CN101170277A - Dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

Dc-dc变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

一种在较宽的电压控制范围内实现可靠的软开关的DC－DC变换器。在整流电路(4)的输出端子a－b之间的直流电源和直流负载(118)之间串联连接共用主电感器(114)的降压变换器电路和升压变换器电路，使用和所述主电感器(114)磁性松耦合的第一、第二辅助电感器(115)、(116)中积蓄的能量，在包含导通所述降压以及升压变换器电路的主开关元件(101)、(103)的时刻在内的短期间内，在与所述主开关元件逆并联连接的二极管(107)、(111)中流过电流。能够实现在从低于直流电源电压的区域到高于直流电源电压的区域的较宽的电压控制范围内实现可靠的软开关，可以高频化和小型化的单向DC－DC变换器。

Description

DC-DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及把输入的直流电压变换为不同大小的直流电压的单向DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
把输入的直流电压变换为希望大小的直流电压并输出的升降压DC-DC变换器，使用软开关(Soft Switching)技术减小开关损耗，由此能够实现高效率化。与此相伴，通过使开关元件的驱动频率高频化，能够使电感器或者电容器等无源元件小型化。
在非专利文献1中，公开了串联连接共用主电感器的降压变换器和升压变换器，根据输入输出电压中哪一个较大的比较结果，选择地驱动所述降压变换器和升压变换器的单向DC-DC变换器。主电路的基本结构，首先，具有：直流电源；和降压变换器电路，其包含使从该直流电源通过主电感器流向直流负载的电流通断的第一主开关元件。其次，具有升压变换器电路，其包含将所述负载短路，使从直流电源在所述主电感器中积蓄能量的电路的电流通断的第二主开关元件。这里，在所述第一、第二主开关元件上分别并联连接第一、第二缓冲电容器，另外，分别逆并联连接二极管。并且，具有使所述第一以及第二主开关元件导通/关断，控制其占空比的控制装置；和通过该主开关元件的导通/关断动作，向所述负载侧放出在所述主电感器中积蓄的能量的输出二极管。
其次，在非专利文献2中公开了在升压斩波型的单向DC-DC变换器中，通过电感器抑制主开关元件的电流变化率的零电流开关(ZCS)方式。
另外，在专利文献1中公开了可以软开关的单向DC-DC变换器。这里，在直流电源上直接通过主开关元件后串联连接电感器和负载的降压变换器电路中，对于直流电源和主开关元件的串联电路，连接了包含辅助开关元件的辅助谐振电路。
另外，在专利文献2中公开了，和专利文献1同样地，在降压变换器电路中，对于直流电源和主开关元件的串联电路，连接具有辅助开关元件和变压器的辅助谐振电路的技术。
另一方面，在专利文献3中，公开了在具有升压变换器电路的单向DC-DC变换器中，对于直流电源和主开关元件的串联电路，连接辅助开关元件、辅助电感器、以及二极管的串联电路。这里，使辅助电感器和主电感器磁耦合，另外，在导通主开关前使辅助开关元件导通。
【非专利文献1】Grover Victor Torrico Bascope“Single-Phase High PowerFactor Variable Output Voltage Rectifier，Using Buck+Boost Converter：ControlAspects，Design and Experimentation”
【非专利文献2】弦田他「電気自動車用98.5％高効率チヨツパ回路QRASの提案と実験」電学論D，125卷11号，2005年
【专利文献1】特开2005-318766号公报
【专利文献2】特开2006-14454号公报
【专利文献3】特开平6-311738号公报
发明内容
在非专利文献1中公开的单向DC-DC变换器的主电路原样不变时，有主开关元件的开关损耗大、难以高频化、装置尺寸变大的缺点。
另一方面，在非专利文献2以及专利文献1～3中分别公开的单向DC-DC变换器的主电路结构中，相对于直流电源电压，输出电压的控制范围偏向某一方，限定了适用对象。即在专利文献1、2的升压变换器电路中，有不能进行比直流电源电压低的输出电压的控制的缺点；在非专利文献2和专利文献3的降压变换器电路中，有不能进行比直流电源电压高的输出电压的控制的缺点。
另外，在专利文献1和专利文献2中，在其原理上，作为谐振用(辅助)电感器，需要相当于主电感器的1/2以上大小的电感器，有辅助电感器的尺寸/重量变大的缺点。
而且，在专利文献2中，根据使用变压器和其电路结构的关系，存在担心由于漏电感的影响而发生电压浪涌的缺点。
本发明的目的是提供一种在较宽的电压控制范围内实现可靠的软开关的DC-DC变换器。
另外，本发明的另一目的是提供一种DC-DC变换器，其能够减轻用于在较宽的电压控制范围内实现可靠的软开关的辅助电感器的尺寸/重量，能够大容量化。
本发明的一方面的特征在于，在直流电源和直流负载之间串联连接共用主电感器的降压变换器电路和升压变换器电路，利用在和所述主电感器磁耦合的第一、第二辅助电感器中积蓄的能量，在包含导通所述降压以及升压变换器电路的主开关元件的时刻在内的短期间内，使电流流过与所述主开关元件逆并联的二极管。
在本发明的优选实施方式中，特征在于，所述第一、第二辅助电感器和所述主开关元件磁性松耦合。
本发明的另一方面的特征在于，作为一个DC-DC变换器，具有：直流电源；降压变换器电路，包含使从该直流电源通过主电感器流向直流负载的电流通断的第一主开关元件；升压变换器电路，包含将所述负载短路，使从直流电源向所述主电感器积蓄能量的电路的电流通断的第二主开关元件；在所述第一、第二主开关元件上分别并联的第一、第二缓冲电容器；在所述第一、第二主开关元件上分别逆并联的第一、第二逆并联二极管；导通/关断所述第一以及第二主开关元件，控制其占空比(duty)的控制装置；和通过该主开关元件的导通/关断动作，向所述负载侧放出在所述主电感器中积蓄的能量的输出二极管，其中，具有：和所述第一主开关元件并联连接的、包括第一辅助开关元件、和所述主电感器磁耦合的第一辅助电感器的串联电路；以及和所述第二主开关元件并联连接的、包括第二辅助开关元件、和所述主电感器磁耦合的第二辅助电感器的串联电路。
在本发明的优选实施方式中，特征在于，所述第一、第二辅助电感器和所述主电感器分别磁性松耦合。
另外，在本发明的优选实施方式中，特征在于，具有使所述第一、第二辅助开关元件在包含导通对应的第一、第二主开关元件的时刻在内的短期间内导通，在对应的所述逆并联二极管中流过正向电流的控制单元。
根据本发明的优选实施方式，能够实现一种单向DC-DC变换器，其从比直流电源电压低的区域到比直流电源电压高的区域的较宽的电压控制范围内实现可靠的软开关，能够实现高频化和小型化。
另外，根据本发明的优选实施方式，通过使用松耦合变压器，积极地使用漏电感，能够提供更加小型地实现软开关的单向DC-DC变换器。
而且，根据本发明的优选实施方式，通过在连续模式和不连续模式下对电源电流进行最优控制，能够提供可大容量化的DC-DC变换器。
本发明的其他的目的和特征从下面叙述的实施方式中可以明了。
附图说明
图1是本发明的第一实施方式的单向DC-DC变换器主电路结构图。
图2是说明本发明的第一实施方式的动作的输入输出电压波形图。
图3是说明本发明的第一实施方式的动作的各部的电压电流波形图(降压模式)。
图4是说明本发明的第一实施方式的动作的各部的电压电流波形图(升压模式)。
图5是本发明的第一实施方式的单向DC-DC变换器主电路的第一变形例。
图6是本发明的第一实施方式的单向DC-DC变换器主电路的第二变形例。
图7是本发明的第二实施方式的单向DC-DC变换器主电路结构图。
图8是说明本发明的第二实施方式的动作的输入输出电压波形图。
图9是本发明的第三实施方式的单向DC-DC变换器主电路结构图。
图10是说明本发明的第三实施方式的动作的输入输出电压波形图。
符号说明
1工频交流电源；2滤波用电感器；3滤波用电容器；4整流电路；101第一主开关元件(第一主IGBT)；102第一辅助开关元件(第一辅助IGBT)；103第二主开关元件(第二主IGBT)；104第二开关元件(第二辅助IGBT)；105、106二极管；107第一主IGBT的逆并联二极管；108第一辅助IGBT的逆并联二极管；109、119主IGBT的缓冲电容器；110、113二极管；111第二主IGBT的逆并联二极管；112第二辅助IGBT的逆并联二极管；114主电感器；115第一辅助电感器；116第二辅助电感器；117输出电容器；118负载；120、702驱动电路；701辅助电感器；901、902电压检测用分压电阻。
具体实施方式
(第一实施方式)
首先使用图1、图2说明本发明的第一实施方式。
图1是本发明的第一实施方式的单向DC-DC变换器的主电路结构图。本实施方式是能够进行输出比输入电压高的电压的升压动作、和输出比输入电压低的电压的降压动作双方的动作的升降压型单向DC-DC变换器。
当说明图1的主电路结构时，直流电源由工频交流电源1、以电感器2以及电容器3构成的滤波电路、以及整流电路4构成。即工频交流电源1的交流电压通过以电感器2以及电容器3构成的滤波电路，用整流电路4全波整流，变换为平滑的直流电压。
在整流电路4的两端a-b点之间的直流电源上，通过作为第一主开关元件的IGBT101和主电感器114、输出二极管106连接了直流负载118。另外，对于所述主电感器114、输出二极管106以及直流负载118的串联电路，连接了回流二极管105。在该第一主IGBT101上逆并联地连接二极管107，而且并联地连接缓冲电容器109，通过以上电路构成了所谓的降压变换器。
在c-b点之间连接了作为在升降压中并用的扼流圈的主电感器114、与作为第二主开关元件的IGBT103的串联电路。在该第二主IGBT103上逆并联地连接二极管111，而且并联地连接缓冲电容器119。通过以上电路构成了升压变换器。为取出该变换器的输出电压，在第二主IGBT103的两端d-b之间连接了输出二极管106和输出电容器117的串联电路。该输出电容器117的两端是单向DC-DC变换器的输出端子，连接了负载118。
以上是一般的单向DC-DC变换器的一种结构，对此附加了本发明的零电压零电流开关(ZVZCS)电路。
即，在作为第一主开关元件的IGBT101的两端a-c之间连接了，作为第一辅助开关元件的IGBT102、二极管110、以及第一辅助电感器115的串联电路。在该辅助IGBT102上也逆并联地连接了二极管108。
而且，在作为第二主开关元件的IGBT103两端d-b点之间连接了，第二辅助电感器116、二极管113、以及作为第二辅助开关元件的IGBT104的串联电路。在该辅助IGBT104上也逆并联地连接了二极管112。另外，第一辅助电感器115和第二辅助电感器116，与主电感器114磁性松耦合。
驱动电路120监视作为整流电路4的输出的a-b间电压Va-b和输出电压Ve-b之间的大小关系，根据该监视并识别的结果，如在下面图2中说明的那样，对降压变换器或者升压变换器中的某一方进行驱动控制。该驱动控制，一般为了使实际的输出电容器11 7的端子电压Ve-b与输出(负载)电压指令Ve-b*一致，而通过AVR控制系统对其进行PWM控制，由此决定主开关元件的导通/关断的定时。
图2是表示本发明的一个实施例的控制模式的选择情况的电压波形图。表示根据作为整流电路4的输出的a-b间电压Va-b和输出电压Ve-b之间的大小关系，选择不同的动作模式，即驱动升压变换器电路或者降压变换器电路。
图3以及图4是说明本发明的第一实施方式的动作的各部的电压电流波形图。参照该图说明第一实施方式的动作。最初，根据图3说明e-b间电压Ve-b比a-b间电压Va-b低的状态，即以降压模式动作的情况。在以降压模式动作的情况下，构成升压变换器的第二主IGBT103以及第二辅助IGBT104成为常断状态。
首先，在时刻t0以前，不在第一主IGBT101以及第一辅助IGBT102的栅极上施加驱动信号，两IGBT为关断状态。在时刻t0，在基于所述PWM控制的主IGBT的导通信号之前，导通(ON)辅助IGBT102的驱动信号。于是，已在缓冲电容器109中充电的电荷，通过缓冲电容器109→辅助IGBT102→二极管110→辅助电感器115→缓冲电容器109的回路放电，取出电荷。可以成为此时流过的电流由于辅助电感器115的漏电感而di/dt平缓的零电流开关(以下称ZCS)，能够减小辅助IGBT102的导通(turn on)损耗。另一方面，通过辅助IGBT102的导通，在辅助电感器115上积蓄的能量，在电感器115→逆并联二极管107→辅助IGBT102→二极管110→电感器115的回路中流过电流Is1。因此，在紧接其后的时刻t1，若在主IGBT101上施加驱动信号，则在逆并联二极管107通电的期间导通主IGBT101。即主IGBT101能够实现零电压开关(以下称为ZVS)、零电流开关(以下称为ZCS)。因此，不发生伴随主IGBT101的导通的开关损耗。
接着，在时刻t2，电流开始流过主IGBT101，在时刻t3，电感器115→逆并联二极管107→辅助IGBT102→二极管110→电感器115的回路的电流Is1不再流通。另一方面，在直流电源的正极a→主IGBT101→电感器114→输出二极管106→电容器117→负极b中流过电流。
通过上述的基于AVR的PWM控制，在时刻t4关断主IGBT101以及辅助IGBT102的栅极驱动信号。
首先，当切断主IGBT101的电流时，从时刻t4到t5，从直流电源向缓冲电容器109、电感器114流过电流，主IGBT101的集电极-发射极间电压按照由缓冲电容器109的容量和切断电流值决定的dv/dt而上升。即，通过缓冲电容器109，使主IGBT101的集电极-发射极间电压的dv/dt变得平缓，由此能够实现ZVS，能够减小关断损耗。
另一方面，在辅助IGBT102中，因为在时刻t3以后不流过电流，所以在时刻t4关断时不发生关断损耗。主电感器114中积蓄的能量，通过主电感器114→输出二极管106→输出电容器117→二极管105→主电感器114的回路，向输出电容器117充电。
重复以上从时刻t0到时刻t5的动作。这里，设从时刻t0到时刻t1的时间差为Δt，通过使辅助IGBT102比主IGBT101提前Δt导通，取出缓冲电容器109的电荷，抑制流过主IGBT101的冲击电流。该时间差Δt的最佳值，理想的是在主IGBT101的集电极-发射极间电压成为零的瞬间导通主IGBT101的定时，可以使效率最高。
下面说明e-b间电压Ve-b比a-b间电压Va-b高的状态、即以升压模式动作的情况。
图4表示本发明的一个实施例中的升压模式下的动作波形。在升压模式下动作的情况下，第一主IGBT101为常通状态，第一辅助IGBT102为常断状态。
首先，在时刻t0以前，不在第二主IGBT103以及第二辅助IGBT104的栅极上施加驱动信号，两IGBT为关断状态。在时刻t1时的主IGBT103的导通之前，在时刻t0导通辅助IGBT104的驱动信号。于是，已在缓冲电容器119中充电的电荷，通过缓冲电容器119→辅助电感器116→二极管113→辅助IGBT104→缓冲电容器119的回路放电，取出电荷。可以成为此时流过的电流由于辅助电感器116的漏电感而di/dt平缓的ZCS，能够减小辅助IGBT104的导通损耗。另一方面，通过辅助IGBT104的导通，在辅助电感器116中积蓄的能量在电感器116→二极管113→辅助IGBT104→逆并联二极管111→电感器116的回路中流过电流Is2。因此，在其后的时刻t1，若在主IGBT103上施加驱动信号，则在逆并联二极管111通电的期间使主IGBT103导通。即主IGBT103能够实现ZVS、ZCS。因此，不发生伴随主IGBT103的导通的开关损耗。
接着，在时刻t2，主IGBT103中开始流过电流，在时刻t3，电感器116→二极管113→辅助IGBT104→逆并联二极管111→电感器116的回路的电流Is2不再流过。另一方面，直流电源的正极a→主IGBT101→电感器114→主IGBT103→负极b流过电流。
在时刻t4关断主IGBT103以及辅助IGBT104的栅极驱动信号。首先，当切断主IGBT103的电流时，从时刻t4到t5，电流从直流电源流向主IGBT101、主电感器114、缓冲电容器119，主IGBT103的集电极-发射极间电压按照由缓冲电容器119的容量和切断电流值决定的dv/dt而上升。即，通过缓冲电容器119，使主IGBT103的集电极-发射极间电压的dy/dt变得平缓，由此可以实现ZVS，能够减小关断(turn off)损耗。另一方面，在辅助IGBT104中，因为在时刻t3以后不流过电流，所以在时刻t4关断时不发生关断损耗。在主电感器114中积蓄的能量，流过主电感器114→输出二极管106→输出电容器117→负极b→二极管105→主电感器114的回路，向输出电容器117充电。
如上所述，重复时刻t0到时刻t5的动作。这里，设从时刻t0到时刻t1的时间差为Δt，通过使辅助IGBT104比主IGBT103提前Δt导通，取出缓冲电容器109的电荷，抑制流过主IGBT103的冲击电流。该时间差Δt的最佳值，在主IGBT103的集电极-发射极间电压成为零的瞬间导通主IGBT103的定时效率最高。
以上说明的动作，如参照图2说明的那样，根据a-b间电压Va-b和e-b间电压Ve-b的大小关系，选择升降压变换器电路，切换主IGBT以及辅助IGBT来进行控制。因此，在e-b间电压Ve-b比a-b间电压Va-b的最大值大的情况下，成为仅进行升压模式下的动作。
此外，如果辅助IGBT104是反向耐压阻止型，则也可以省略逆并联二极管112。
这样，本实施方式如下构成。首先，具有：直流电源(1～4)；降压变换器电路，其包含使从该直流电源通过主电感器114流向直流负载118的电流通断的第一主开关元件101。另外，具有升压变换器电路，其包含将所述负载短路，使从直流电源向主电感器积蓄能量的电路的电流通断的第二主开关元件103。在所述第一、第二主开关元件上分别并联连接第一、第二缓冲电容器109、119和逆并联二极管107、111。并且，把具有使第一以及第二主开关元件导通/关断，控制其占空比的控制装置(驱动电路)120；和通过主开关元件的导通/关断动作向所述负载侧放出在主电感器114中积蓄的能量的输出二极管106的单向DC-DC变换器作为前提。在此具有：和第一主开关元件101并联连接的、由第一辅助开关元件102、二极管110、和所述主电感器114磁性松耦合的第一辅助电感器115构成的串联电路。另一方面，是具有和第二主开关元件103并联连接的、由和主电感器114磁性松耦合的第二辅助电感器116、二极管113、第二辅助开关元件104构成的串联电路的单向DC-DC变换器。
根据本实施方式，具有由辅助电感器115、116、辅助IGBT102、104、二极管110、113、以及缓冲电容器109、119构成的软开关电路。通过该软开关电路，能够在较宽的电压控制范围内进行ZVS、ZCS导通、ZVS关断，可以大幅度减小损耗。另外，因为能够大幅度减小开关损耗，所以能够实现高频化，能够实现辅助电感器以及电容器的小型化以及降低成本。
图5表示本发明的第一实施方式的第一变形例，是单向DC-DC变换器的主电路结构图。本实施方式也是升降压型软开关单向DC-DC变换器。
在图5中，对于和图1相同的构成要素赋予相同的符号，避免重复说明。
本第一变形例，在将输出电压控制在工频电源的最大值附近以上(在AC100V时约为141V，在AC200V时约为282V)的情况下，构成为仅在升压变换器部上附加软开关的辅助电路。关于动作，和第一实施方式的升压模式下的动作完全相同。
图6表示本发明的第一实施方式的第二变形例，是单向DC-DC变换器的主电路结构图。本实施方式也是升降压型软开关单向DC-DC变换器。在图6中，对于和图1相同的构成要素赋予相同的符号，避免重复说明。
本第二变形例，在将输出电压控制在工频电源的峰值的1/2以下(在AC100V时约为70V以下，在AC200V时约为141V以下)的情况下，构成为仅在降压变换器部上附加软开关的辅助电路。关于动作，和第一实施方式的降压模式下的动作完全相同。
第一以及第二变形例在输出电压范围狭窄的情况下有效，能够实现小型化、高效率化。
(第二实施方式)
下面使用图7、图8说明本发明的第二实施方式。
图7是本发明的第二实施方式的单向DC-DC变换器主电路结构图。本实施方式是能够进行输出比输入电压高的电压的升压动作、和输出比输入电压低的电压的降压动作双方的动作的升降压型的单向DC-DC变换器。
在图8中，对于和图1相同的构成要素赋予相同的符号，避免重复说明。
本实施方式和第一实施方式的不同点在于，作为主开关元件、即主IGBT101的驱动方法，构成为通过和电感器114磁耦合的辅助电感器701检测流过电感器114的电流成为零的时刻，使主IGBT101导通。作为电路结构，从c点连接和电感器114磁耦合的辅助电感器701，辅助电感器701的输出端子与驱动主IGBT101的栅极电路702连接。
下面说明动作，升压模式的动作和图4完全相同。即通过在电流流过逆并联二极管111的期间导通主IGBT103，可以实现ZVS、ZCS，不发生导通开关损耗。另外，在主IGBT103关断时，通过缓冲电容器119，使主IGBT103的集电极-发射极间电压的dv/dt变得平缓，由此能够实现ZVS，能够减小关断损耗。另一方面，在辅助IGBT104关断时，因为辅助IGBT104中不流过电流，所以不发生关断损耗。
使用图8说明降压时的动作模式。在时刻t0以前，不在第一主IGBT101的栅极上施加驱动信号，两IGBT为关断状态。在时刻t0，当电感器114的电流值成为零电流时，在辅助电感器701的输出端子上发生零电压。对此进行响应，导通主IGBT的驱动信号，电流流过电感器114→输出二极管106→输出电容器117→整流电流4→主IGBT101→电感器114的回路。因为流过主IGBT101的电流从零电流开始流过，所以成为ZVS、ZCS导通，不发生伴随主IGBT101的导通的开关损耗。
在时刻t1关断主IGBT101的栅极驱动信号。当切断主IGBT101的电流时，从时刻t1到t2，电流从直流电源流过缓冲电容器109、电感器114，主IGBT101的集电极-发射极间电压按照由缓冲电容器109的容量和切断电流值决定的dv/dt而上升。即，通过缓冲电容器109，使主IGBT101的集电极-发射极间电压的dv/dt变得平缓，由此可以实现ZVS，能够减小关断损耗。当缓冲电容器109充电到电源电压时，在主电感器114中积蓄的能量，在主电感器114→输出二极管106→输出电容器117→二极管105的回路中流过电流。因此，向电容器117充电。
这样，把检测流过主电感器114的电流的零点来控制主IGBT101称为临界模式，如上所述，通过具有电感器114的零电流检测电路，可以实现软开关。
(第三实施方式)
下面使用图9、图10说明本发明的第三实施方式。
图9是本发明的第三实施方式的单向DC-DC变换器的主电路结构图。本实施方式是能够进行输出比输入电压高的电压的升压动作、和输出比输入电压低的电压的降压动作双方的动作的升降压型的单向DC-DC变换器。
在图9中，对于和图1相同的构成要素赋予相同的符号，避免重复说明。
本实施方式和第一实施方式的不同点在于，作为主开关元件、即IGBT101的驱动方法，构成为检测主IGBT101的集电极-发射极间电压成为零电压以下的时刻，导通主IGBT101。作为电路结构，在a-c间连接电阻901和电阻902的串联电路，从电阻901和电阻902的连接点连接驱动IGBT101的栅极电路702。
下面说明动作，升压模式下的动作和图4完全相同。即，通过在电流流过逆并联二极管111的期间导通主IGBT103，可以实现ZVS、ZCS，不发生导通开关损耗。另外，在主IGBT103关断时，通过缓冲电容器119，使主IGBT103的集电极-发射极间电压的dv/dt变得平缓，由此可以实现ZVS，能够减小主IGBT103的关断损耗。另一方面，在辅助IGBT104关断时，因为在辅助IGBT104中无电流流过，所以不发生关断损耗。
使用图10说明降压时的动作模式。在时刻t0以前，不在第一主IGBT101的栅极上施加驱动信号，两IGBT为关断状态。在时刻t0，当通过栅极电路702检测到电阻901的发生电压成为零电压时，主IGBT101的驱动信号导通(ON)，在主电感器114→输出二极管106→输出电容器117→整流电路4→主IGBT101的回路中流过电流。因为在主IGBT101中流过的电流从零电流开始流过，所以成为ZVS、ZCS导通，所以不发生伴随主IGBT101的导通的开关损耗。
在时刻t1关断主IGBT101的栅极驱动信号。当切断主IGBT101的电流时，从时刻t1到t2，电流从直流电源向缓冲电容器109、电感器114流过，主IGBT101的集电极-发射极间电压按照由缓冲电容器109的容量和切断电流值决定的dv/dt而上升。即，通过缓冲电容器109，使主IGBT101的集电极-发射极间电压的dv/dt变得平缓，由此可以实现ZVS，能够减小关断损耗。当缓冲电容器109充电到电源电压时，在主电感器114中积蓄的能量，因为在主电感器114→输出二极管106→输出电容器117→二极管105→主电感器114的回路中流过电流，所以向电容器117充电。
在上文中说明了电流不连续模式下的软开关动作，但是通过瞬时检测电阻901的发生电压，也可以进行临界模式下的软开关动作。
在以上的实施方式中，以采用IGBT作为开关元件的例子为中心进行了说明。但是，本领域技术人员可以明了，本发明的单向DC-DC变换器不限于IGBT，可以采用功率MOSFET或者其他绝缘栅半导体装置、双极晶体管等，能够获得同样的效果。

Claims (19)

1.一种单向DC-DC变换器，具有：直流电源；降压变换器电路，包含使从该直流电源通过主电感器流向直流负载的电流通断的第一主开关元件；升压变换器电路，包含将所述负载短路，使从直流电源向所述主电感器积蓄能量的电路的电流通断的第二主开关元件；在所述第一、第二主开关元件上分别并联的第一、第二缓冲电容器；在所述第一、第二主开关元件上分别逆并联的第一、第二逆并联二极管；导通/关断所述第一以及第二主开关元件，控制其占空比的控制装置；和通过该主开关元件的导通/关断动作，向所述负载侧放出在所述主电感器上积蓄的能量的输出二极管，其特征在于，
具有：和所述主电感器磁耦合的第一、第二辅助电感器；以及利用在所述第一、第二辅助电感器上积蓄的能量，在包含导通所述主开关元件的时刻在内的短期间内分别在对应的所述逆并联二极管中流过正向电流的第一、第二辅助开关元件。
2.根据权利要求1所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第一、第二辅助电感器分别与所述主电感器磁性松耦合。
3.根据权利要求1所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有使所述第一、第二辅助开关元件在包含导通对应的所述第一、第二主开关元件的时刻在内的短期间内导通，在对应的所述逆并联二极管中流过正向电流的控制单元。
4.根据权利要求1所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有在使分别对应的所述第一、第二主开关元件导通前不久，使所述第一、第二辅助开关元件导通的控制单元。
5.根据权利要求1所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有：比较所述直流电源的电压和向所述负载的输出电压，识别大小关系的识别单元；以及
在该识别单元识别出所述直流电源的电压高时驱动所述第一主开关元件以及所述第一辅助开关元件，另一方面，在识别出所述直流电源的电压低时驱动所述第二主开关元件以及所述第二辅助开关元件的控制单元。
6.根据权利要求5所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
所述控制单元具有在所述第二主开关元件的两端间连接的所述输出二极管和输出电容器的串联电路，比较在该输出电容器上产生的电压和所述直流电源的电压并识别大小关系，选择性地驱动所述升、降压变换器电路。
7.根据权利要求1所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有在所述主电感器的两端电压降低到预定电压时使所述第一主开关元件导通，在所述主电感器的两端电压上升到预定电压时使所述第一主开关元件关断的驱动单元。
8.根据权利要求7所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
所述驱动单元具有：和所述主电感器磁耦合的第一辅助电感器；以及
在该第一辅助电感器的端子电压降低到预定电压时使所述第一主开关元件导通，在所述第一辅助电感器的端子电压上升到预定电压时使所述第一主开关元件关断的单元。
9.根据权利要求1所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有在所述第一主开关元件的两端电压降低到预定电压时使所述第一主开关元件导通的驱动单元。
10.根据权利要求9所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
所述驱动单元在所述第一主开关元件的两端间连接电阻的串联体，具有在该连接点的电压降低到零附近时使所述第一主开关元件导通的单元。
11.一种单向DC-DC变换器，具有：直流电源；降压变换器电路，包含使从该直流电源通过主电感器流向直流负载的电流通断的第一主开关元件；升压变换器电路，包含将所述负载短路，使从直流电源向所述主电感器积蓄能量的电路的电流通断的第二主开关元件；在所述第一、第二主开关元件上分别并联的第一、第二缓冲电容器；在所述第一、第二主开关元件上分别逆并联的第一、第二逆并联二极管；导通/关断所述第一以及第二主开关元件，控制其占空比的控制装置；和通过该主开关元件的导通/关断动作，向所述负载侧放出在所述主电感器上积蓄的能量的输出二极管，其特征在于，
具有：和所述第一主开关元件并联的，第一辅助开关元件、与所述主电感器磁耦合的第一辅助电感器的串联电路；以及
和所述第二主开关元件并联的，第二辅助开关元件、与所述主电感器磁耦合的第二辅助电感器的串联电路。
12.根据权利要求11所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
所述第一、第二辅助电感器分别与所述主电感器磁性松耦合。
13.根据权利要求11所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有使所述第一、第二辅助开关元件在包含导通对应的所述第一、第二主开关元件的时刻在内的短期间内导通，在对应的所述逆并联二极管中流过正向电流的控制单元。
14.根据权利要求11所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有：在所述各个串联电路中插入的串联二极管；以及
与所述第一、第二辅助开关元件的各个逆并联的逆并联二极管。
15.根据权利要求11所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有：比较所述直流电源的电压和向所述负载的输出电压，识别大小关系的识别单元；
在该识别单元识别出所述直流电源的电压高时驱动所述第一主开关元件以及所述第一辅助开关元件的降压驱动单元；以及
在识别出所述直流电源的电压低时驱动所述第二主开关元件以及所述第二辅助开关元件的升压驱动单元。
16.根据权利要求11所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有在所述主电感器的两端电压降低到预定电压时使所述第一主开关元件导通，在所述主电感器的两端电压上升到预定电压时使所述第一主开关元件关断的驱动单元。
17.根据权利要求11所述的单向DC-DC变换器，其特征在于，
具有在所述第一主开关元件的两端电压降低到预定电压时使所述第一主开关元件导通的驱动单元。
18.一种单向DC-DC变换器的控制方法，所述单向DC-DC变换器具有：直流电源；降压变换器电路，包含使从该直流电源通过主电感器流向直流负载的电流通断的第一主开关元件；升压变换器电路，包含将所述负载短路，使从直流电源向所述主电感器积蓄能量的电路的电流通断的第二主开关元件；在所述第一、第二主开关元件上分别并联的第一、第二缓冲电容器；在所述第一、第二主开关元件上分别逆并联的逆并联二极管；导通/关断所述第一或第二主开关元件，控制其占空比的控制装置；和通过该主开关元件的导通/关断动作向所述负载侧放出在所述主电感器上积蓄的能量的输出二极管，所述控制方法的特征在于，
利用与所述主电感器磁性松耦合的第一、第二辅助电感器中积蓄的能量，在导通所述第一或者第二主开关元件前不久，在对应的所述逆并联二极管中流过正向电流。
19.根据权利要求18所述的单向DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，
使所述第一、第二辅助开关元件在包含导通对应的所述第一、第二主开关元件的时刻在内的短期间内导通，在对应的所述逆并联二极管中流过正向电流。
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