CN115224969A - 零电压切换的ac-dc功率转换系统 - Google Patents

零电压切换的ac-dc功率转换系统 Download PDF

Info

Publication number
CN115224969A
CN115224969A CN202210398573.9A CN202210398573A CN115224969A CN 115224969 A CN115224969 A CN 115224969A CN 202210398573 A CN202210398573 A CN 202210398573A CN 115224969 A CN115224969 A CN 115224969A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch
inductor
power converter
rectifier
coupled
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210398573.9A
Other languages
English (en)
Inventor
汤玛斯·萨迪莱克
姜雍泰克
包彼得
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Delta Electronics Inc
Original Assignee
Delta Electronics Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Delta Electronics Inc filed Critical Delta Electronics Inc
Publication of CN115224969A publication Critical patent/CN115224969A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
    • H02M1/0085—Partially controlled bridges
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/66—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal
    • H02M7/68—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters
    • H02M7/72—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/79—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/797—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output with possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4233—Arrangements for improving power factor of AC input using a bridge converter comprising active switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33584—Bidirectional converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Ac-Ac Conversion (AREA)

Abstract

本案涉及到零电压切换的AC‑DC功率转换系统。本案的电路技术利用主动软开关单元以实质上减少AC‑DC功率转换系统中由主开关的导通特性和整流器的反向恢复特性所引起的开关损耗。主动软开关单元包含串接电感、串接电容、主开关、整流开关及辅助开关。通过连接于主开关与整流开关之间的串接电感可降低反向恢复的相关损耗，并进而控制整流器开关的体二极管在其关断期间的电流变化速率。主开关、整流开关及辅助开关均以ZVS运行。

Description

零电压切换的AC-DC功率转换系统
技术领域
本案是关于一种功率转换系统，尤指一种具软开关能力的双向AC-DC功率转换电路。
背景技术
为了与公用交流系统(即公共电网)对接，电源供应器必须符合输入电流谐波标准。由于对低频谐波失真的限制较为严格，故通常借由向电力转换器施加正弦输入电流来满足这些限制。此外，高效率、高功率密度和低电磁干扰(electromagnetic interference，EMI)噪声亦为重要的考虑因素。与公用交流系统对接且实现低谐波失真的电力转换器类似于交流电源供应器的电阻性负载，亦即，电力转换器的输入电流依循输入电压的波形。如图1所示，此种电力转换器可例如为传统的AC-DC升压转换器。作为电阻性负载，电力转换器具有正弦输入电流。
如图1所示，传统的AC-DC升压转换器100包含输入二极管桥臂、升压电感L、开关装置S、升压二极管D、滤波电容C及负载R，其中输入二极管桥臂由整流器D1、D2、D3及D4组成。在图1中，是以一电阻表示负载R。然而，负载R亦可为另一下游转换器，例如用以调节提供给实际终端用户负载的直流电压的隔离式DC-DC转换器。在适当控制下，AC-DC升压转换器100可接收近似正弦的交流输入电流，从而使功率因数近似于一。
除了追求高功率因数之外，设计者还试图在效率与功率密度之间取得最佳解。通过增加电力转换器的开关频率，可实现体积上的高功率密度，从而可减小磁性元件(例如升压电感及EMI滤波器)的需求尺寸。然而，工作于高开关频率将会增加开关损耗而降低效率。在现有技术中，AC-DC升压转换器100中的开关装置S和升压二极管D通常为硅MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)和硅PN型二极管。当工作于硬开关模式时，由于硅二极管具有严重的反向恢复损耗，故硅MOSFET将产生过多的导通及关断损耗。因此，较高的开关频率将显著降低AC-DC升压转换器100的功率转换效率。为了克服在高开关频率下的严重损耗，发展出了软开关技术，以在开关装置S进行导通及关断时实现平滑过渡。因而降低的整流器二极管电流的变化率可有利于减小反向恢复电流损耗及相关的升压二极管损耗。
图2示出了架构于实现软开关技术的AC-DC电力转换器200。如图2所示，输入二极管D1、D2、D3及D4、升压电感L1、开关装置S1和升压二极管D5形成传统的升压转换器。此外，AC-DC电力转换器200包含由辅助电感L2、辅助电容C2、辅助开关装置S2及辅助二极管D6和D7所形成的辅助电路205。在升压二极管D5进行关断时，辅助电路205可降低升压二极管D5中的电流变化率
Figure BDA0003598581710000021
从而实质消除反向恢复损耗，以使开关装置S1可实现软导通过渡，即零电压切换(zero-voltage switching，ZVS)。因此，即使在通过提升开关频率获取高功率密度的情况下，仍可借由ZVS以显著提高效率。直至近日，大多数升压转换器仍采用软开关电路以减少升压二极管中的反向恢复损耗。然而，近来已可利用宽带隙材料(例如碳化硅(SiC))制造实质上无反向恢复损耗的肖特基势垒二极管(Schottky Barrier Diode)。因此，采用SiC二极管的AC-DC升压转换器100已因其较佳的功率因数校正特性而成为优选拓扑。硅MOSFET和碳化硅二极管的组合既可获取较佳的成本效益，又可在效率和功率密度之间取得适当的平衡。此外，相较于硅MOSFET，碳化硅MOSFET具有良好的开关速度及较低的开关损耗，故有望可提供更好的性能。
图3示出了一种传统的图腾柱AC-DC升压转换器300，其是采用为碳化硅MOSFET的开关装置S1和S2。图腾柱AC-DC升压转换器300仅包含两个输入整流器(即输入整流器D1和D2)，且具有实质上与AC-DC升压转换器100不同的运行方式，其是以开关装置S1和S2的体二极管实现升压二极管D的功能。除了拓扑差异之外，图腾柱AC-DC升压转换器300还允许双向功率流通，故相较于AC-DC升压转换器100可进一步扩大应用范围。因此，碳化硅MOSFET可运行于更高的开关频率，并同时实现高效率。
如今，由于具有明显的导通损耗，且在运行于高工作频率时，体二极管中具有微小的反向恢复损耗，故碳化硅MOSFET在使用上仍受到限制。
发明内容
根据本案一实施例，本案是应用软开关技术使AC-DC电力转换器(例如图腾柱升压转换器)的碳化硅MOSFET开关装置中的导通及关断过渡较为平滑。从而在运行于高开关频率时避免过度的导通及反向恢复损耗。因此，AC-DC电力转换器可实现高效率运行、高功率密度及双向功率流，并降低EMI噪声。
根据本案一实施例，本案提供一种电力转换器，适于耦接至交流电路及直流电路，且包含第一电感、第一整流器、第二整流器及主动软开关单元。交流电路具有第一端及第二端。第一电感具有第一端及第二端。第一电感的第一端耦接于交流电路的第一端。第一整流器及第二整流器相连接于一公共节点，且第一整流器及第二整流器所形成的串接电路并联耦接于直流电路，公共节点耦接于交流电路的第二端。主动软开关单元包含第二电感、第一开关、第二开关、第三开关及第一电容。第一开关、第二电感及第二开关所形成的串接电路并联耦接于第一整流器及第二整流器所形成的串接电路。第三开关及第一电容所形成的串接电路并联耦接于第二电感。第一电感的第二端耦接于第二电感。于一些实施例中，主动软开关单元可降低AC-DC电力转换器中有关反向恢复的损耗，且主动软开关单元有利于使第一开关、第二开关及第三开关实现ZVS，其中至少一个开关为碳化硅MOSFET。
于一些实施例中，电力转换器架构于进行双向运行。举例而言，直流电路可包含直流电源(例如电池)，或者AC-DC电力转换器可包含功率逆变器。第一整流器及第二整流器可为被动二极管或同步整流器。第一电感耦接于第一开关与第二电感之间的公共电节点，抑或是耦接于第二开关与第二电感之间的公共电节点。
根据本案一实施例，AC-DC电力转换器为多相电力转换器，适于耦接于交流电路及直流电路。交流电路包含多个相位端，每一相位端耦接于多相交流电源中的一相。多相电力转换器包含多个相位桥臂。于一些实施例中，多相电力转换器的每一相位桥臂包含第一电感及主动软开关单元。第一电感耦接于交流电路的其中一个相位端。主动软开关单元包含第二电感、第一开关、第二开关、第三开关及第一电容。第一开关、第二开关及第二电感所形成的串接电路并联耦接于直流电路。第一电容及第三开关所形成的串接电路并联耦接于第二电感。第一电感耦接于主动软开关单元的第二电感。
由于本案的主动软开关单元不会增加传统AC-DC电力转换器中的电压及电流应力，故本案的主动软开关单元亦可应用于传统的AC-DC电力转换器中而取得本案的技术功效。
附图说明
图1示出了传统的AC-DC升压转换器100。
图2示出了架构于实现软开关技术的传统AC-DC电力转换器200。
图3示出了传统的AC-DC图腾柱升压转换器300，其因采用碳化硅MOSFET的开关装置S1和S2而具实用性。
图4示出了本案一实施例的图腾柱PWM(pulse-width-modulated，脉冲宽度调变)PFC(power-factor-correction，功率因数校正)电力转换器400。
图5示出了一电路模型450，其是表示图腾柱PWM PFC电力转换器400在输入电压VAC的正半周期间(即VAC>0)的等效电路。
图6A、图6B、图6C、图6D、图6E、图6F、图6G、图6H及图6I示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在输入电压VAC的正半周期间的开关周期TS的拓扑状态。
图7示出了在输入电压VAC的正半周期间(即VAC>0)的开关周期TS的关键功率级波形。
图8示出了一电路模型480，其是表示图腾柱PWM PFC电力转换器400在输入电压VAC的负半周期间(即VAC<0)的等效电路。
图9A、图9B、图9C、图9D、图9E、图9F、图9G、图9H及图9I示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在输入电压VAC的负半周期间的开关周期TS的拓扑状态。
图10示出了在输入电压VAC的负半周期间(即VAC<0)的开关周期TS的关键功率级波形。
图11示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的单向AC-DC图腾柱电力转换器1100，不同于图腾柱PWM PFC电力转换器400的是，AC-DC图腾柱电力转换器1100具有耦接于串接电感LS和辅助开关SA之间的公共电节点的升压电感L。
图12示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的双向AC-DC图腾柱电力转换器1200，不同于图腾柱PWM PFC电力转换器400的是，其是以同步整流器S3和S4取代二极管D1和D2。
图13示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的AC-DC图腾柱电力转换器1300，不同于图腾柱PWM PFC电力转换器400的是，其二极管DPRE1和DPRE2在启动或主动软开关单元401处于非致动状态时对输出直流侧进行充电，借此绕过主动软开关单元401。
图14示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的双向AC-DC图腾柱电力转换器1400，不同于图腾柱PWM PFC电力转换器400的是，其是以同步整流器S3和S4取代二极管D1和D2。
图15示出了本案较佳实施例中包含主动软开关单元401的双向AC-DC图腾柱电力转换器1500，不同于双向AC-DC图腾柱电力转换器1400的是，AC-DC图腾柱电力转换器1500的升压电感L耦接于串接电感LS与辅助开关SA之间的公共电节点。
图16示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的多相电力转换器1600。
图17示出了本案一实施例的多相电力转换器1700，不同于双向三相AC-DC电力转换器1600的是，多相电力转换器1700中的每个升压电感均耦接于对应主动软开关单元中的串接电感与辅助开关之间的公共电节点。
其中，附图标记说明如下：
AC-DC升压转换器：100
VAC：输入电压
VO：输出电压
L、L1、L2：电感
S、S1、S2：开关
D、D1、D2、D3、D4、D5、D6、D7：二极管
C、C1、C2：电容
R：负载
200：AC-DC电力转换器
205：辅助电路
300：图腾柱AC-DC升压转换器
400：电力转换器
401：主动软开关单元
402：串接电路
LS：电感
SA：开关
CS：电容
iL、iLS：电流
VIN：电压
COSS1、COSS2、COSSA：电容
450、480：电路模型
TS：开关周期
iS1、iS2、iSC、iSA：电流
VS1、VCS、VSA、VS2：电压
T0、T1、T2、T3、T4、T5、T6、T7、T8、T9、T10：时刻
TON、TOFF：周期
D'：占空比
1100：单向AC-DC图腾柱电力转换器
1200：双向AC-DC图腾柱电力转换器
S3、S4：开关
1300：AC-DC图腾柱电力转换器
DPRE1、DPRE2：二极管
1400：双向AC-DC图腾柱电力转换器
1500：双向AC-DC图腾柱电力转换器
1600：多相电力转换器
S5、S6、SA1、SA2、SA3：开关
L3、LS1、LS2、LS3：电感
CS1、CS2、CS3：电容
VCS1、VCS2、VCS3：电压
1700：多相电力转换器
具体实施方式
体现本案特征与优点的一些典型实施例将在后段的说明中详细叙述。应理解的是本案能够在不同的态样上具有各种的变化，其皆不脱离本案的范围，且其中的说明及图示在本质上是当作说明之用，而非架构于限制本案。
图4示出了本案一实施例的电力转换器400。如图4所示，电力转换器400为可进行整流的图腾柱PWM PFC电力转换器。根据后续说明，图腾柱PWM PFC电力转换器400可实现较低的开关损耗。如图4所示，图腾柱PWM PFC电力转换器400耦接于交流电路和直流电路之间，且包含电感L、串联连接的整流器D1和D2及主动软开关单元401。电感L耦接于交流电路的一端，交流电路的另一端耦接于由整流器D1和D2所形成的串接电路中的公共节点。主动软开关单元401包含电感LS、开关S1、开关S2、开关SA及电容CS。在主动软开关单元401中，电感LS和开关S1形成串接电路，其中该串接电路并联耦接于由整流器D1和D2所形成的串接电路。再者，开关SA和电容CS形成并联耦接于电感LS的串接电路402，且电感L耦接于电感LS的任一端。在图4中，电感L耦接于开关S1与电感LS之间的公共电节点。于一些实施例中，开关S1、S2及SA中至少一个包含碳化硅MOSFET。于一些实施例中，图腾柱PWM PFC功率变换器400还包含并联连接于整流器D1及D2的滤波电容C。在运行过程中，开关S1或S2可依据交流电路的极性而作为升压开关或整流开关，开关SA则作为辅助开关。
如图4所示，不同于图3的AC-DC图腾柱升压转换器300的是，图腾柱PWM PFC电力转换器400在升压或整流开关S1和S2之间连接了串接电感LS，借此在整流开关关断时控制整流开关的体二极管中的电流变化速率
Figure BDA0003598581710000071
在输入交流电压的每一周期的正半周期中，开关S2是作为主开关或升压开关，开关S1则作为整流开关；而在输入交流电压的负半周期中，开关S1是作为主开关或升压开关，开关S2则作为整流开关。相互串联连接的电容CS及辅助开关SA并联连接于串接电感LS。如图4中的虚线所标示，开关S1和S2、串接电感LS、辅助开关SA及电容CS形成软开关单元401。
根据本案一实施例，开关S1、S2和SA均以ZVS运行。另外，开关S1和S2的控制信号互不重叠，故开关S1和S2无法同时处于导通状态。于具体描述中，当开关的控制信号自低准位升至高准位时，开关闭合或称作“导通”，反之，当开关的控制信号自高准位降至低准位时，开关断开或称作“关断”。于一些实施例中，在任何时间点，开关S1或S2是作为整流开关而与开关SA同时导通或关断。当整流开关关断时，电感LS可使电流变化速率降低。辅助开关SA的控制信号与整流开关(即线周期的正半周期间的开关S1，以及线周期的负半周期间的开关S2)的控制信号同步。主开关的关断时刻与整流开关和辅助开关SA的导通时刻之间具有一小段延迟(即为死区时间)。于此实施例中，当主开关关断时，输入电流中流经串接电感LS的部分(即iLS)自主开关转移，且被重新导向而流经整流开关和辅助开关SA的体二极管。借此，可使整流开关和辅助开关SA的寄生输出电容放电，从而可在ZVS条件下导通整流开关和辅助开关SA。而随后当整流开关和辅助开关SA关断时，串接电感LS中的电流iLS仍可流经整流开关的体二极管，使主开关的寄生输出电容放电，从而为主开关的导通创造ZVS条件。在现有技术中的拓扑中，由于主开关的寄生输出电容未进行放电，故导通主开关会导致较大的导通损耗。此外，于本案中，当主开关导通时，串接电感LS降低了整流开关电流的变化速率，从而显著降低了整流开关的反向恢复损耗。
以下分析以交流的图腾柱PWM PFC电力转换器400为例。分析同样适用于双向运行的情况，其中在双向运行时会以直流电压源(例如电池)取代图4中的电阻性负载R，且于该双向配置中，滤波电容C是可选的。有关双向配置可参考图14所示出的双向AC-DC电力转换器1400。
在图腾柱PWM PFC电力转换器400中，开关S1、S2和SA的开关频率远高于输入电压VAC的线频率。因此，为进行以下分析，在数个开关周期的时间范围内，输入电压VAC可视作实质上恒定的电压VIN。另外，相较于图腾柱PWM PFC电力转换器400中的其他电路元件的电感值及电容值，升压电感L的电感值及滤波电容C的电容值皆较大，故电感电流iL的纹波及滤波电容C上的电压纹波可忽略不计。因此，输出滤波电容C上的电压可由恒定电压源VO表示。类似地，开关S1、S2和SA在其各自的导通状态下均具有可忽略不计的电阻值(即导通电阻)。且在其导通期间，每一开关均可被视作短路。然而，该些开关的寄生输出电容(即电容COSS1、COSS2和COSSA)及每一开关的体二极管中的反向恢复电荷不可被忽略。基于上述考虑，图5及图8分别示出了电路模型450及480，以分别代表图腾柱PWM PFC功率变换器400在输入电压VAC的正半周期(即VAC>0)及负半周期(即VAC<0)时的等效电路。
基于图4所示的电路模型450，图6A至图6I示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在输入电压VAC的正半周期间(即VAC>0)的开关周期TS的拓扑状态。图7示出了在输入电压VAC的正半周期间(即VAC>0)的开关周期TS的关键功率级波形。
同样地，基于图8所示的电路模型480，图9A至图9I示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在输入电压VAC的负半周期间(即VAC<0)的开关周期TS的拓扑状态。图10示出了在输入电压VAC的负半周期间(即VAC<0)的开关周期TS的关键功率级波形。
如图6A所示，在T0至T1期间，主开关S2处于导通状态(直至于时刻T1被关断)，升压电感电流iL和串接电感电流iLS均流经主开关S2，而整流开关S1和辅助开关SA均处于关断状态。由于升压电感L的电感值远大于串接电感LS的电感值，故实质上全部的输入电压VIN均施加于升压电感L上。因此，滤波电容器C上的电压VO被施加于主开关S2上，串接电容CS上的电压VCS被施加于辅助开关SA上，且输入电压VIN被施加于相互串联连接的升压电感L和串接电感LS上。据此，升压电感电流iL和串接电感电流iLS均依据以下等式线性增加：
Figure BDA0003598581710000091
其中L及LS于等式(1)及其他等式中分别表示升压电感L的电感值及串接电感LS的电感值。
图6B示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在T1至T2期间的拓扑状态。如图6B所示，在主开关S2于时刻T1关断后，串接电感电流iLS开始对主开关S2的寄生输出电容COSS2充电，其中串接电感电流iLS在时刻T1实质上等于升压电感电流iL。因此，主开关S2上的电压VS2开始增加。根据整流开关S1、辅助开关SA、主开关S2、串接电容CS及输出电压VO之间的克希荷夫电压回路(Kirchhoff’s Voltage Loop，KVL)可得：
VS1-VCS+VSA+VS2＝VO (2)
其中VS1、VCS、VSA及VS2分别为整流开关S1、串接电容CS、辅助开关SA及主开关S2上的电压。
由于串接电容CS的电容值远大于开关的寄生输出电容(即CS＞＞COSS1、COSS2及COSSA)，故串接电容CS上的电压VCS可视作恒定。依据等式(2)可得：
Figure BDA0003598581710000101
换言之，在T1至T2期间，整流开关S1的寄生输出电容COSS11和辅助开关SA的寄生输出电容COSSA被放电，而主开关S2的寄生输出电容COSS2被充电。再者，当开关SA上的电压VSA达到0V时，辅助开关SA的体二极管导通，整流开关S1和主开关S2上的电压关系为：
Figure BDA0003598581710000102
如图7所示，由于整流开关S1及主开关S2的寄生输出电容COSS1及COSS2通常小于1nF，故T1至T2的时长相对于开关周期TS非常短。
图6C示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在T2至T3期间的拓扑状态。于时刻T2，当整流开关S1的寄生输出电容COSS1已完全放电，整流开关S1的体二极管开始导通并承载升压电感电流iL，借此将功率自输入电压源传输至输出负载。在T2至T3期间，升压电感L上的电压等于输出电压VO与输入电压VIN之间的差，因此升压电感电流iL根据等式
Figure BDA0003598581710000103
线性下降。同时，辅助开关SA的体二极管传导电流iLS，使得串接电容CS上的电压VCS施加于串接电感LS上。因此，串接电感电流iLS根据等式
Figure BDA0003598581710000111
线性下降。
图6D示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在T3至T4期间的拓扑状态。于时刻T3，辅助开关SA和整流开关S1以ZVS导通。此时，换向周期完成，图腾柱PWM PFC电力转换器400进入T3至T5期间的拓扑状态，于该拓扑状态中，实质上全部的升压电感电流iL都被传输至输出端。
图6E示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在T4至T5期间的拓扑状态。在辅助开关SA在时刻T3导通后，于时刻T4，串接电感电流iLS跨越零并转为负值，而辅助开关SA中的电流iSA的极性反转为正。
图6F示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在T5至T6期间的拓扑状态。于时刻T5，整流开关S1和辅助开关SA均关断。由于输入电流仍流经开关S1的体二极管，故整流开关S1上的电压VS1维持在较小值。此外，因串接电感电流iLS为负值，故辅助开关SA的寄生输出电容COSSA开始充电，进而使辅助开关SA上的电压升高。根据前述的等式(2)，当辅助开关SA上的电压升高时，将对应导致主开关S2的寄生输出电容COSS2上的电压降低，其中电压降低的由寄生输出电容COSS2的放电所造成。
图6G示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在T6至T7期间的拓扑状态。于时刻T6，主开关S2的寄生输出电容COSS2已完全放电，故全部的串接电感电流iLS将流经主开关S2的体二极管。升压电感电流iL和串接电感电流iLS的具有实质相等的大小和相反的极性。因此，整流开关S1的体二极管短暂地承载两倍于输入电流(即升压电感电流iL)的大小的峰值电流。整流开关S1和主开关S2的体二极管在T6至T7期间均有承载电流。根据等式(2)，辅助开关SA上的电压VSA等于输出电压VO和串接电容电压VCS的和(即VO+VCS)，从而使输出电压VO完全施加于串接电感LS上。因此，辅助开关SA不承载任何电流，电感电流iLS线性增加，而整流开关S1中的电流iS1以与其相同的速率下降：
Figure BDA0003598581710000112
如等式(5)所示，整流开关S1中的电流下降速率由串接电感LS控制。因此，可通过为串接电感LS挑选适当的电感值来减小整流器的恢复电荷及其相关的损耗。通常而言，较大的电感值将使电流下降速率减小，并将有关反向恢复的损耗大幅降低。
图6H示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在T7至T8期间的拓扑状态。于时刻T7，主开关S2实质上承载了全部的串接电感电流iLS。为使主开关S2实现ZVS，开关S2应在串接电感电流iLS的极性转正前导通。因此，如图7所示，于时刻T7，主开关S2在串接电感电流iLS的极性转正前导通。若主开关S2的控制信号相对于串接电感电流iLS的极性转正时刻有所延迟，则主开关S2的寄生输出电容COSS2可能被完全或部分充电，导致无法实现ZVS。
于T6至T8期间，升压电感电流iL以
Figure BDA0003598581710000121
的速率线性增加，而串接电感电流iLS以
Figure BDA0003598581710000122
的速率线性增加。串接电感LS的电感值以远小于升压电感L的电感值为佳，以使串接电感电流iLS的变化速率实质上高于升压电感电流iL的变化速率。
图6I示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在T8至T9期间的拓扑状态。于时刻T8，升压电感电流iL和串接电感电流iLS相等，故整流开关S1中的电流变为零。当串接电感电流iLS上升至高于升压电感电流iL时，整流开关S1的寄生输出电容COSS1开始充电。根据等式(2)，当整流开关S1上的电压VS1增加时，亦将伴随着辅助开关SA上的电压VSA增加。亦即对辅助开关SA的寄生输出电容COSSA放电，并减少施加于串接电感LS上的电压。如第6I图所示，串接电感电流iLS最终下降至与升压电感电流iL相等。此外，辅助开关SA上的电压VSA变为与串接电容电压VCS相等，使得串接电感LS上的电压实际上变为零，且输出电压VO实质上完全施加于整流开关S1上。
如图7所示，主开关S2、整流开关S1和辅助开关SA上的电压应力为输出电压VO与串接电容CS上的电压VCS的和(即VO+VCS)，故主开关S2和整流开关S1上的应力高于传统硬开关升压转换器(例如图3中的AC-DC图腾柱升压转换器300)中的相应开关上的应力。因此，为串接电容CS挑选适当的电容值可进而确保电压VCS为合理值，从而将开关上的电压应力维持在合理范围内。
借由了解T1至T3的时长及T5至T8的时长(即换向周期)相对于主开关S2及整流开关S1的导通时长较短，针对图腾柱PWM PFC电力转换器400中的电路参数与电压VCS间的关系的推导可被简化。如图7所示，于T1至T4期间，串接电容CS通过串接电感电流iLS放电。串接电感电流iLS在时刻T4极性反转，并于T4至T6期间为串接电容CS充电。除了在换向周期(即T1至T3期间及T5至T8期间)和T8至T9期间，串接电容CS中的电流具有实质上恒定的斜率
Figure BDA0003598581710000131
(而在T8至T9期间，串接电容CS中的电流实质上为零)。IL为升压电感电流iL的平均值。为使主开关S2和辅助开关SA实现ZVS(即在时刻T3，串接电感电流iLS等于-IL时)以及使整流开关S1实现ZVS(即在时刻T5，串接电感电流iLS等于IL时)，通过在T3至T5期间的电流变化斜率
Figure BDA0003598581710000132
可得：
Figure BDA0003598581710000133
其中D'为整流开关S1的占空比，TS为开关周期的时长，T3至T5期间实质上为周期TON，其中周期TON即为整流开关S1导通的时段。对于无损耗图腾柱功率级而言，电压转换比VO/VIN可由等式(7)表示，其中于无损耗图腾柱功率级中，电流的换向时长(即T1至T3的时长及T5至T8的时长)远短于TON。
Figure BDA0003598581710000134
其中IO为输出负载电流的平均值。据此，可将等式(6)改写为：
Figure BDA0003598581710000135
其中fS为开关频率。
根据等式(8)，电压VCS在满载(即IL为最大值)且线电压最小(即VIN为最小值)时最大。在给定的输入及输出规格下(即给定的最大IL和输出电压VO)，可通过减小LS*fS的乘积来减小串接电容电压VCS。
图腾柱整流器多用于输入电流塑形应用中，其目的在于减少谐波成分并改善线电流的功率因数。在任一电流塑形应用中，即使输入电压VIN在线周期内发生变化，也需将输出电压VO维持在实质恒定，同时图腾柱整流器的占空比从0变为
Figure BDA0003598581710000141
在PFC整流器中，输入电流的形状以依循输入电压的形状为佳。因此，根据等式(8)可知，电压VCS在整个线周期内实质上为恒定。
图8示出了电路模型480，其代表图腾柱PWM PFC电力转换器400在输入电压VAC的负半周期间(即VAC<0)的等效电路。图9A至图9I示出了图腾柱PWM PFC电力转换器400在输入电压VAC的负半周期间的开关周期TS的拓扑状态。图10示出了在输入电压VAC的负半周期间(即VAC<0)的开关周期TS的关键功率级波形。在输入电压VAC的负半周期间，图腾柱PWM PFC电力转换器400的主动软开关单元401实质上以图6A至图6I和图7及其说明所述的方式运行，仅有开关的作用相反(即改为使开关S1作为主开关，开关S2作为整流开关)。故于此省略对于图9A至图9I及图10的详细说明。然须注意的是，对比图6A至图6I与图9A至图9I的T0至T1期间及T8至T9期间。于输入电压VAC的负半周期间，当主开关S1导通时，输入电压VAC完全施加于升压电感L上，故无电流流经串接电感LS。因此，流经串接电感LS在负半周的峰值电流约为在正半周时的两倍。
图腾柱PWM PFC电力转换器400的控制电路可与传统的硬开关图腾柱整流器中的对应部分以相同的方式构成，仅需为辅助开关SA额外设置闸极驱动电路即可。具体而言，对于输入电流塑形应用，可采用任意适当的控制技术(例如平均电流控制、峰值电流控制或磁滞控制)来控制图腾柱PWM PFC电力转换器400。
图11示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的单向AC-DC图腾柱电力转换器1100。不同于图腾柱PWM PFC电力转换器400的是，AC-DC图腾柱电力转换器1100具有耦接于串接电感LS和辅助开关SA之间的公共电节点的升压电感L。对于本案中包含主动软开关单元的任一电力转换器，升压电感L可连接于串接电感Ls与开关S2之间的公共电节点，抑或是连接于串接电感Ls与开关S1之间的公共电节点。由在输入电压VAC的正负半周中的各种配置的等效电路亦可看出该现象。在正半周期间(即VAC>0)，AC-DC图腾柱电力转换器1100的等效电路为图8所示的模型480，其中以开关S2作为整流开关。在负半周期间(即VAC<0)，AC-DC图腾柱电力转换器1100的等效电路为图5所示的模型450，其中以开关S1作为整流开关。因此，图腾柱PWM PFC电力转换器400在正半周及负半周中的运行分别与AC-DC图腾柱电力转换器1100在负半周及正半周的运行一致。
图12示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的双向AC-DC图腾柱电力转换器1200。不同于图腾柱PWM PFC电力转换器400的是，其是以同步整流器S3和S4取代二极管D1和D2。同步整流器S3和S4(例如开关S3和S4)的压降远低于被动二极管D1和D2的压降，因而可提升转换效率。须注意的是，本案任一架构的图腾柱配置中的二极管D1和D2均可以由同步整流器替代，从而获取转换效率优势。
图13示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的AC-DC图腾柱电力转换器1300。不同于图腾柱PWM PFC电力转换器400的是，AC-DC图腾柱电力转换器1300的二极管DPRE1和DPRE2在启动或主动软开关单元401处于非致动状态时对输出直流侧(例如滤波电容C的两端)进行充电，借此绕过主动软开关单元401。二极管DPRE1和DPRE2为典型硅元件。一旦对直流侧充电，因源自交流源的电流将流经主动软开关单元401，故二极管DPRE1和DPRE2不再导通。
图14示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的双向AC-DC图腾柱电力转换器1400，其是以同步整流器S3和S4取代二极管D1和D2，如前所述可获取更高的转换效率。
图15示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的双向AC-DC图腾柱电力转换器1500。不同于双向AC-DC图腾柱电力转换器1400的是，AC-DC图腾柱电力转换器1500的升压电感L耦接于串接电感LS与辅助开关SA之间的公共电节点。如前所述，这些配置均可以实质上等效的方式运行。
图16示出了本案一实施例中包含主动软开关单元401的多相电力转换器1600。如图16所示，多相电力转换器1600为双向三相AC-DC电力转换器，其包含图4中的主动软开关单元401。多相电力转换器1600耦接于交流电路和直流电路之间。交流电路可为多相交流源，并包含多个相位端。直流电路可为电阻性负载或直流电源。多相电力转换器1600包含多个组成电路(即多个相位桥臂)，每个组成电路耦接于交流电路的一相位端。多相电力转换器1600的每个相位桥臂包含电感(即电感L1、L2或L3)和主动软开关单元，其中电感将相位桥臂耦接于相应的相位端。每个相位桥臂的主动软开关单元包含串接电感(即电感LS1、LS2或LS3)、第一和第二开关(即开关S1和S2、开关S3和S4或开关S5和S6)、辅助开关(即开关SA1、SA2或SA3)及辅助电容(即CS1、CS2或CS3)。所有开关均在ZVS条件下关断，其中至少一个开关为碳化物MOSFET。于任一相位桥臂中，串接电感和第一及第二开关在直流电路上形成一串接电路。再者，于任一相位桥臂中，第一开关(即第一开关S1、S3或S5)或第二开关(即S2、S4或S6)的作为整流开关，其与辅助开关(即开关SA1、SA2或SA3)同时导通及关断。于任一相位桥臂中，当整流开关关断时，串接电感(即串接电感LS1、LS2或LS3)可减小电流变化速率。借由电流变化速率的下降，可进而减少整流开关中的反向恢复损耗。
于图16中，三相交流源提供三线的电压VA、VB及VC，此三线电压可以通过Y型、WYE型或△型架构相连接。如图16所示，三相中的每一桥臂均包含耦接于对应升压电感(即升压电感L1、L2和L3)的一主动软开关单元401。根据实际应用，相位桥臂的数量可为足以传输所需功率的任一适当值。须注意的是，在多相电力转换器中，每个相位桥臂的返回路径是由其他相位桥臂所提供，因此可无需设置图腾柱整流级(例如二极管或同步整流器)。
图17示出了本案一实施例的多相电力转换器1700。与多相电力转换器1600相同的是，多相电力转换器1700耦接于交流电路与直流电路。交流电路可为多相交流源，并包含多个相位端。直流电路可为电阻性负载或直流电源。与多相电力转换器1600不同的是，多相电力转换器1700中的每个升压电感(即电感L1、L2或L3)耦接于串接电感(即串联电感LS1、LS2或LS3)与对应主动软开关单元中的辅助开关(即开关SA1、SA2或SA3)之间的公共电节点。于任一相位桥臂中，串接电感和第一及第二开关在直流电路上形成一串接电路。再者，于任一相位桥臂中，第一开关(即第一开关S1、S3或S5)或第二开关(即S2、S4或S6)是作为整流开关，其与辅助开关(即开关SA1、SA2或SA3)同时导通及关断。所有开关均在ZVS条件下关断，其中至少一个开关为碳化物MOSFET。于任一相位桥臂中，当整流开关关断时，串接电感(即串接电感LS1、LS2或LS3)可减小电流变化速率。借由电流变化速率的下降，可进而减少整流开关中的反向恢复损耗。和多相电力转换器1600相同，根据实际应用，相位端及相位桥臂的数量可为足以传输所需功率的任一适当值。
如前述实施例所示，通过主动软开关单元，本案实质上减少了在AC-DC功率转换系统中由主开关的导通特性和整流器的反向恢复特性所引起的的开关损耗。具体而言，主动软开关单元中的串接电感减少了与反向恢复相关的损耗，其中串接电感降低了整流器开关的体二极管在其关断期间的电流变化速率。主动软开关单元中的开关可以ZVS运行。
须注意，上述仅是为说明本案而提出的较佳实施例，本案不限于所述的实施例，本案的范围由如附专利申请范围决定。且本案得由熟习此技术的人士任施匠思而为诸般修饰，然皆不脱如附权利要求书所欲保护者。

Claims (20)

1.一种电力转换器，适于耦接至一交流电路及一直流电路，其中该交流电路具有第一端及第二端，该电力转换器包含：
一第一电感，具有第一端及第二端，其中该第一电感的该第一端耦接于该交流电路的该第一端；
相连接于一公共节点的第一整流器及第二整流器，其中该第一整流器及该第二整流器所形成的一串接电路并联耦接于该直流电路，且该公共节点耦接于该交流电路的该第二端；以及
一主动软开关单元，包含：
一第二电感，具有第一端及第二端；
第一开关及第二开关，其中该第一开关、该第二电感及该第二开关所形成的一串接电路并联耦接于该第一整流器及该第二整流器所形成的该串接电路；
一第三开关；以及
一第一电容，其中该第三开关及该第一电容所形成的一串接电路并联耦接于该第二电感；
其中该第一电感的该第二端耦接于该第二电感的该第一端或该第二端。
2.如权利要求1所述的电力转换器，其中该些开关中的至少一个包含一碳化硅MOSFET。
3.如权利要求1所述的电力转换器，其中该电力转换器架构于进行双向运行。
4.如权利要求1所述的电力转换器，其中该交流电路包含一交流电源，该直流电路包含一电阻性负载及一直流电源中的至少一个。
5.如权利要求1所述的电力转换器，还包含并联连接于该第一整流器及该第二整流器的一滤波电容。
6.如权利要求1所述的电力转换器，其中该第一整流器及该第二整流器中的至少一个包含一同步整流器。
7.如权利要求1所述的电力转换器，其中该第一开关或该第二开关系作为与该第三开关同时导通及关断的一整流开关，该第二电感具有一电感值适于该整流开关关断时降低电流变化速率。
8.如权利要求7所述的电力转换器，其中该电流变化速率的降低使得该整流开关中的反向恢复损耗减小。
9.如权利要求1所述的电力转换器，其中该第一开关、该第二开关及该第三开关中的至少一个在零电压切换(ZVS)条件下关断。
10.如权利要求1所述的电力转换器，其中该第一电感耦接于该第一开关与该第二电感之间的一公共电节点。
11.如权利要求1所述的电力转换器，其中该第一电感耦接于该第二开关与该第二电感之间的一公共电节点。
12.一种多相电力转换器，适于耦接至一交流电路及一直流电路，其中该交流电路包含多个相位端，每一该相位端耦接于一多相交流电源中的一相，该多相电力转换器具有多个相位桥臂，每一该相位桥臂包含：
一第一电感，具有第一端及第二端，其中该第一电感的该第一端耦接于该交流电路的其中一个该相位端；以及
一主动软开关单元，包含：
一第二电感，具有第一端及第二端；
第一开关及第二开关，其中该第一开关、该第二电感及该第二开关所形成的一串接电路并联耦接于该直流电路；
一第三开关；以及
一第一电容，其中该第三开关及该第一电容所形成的一串接电路并联耦接于该第二电感；
其中该第一电感的该第二端耦接于该第二电感的该第一端或该第二端。
13.如权利要求12所述的多相电力转换器，其中该些开关中的至少一个包含一碳化硅MOSFET。
14.如权利要求12所述的多相电力转换器，其中该多相电力转换器架构于进行双向运行。
15.如权利要求12所述的多相电力转换器，还包含并联连接于该直流电路的一滤波电容。
16.如权利要求12所述的多相电力转换器，其中在任一该相位桥臂中，该第一开关或该第二开关系作为与该第三开关同时导通及关断的一整流开关，该第二电感具有一电感值适于该整流开关关断时降低电流变化速率。
17.如权利要求16所述的多相电力转换器，其中该电流变化速率的降低使得该整流开关中的反向恢复损耗减小。
18.如权利要求12所述的多相电力转换器，其中在任一该相位桥臂中，该第一开关、该第二开关及该第三开关中的至少一个在零电压切换(ZVS)条件下关断。
19.如权利要求12所述的多相电力转换器，其中任一该相位桥臂中的该第一电感耦接于对应的该主动软开关单元的该第一开关与该第二电感之间的一公共电节点。
20.如权利要求12所述的多相电力转换器，其中任一该相位桥臂中的该第一电感耦接于对应的该主动软开关单元的该第二开关与该第二电感之间的一公共电节点。
CN202210398573.9A 2021-04-16 2022-04-15 零电压切换的ac-dc功率转换系统 Pending CN115224969A (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US17/233,272 2021-04-16
US17/233,272 US11601036B2 (en) 2021-04-16 2021-04-16 AC-DC power conversion system with zero voltage switching

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115224969A true CN115224969A (zh) 2022-10-21

Family

ID=81307244

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210398573.9A Pending CN115224969A (zh) 2021-04-16 2022-04-15 零电压切换的ac-dc功率转换系统

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11601036B2 (zh)
EP (1) EP4075651B1 (zh)
JP (1) JP7281578B2 (zh)
CN (1) CN115224969A (zh)
TW (1) TWI798055B (zh)

Family Cites Families (26)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB9206020D0 (en) 1992-03-19 1992-04-29 Astec Int Ltd Transition resonant convertor
US6051961A (en) 1999-02-11 2000-04-18 Delta Electronics, Inc. Soft-switching cell for reducing switching losses in pulse-width-modulated converters
JP3425418B2 (ja) * 2000-09-20 2003-07-14 ティーディーケイ株式会社 昇圧型スイッチング電源装置
US7142439B2 (en) 2002-10-23 2006-11-28 Fairchild Semiconductor Corporation Zero-voltage-switching single-switched resonant DC link with minimized conduction loss
US6987675B2 (en) 2003-05-23 2006-01-17 Delta Electronics, Inc. Soft-switched power converters
CN100553099C (zh) 2007-03-13 2009-10-21 力亿企业股份有限公司 电源供应器的软式切换电路
US20080316775A1 (en) 2007-06-22 2008-12-25 Lead Year Enterprise Co., Ltd. Soft-switching circuit for power supply
CN101325375B (zh) 2008-04-02 2012-02-01 东莞益衡电子有限公司 双晶正激有源钳位开关电源
JP5271691B2 (ja) * 2008-12-23 2013-08-21 株式会社日立製作所 Ａｃ−ｄｃコンバータ
CN103001484B (zh) 2012-10-31 2015-10-14 上海交通大学 低附加电压零电压开关无桥功率因数校正器的调制方法
US9325249B2 (en) * 2013-03-13 2016-04-26 Apple Inc. Single stage boost-asymmetric LLC
TWI488421B (zh) * 2013-04-03 2015-06-11 Delta Electronics Inc 直流轉交流電源轉換系統及其操作方法
CN103501109B (zh) 2013-10-25 2016-03-23 北京交通大学 具有能量有源回馈吸收回路的变换器桥臂电路及变换器
US20170005563A1 (en) 2014-01-07 2017-01-05 Arizona Board Of Regents On Behalf Of Arizona State University Zero-Voltage Transition in Power Converters with an Auxiliary Circuit
US9490694B2 (en) * 2014-03-14 2016-11-08 Delta-Q Technologies Corp. Hybrid resonant bridgeless AC-DC power factor correction converter
CN104852567A (zh) 2015-05-20 2015-08-19 常州信息职业技术学院 一种软开关图腾柱无桥功率因素校正电路
US9705411B2 (en) 2015-12-08 2017-07-11 Delta Electronics, Inc. Soft-switched bidirectional buck-boost converters
US9853547B2 (en) * 2016-04-13 2017-12-26 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for adaptive timing for zero voltage transition power converters
US10177658B2 (en) * 2016-04-14 2019-01-08 Texas Instruments Incorporated Methods and apparatus for adaptive timing for zero voltage transition power converters
CN107070195A (zh) 2017-03-22 2017-08-18 哈尔滨工业大学深圳研究生院 半工频周期谐振软开关结构的图腾柱功率因数校正电路
CN111869084B (zh) * 2018-09-20 2023-09-22 Abb瑞士股份有限公司 功率转换器
US10483862B1 (en) * 2018-10-25 2019-11-19 Vanner, Inc. Bi-directional isolated DC-DC converter for the electrification of transportation
EP3925064B1 (en) * 2019-05-21 2023-03-29 Huawei Digital Power Technologies Co., Ltd. Boost converter and control method
US11196348B2 (en) * 2019-05-22 2021-12-07 Semiconductor Components Industries, Llc Methods and systems of controlling switching frequency of a switching power converter
US11381175B2 (en) * 2020-05-27 2022-07-05 Delta Electronics, Inc. AC-DC power conversion systems with extended voltage gain
CN111865068B (zh) * 2020-07-17 2021-10-22 浙江大学 一种功率因子校正电路

Also Published As

Publication number Publication date
TWI798055B (zh) 2023-04-01
US20220345026A1 (en) 2022-10-27
TW202243384A (zh) 2022-11-01
US11601036B2 (en) 2023-03-07
JP2022164610A (ja) 2022-10-27
JP7281578B2 (ja) 2023-05-25
EP4075651A1 (en) 2022-10-19
EP4075651B1 (en) 2024-01-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI517545B (zh) 雙向直流變換器
US20080002444A1 (en) High-efficiency power converter system
CN101170277A (zh) Dc-dc变换器及其控制方法
TW200524260A (en) Bridge-less boost (BLB) power factor correction topology controlled with one cycle control
CN102611310A (zh) 磁集成自驱动倍流整流半桥三电平直流变换器
US11601060B2 (en) Switch-mode power supplies including three-level LLC circuits for low line and high line operation
US11146176B2 (en) Switch-mode power supplies including three-level LLC circuits
CN113746361A (zh) 具高电压增益的交流-直流电源变换系统
CN212726850U (zh) 一种交错并联图腾柱无桥pfc电路及电源转换装置
KR20060055415A (ko) 영전압-영전류 스위칭을 이용한 3 레벨 직류-직류 컨버터
US10250120B2 (en) Power conversion devices and control methods therefor
Shin et al. Bridgeless isolated PFC rectifier using bidirectional switch and dual output windings
Scherbaum et al. An Isolated, bridgeless, quasi-resonant ZVS-switching, buck-boost single-stage AC-DC converter with power factor correction (PFC)
Kwon et al. Single-stage half-bridge converter using a coupled-inductor
Xue et al. A 130 W 95%-efficiency 1 MHz non-isolated boost converter using PWM zero-voltage switching and enhancement-mode GaN FETs
EP3821526A1 (en) Dc-to-dc power converter
TWI501527B (zh) 單輔助開關之交錯式高升壓比柔切式轉換器
Chub et al. Zero-voltage switching galvanically isolated current-fed full-bridge DC-DC converter
Moosavi et al. Soft-switching push-pull converter with parallel resonant link and buck-boost capability
TWI798055B (zh) 零電壓切換的ac-dc功率轉換系統
Choi et al. Single-stage half-bridge converter with high power factor
Khodabakhsh et al. A comparative study of conventional and T-type ZVS-PWM full-bridge converters
CN114930703A (zh) 直流电力转换器
Kulasekaran et al. A 500 kHz, 3.3 kW boost PFC with low loss coupled auxiliary ZVT circuit
Dusmez et al. A single-stage three-level isolated PFC converter

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination