CN111224545A - 一种软开关Buck变换器及其控制方法 - Google Patents

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CN111224545A CN202010121938.4A CN202010121938A CN111224545A CN 111224545 A CN111224545 A CN 111224545A CN 202010121938 A CN202010121938 A CN 202010121938A CN 111224545 A CN111224545 A CN 111224545A
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Abstract

本发明公开了一种软开关Buck变换器及其控制方法,在现有同步Buck电路的储能电感L1两端并联一个由电感L2、单向导通器件及开关管串联组成的电路,控制方法为,电感L1去磁一设定时间后开关管才导通,电感L2开始励磁,由于电感L2励磁时其电感电流IL2增加,而电感L1去磁时其电感电流IL1减小,在同步开关管关断时刻使IL2>IL1,则IL2‑IL1的电流给主功率开关管和同步开关管的输出电容充放电,使得电感L1一端的电压接近Vin,从而实现Buck变换器的主功率开关管在连续模式下软开关,使Buck变换器高频、高效、高密,低EMI的工作。

Description

一种软开关Buck变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源,特别涉及一种软开关Buck变换器及其控制方法。
背景技术
随着电源技术的发展,高效率、高功率密度的Buck变换器已经成为一种趋势,硬开关技术在高频开关时开关损耗较大,降低了变换器的效率,电磁干扰问题也较为严重,为解决该问题,软开关技术被发展并逐渐应用在变换器中以降低开关损耗和EMI噪声,具体地,主要是指零电压开关(ZVS)技术以实现MOS管的零电压开通。
图1为传统的Buck变换器电路,电路工作在连续模式时,电感电流的最小值始终大于零,具有导通损耗小,纹波电压低的优点,但二极管D1的反向恢复严重,且MOS管Q1为硬开关。
图2为具有同步整流功能的Buck变换器电路,电路工作在连续模式时,相比图1,降低了续流二极管D1的导通损耗,但Q1管仍为硬开关,使电路存在较大的EMI噪声和开关损耗,较大开关损耗限制Buck变换器电路在高压高频的应用,而较低的开关频率使储能电感L1和滤波电容C1体积较大,从而产品体积大,功率密度低。
图3为申请号201620239516.6,发明名称为《一种基于软开关的非隔离降压拓扑结构》的中国实用新型专利摘要附图,该专利可实现所有开关管的软开关,但根据说明书0025段的描述:“当主绕组L1流向负载的电流由正转向负时”,即主绕组的电流低于零才能实现其专利的有益效果,由此判断其不是工作在连续模式,因为连续模式下Buck变换器电感的最小电流始终大于零,只有在连续模式下纹波电流可以更小,开关频率可以更高,输出负载可以更大。
Buck变换器电路实现软开关的技术基本都处于断续模式,强制连续模式或临界模式等,在连续模式下实现软开关难度大,基本上通过谐振电路实现,此种方式在20年前就已经出现,但由于控制难度大,对器件的一致性要求高,基本上仅处于理论阶段,鲜有产品推出。
发明内容
鉴于现有Buck变换器及改进电路的技术缺陷,本发明要解决的技术问题是提出一种软开关Buck变换器及其控制方法,解决现有Buck变换器工作在连续模式时开关损耗和EMI噪声大的问题。
为了实现上述发明目的,本发明采用以下技术方案:
一种软开关Buck变换器,包括输入电源正Vin、输出电压正Vo、电源公共地GND、开关管Q1、开关管Q2、电感L1和电容C1;开关管Q1的漏极连接到输入电源正Vin,开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感L1的一端,电感L1的另一端连接到电容C1的一端,开关管Q2的源极和电容C1的另一端连接到电源公共地GND;其特征在于:还包括电感L2、单向导通器件和开关管Q4,电感L2的一端连接电感L1的一端,电感L2的另一端连接单向导通器件的阴极,单向导通器件的阳极连接开关管Q4的源极,开关管Q4的漏极连接电容C1的一端。
优选地,所述电感L2的感量小于电感L1的感量。
优选地,所述的开关管Q1、Q2和Q4为MOS管、三极管或者IGBT。
优选地,单向导通器件为二极管D3,二极管D3的阴极连接电感L2的另一端,二极管D3的阳极连接开关管Q4的源极。
优选地,单向导通器件为同步整流管Q3,同步整流管Q3的漏极连接电感L2的另一端,同步整流管Q3的源极连接开关管Q4的源极。
作为上述技术方案的第一种改进,其特征在于:还包括二极管D1和二极管D2;二极管D1的阴极连接输入电源正Vin,二极管D1的阳极连接电感L2的另一端;二极管D2的阴极连接电感L2的另一端,二极管D2的阳极连接电源公共地GND。
作为上述技术方案的第二种改进,其特征在于:还包括二极管D1和二极管D2;二极管D1的阴极连接输入电源正Vin,二极管D1的阳极连接电感L2的另一端;二极管D2的阴极连接开关管Q4的源极,二极管D2的阳极连接电源公共地GND。
作为上述技术方案的等同替换,其特征在于:将电感L2、单向导通器件和开关管Q4的连接关系替换为如下之一:
(1)电感L2的一端连接电感L1的一端,电感L2的另一端连接开关管Q4的源极,开关管Q4的漏极连接单向导通器件的阴极,单向导通器件的阳极连接电容C1的一端;
(2)单向导通器件的阴极连接电感L1的一端,单向导通器件的阳极连接开关管Q4的源极,开关管Q4的漏极连接电感L2的一端,电感L2的另一端连接电容C1的一端;
(3)单向导通器件的阴极连接电感L1的一端,单向导通器件的阳极连接电感L2的一端,电感L2的另一端连接开关管Q4的源极,开关管Q4的漏极连接电容C1的一端;
(4)开关管Q4的源极连接电感L1的一端,开关管Q4的漏极连接电感L2的一端,电感L2的另一端连接单向导通器件的阴极,单向导通器件的阳极连接电容C1的一端;
(5)开关管Q4的源极连接电感L1的一端,开关管Q4的漏极连接单向导通器件的阴极,单向导通器件的阳极连接电感L2的一端,电感L2的另一端连接电容C1的一端。
本发明还提供上述软开关Buck变换器的控制方法,其特征在于:
开关管Q1和开关管Q2互补导通,开关管Q2开通后,电感L1去磁,电感L1的电流IL1以斜率
Figure BDA0002393227460000031
减小;
开关管Q4须晚于开关管Q2开通,使得开关管Q4开通时刻电感L2的电流为零,从而实现开关管Q4的零电流导通,开关管Q4导通后电感L2开始励磁,电感L2的电流IL2以斜率
Figure BDA0002393227460000032
增加;
在开关管Q2关断时刻电感L2的电流IL2须大于电感L1的电流IL1,则IL2-IL1的电流给开关管Q1和开关管Q2的输出电容充放电,使得电感L1一端的电压接近Vin,实现开关管Q1的软开关;
开关管Q4的关断时刻须在开关管Q1的关断时刻或早于开关管Q1关断时刻设定时间之内,使得开关管Q4关断时刻漏源极电压差为零,从而实现开关管Q4的零电压关断。
术语含义说明:
单向导通器件的阳极:指直流电流从单向导通器件向内流入的一端,例如对于二极管,指的就是二极管的阳极;
单向导通器件的阴极:指直流电流从单向导通器件向外流出的一端,例如对于二极管,指的就是二极管的阴极;
开关管的漏极:对于MOS管指的是漏极、对于三极管指的是集电极、对于IGBT指的是漏极,其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应,不再一一列举;
开关管的源极:对于MOS管指的是源极、对于三极管指的是发射极、对于IGBT指的是源极,其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应,不再一一列举。
与现有技术相比,本发明具有如下有益效果:
1)电路工作在连续模式,实现了所有开关管的软开关,降低了开关损耗和EMI噪声;
2)连续模式下的电感L1电流峰峰值小,在相同输出功率下电感L1电流的有效值降低,开关管Q1和电感L1的导通损耗减小,效率提高,易于扩展大电流输出;
3)软开关有利于产品高频化,高频化使电感L1感值和电容C1容值降低,可减小电源体积,提高功率密度,同时降低成本。
附图说明
图1为传统的降压电路原理图;
图2为具有同步整流功能的降压电路原理图;
图3为申请号201620239516.6的实用新型专利摘要附图;
图4为本发明第一实施例电路原理图;
图5为本发明第一实施例工作时序图;
图6为本发明第二实施例电路原理图;
图7为本发明第二实施例工作时序图;
图8为本发明第三实施例电路原理图;
图9为本发明第三实施例工作时序图;
图10为本发明第四实施例电路原理图;
图11为本发明第四实施例仿真时序图;
上述附图并不限制本发明构思的范围,而是通过参考特定实施例为本领域技术人员说明本发明的概念。
具体实施方式
本申请的发明构思为在现有同步Buck电路的储能电感L1两端并联一个由电感L2、单向导通器件及开关管串联组成的电路,控制方法为,电感L1去磁一设定时间后开关管才导通,电感L2开始励磁,由于电感L2励磁时其电感电流IL2增加,而电感L1去磁时其电感电流IL1减小,在同步开关管关断时刻使IL2>IL1,则IL2-IL1的电流给主功率开关管和同步开关管的输出电容充放电,使得电感L1一端的电压接近Vin,从而实现Buck变换器的主功率开关管在连续模式下软开关,使Buck变换器高频、高效、高密,低EMI的工作。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白,以下结合附图及实施例,对本发明进一步详细说明。应当理解,此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明,并不用于限定本发明。
第一实施例
图4为本发明的第一实施例电路原理图,包括输入电源正Vin、输出电压正Vo、电源公共地GND、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q4、二极管D3、电感L1、电感L2和电容C1;开关管Q1的漏极连接到输入电源正Vin,开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感L1的一端,电感L1的一端还连接到电感L2的一端,二极管D3的阴极连接到电感L2的另一端,开关管Q4的源极连接到二极管D3的阴极,开关管Q4的漏极和电感L1的另一端连接到电容C1的一端,开关管Q2的源极和电容C1的另一端连接到电源公共地GND。
图4中的Coss1、Coss2和Coss4分别为开关管Q1、开关管Q2和开关管Q4的输出电容,此外,图3中还画出了开关管Q1、开关管Q2和开关管Q4的体二极管。
针对Vin电压为36V,Vo电压为5V,电感L1为1uH,电感L2为200nH,输出电流为20A,开关频率为1MHz的Buck变换器,图5所示为第一实施例在一个工作周期T的工作时序,具体工作过程如下:
t0~t1阶段:在t0时刻开关管Q1导通,电感L1两端的电压为Vin-Vo,对电感L1励磁,电感L1的电流IL1以斜率
Figure BDA0002393227460000051
上升;电感L2两端的电压为Vin-Vo,电感L2的电流IL2以斜率
Figure BDA0002393227460000052
减小,在t1时刻减小为零时二极管D3截止;
t1~t2阶段:从t1时刻开始电感L2的另一端SW2的电压从Vo上升到Vin,开关管Q1和开关管Q4在t2时刻关断,开关管Q4实现ZVS关断;
t2~t3阶段:开关管Q1、Q4关断后,电感L1的电流IL1给开关管Q1的输出电容Coss1充电,给开关管Q2的输出电容Coss2放电,在t3时刻电感L1一端SW1的电压由Vin降为0V,开关管Q2实现ZVS开通;
t3~t4阶段:开关管Q2导通后,电感L1两端的电压为Vo,电感L1去磁,电感L1的电流IL1下降;t4时刻电感L2的电流为零,所以开关管Q4在t4时刻实现ZCS开通;
t4~t5阶段:从t4时刻开始,电感L2的电流IL2从零开始反向增加,电感L1的电流IL1继续下降,在t5时刻IL2大于IL1,开关管Q2关断;
t5~t0+T阶段:开关管Q2关断后,电感L2的电流IL2给电感L1提供电流IL1,同时给开关管Q1和Q2的输出电容Coss1和Coss2充放电,直至电感L1一端SW1的电压为接近Vin时,开关管Q1在t0+T时刻实现ZVS开通。
本周期结束,下一个工作周期开始,重复上面的阶段。
上述实施例是在现有同步降压Buck变换器的降压电感L1两端并联一个由电感量更小的电感L2、二极管D3和开关管Q4串联组成的电路,对电感L2参数的一致性要求不高;且在电感L1去磁一小段时间后开关管Q4导通开始对电感L2的励磁,这种控制方式简单,相对于谐振方式实现软开关具有明显可产品化优势。
根据参数Vin=36V,Vo=5V,电感L1=1uH,电感L2=200nH,输出电流Io=20A,开关频率f=1MHz,周期T=1/f,占空比D=Vo/Vin,得电感L1的去磁时间toff1=T*(1-D)=861nS,电感L1的电流变化量为dI1=Vo*toff1/L1。所以电感L1的最小电流Ipk1=Io-dI1/2=17.85A,此电流值对应开关管Q2关断时刻,为了实现开关管Q1的软开关,电感L2的最大电流需满足Ipk2>Ipk1,根据公式ton2=Ipk2*L2/Vo,得ton2>714nS,可以满足ton2小于toff1,即:开关管Q4晚于开关管Q2导通。
根据公式ton2=Ipk2*L2/Vo,电感L2的电感量越小,ton2就越小,电感L2及串联开关管Q4的导通损耗就越小,效率就越高,因此电感L2的电感量要小于电感L1的电感量,至于小多少与具体的工作参数相关。
第二实施例
图6为本发明的第二实施例的电路原理图。本实施例在第一实施例的基础上将二极管D3换为开关管Q3,具有同步整流作用,开关管Q3的漏极连接到电感L2的另一端,开关管Q3的源极连接到开关管Q4的源极。
从开关管Q2开通到开关管Q4开通的时间段内任一时刻开关管Q3都可以开通,为零电流开通;开关管Q1开通时刻或通过检测信号来实现开关管Q3的关断,为零电压关断;当电感L2的电流下降到零时或电感L2另一端的电压大于输出电压Vo时输出检测信号。
与第一实施例相比,本实施例的同步整流减小了导通损耗,可进一步提高Buck电路效率。
图7所示为第二实施例的工作时序,工作过程与第一实施例的工作时序相似,开关管Q3的输出电容Coss3与电感L2谐振导致开关管Q3和开关管Q4的漏源极之间电压应力有所上升。
第三实施例
图8为本发明的第三实施例的电路原理图,本实施例在第二实施例的基础上增加箝位二极管D1和D2,二极管D1阴极连接到输入电源正Vin,二极管D2的阴极连接到电感L2的另一端和二极管D1的阳极,二极管D2的阳极连接到电源公共地GND。
图9所示为第三实施例的工作时序,工作过程与第二实施例的工作时序相似,唯一区别之处在于增加箝位二极管D1和D2之后,开关管Q3的输出电容Coss3与电感L2谐振被钳位了,开关管Q3和开关管Q4的漏源极之间电压应力大幅降低,增加器件选型优势,降低了成本。
第四实施例
图10为本发明的第四实施例的电路原理图,本实施例与第三实施例的不同之处在于更换了二极管D2阴极的连接位置,将二极管D2阴极连接到开关管Q3的源极。工作过程与第三实施例的工作时序相似,也能实现开关管Q3的输出电容Coss3与电感L2谐振被钳位,产生相同的有益效果。
图11为第四实施例使用业界常用的开关电源仿真软件SIMetrix搭建仿真电路进行仿真的结果,从图11可以看出在连续模式下的确实现了所有开关管的软开关,波形平滑不存在振荡,EMI噪声低,开关频率为1MHz,主功率回路电感L1的纹波电流小,容易实现产品的高频小型化,且效率高。
需要说明的是,图11仿真分析只是列举,其它实施例采用上述仿真方法也能实现本发明的有益效果。
上述实施方式不应视为对本发明的限制,本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明的精神和范围内,还可以做出若干等同替换、改进和润饰,如将图4中的电感L2、二极管D3和开关管Q4任意调换位置、将图6中的电感L2、二极管D3和开关管Q4任意调换位置,以及在第一实施例的基础上增加图8或者图10中的箝位二极管D1和D2,再如根据应用场合的不同,通过器件的简单串并联等手段对电路微调,这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种软开关Buck变换器,包括输入电源正Vin、输出电压正Vo、电源公共地GND、开关管Q1、开关管Q2、电感L1和电容C1;开关管Q1的漏极连接到输入电源正Vin,开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感L1的一端,电感L1的另一端连接到电容C1的一端,开关管Q2的源极和电容C1的另一端连接到电源公共地GND;其特征在于:还包括电感L2、单向导通器件和开关管Q4,电感L2的一端连接电感L1的一端,电感L2的另一端连接单向导通器件的阴极,单向导通器件的阳极连接开关管Q4的源极,开关管Q4的漏极连接电容C1的一端。
2.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器,其特征在于:所述电感L2的感量小于电感L1的感量。
3.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器,其特征在于:所述的开关管Q1、开关管Q2和开关管Q4为MOS管、三极管或者IGBT。
4.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器,其特征在于:单向导通器件为二极管D3,二极管D3的阴极连接电感L2的另一端,二极管D3的阳极连接开关管Q4的源极。
5.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器,其特征在于:单向导通器件为同步整流管Q3,同步整流管Q3的漏极连接电感L2的另一端,同步整流管Q3的源极连接开关管Q4的源极。
6.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器,其特征在于:还包括二极管D1和二极管D2;二极管D1的阴极连接输入电源正Vin,二极管D1的阳极连接电感L2的另一端;二极管D2的阴极连接电感L2的另一端,二极管D2的阳极连接电源公共地GND。
7.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器,其特征在于:还包括二极管D1和二极管D2;二极管D1的阴极连接输入电源正Vin,二极管D1的阳极连接电感L2的另一端;二极管D2的阴极连接开关管Q4的源极,二极管D2的阳极连接电源公共地GND。
8.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器,其特征在于:将电感L2、单向导通器件和开关管Q4的连接关系替换为如下之一:
(1)电感L2的一端连接电感L1的一端,电感L2的另一端连接开关管Q4的源极,开关管Q4的漏极连接单向导通器件的阴极,单向导通器件的阳极连接电容C1的一端;
(2)单向导通器件的阴极连接电感L1的一端,单向导通器件的阳极连接开关管Q4的源极,开关管Q4的漏极连接电感L2的一端,电感L2的另一端连接电容C1的一端;
(3)单向导通器件的阴极连接电感L1的一端,单向导通器件的阳极连接电感L2的一端,电感L2的另一端连接开关管Q4的源极,开关管Q4的漏极连接电容C1的一端;
(4)开关管Q4的源极连接电感L1的一端,开关管Q4的漏极连接电感L2的一端,电感L2的另一端连接单向导通器件的阴极,单向导通器件的阳极连接电容C1的一端;
(5)开关管Q4的源极连接电感L1的一端,开关管Q4的漏极连接单向导通器件的阴极,单向导通器件的阳极连接电感L2的一端,电感L2的另一端连接电容C1的一端。
9.一种权利要求1至8任一项所述的软开关Buck变换器的控制方法,其特征在于:
开关管Q1和开关管Q2互补导通,开关管Q2开通后,电感L1去磁,电感L1的电流IL1以斜率
Figure FDA0002393227450000021
减小;
开关管Q4须晚于开关管Q2开通,使得开关管Q4开通时刻电感L2的电流为零,从而实现开关管Q4的零电流导通,开关管Q4导通后电感L2开始励磁,电感L2的电流IL2以斜率
Figure FDA0002393227450000022
增加;
在开关管Q2关断时刻电感L2的电流IL2须大于电感L1的电流IL1,则IL2-IL1的电流给开关管Q1和开关管Q2的输出电容充放电,使得电感L1一端的电压接近Vin,实现开关管Q1的软开关;
开关管Q4的关断时刻须在开关管Q1的关断时刻或早于开关管Q1关断时刻设定时间之内,使得开关管Q4关断时刻漏源极电压差为零,从而实现开关管Q4的零电压关断。
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