ２００３からＢ電流経路を通じてコンデンサＣ２に電流が流れ込む。このとき、コンデンサＣ２が更に充電され、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２が更に漸増する（図１２（ｄ）の時刻Ｔ２乃至Ｔ３の期間）。

　ところで、コンデンサＣ２の静電容量は、スイッチング素子Ｑ１の１回のオフ期間だけでは最大充電電圧まで充電されない程度の大きさである。そして、図１２（ｄ）に示すように、コンデンサＣ２の充電電圧は、１回のスイッチング素子Ｑ１のオフ期間で電圧ΔＶＣ２だけ上昇する（図１２（ｄ）の時刻Ｔ１乃至Ｔ３の期間）。

　その後、スイッチング素子Ｑ１が再びオンすると、ダイオードＤ２００２が非導通状態となり、インダクタＬ２００３からＢ電流経路を通じてコンデンサＣ２に流れ込む電流は遮断される。従って、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧は略一定に維持される（図１２（ｄ）の時刻Ｔ３乃至Ｔ４の期間）。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合、コンデンサＣ２の両端間の電圧がスイッチング素子Ｑ１をオンオフ動作の各周期に同期して電圧ΔＶＣ２ずつ上昇していく。

　一方、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以下の場合、コンデンサＣ２の両端間の電圧は、コンデンサＣ２と負荷１１の消費電力などの関連する時定数で決まる割合で漸減していく。

　以上のように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期に同期して電圧ΔＶＣ２ずつ断続的に上昇していく。これにより、交流電源ＡＣから整流回路２に入力される交流の半周期において、前半の１／４周期では、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は、整流回路２の出力電圧に比べて遅れて立ち上がる。

　ところで、整流回路２の出力電圧の大きさによって、インダクタＬ２００２の自己に蓄積された磁気的エネルギの放出を完了するのに要する時間が変わる。また、駆動回路Ｕ１がスイッチング素子Ｑ１を定電圧制御で駆動させている場合には、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティや一動作周期の長さも変化する。すると、直流電源回路２００１は、図１２を用いて説明したような、いわゆる不連続モードで動作するとは限らず、いわゆる臨界モードや連続モードでも動作する。

　ここで、直流電源回路２００１における、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作を図１３（ａ）に示し、臨界モードで動作している場合にインダクタＬ２００２に流れる電流ＩＬ２の時間波形を図１３（ｂ－１）に示し、この場合にインダクタＬ２００３に流れる電流ＩＬ３の時間波形を図１３（ｂ－２）に示す。また、連続モードで動作している場合にインダクタＬ２００２に流れる電流ＩＬ２の時間波形を図１３（ｃ－１）に示し、この場合にインダクタＬ２００３に流れる電流ＩＬ３の時間波形を図１３（ｃ－２）に示す。そして、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の時間波形を図１３（ｄ）に示す。ここで、図１３に示す時間波形は、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合を示している。

　図１３（ｂ－１）および（ｂ－２）並びに図１３（ｃ－１）および（ｃ－２）に示すように、臨界モードおよび連続モードのいずれの場合も、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中、インダクタＬ２００２を流れる電流は漸増する（図１３（ｂ－１）および（ｃ－１）の時刻Ｔ２０乃至Ｔ２１の期間参照）。そして、整流回路２の高電位側の出力端からＣ電流経路を通じてコンデンサに流入する電流、即ち、インダクタＬ２００３を流れる電流ＩＬ３は、オン期間の初期の期間ΔＴの間だけ流れ、その後は遮断される（図１３（ｂ－２）および（ｃ－２）の時刻Ｔ２０乃至Ｔ２１の期間参照）。これにより、コンデンサＣ２の両端間の電圧は、オン期間の初期の期間ΔＴの間だけ漸増し、その後は略一定に維持される（図１３（ｄ）参照）。

　次に、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、インダクタＬ２００２に流れる電流ＩＬ２は漸減し（図１３（ｂ－１）および（ｃ－１）の時刻Ｔ２１乃至Ｔ２２の期間参照）、インダクタＬ２００３に流れる電流、即ち、コンデンサＣ２に流入する電流が漸増する（図１３（ｂ－２）および（ｃ－２）の時刻Ｔ２１乃至Ｔ２２の期間参照）。このとき、コンデンサＣ２が充電され、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２が漸増する（図１３（ｄ）の時刻Ｔ２１乃至Ｔ２２の期間）。

　その後、スイッチング素子Ｑ１が再びオンすると、インダクタＬ２００３を流れる電流は遮断される。従って、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧は、初期の期間ΔＴの間だけ漸増し、その後略一定に維持される（図１３（ｄ）の時刻Ｔ２２乃至Ｔ２３の期間）。

　以上のように、直流電源回路２００１が、いわゆる臨界モードや連続モードで動作している場合であっても、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合は、コンデンサＣ２の両端間の電圧がスイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期に同期して電圧ΔＶＣ２ずつ断続的に上昇していく。つまり、直流電源回路２００１は、その動作モードに関わらず、交流電源ＡＣから整流回路２に入力される交流の半周期において、前半の１／４周期では、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は、整流回路２の出力電圧に比べて遅れて立ち上がる。

　ところで、直流電源回路２００１が臨界モード或いは連続モードで動作している場合、インダクタＬ２００２には絶えず電流ＩＬ２が流れ続けることとなり、その分、不連続モードで動作している場合に比べて、整流回路２から電圧変換回路２００３に電流が流入している期間（以下、「電流流入期間」と称する。）が長くなる。また、直流電源回路２００１を連続モード或いは臨界モードで動作させる場合、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中にコンデンサＣ２に流れ込む電流が遮断される期間が生じるようにスイッチング素子Ｑ１のオンデューティやオンオフ動作の周期が設定されている。

　直流電源回路２００１について、交流電源ＡＣから整流回路２への入力電圧Ｖｓの時間波形を図１４（ａ）に示し、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形を図１４（ｂ）に示し、交流電源ＡＣから整流回路２への入力電流Ｉｉｎの時間波形を図１４（ｃ）に示す。また、図１４（ｂ）における一点鎖線は、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２の時間波形を示している。なお、図１４（ｂ）におけるコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧の時間波形は、微視的に見れば階段状の波形をしている（図１２（ｄ）または図１３（ｄ）参照）。また、図１４（ｃ）の時間波形は、直流電源回路２００１を臨界モード或いは連続モードで動作させた場合の波形である。なお、直流電源回路２００１を不連続モードで動作させた場合は、交流電源ＡＣから整流回路２への入力電流Ｉｉｎの時間波形は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期に同期したパルス列状であり且つ包絡形状が図１４（ｃ）の時間波形と同じ形状となる。

　交流電源ＡＣから出力される交流電圧Ｖｓの半周期について説明する。時刻Ｔａから交流電圧Ｖｓの１／４周期に相当する時刻Ｔｅの間では、整流回路２の出力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上となる。この期間では、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間に整流回路２の高電位側の出力端からコンデンサＣ２に流れ込む電流が発生している。そして、時刻Ｔｂにおいて、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎは最大値Ｖｉｎｍａｘに到達するが、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は、電圧Ｖｉｎｍａｘに到達していない。続いて、時刻Ｔｂから時刻Ｔｃの期間では、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎは漸減し、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２は漸増する。その後、整流回路２の出力電圧ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２とが電圧Ｖｉｎ１で等しくなると、ダイオードＤ２００３が導通状態となる。そして、時刻Ｔｃから時刻Ｔｄの期間において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、コンデンサＣ２に蓄積された電荷が、第３電流経路を通じて負荷１１およびインダクタＬ２００２に放電され（図１１（ａ）参照）、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、第４電流経路を電流が流れることにより、インダクタＬ２００２に蓄積された磁気的エネルギが負荷１１に放出される（図１１（ｂ）参照）。そして、時刻Ｔｅにおいて再び整流回路２の出力電圧ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２とが略等しくなると、ダイオードＤ２００３が非導通状態となり、整流回路２の高電位側の出力端から第１電流経路または第２電流経路を通じて整流回路２の低電位側の出力端に電流が流れ始める。

　つまり、直流電源回路２００１では、時刻Ｔａ乃至時刻Ｔｃの期間Ｔｉ（１）において、整流回路２から電圧変換回路２００３に流れる電流が発生する。一方、時刻Ｔｃ乃至Ｔｅの期間（期間Ｔｓ（１））では、整流回路２の出力電圧がコンデンサＣ２の両端間の電圧よりも低くなり、整流回路２から電圧変換回路２００３に流れる電流が遮断される。このように、交流電源ＡＣから供給される交流の半周期において、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２が電圧Ｖｉｎ１で等しくなるまでの期間、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２よりも大きくなり、この期間中、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路２００３に電流が流れ続ける。従って、交流電圧Ｖｓの各半周期において、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路２００３に流れる電流が遮断される構成（以下、「比較例」と称する。）に比べて、力率向上を図ることができる。実際、比較例に係る直流電源回路では、力率が０．５０乃至０．６１程度であるのに対して、直流電源回路２００１では、交流電源ＡＣから直流電源回路２００１への入力電力が４．４８Ｗの場合、力率が０．７４程度になる。この直流電源回路２００１は、いわゆる降圧チョッパ回路であり、インダクタＬ２００２に蓄積された磁気的エネルギの略全てを負荷１１に供給することができるので、回路効率向上も図ることができる。

　ところで、直流電源回路２００１では、整流回路２の出力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧Ｖｉｎ以上となる期間（期間Ｔｉ（１））を長くすれば、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路２００３に電流が流れ続ける期間が長くなり、その分、力率を向上させることができる。

　スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の一周期をＴｑ、オンデューティをＤｏｎとすると、式（３）および式（４）で示す関係式が成立する。

　ここで、電圧ΔＶＣ２は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の一周期におけるコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の増加分を示している。ｎは、期間Ｔｉ（１）内におけるスイッチング素子Ｑ１のオンオフ回数、Ｄｏｎは、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティ、Ｖｉｎは、整流回路２の出力電圧、Ｃ２は、コンデンサＣ２の静電容量、Ｌ２は、インダクタＬ２００２のインダクタンス、Ｌ３は、インダクタＬ２００３のインダクタンスである。式（３）および（４）から判るように、電圧ΔＶＣ２（ｎ，ｋ，Ｄｏｎ，Ｖｉｎ，Ｃ２，Ｌ２，Ｌ３）は、期間Ｔｉ（１）内におけるスイッチング素子Ｑ１のオンオフ回数ｎ、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティに依存する関数である。したがって、コンデンサＣ２の静電容量およびインダクタＬ２００２のインダクタンスが一定であれば、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期およびオンデューティを適宜設定することにより、電圧Ｖｉｎ１の値を変化させることができる。この電圧Ｖｉｎを低くするほど、即ち、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の増加分が小さくなるほど、期間Ｔｉ（１）の長さを長くすることができるので、その分、力率向上を図ることができる。そこで、直流電源回路２００１では、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作の一周期およびオンデューティが、コンデンサＣ２の両端間の電圧の増加分に基づいて設定されている。

　直流電源回路２００１における、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形を図１５（ａ）および（ｂ）に示す。ここで、図１５（ａ）は、前述の時間波形であり、図１５（ｂ）は、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２の増加分を小さくした構成の整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形である。図１５（ａ）の期間Ｔｉ（１）および図１５（ｂ）の期間Ｔｉ（２）を比較すれば判るが、電圧ＶＣ２の増加分を小さくすると、交流電源ＡＣから供給される交流の半周期において、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２が電圧Ｖｉｎ１で等しくなるまでの期間が長くなり、それに伴い、整流回路２からコンデンサＣ２に流れ込む電流が発生している期間が長くなる。

　そして、この期間Ｔｉ（１）の長さは、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期およびオンデューティを変化させるだけでなく、コンデンサＣ２の静電容量を大きく設定して、インダクタＬ２００２，Ｌ２００３のインダクタンスを大きく設定することによっても長くすることができる。

　結局、本実施の形態に係る直流電源回路２００１は、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２より以上の場合、整流回路２の高電位側の出力端から流出し低電位側の出力端に流入する第１電流経路または第２電流経路を通じて電流が流れる。これにより、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路２００３に電流が流れ続ける。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中では、コンデンサＣ２を経由しない第１電流経路に電流が主に流れ、コンデンサＣ２にはほとんど電流が流れ込まない。これにより、コンデンサＣ２は充電されない。一方、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中、コンデンサＣ２を経由する第２電流経路を電流が流れ、コンデンサＣ２が充電される。このように、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作に同期してコンデンサが充電されない期間とコンデンサが充電される期間とが交互に到来する。

　すると、スイッチング素子Ｑ１のオンオフに関係なく整流回路２の高電位側の出力端からコンデンサＣ２へ電流が流れ続ける構成に比べて、コンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２の立ち上がりが遅くなる。そうすると、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した時点におけるコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２は、当該最大値Ｖｉｎｍａｘに比べて小さくなる。そして、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎとコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２が等しくなるまでの期間、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２以上の状態が継続し、整流回路２の高電位側の出力端から第２電流経路を通じてコンデンサＣ２に電流が流れ続ける。そして、整流回路２の高電位側の出力端から第２電流経路を通じてコンデンサＣ２に電流が流れ続けている期間中は、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路２００３に電流が流れ続ける。

　従って、本構成は、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後、交流電源ＡＣから整流回路２を介してコンデンサＣ２に流れ込む電流が遮断される構成に比べて、整流回路２の出力電圧の瞬時値Ｖｉｎが最大値Ｖｉｎｍａｘに到達した後も交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路２００３に電流が流れ続ける期間が存在するので、その分、整流回路２に電流が流れる期間Ｔｉ（１）を長くすることができ、力率向上を図ることができる。

　また、一般的な力率改善を図った直流電源回路として、整流回路にＰＦＣ回路（力率改善回路）を接続し、更にその後段に昇降圧回路を接続した構成がある。そして、このＰＦＣ回路は、スイッチング素子やインダクタ、制御用ＩＣ等から構成されるものである。これに対して、本実施の形態に係る直流電源回路２００１では、別途ＰＦＣ回路を設けることなく力率を改善できるものであり、その分、回路規模の縮小および電力損失低減による回路効率の向上を図ることができるという利点がある。

　更に、直流電源回路２００１の立ち上げ時において、スイッチング素子Ｑ１がオフした状態で、整流回路２から電圧変換回路２００３に電圧が入力されると、整流回路２の高電位側の出力端から負荷１１、インダクタＬ２００２，Ｌ２００３、ダイオードＤ２００２を経由してコンデンサＣ２にインラッシュ電流が流れ込む。ここにおいて、負荷１１およびインダクタＬ２００２，Ｌ２００３が、インラッシュ電流の限流要素として機能するので、インラッシュ電流が過大になるのを抑制することができる。従って、整流回路２を構成するダイオード等の破損を防止することができる。また、インラッシュ電流は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作により高周波電流となるため、インラッシュ電流に対してインダクタＬ２００２，Ｌ２００３が高インピーダンスの抵抗として機能する。従って、インダクタＬ２００２，Ｌ２００３として、インダクタンスの小さい小型のものを採用してもインラッシュ電流を効果的に限流することができる。また、インダクタＬ２００２，Ｌ２００３が限流要素として機能する分、抵抗Ｒ１の抵抗値を小さくすることができるので、回路効率の向上を図ることができる。
＜実施の形態３＞
　実施の形態１では、電圧変換回路３が降圧チョッパ回路を備える例について説明したが、これに限定されるものではなく、昇降圧チョッパ回路を備えるものであってもよい。

　実施の形態３に係る直流電源回路２０１の回路図を図１６に示す。なお、実施の形態１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　図１６に示すように、電圧変換回路２０３は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ２０２と、ダイオードＤ２００，Ｄ２０１，Ｄ２０２と、コンデンサＣ２０２，Ｃ２０４と、抵抗Ｒ７とを備える。

　インダクタＬ２０２は、一端がダイオードＤ２００のカソードに接続され、他端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。ダイオードＤ２００は、アノードが整流回路２の高電位側の出力端に接続され、カソードがインダクタＬ２０２の上記一端に接続されている。ダイオード（第１の一方向性素子）Ｄ２０１は、アノードがインダクタＬ２０２の他端およびスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続され、カソードが負荷１１の高電位側に接続されている。コンデンサＣ２０２は、一端が整流回路２の低電位側の出力端に接続され、他端がダイオードＤ２０２のアノードに接続されている。コンデンサＣ２０２は、電解コンデンサからなる。なお、コンデンサＣ２は、例えば、高誘電率系セラミックスコンデンサやフィルムコンデンサ等から構成されてもよい。ダイオード（第２の一方向性素子）Ｄ２０２は、アノードがコンデンサＣ２の他端および負荷１１の低電位側に接続され、カソードがインダクタＬ２０２の上記一端およびダイオードＤ２００のカソードに接続されている。コンデンサＣ２０４は、負荷１１と並列に接続されており、負荷１１の両端間に生じる電圧を平滑化するためのものである。

　次に、本実施の形態に係る直流電源回路２０１の動作について説明する。

　直流電源回路２０１の立ち上げ時において、スイッチング素子Ｑ１がオフした状態で、整流回路２から電圧変換回路３に電圧が入力されると、実施の形態１に係る直流電源回路１と同様に、整流回路２の高電位側の出力端からダイオードＤ２００、インダクタＬ２０２、ダイオードＤ２０１、負荷１１を経由してコンデンサＣ２０２にインラッシュ電流が流れ込む。これにより、コンデンサＣ２０２は、整流回路２の出力電圧よりも負荷１１での電圧降下分だけ低い電圧まで充電される。その後、直流電源回路１内には、整流回路２の出力電圧の大きさ、並びに、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態に応じて以下に説明する電流経路で電流が流れる。

　直流電源回路２０１の回路図と、直流電源回路２０１内における電流の流れとを図１７（ａ）および（ｂ）並びに図１８（ａ）および（ｂ）に示す。なお、図１７（ａ）および（ｂ）並びに図１８（ａ）および（ｂ）において、定電圧回路４の図示は省略している。

　図１７は、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧以上の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１がオンしたときの電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１がオフしたときの電流の流れを示している。

　図１７（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、ダイオードＤ２００、インダクタＬ２０２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ７の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む経路（以下、「第１電流経路」と称する。）を辿る。このとき、コンデンサＣ２０２の高電位側の電位に比べて、インダクタＬ２０２とダイオードＤ２００のカソードとの接続点の電位が高くなっている。これにより、ダイオードＤ２０２は非導通状態となる。また、インダクタＬ２０２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、略０Ｖとなることから、ダイオードＤ２０１も非導通状態となる。そして、インダクタＬ２０２には、第１電流経路を流れる電流により磁気的エネルギが蓄積される。

　一方、図１７（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、インダクタＬ２０２から流出した電流が、ダイオードＤ２０１、負荷１１、ダイオードＤ２０２の順に経由して、インダクタＬ２０２に戻る経路（以下、「Ａ電流経路」と称する。）を流れる。このとき、インダクタＬ２０２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、負荷１１とダイオードＤ２０１のカソードとの接続点の電位よりもダイオードＤ２０１のオン電圧分だけ高くなり、ダイオードＤ２０１が導通状態となる。そして、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、ダイオードＤ２００、インダクタＬ２０２、ダイオードＤ２０１、負荷１１、コンデンサＣ２０２の順に経由して整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む経路（以下、「第２電流経路」と称する。）を流れる。この第２電流経路を辿る電流により、コンデンサＣ２０２が充電される。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２０２の両端間に生じる電圧以上の場合、整流回路２から電圧変換回路２０３に電流が流れ続ける。

　図１８は、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２０２の両端間に生じる電圧未満の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオン期間における電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間における電流の流れを示している。

　図１８（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、コンデンサＣ２０２の他端（高電位側）から流出した電流が、ダイオードＤ２０２、インダクタＬ２０２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ７の順に経由して、コンデンサＣ２０２の一端（低電位側）に流れ込む経路（以下、「第３電流経路」と称する。）を流れる。このとき、整流回路２の高電位側の出力端の電位に比べて、コンデンサＣ２０２とダイオードＤ２０２のアノードとの接続点の電位が高くなっている。これにより、ダイオードＤ２００は非導通状態となる。また、インダクタＬ２０２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、略０Ｖとなることから、ダイオードＤ２０１も非導通状態となる。そして、インダクタＬ２０２には、第３電流経路を流れる電流により磁気的エネルギが蓄積される。

　一方、図１８（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態のとき、インダクタＬ２０２から流出した電流は、ダイオードＤ２０１、負荷１１、ダイオードＤ２０２の順に経由して、インダクタＬ２０２に戻る経路（以下、「第４電流経路」と称する。）を辿る。ここにおいて、インダクタＬ２０２に蓄積された磁気的エネルギは、第４電流経路を流れる電流が発生することにより負荷１１に放出される。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２０２の両端間に生じる電圧未満の場合、整流回路２から電圧変換回路２０３に流れる電流は遮断された状態となる。

　本実施の形態に係る直流電源回路２０１においても、整流回路２の出力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合、電圧ＶＣ２がスイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期に同期して電圧ΔＶＣ２ずつ断続的に上昇していく（図４（ａ）乃至（ｃ）参照）。これにより、実施の形態１に係る直流電源回路１と同様に、交流電源ＡＣから整流回路２に入力される交流の半周期において、前半の１／４周期における整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの増加率は、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２の増加率に比べて大きくなる（図５（ｂ）参照）。即ち、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２は、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎに比べて遅れて立ち上がる。

　これにより、交流電圧Ｖｓの各半周期において、交流電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後も交流電源ＡＣから整流回路２に電流Ｉｉｎが流れる期間が存在していることにより、その分、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路３に電流が流れ続ける期間を長くすることができる。従って、比較例に係る直流電源回路に比べて、力率向上を図ることができる。実際、本実施の形態に係る直流電源回路２０１では、交流電源ＡＣから直流電源回路１への入力電力が８．２０Ｗの場合、力率が０．７２程度になる。
＜実施の形態４＞
　実施の形態２では、電圧変換回路２００３が降圧チョッパ回路を備える例について説明したが、これに限定されるものではなく、昇降圧チョッパ回路を備えるものであってもよい。

　実施の形態４に係る直流電源回路２２０１の回路図を図１９に示す。なお、実施の形態２と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　電圧変換回路２２０３は、スイッチング素子Ｑ１と、インダクタＬ２００３，Ｌ２２０２と、ダイオード（第１、第２の一方向性素子）Ｄ２００２，Ｄ２００３と、ダイオードＤ２２０１と、コンデンサＣ２，Ｃ４と、抵抗Ｒ７とを備える。

　インダクタＬ２２０２は、一端が整流回路２の高電位側の出力端に接続され、他端がスイッチング素子Ｑ１のドレインに接続されている。ダイオード（第３の一方向性素子）Ｄ２２０１は、アノードがインダクタＬ２２０２の他端に接続され、カソードが負荷１１に接続されている。また、直流電源回路２２０１では、実施の形態２に係る直流電源回路２００１と同様に、ダイオードＤ２００２のカソードと、コンデンサＣ２における整流回路２の低電位側の出力端に接続される一端とは反対側の他端との間には、インダクタ（限流素子）Ｌ２００３が接続されている。

　次に、本実施の形態に係る直流電源回路２２０１の動作について説明する。

　直流電源回路２２０１の立ち上げ時において、スイッチング素子Ｑ１がオンした状態で、整流回路２から電圧変換回路２２０３に電圧が入力されると、整流回路２の高電位側の出力端からインダクタＬ２２０２、ダイオードＤ２００２、インダクタＬ２００３を経由してコンデンサＣ２にインラッシュ電流が流れ込む。これにより、コンデンサＣ２は、整流回路２の出力電圧まで充電される。その後、交流電源ＡＣから整流回路２に入力される交流の少なくとも一半周期を経過すると、直流電源回路１内には、整流回路２の出力電圧の大きさ、並びに、スイッチング素子Ｑ１のオンオフ状態に応じて以下に説明する電流経路で電流が流れる。

　直流電源回路２２０１の回路図と、直流電源回路２２０１内における電流の流れとを図２０（ａ）および（ｂ）並びに図２１（ａ）および（ｂ）、図２２（ａ）および（ｂ）に示す。なお、図２０乃至図２２において、定電圧回路４の図示は省略している。

　図２０（ａ）および（ｂ）並びに図２１（ａ）は、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧以上の場合であって、図２０（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオン期間における電流の流れを示し、図２０（ｂ）および図２１（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間における電流の流れを示している。

　図２０（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、インダクタＬ２２０２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ７の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む経路（以下、「第１電流経路」と称する。）を流れる。このとき、インダクタＬ２２０２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、略０Ｖとなることから、ダイオードＤ２２０１，Ｄ２００２は非導通状態となる。そして、インダクタＬ２００２には、第１電流経路を流れる電流が発生することにより磁気的エネルギが蓄積される。

　一方、図２０（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、インダクタＬ２２０２から流出した電流が、ダイオードＤ２２０１、負荷１１の順に経由して、インダクタＬ２００２に戻る経路（以下、「Ａ電流経路」と称する。）を流れる。このとき、インダクタＬ２２０２とダイオードＤ２２０１のアノードとの接続点の電圧は、整流回路２の出力電圧よりもダイオードＤ２２０１のオン電圧分だけ高くなり、ダイオードＤ２２０１が導通状態となる。同時に、整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、インダクタＬ２２０２、ダイオードＤ２００２、インダクタＬ２００３、コンデンサＣ２の順に経由して整流回路２の低電位側の出力端に至る経路（以下、「第２電流経路」と称する。）を流れる。この第２電流経路を流れる電流により、コンデンサＣ２が充電されるとともに、インダクタＬ２２０２に磁気的エネルギが蓄積される。

　そして、図２１（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間において、インダクタＬ２２０２の自己に蓄積された磁気的エネルギの放出が完了すると、インダクタＬ２００３の他端から流出した電流が、コンデンサＣ２、抵抗Ｒ７、スイッチング素子Ｑ１の還流ダイオード、ダイオードＤ２００２の順に経由してインダクタＬ２００３の一端に戻る経路（以下、「Ｂ電流経路」と称する。）を流れる。このとき、コンデンサＣ４の放電電流が負荷１１に供給される。このＢ電流経路は、実施の形態２と同様に、いわゆる不連続モードで直流電源回路２２０１を動作させた場合に形成される。従って、直流電源回路２２０１が、いわゆる臨界モードで動作している場合や、いわゆる連続モードで動作している場合にはこのＢ電流経路は形成されない。図２１（ｂ）に示すように、直流電源回路２２０１がいわゆる臨界モードや連続モードで動作している場合は、スイッチング素子Ｑ１がオンした後、一時的に（期間ΔＴの間だけ）整流回路２の高電位側の出力端から流出した電流が、第１電流経路を辿るとともに、インダクタＬ２２０２、ダイオードＤ２００２、インダクタＬ２００３、コンデンサＣ２の順に経由して、整流回路２の低電位側の出力端に流れ込む経路（以下、「Ｃ電流経路」と称する。）を辿る。従って、スイッチング素子Ｑ１のオンした直後の期間ΔＴの間だけ、この第Ｃ電流経路を通じてコンデンサＣ２に電流が流れることにより、コンデンサＣ２が充電される。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧以上の場合、整流回路２から電圧変換回路２２０３に電流が流れ続ける。また、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に、コンデンサＣ２は、第２電流経路を流れる電流または第３電流経路を流れる電流により充電される。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、整流回路２の高電位側の出力端から第１電流経路を介して負荷１１に電流が供給され、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間は、インダクタＬ２００２からＡ電流経路を介して負荷１１に電流が供給されるとともに、整流回路２の高電位側の出力端から第２電流経路を介して負荷１１に電流が供給される。そして、インダクタＬ２００２の自己に蓄積されたエネルギの放出が完了すると、負荷１１への電流供給はコンデンサＣ４のみからとなる。

　図２２は、整流回路２の出力電圧の瞬時値が、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧未満の場合であって、（ａ）はスイッチング素子Ｑ１のオン期間における電流の流れを示し、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ１のオフ期間における電流の流れを示している。

　図２２（ａ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間では、コンデンサＣ２の他端から流出した電流が、ダイオードＤ２００３、インダクタＬ２２０２、スイッチング素子Ｑ１、抵抗Ｒ７の順に経由して、コンデンサＣ２の一端に戻る経路（以下、「第３電流経路」と称する。）を流れる。このとき、インダクタＬ２００２とスイッチング素子Ｑ１との接続点の電位は、略０Ｖとなることから、ダイオードＤ２２０１，Ｄ２００２は非導通状態となる。そして、インダクタＬ２２０２には、第３電流経路を流れる電流により磁気的エネルギが蓄積される。

　一方、図２２（ｂ）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間では、インダクタＬ２２０２から流出した電流が、ダイオードＤ２２０１、負荷１１の順に経由して、インダクタＬ２２０２に戻る経路（以下、「第４電流経路」と称する。）を流れる。ここにおいて、インダクタＬ２２０２に蓄積された磁気的エネルギは、第４電流経路を流れる電流が発生することにより負荷１１に放出される。

　その後、インダクタＬ２２０２の自己に蓄積されたエネルギの放出が完了すると、第４電流経路に電流が流れなくなる。

　このように、整流回路２の出力電圧の瞬時値がコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧未満の場合、整流回路２から電圧変換回路２２０３に流れる電流は遮断された状態となる。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は、コンデンサＣ２から第３電流経路を介して負荷１１に電流が供給され、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間は、インダクタＬ２２０２から第４電流経路を介して負荷１１に電流が供給され、インダクタＬ２２０２の自己に蓄積されたエネルギの放出が完了すると、負荷１１への電流供給はコンデンサＣ４のみからとなる。

　本実施の形態に係る直流電源回路２２０１においても、整流回路２の出力電圧ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２以上の場合、電圧ＶＣ２がスイッチング素子Ｑ１のオンオフ周期に同期して電圧ΔＶＣ２ずつ断続的に上昇していく（図１１（ｄ）および図１２（ｄ）参照）。これにより、実施の形態に係る直流電源回路１と同様に、交流電源ＡＣから整流回路２に入力される交流の半周期における前半の１／４周期において、コンデンサＣ２の両端間に生じる電圧ＶＣ２が、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎに比べて遅れて立ち上がる（図１４（ｂ）参照）。

　これにより、実施の形態２に係る直流電源回路２００１と同様に、交流電圧Ｖｓの各半周期において、交流電圧Ｖｓの絶対値が最大値に到達した後も交流電源ＡＣから整流回路２に電流Ｉｉｎが流れる期間が存在していることにより、その分、交流電源ＡＣから整流回路２を介して電圧変換回路２２０３に電流が流れ続ける期間を長くすることができる。従って、比較例に係る直流電源回路に比べて、力率向上を図ることができる。

　＜変形例＞
　（１）実施の形態１に係る直流電源回路１では、電圧変換回路３が整流素子としてダイオードＤ１，Ｄ２を備える例について説明したが、整流素子はダイオードに限定されるものではない。

　本変形例に係る直流電源回路３０１の回路図を図２３に示す。

　電圧変換回路３０３が、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２０１，Ｑ２０２を備える。そして、駆動回路Ｕ２は、各スイッチング素子Ｑ２０１，Ｑ２０２のオンオフ動作を制御するための信号電圧を出力する制御端子ｔｅ４，ｔｅ５を備えている。

　スイッチング素子Ｑ２０１は、ソースがコンデンサＣ２に接続され且つゲートが抵抗Ｒ２１１を介して駆動回路Ｕ２の制御端子ｔｅ５に接続されるとともに、ドレインがインダクタＬ２とスイッチング素子Ｑ１の接続点に接続されている。スイッチング素子Ｑ２０２は、ソースがダイオードＤ０のカソードに接続され且つゲートが抵抗Ｒ２１２を介して駆動回路Ｕ２の制御端子ｔｅ４に接続されるとともに、ドレインがコンデンサＣ２に接続されている。

　本変形例に係る直流電源回路３０１において、整流回路２の出力電圧Ｖｉｎの時間波形を図２４（ａ）に示し、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２０１，Ｑ２０２のオンオフ動作を図２４（ｂ）に示す。なお、図２４（ａ）に示すように、整流回路２から出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２以上の期間をＡ期間とし、整流回路２の出力電圧の瞬時値ＶｉｎがコンデンサＣ２の両端間の電圧ＶＣ２未満の期間をＢ期間と定義する。

　図２４（ｂ）に示すように、Ａ期間において、駆動回路Ｕ２は、スイッチング素子Ｑ２０１，Ｑ２０２にスイッチング素子Ｑ１に入力する信号電圧から半周期だけずれた矩形波状の信号電圧を入力する。

　一方、Ｂ期間において、駆動回路Ｕ２は、スイッチング素子Ｑ２０１にスイッチング素子Ｑ１に入力する信号電圧から半周期だけずれた信号電圧を入力し、スイッチング素子Ｑ２０２に入力する信号電圧をスイッチング素子Ｑ２０２のオン電圧以上の電圧に維持する。これにより、スイッチング素子Ｑ２０２は、オン状態で維持される。

　以上のように、電圧変換回路３０３において、スイッチング素子Ｑ２０１，Ｑ２０２を整流素子として用いることができる。

　（２）実施の形態１では、コンデンサＣ４３、Ｃ４７が、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に充電し、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中にコンデンサＣ４７を放電することにより、コンデンサＣ４７に蓄積した分の電荷をコンデンサＣ４３へ送る構成となっている例について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、インダクタＬ２の代わりにトランスを設けて、このトランスの二次巻線から定電圧回路に電流を流す（定電圧回路を充電する）ようにしてもよい。

　本変形例に係る直流電源回路５０１の回路図を図２５に示す。なお、実施の形態と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路５０１では、電圧変換回路５０３が一次巻線Ｌ５１１および二次巻線Ｌ５１２を有するトランスＴｒ５０１を備えている。ここで、一次巻線Ｌ５１１が実施の形態１におけるインダクタＬ２として機能する。このトランスＴｒ５０１は、一次巻線Ｌ５１１の極性と二次巻線Ｌ５１２の極性とが同じになっている。そして、定電圧回路５０４では、トランスＴｒ５０１の二次巻線Ｌ５１２と抵抗Ｒ４６との接続点と整流回路２の低電位側の出力端との間にコンデンサＣ５４７が接続されている。このコンデンサＣ５４７は、二次巻線Ｌ５１２に対していわゆるスナバコンデンサとして機能するものである。本変形例によれば、スイッチング素子Ｑ１がオフするタイミング（トランスＴｒ５０１の一次巻線Ｌ５１１が磁気的エネルギを蓄積するタイミング）で、二次巻線Ｌ５１２から定電圧回路５０４に電流が供給される。具体的には、二次巻線Ｌ５１２から抵抗Ｒ４６、ダイオードＤ４５を経由してコンデンサＣ４３に電流が流れ込み、コンデンサＣ４３が充電されることになる。なお、コンデンサＣ５４７が無い構成であってもよい。

　なお、図２５に示す構成の直流電源回路５０１では、トランスＴｒ５０１の一次巻線Ｌ５１１の極性と二次巻線Ｌ５１２との極性とが同じである例について説明したが、一次巻線Ｌ５１１の極性と二次巻線Ｌ５１２の極性とが反対であってもよい。この場合、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミング（一次巻線Ｌ５１１に磁気的エネルギを放出するタイミング）で、二次巻線Ｌ５１２から定電圧回路５０４に電流が供給される。

　なお、図２５に示す構成の直流電源回路５０１は、一次巻線Ｌ５１１が磁気的エネルギを放出するタイミング、或いは、一次巻線Ｌ５１１に磁気的エネルギが蓄積されるタイミングのいずれか一方で、二次巻線Ｌ５１２から定電圧回路５０４に電流が供給される例について説明したが、これに限定されるものではなく、一次巻線Ｌ５１１が磁気的エネルギを放出するタイミング、および、一次巻線Ｌ５１１に磁気的エネルギが蓄積されるタイミングの両方で、二次巻線Ｌ５１２から定電圧回路５０４に電流が供給されるものであってもよい。

　他の変形例に係る直流電源回路６０１の回路図を図２６に示す。なお。図２５に示す構成と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路６０１では、電圧変換回路６０３がトランスＴｒ５０１の二次巻線Ｌ５１２の両端間に入力端が接続されたダイオードブリッジＤＢを備えている点が、図２２に示す構成とは相違する。ここで、ダイオードブリッジＤＢの高電位側の出力端が、定電圧回路５０４に接続され、低電位側の出力端が整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。なお、トランスＴｒ５０１において、一次巻線Ｌ５１１の極性と二次巻線Ｌ５１２とは極性とが反対であってもよい。

　ここにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングおよびオフするタイミングのいずれにおいても、ダイオードブリッジＤＢから定電圧回路５０４に電流が供給される。なお、図２５における定電圧回路５０４において、ダイオードＤ４５が無い構成であってもよい。

　また、電圧変換回路３側から電力供給を行う構成として、例えば、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間において、インダクタＬ２およびダイオードＤ１のアノードの接続点の電圧が所定の電圧以下のときに、定電圧回路４に電力を供給するようにしてもよい。

　変形例に係る直流電源回路７０１の回路図を図２７に示す。なお、実施の形態１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路７０１では、電圧変換回路７０３のダイオードＤ１のアノードとインダクタＬ２との間の接続点と、定電圧回路４との間にスイッチング素子Ｑ７０２が介挿されている。また、駆動回路Ｕ３は、スイッチング素子Ｑ７０２を制御するための制御用の信号電圧を出力する制御端子ｔｅ４を備えている。

　スイッチング素子Ｑ７０２は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴから構成されている。このスイッチング素子Ｑ７０２は、ソースが定電圧回路４に接続され且つゲートが抵抗Ｒ７１２を介して駆動回路Ｕ３の制御端子ｔｅ４に接続されるとともに、ドレインがダイオードＤ１のアノードおよびインダクタＬ２の接続点に接続されている。そして、定電圧回路７０４では、スイッチング素子Ｑ７０２のソースに抵抗Ｒ４６が直接接続されている。即ち、図２５における定電圧回路５０４についてコンデンサＣ５４７が無い構成となっている。

　ここにおいて、駆動回路Ｕ３は、出力端子ｔｅ１の信号電圧を０Ｖよりも大きい所定の電圧にしてスイッチング素子Ｑ１をオフ状態にしている間で、インダクタＬ２およびダイオードＤ１のアノードの接続点の電圧が所定の電圧以下になると、制御端子ｔｅ４の信号電圧を０Ｖよりも大きい所定の電圧にすることによりスイッチング素子Ｑ７０２をオン状態にする。このスイッチング素子Ｑ７０２をオンするタイミングは予め設定されている。これにより、定電圧回路７０４内における抵抗４６での電力損失を低減できて、回路効率が改善できる。また、定電圧回路７０４の回路素子の数を削減できるので、回路の小型化を図ることができる。

　なお、図２５乃至図２７を用いて説明した、定電圧回路は、実施の形態３に係る直流電源回路２０１に適用してもよい。

　（３）実施の形態１では、電圧変換回路３として降圧チョッパ回路のように非絶縁型の電圧変換回路を備える例について説明したが、これに限定されるものではなく、絶縁型の電圧変換回路を備えるものであってもよい。

　本変形例に係る直流電源回路４０１の回路図を図２８に示す。なお、実施の形態と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　図２８に示すように、電圧変換回路４０３は、フライバックコンバータを構成するものであり、スイッチング素子Ｑ１と、一次巻線Ｌ４１１および二次巻線Ｌ４１２を有するトランスＴｒ４０１と、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ４０３と、コンデンサＣ２，Ｃ４０４と、抵抗Ｒ７とを備える。ここで、トランスＴｒ４０１は、一次巻線Ｌ４１１の極性と二次巻線Ｌ４１２の極性とが反対になっている。スイッチング素子Ｑ１は、ソースが抵抗Ｒ７を介して整流回路２の低電位側の出力端に接続され且つゲートが抵抗Ｒ１１を介して駆動回路Ｕ１に接続されるとともに、ドレインが一次巻線Ｌ４１１の一端に接続されている。ダイオードＤ１は、アノードが一次巻線Ｌ４１１とスイッチング素子Ｑ１との接続点に接続され、カソードがコンデンサＣ２に接続されている。ダイオードＤ４０３は、アノードがトランスＴｒ４０１の二次巻線Ｌ４１２の一端に接続され、カソードがコンデンサＣ４０４の一端に接続されている。コンデンサＣ４０４の他端は、トランスＴｒ４０１の二次巻線Ｌ４１２の他端に接続されている。この電圧変換回路４０３は、コンデンサＣ４０４と並列に接続された負荷１１にコンデンサＣ４０４の両端間の電圧を出力する。

　本変形例によれば、負荷１１に大電力を供給する場合において、安全性確保を図ることができる。

　（４）実施の形態２に係る直流電源回路２００１では、ダイオードＤ２００３のカソードが整流回路２の高電位側の出力端に接続されている例について説明したが、これに限定されるものではない。

　本変形例に係る直流電源回路１１０１の回路図を図２９に示す。なお、実施の形態２と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路１１０１では、電圧変換回路１１０３が、アノードが整流回路２の低電位側の出力端に接続され、カソードがインダクタＬ２００２の一端に接続されたダイオードＤ１１０３を有している。本構成によれば、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときに、コンデンサＣ２に蓄積された電荷が、インダクタＬ２を経由して放電されることになる。

　（５）実施の形態３に係る直流電源回路２０１では、ダイオードＤ２０２のカソードが整流回路２の高電位側の出力端に接続されている例について説明したが、これに限定されるものではない。

　本変形例に係る直流電源回路１２０１の回路図を図３０に示す。なお、図２９に示す構成と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路１２０１では、電圧変換回路１２０３が、アノードが整流回路２の低電位側の出力端に接続され、カソードがダイオードＤ２２０１のカソードに接続されたダイオードＤ１２０３を有している。本構成によれば、スイッチング素子Ｑ１がオンしたときに、コンデンサＣ２に蓄積された電荷が、負荷１１、インダクタＬ２２０２、スイッチング素子Ｑ１を経由して放電される。

　（６）実施の形態２および実施の形態４に係る直流電源回路２００１，２２０１では、電圧変換回路２００３，２２０３におけるダイオードＤ２，Ｄ２００２のカソードがインダクタＬ２００３を介してコンデンサＣ２に接続されている例について説明したが、ダイオードＤ２のカソードとインダクタＬ２００３との間にサージを緩和するためのコンデンサを接続したものであってもよい。

　本変形例に係る直流電源回路２３０１，２４０１の回路図を図３１および図３２に示す。なお、実施の形態２および実施の形態４に係る直流電源回路２００１，２２０１と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路２３０１，２４０１では、電圧変換回路２３０３，２４０３内における、ダイオードＤ２００２のカソードと整流回路２の低電位側の出力端との間にコンデンサＣａが接続されている。このコンデンサＣａは、インダクタＬ２００３に対していわゆるスナバコンデンサとして機能するものであり、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に切り替わる際にインダクタＬ２００３の両端間に生じる電圧の急峻な上昇（サージ）を緩和するためのものである。本変形例によれば、コンデンサＣ２に要求される耐圧を低減することができるので、コンデンサＣ２の小型化を図ることができ、ひいては回路規模の縮小を図ることができる。さらに、コンデンサＣａの電荷は、スイッチング素子Ｑ１のオンオフごとに放電する必要があるが、本変形例の場合、インダクタＬ２００３に蓄積された磁気的エネルギを放出する際に、コンデンサＣａに蓄積された電荷が引き抜かれてコンデンサＣ２へ移るので、損失にならずに回路効率が改善される。

　（７）実施の形態２では、コンデンサＣ４３、Ｃ４７が、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間中に充電し、スイッチング素子Ｑ１のオン期間中にコンデンサＣ４７を放電することにより、コンデンサＣ４７に蓄積した分の電荷をコンデンサＣ４３へ送る例について説明したが、これに限定されるものではない。例えば、インダクタＬ２００２の代わりにトランスを設けて、このトランスの二次巻線から定電圧回路に電流を流す（定電圧回路を充電する）ようにしてもよい。

　本変形例に係る直流電源回路２６０１の回路図を図３３に示す。なお、実施の形態２と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路２６０１では、電圧変換回路２６０３が一次巻線Ｌ２６１１および二次巻線Ｌ２６１２を有するトランスＴｒ２６０２を備えている。ここで、一次巻線Ｌ２６１１が、実施の形態２におけるインダクタＬ２００２として機能する。このトランスＴｒ２６０２は、一次巻線Ｌ２６１１の極性と二次巻線Ｌ２６１２の極性とが同じになっている。そして、定電圧回路２６０４では、トランスＴｒ２６０２の二次巻線Ｌ２６１２と抵抗Ｒ４６との接続点と整流回路２の低電位側の出力端との間にコンデンサＣ６４７が接続されている。このコンデンサＣ６４７は、二次巻線Ｌ２６１２に対していわゆるスナバコンデンサとして機能するものである。本変形例によれば、スイッチング素子Ｑ１がオフするタイミング（トランスＴｒ２６０２の一次巻線Ｌ２６１１が磁気的エネルギを放出するタイミング）で、二次巻線Ｌ２６１２から定電圧回路２６０４に電流が供給される。具体的には、二次巻線Ｌ２６１２から抵抗Ｒ４６、ダイオードＤ４５を経由してコンデンサＣ４３に電流が流れ込み、コンデンサＣ４３が充電されることになる。なお、コンデンサＣ６４７が無い構成であってもよい。

　なお、図３３に示す構成の直流電源回路２６０１では、トランスＴｒ２６０２の一次巻線Ｌ２６１１の極性と二次巻線Ｌ２６１２との極性とが同じである例について説明したが、一次巻線Ｌ２６１１の極性と二次巻線Ｌ２６１２の極性とが反対であってもよい。この場合、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミング（一次巻線Ｌ２６１１に磁気的エネルギが蓄積されるタイミング）で、二次巻線Ｌ２６１２から定電圧回路２６０４に電流が供給される。

　なお、図３３に示す構成の変形例では、一次巻線Ｌ２６１１が磁気的エネルギを放出するタイミング、或いは、一次巻線Ｌ２６１１に磁気的エネルギが蓄積されるタイミングのいずれか一方で、二次巻線Ｌ２６１２から定電圧回路２６０４に電流が供給される例について説明したが、これに限定されるものではなく、一次巻線Ｌ２６１１が磁気的エネルギを放出するタイミング、および、一次巻線Ｌ２６１１に磁気的エネルギが蓄積されるタイミングの両方で、二次巻線Ｌ２６１２から定電圧回路２６０４に電流が供給されるものであってもよい。

　他の変形例に係る直流電源回路２７０１の回路図を図３４に示す。なお。図３３に示す構成と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路２７０１では、電圧変換回路２７０３がトランスＴｒ２７０２の二次巻線Ｌ２７１２の両端間に入力端が接続されたダイオードブリッジＤＢを備えている点が、図３３に示す構成とは相違する。ここで、ダイオードブリッジＤＢの高電位側の出力端が、定電圧回路２７０４に接続され、低電位側の出力端が整流回路２の低電位側の出力端に接続されている。なお、トランスＴｒ２７０２において、一次巻線Ｌ２７１１の極性と二次巻線Ｌ２７１２とは極性とが反対であってもよい。

　ここにおいて、スイッチング素子Ｑ１がオンするタイミングおよびオフするタイミングのいずれにおいても、ダイオードブリッジＤＢから定電圧回路２７０４に電流が供給される。なお、図３４における定電圧回路２６０４において、ダイオードＤ４５が無い構成であってもよい。

　更に、図３４に示す構成の変形例では、インダクタＬ２００２の代わりにトランスＴｒ２７０２を設けて、このトランスＴｒ２７０２の二次巻線から定電圧回路２６０４に電流を流す（定電圧回路２６０４を充電する）例について説明したが、これに限定されず、例えば、インダクタＬ２００３の代わりにトランスを設けて、このトランスの二次巻線から定電圧回路２６０４に電流を流す（定電圧回路２６０４を充電する）ようにしてもよい。

　他の変形例に係る直流電源回路２８０１の回路図を図３５に示す。なお。図３４に示す構成と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路２８０１では、電圧変換回路２８０３が一次巻線Ｌ２８１１および二次巻線Ｌ２８１２を有するトランスＴｒ２８０３を備えている。このトランスＴｒ２８０３は、一次巻線Ｌ２８１１の極性と二次巻線Ｌ２８１２の極性とが同じになっている。本変形例によれば、スイッチング素子Ｑ１がオフするタイミング（トランスＴｒ２８０３の一次巻線Ｌ２８１１が磁気的エネルギを放出するタイミング）で、二次巻線Ｌ２８１２から定電圧回路２６０４に電流が供給される。なお、トランスＴｒ２８０３において、一次巻線Ｌ２８１１の極性と二次巻線Ｌ２８１２とは極性とが反対であってもよい。

　また、電圧変換回路２００３側から電力供給を行う構成として、例えば、スイッチング素子Ｑ１のオフ期間において、インダクタＬ２００２およびダイオードＤ２００１のアノードの接続点の電圧が所定の電圧以下のときに、定電圧回路に電力を供給するようにしてもよい。

　変形例に係る直流電源回路２９０１の回路図を図３６に示す。なお、実施の形態２と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路２９０１では、電圧変換回路２００３のダイオードＤ２００１のアノードとインダクタＬ２００２との間の接続点と、定電圧回路２９０４との間にスイッチング素子Ｑ９０２が介挿されている。また、駆動回路Ｕ２は、スイッチング素子Ｑ９０２を制御するための制御用の信号電圧を出力する制御端子ｔｅ４を備えている。

　スイッチング素子Ｑ９０２は、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴから構成されている。このスイッチング素子Ｑ９０２は、ソースが定電圧回路２９０４に接続され且つゲートが抵抗Ｒ９１２を介して駆動回路Ｕ２の制御端子ｔｅ４に接続されるとともに、ドレインがダイオードＤ２００１のアノードおよびインダクタＬ２００２の接続点に接続されている。そして、定電圧回路２９０４では、スイッチング素子Ｑ９０２のソースに抵抗Ｒ４６が直接接続されている。即ち、図３３における定電圧回路２６０４についてコンデンサＣ６４７が無い構成となっている。

　ここにおいて、駆動回路Ｕ２は、出力端子ｔｅ１の信号電圧を０Ｖよりも大きい所定の電圧にしてスイッチング素子Ｑ１をオフ状態にしている間で、インダクタＬ２００２およびダイオードＤ１のアノードの接続点の電圧が所定の電圧以下になると、制御端子ｔｅ４の信号電圧を０Ｖよりも大きい所定の電圧にすることによりスイッチング素子Ｑ９０２をオン状態にする。このスイッチング素子Ｑ９０２をオンするタイミングは予め設定されている。これにより、定電圧回路２９０４内における抵抗Ｒ４６での電力損失を低減できて、回路効率が改善できる。また、定電圧回路２９０４の回路素子の数を削減できるので、回路の小型化を図ることができる。

　（８）実施の形態２では、直流電源回路２００１が、電圧変換回路２００３として、降圧チョッパ回路のように非絶縁型の電圧変換回路を備える例について説明したが、これに限定されるものではなく、絶縁型の電圧変換回路を備えるものであってもよい。

　本変形例に係る直流電源回路２５０１の回路図を図３７に示す。なお、実施の形態と同様の構成については同一の符号を付して適宜説明を省略する。

　直流電源回路２５０１では、電圧変換回路２５０３がフライバックコンバータを構成するものであり、スイッチング素子Ｑ１と、一次巻線Ｌ２５１１および二次巻線Ｌ２５１２を有するトランスＴｒ２５０２と、ダイオードＤ２００２，Ｄ２００３，Ｄ２５０１と、コンデンサＣ２，Ｃ５０４と、抵抗Ｒ７とを備える。ここで、トランスＴｒ２５０２は、一次巻線Ｌ２５１１の極性と二次巻線Ｌ２５１２の極性とが反対になっている。スイッチング素子Ｑ１は、ソースが抵抗Ｒ７を介して整流回路２の低電位側の出力端に接続され且つゲートが抵抗Ｒ１１を介して駆動回路Ｕ１に接続されるとともに、ドレインが一次巻線Ｌ２５１１の一端に接続されている。ダイオードＤ２５０１は、アノードがトランスＴｒ２５０２の二次巻線Ｌ２５１２の一端に接続され、カソードがコンデンサＣ５０４の一端に接続されている。コンデンサＣ５０４の他端は、トランスＴｒ２５０２の二次巻線Ｌ２５１２の他端に接続されている。つまり、コンデンサＣ５０４は、負荷１１と並列に接続されている。このコンデンサＣ５０４は、負荷１１に加わる電圧を平滑化するためのものである。本変形例によれば、負荷１１に大電力を供給する場合において、安全性確保を図ることができる。

　（９）実施の形態に係る直流電源回路１では、電圧変換回路３で発生するスイッチング素子Ｑ１のオンオフ動作に伴う高周波電流が、電圧変換回路３から整流回路２を介して交流電源ＡＣに流出する。すると、高周波ノイズと高周波リップルとが外部に漏洩してしまう。

　そこで、図３８（ａ）に示すように、直流電源回路１と交流電源ＡＣとの間にインダクタＮＦとコンデンサＣ０，Ｃ１とからなるノイズフィルタ５を設けてもよい。或いは、図３８（ｂ）に示すように、直流電源回路１００１が、整流回路２と電圧変換回路３との間に接続されたノイズフィルタ２０５を備えるものでもよい。このノイズフィルタ２０５は、一端が整流回路２の高電位側の出力端に接続されたインダクタＮＦと、インダクタＮＦの他端と整流回路２の低電位側の出力端との間に接続されたコンデンサＣ１とからなる。なお、図３８（ｂ）において、コンデンサＣ１をインダクタＮＦに対して整流回路２側に接続したものであってもよい。但し、高周波リップルの低減を目的とする場合は、図３８（ｂ）に示す構成のほうが好ましい。なお、図３８（ｂ）において、２つのコンデンサをインダクタＮＦの両側に接続してもよい。さらに、インダクタが、整流回路２の低電位側にも接続されてなるものであってもよい。

　（１０）実施の形態１乃至４では、スイッチング素子Ｑ１がＮチャネル型ＭＯＳトランジスタから構成される例について説明したが、これに限定されるものではなく、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを用いてもよい。さらに、スイッチング素子Ｑ１をバイポーラトランジスタから構成してもよい。

　（１１）実施の形態２および４では、限流素子としてインダクタＬ２００３を備える構成について説明したが、この限流素子としては、インダクタに限らず、抵抗等であってもよい。或いは、この限流素子が無く、ダイオードＤ２のカソードがコンデンサＣ２の他端に直接接続された構成であってもよい。

　（１２）なお、直流電源回路１は、交流電源ＡＣとの間に直流電源回路１へ入力する電力を調整する電力調整器を接続して使用する場合がある。この調整器は、トライアック等を用いたものが一般的であり、交流電源ＡＣから調整器を介して整流回路２への入力電流が過度に大きくなるとトライアック等が誤動作してしまうおそれがある。従って、従来は、抵抗Ｒ１の抵抗値を大きくすることにより、調整器に流れる電流のピーク値を低減せざるを得ず、抵抗Ｒ１での電力損失が大きくなってしまい、回路効率が低下していた。

　これに対して、直流電源回路１では、入力電流のピーク値を低減することができるので、トライアック等を用いた電力調整器を使用する場合において、電力調整器の誤動作を防止することができる。

　１，２０１，３０１，４０１，５０１，６０１，２００１　直流電源回路
　２　　　　　整流回路
　３，２０３，３０３，４０３，５０３，６０３，２００３　電圧変換回路
　４，５０４，７０４　定電圧回路
　５，２０５　ノイズフィルタ
　１１　　　　負荷
　Ｃ１，Ｃ２，Ｃ４，Ｃ４３，Ｃ４７，Ｃ２０２，Ｃ２０４，Ｃ４０４，Ｃ５４７　コンデンサ
　Ｄ０，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ４５，Ｄ２００，Ｄ２０１，Ｄ２０２，Ｄ４０３，Ｄ２００１，Ｄ２００２，Ｄ２００３　ダイオード
　Ｌ２，Ｌ２０２，Ｌ２００２，Ｌ２００３　インダクタ
　Ｑ１，Ｑ２０１，Ｑ２０２，Ｑ５０２，Ｑ６０２　スイッチング素子
　Ｒ１，Ｒ７，Ｒ１１，Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４６，Ｒ２１１，Ｒ２１２，Ｒ５１２，Ｒ６１３，Ｒ６１４　抵抗
　Ｔｒ４０１，Ｔｒ５０１　トランス
　Ｕ１，Ｕ２，Ｕ３　駆動回路
　ＺＤ４４　ツェナーダイオード
　Ｌ４１１，Ｌ５１１　一次巻線
　Ｌ４１２，Ｌ５１２　二次巻線
　１，２０１，３０１，４０１，５０１，６０１，７０１，８０１，９０１，１００１，１１０１，１２０１，２００１　直流電源回路

Claims

　交流電源から供給される交流を整流する整流回路と、
　前記整流回路の出力端に接続され且つ前記整流回路からの入力電圧を変換して負荷に印加する電圧変換回路とを備え、
　前記電圧変換回路は、
　一端が前記整流回路の高電位側の出力端に前記負荷を介して接続されたインダクタと、
　前記インダクタの他端と前記整流回路の低電位側の出力端との間に接続されたスイッチング素子と、
　一端が前記整流回路の低電位側の出力端に接続されたコンデンサと、
　前記コンデンサの他端と前記インダクタの他端との間に接続された第１の一方向性素子とを有し、
　前記整流回路の出力電圧の瞬時値が前記コンデンサの両端間の電圧以上の場合、前記スイッチング素子のオン期間中、前記整流回路の高電位側の出力端から、前記負荷、前記インダクタ、前記スイッチング素子の順に経由して前記整流回路の低電位側の出力端に至る第１電流経路が形成され、前記スイッチング素子のオフ期間中、前記整流回路の高電位側の出力端から、前記負荷、前記インダクタ、前記第１の一方向性素子、前記コンデンサの順に経由して前記整流回路の低電位側の出力端に至る第２電流経路が形成される
　ことを特徴とする直流電源回路。
　前記電圧変換回路は、更に、前記コンデンサの他端と前記整流回路の高電位側の出力端との間に接続された第２の一方向性素子を有し、
　前記整流回路の出力電圧の瞬時値が前記コンデンサの両端間の電圧未満の場合、前記スイッチング素子のオン期間中、前記コンデンサの他端から、前記第２の一方向性素子、前記負荷、前記インダクタ、前記スイッチング素子の順に経由して前記コンデンサの一端に至る第３電流経路が形成され、前記スイッチング素子のオフ期間中、前記インダクタの他端から、前記第１の一方向性素子、前記第２の一方向性素子、前記負荷の順に経由して前記インダクタの一端に至る第４電流経路が形成される
　ことを特徴とする請求項１記載の直流電源回路。
　前記第１の一方向性素子は、前記インダクタの他端から前記コンデンサの他端に向かって流れる電流のみ導通し、
　前記第２の一方向性素子は、前記コンデンサの他端から前記整流回路の高電位側の出力端に向かって流れる電流のみ導通する
　ことを特徴とする請求項２記載の直流電源回路。
　前記第１の一方向性素子は、アノードが前記インダクタの他端に接続され且つカソードが前記コンデンサの他端に接続されたダイオードであり、
　前記第２の一方向性素子は、アノードが前記コンデンサの他端に接続され且つカソードが前記整流回路の高電位側の出力端に接続されたダイオードである
　ことを特徴とする請求項３記載の直流電源回路。
　前記電圧変換回路は、更に、
前記コンデンサの他端と前記整流回路の高電位側の出力端との間に接続された第２の一方向性素子と、
　前記インダクタの他端と前記整流回路の高電位側の出力端との間に接続された第３の一方向性素子とを有し、
　前記整流回路の出力電圧の瞬時値が前記コンデンサの両端間の電圧未満の場合、前記スイッチング素子のオン期間中に、前記コンデンサの他端から、前記第２の一方向性素子、前記負荷、前記インダクタ、前記スイッチング素子の順に経由して前記コンデンサの一端に至る第３電流経路が形成され、前記スイッチング素子のオフ期間中に、前記インダクタの他端から、前記第３の一方向性素子、前記負荷の順に経由して前記インダクタの一端に至る第４電流経路が形成される
　ことを特徴とする請求項１記載の直流電源回路。
　前記第３の一方向性素子は、アノードが前記インダクタの他端に接続され且つカソードが前記整流回路の高電位側の出力端に接続されたダイオードである
　ことを特徴とする請求項５記載の直流電源回路。
　前記電圧変換回路は、更に、
　前記コンデンサの他端と前記第１の一方向性素子との間に接続された限流素子を有する
　ことを特徴とする請求項５または請求項６記載の直流電源回路。
　前記限流素子は、インダクタからなる
　ことを特徴とする請求項７記載の直流電源回路。
　前記スイッチング素子のオンオフ周期およびオンデューティは、前記コンデンサの両端間の電圧の増加率に基づいて設定されている
　ことを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の直流電源回路。
　交流電源から供給される交流を整流する整流回路と、
　前記整流回路の出力端に接続され且つ前記整流回路からの入力電圧を変換して負荷に印加する電圧変換回路とを備え、
　前記電圧変換回路は、
　一端が前記整流回路の高電位側の出力端に接続されたインダクタと、
　前記インダクタの他端と前記整流回路の低電位側の出力端との間に接続されたスイッチング素子と、
　一端が前記整流回路の低電位側の出力端に接続され他端が前記負荷の一端に接続されたコンデンサと、
　前記インダクタの他端と前記負荷の他端との間に接続された第１の一方向性素子とを有し、
　前記整流回路の出力電圧の瞬時値が前記コンデンサの両端間の電圧以上の場合、前記スイッチング素子のオン期間中、前記整流回路の高電位側の出力端から、前記インダクタ、前記スイッチング素子の順に経由して前記整流回路の低電位側の出力端に至る第１電流経路が形成され、前記スイッチング素子のオフ期間中、前記整流回路の高電位側の出力端から、前記インダクタ、前記第１の一方向性素子、前記負荷、前記コンデンサの順に経由して前記整流回路の低電位側の出力端に至る第２電流経路が形成される
　ことを特徴とする直流電源回路。
　前記電圧変換回路は、更に、前記コンデンサの他端と前記整流回路の高電位側の出力端との間に接続された第２の一方向性素子を有し、
　前記整流回路の出力電圧の瞬時値が前記コンデンサの両端間の電圧未満の場合、前記スイッチング素子のオン期間中、前記コンデンサの他端から、前記第２の一方向性素子、前記インダクタ、前記スイッチング素子の順に経由して前記コンデンサの一端に至る第３電流経路が形成され、前記スイッチング素子のオフ期間中、前記インダクタの他端から、前記第１の一方向性素子、前記負荷、前記第２の一方向性素子の順に経由して前記インダクタの一端に至る第４電流経路が形成される
　ことを特徴とする請求項１０記載の直流電源回路。
　前記第１の一方向性素子は、前記インダクタの他端から前記負荷の他端に向かって流れる電流のみ導通し、
　前記第２の一方向性素子は、前記コンデンサの他端から前記整流回路の高電位側の出力端に向かって流れる電流のみ導通する
　ことを特徴とする請求項１１記載の直流電源回路。
　前記第１の一方向性素子は、アノードが前記インダクタの他端に接続され且つカソードが前記負荷の他端に接続されたダイオードであり、
　前記第２の一方向性素子は、アノードが前記コンデンサの他端に接続され且つカソードが前記整流回路の高電位側の出力端に接続されたダイオードである
　ことを特徴とする請求項１２記載の直流電源回路。
　交流電源から供給される交流を整流する整流回路と、
　前記整流回路の出力端に接続され且つ前記整流回路からの入力電圧を変換して負荷に印加する電圧変換回路とを備え、
　前記電圧変換回路は、
　一端が前記整流回路の高電位側の出力端および前記負荷の一端に接続されたインダクタと、
　前記インダクタの他端と前記整流回路の低電位側の出力端との間に接続されたスイッチング素子と、
　一端が前記整流回路の低電位側の出力端に接続されたコンデンサと、
　前記コンデンサの他端と前記インダクタの他端との間に接続された第１の一方向性素子と、
　前記インダクタの他端と前記負荷の他端との間に接続された第２の一方向性素子とを有し、
　前記整流回路の出力電圧が前記コンデンサの両端間の電圧以上の場合、前記スイッチング素子のオン期間中に、前記整流回路の高電位側の出力端から、前記インダクタ、前記スイッチング素子の順に経由して前記整流回路の低電位側の出力端に至る第１電流経路が形成され、前記スイッチング素子のオフ期間中に、前記整流回路の高電位側の出力端から、前記インダクタ、前記第１の一方向性素子、前記コンデンサを経由して前記整流回路の低電位側の出力端に至る第２電流経路が形成されるとともに、前記インダクタの他端から、前記第２の一方向性素子、前記負荷の順に経由して前記インダクタの一端に至る第３電流経路が形成される
　ことを特徴とする直流電源回路。
　前記電圧変換回路は、更に、
　前記コンデンサの他端と前記整流回路の高電位側の出力端との間に接続された第３の一方向性素子を有し、
　前記整流回路の出力電圧が前記コンデンサの両端間の電圧未満の場合、前記スイッチング素子のオン期間中に、前記コンデンサの他端から、前記第３の一方向性素子、前記インダクタ、前記スイッチング素子の順に経由して前記コンデンサの一端に至る第４電流経路が形成され、
　前記スイッチング素子のオフ期間中に、前記第３電流経路が形成される
　ことを特徴とする請求項１４記載の直流電源回路。
　前記電圧変換回路は、更に、
　前記コンデンサの他端と前記第１の一方向性素子との間に接続された限流素子を有する
　ことを特徴とする請求項１４または請求項１５記載の直流電源回路。
　前記限流素子は、インダクタからなる
　ことを特徴とする請求項１６記載の直流電源回路。
　前記第１の一方向性素子は、前記インダクタの他端から前記限流素子を介して前記コンデンサの他端に向かって流れる電流のみを導通し、
　前記第２の一方向性素子は、前記インダクタの他端から前記負荷の他端に向かって流れる電流のみを導通し、
　前記第３の一方向性素子は、前記コンデンサの他端から前記整流回路の高電位側の出力端に向かって流れる電流のみを導通する
　ことを特徴とする請求項１６記載の直流電源回路。
　前記第１の一方向性素子は、アノードが前記インダクタの他端に接続され且つカソードが前記限流素子を介して前記コンデンサの他端に接続されたダイオードであり、
　前記第２の一方向性素子は、アノードが前記インダクタの他端に接続され且つカソードが前記負荷の他端に接続されたダイオードであり、
　前記第３の一方向性素子は、アノードが前記コンデンサの他端に接続され且つカソードが前記整流回路の高電位側の出力端に接続されたダイオードである
　ことを特徴とする請求項１８記載の直流電源回路。