CN111224545A - 一种软开关Buck变换器及其控制方法 - Google Patents

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CN111224545A CN202010121938.4A CN202010121938A CN111224545A CN 111224545 A CN111224545 A CN 111224545A CN 202010121938 A CN202010121938 A CN 202010121938A CN 111224545 A CN111224545 A CN 111224545A
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Abstract

本发明公开了一种软开关Buck变换器及其控制方法，在现有同步Buck电路的储能电感L1两端并联一个由电感L2、单向导通器件及开关管串联组成的电路，控制方法为，电感L1去磁一设定时间后开关管才导通，电感L2开始励磁，由于电感L2励磁时其电感电流IL2增加，而电感L1去磁时其电感电流IL1减小，在同步开关管关断时刻使IL2>IL1，则IL2‑IL1的电流给主功率开关管和同步开关管的输出电容充放电，使得电感L1一端的电压接近Vin，从而实现Buck变换器的主功率开关管在连续模式下软开关，使Buck变换器高频、高效、高密，低EMI的工作。

Description

一种软开关Buck变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及开关电源，特别涉及一种软开关Buck变换器及其控制方法。
背景技术
随着电源技术的发展，高效率、高功率密度的Buck变换器已经成为一种趋势，硬开关技术在高频开关时开关损耗较大，降低了变换器的效率，电磁干扰问题也较为严重，为解决该问题，软开关技术被发展并逐渐应用在变换器中以降低开关损耗和EMI噪声，具体地，主要是指零电压开关(ZVS)技术以实现MOS管的零电压开通。
图1为传统的Buck变换器电路，电路工作在连续模式时，电感电流的最小值始终大于零，具有导通损耗小，纹波电压低的优点，但二极管D1的反向恢复严重，且MOS管Q1为硬开关。
图2为具有同步整流功能的Buck变换器电路，电路工作在连续模式时，相比图1，降低了续流二极管D1的导通损耗，但Q1管仍为硬开关，使电路存在较大的EMI噪声和开关损耗，较大开关损耗限制Buck变换器电路在高压高频的应用，而较低的开关频率使储能电感L1和滤波电容C1体积较大，从而产品体积大，功率密度低。
图3为申请号201620239516.6，发明名称为《一种基于软开关的非隔离降压拓扑结构》的中国实用新型专利摘要附图，该专利可实现所有开关管的软开关，但根据说明书0025段的描述：“当主绕组L1流向负载的电流由正转向负时”，即主绕组的电流低于零才能实现其专利的有益效果，由此判断其不是工作在连续模式，因为连续模式下Buck变换器电感的最小电流始终大于零，只有在连续模式下纹波电流可以更小，开关频率可以更高，输出负载可以更大。
Buck变换器电路实现软开关的技术基本都处于断续模式，强制连续模式或临界模式等，在连续模式下实现软开关难度大，基本上通过谐振电路实现，此种方式在20年前就已经出现，但由于控制难度大，对器件的一致性要求高，基本上仅处于理论阶段，鲜有产品推出。
发明内容
鉴于现有Buck变换器及改进电路的技术缺陷，本发明要解决的技术问题是提出一种软开关Buck变换器及其控制方法，解决现有Buck变换器工作在连续模式时开关损耗和EMI噪声大的问题。
为了实现上述发明目的，本发明采用以下技术方案：
一种软开关Buck变换器，包括输入电源正Vin、输出电压正Vo、电源公共地GND、开关管Q1、开关管Q2、电感L1和电容C1；开关管Q1的漏极连接到输入电源正Vin，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感L1的一端，电感L1的另一端连接到电容C1的一端，开关管Q2的源极和电容C1的另一端连接到电源公共地GND；其特征在于：还包括电感L2、单向导通器件和开关管Q4，电感L2的一端连接电感L1的一端，电感L2的另一端连接单向导通器件的阴极，单向导通器件的阳极连接开关管Q4的源极，开关管Q4的漏极连接电容C1的一端。
优选地，所述电感L2的感量小于电感L1的感量。
优选地，所述的开关管Q1、Q2和Q4为MOS管、三极管或者IGBT。
优选地，单向导通器件为二极管D3，二极管D3的阴极连接电感L2的另一端，二极管D3的阳极连接开关管Q4的源极。
优选地，单向导通器件为同步整流管Q3，同步整流管Q3的漏极连接电感L2的另一端，同步整流管Q3的源极连接开关管Q4的源极。
作为上述技术方案的第一种改进，其特征在于：还包括二极管D1和二极管D2；二极管D1的阴极连接输入电源正Vin，二极管D1的阳极连接电感L2的另一端；二极管D2的阴极连接电感L2的另一端，二极管D2的阳极连接电源公共地GND。
作为上述技术方案的第二种改进，其特征在于：还包括二极管D1和二极管D2；二极管D1的阴极连接输入电源正Vin，二极管D1的阳极连接电感L2的另一端；二极管D2的阴极连接开关管Q4的源极，二极管D2的阳极连接电源公共地GND。
作为上述技术方案的等同替换，其特征在于：将电感L2、单向导通器件和开关管Q4的连接关系替换为如下之一：
(1)电感L2的一端连接电感L1的一端，电感L2的另一端连接开关管Q4的源极，开关管Q4的漏极连接单向导通器件的阴极，单向导通器件的阳极连接电容C1的一端；
(2)单向导通器件的阴极连接电感L1的一端，单向导通器件的阳极连接开关管Q4的源极，开关管Q4的漏极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接电容C1的一端；
(3)单向导通器件的阴极连接电感L1的一端，单向导通器件的阳极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接开关管Q4的源极，开关管Q4的漏极连接电容C1的一端；
(4)开关管Q4的源极连接电感L1的一端，开关管Q4的漏极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接单向导通器件的阴极，单向导通器件的阳极连接电容C1的一端；
(5)开关管Q4的源极连接电感L1的一端，开关管Q4的漏极连接单向导通器件的阴极，单向导通器件的阳极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接电容C1的一端。
本发明还提供上述软开关Buck变换器的控制方法，其特征在于：
开关管Q1和开关管Q2互补导通，开关管Q2开通后，电感L1去磁，电感L1的电流IL1以斜率
Figure BDA0002393227460000031
减小；
开关管Q4须晚于开关管Q2开通，使得开关管Q4开通时刻电感L2的电流为零，从而实现开关管Q4的零电流导通，开关管Q4导通后电感L2开始励磁，电感L2的电流IL2以斜率
Figure BDA0002393227460000032
增加；
在开关管Q2关断时刻电感L2的电流IL2须大于电感L1的电流IL1，则IL2-IL1的电流给开关管Q1和开关管Q2的输出电容充放电，使得电感L1一端的电压接近Vin，实现开关管Q1的软开关；
开关管Q4的关断时刻须在开关管Q1的关断时刻或早于开关管Q1关断时刻设定时间之内，使得开关管Q4关断时刻漏源极电压差为零，从而实现开关管Q4的零电压关断。
术语含义说明：
单向导通器件的阳极：指直流电流从单向导通器件向内流入的一端，例如对于二极管，指的就是二极管的阳极；
单向导通器件的阴极：指直流电流从单向导通器件向外流出的一端，例如对于二极管，指的就是二极管的阴极；
开关管的漏极：对于MOS管指的是漏极、对于三极管指的是集电极、对于IGBT指的是漏极，其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应，不再一一列举；
开关管的源极：对于MOS管指的是源极、对于三极管指的是发射极、对于IGBT指的是源极，其它开关管依据本领域的技术人员的知识可以自行对应，不再一一列举。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
1)电路工作在连续模式，实现了所有开关管的软开关，降低了开关损耗和EMI噪声；
2)连续模式下的电感L1电流峰峰值小，在相同输出功率下电感L1电流的有效值降低，开关管Q1和电感L1的导通损耗减小，效率提高，易于扩展大电流输出；
3)软开关有利于产品高频化，高频化使电感L1感值和电容C1容值降低，可减小电源体积，提高功率密度，同时降低成本。
附图说明
图1为传统的降压电路原理图；
图2为具有同步整流功能的降压电路原理图；
图3为申请号201620239516.6的实用新型专利摘要附图；
图4为本发明第一实施例电路原理图；
图5为本发明第一实施例工作时序图；
图6为本发明第二实施例电路原理图；
图7为本发明第二实施例工作时序图；
图8为本发明第三实施例电路原理图；
图9为本发明第三实施例工作时序图；
图10为本发明第四实施例电路原理图；
图11为本发明第四实施例仿真时序图；
上述附图并不限制本发明构思的范围，而是通过参考特定实施例为本领域技术人员说明本发明的概念。
具体实施方式
本申请的发明构思为在现有同步Buck电路的储能电感L1两端并联一个由电感L2、单向导通器件及开关管串联组成的电路，控制方法为，电感L1去磁一设定时间后开关管才导通，电感L2开始励磁，由于电感L2励磁时其电感电流IL2增加，而电感L1去磁时其电感电流IL1减小，在同步开关管关断时刻使IL2>IL1，则IL2-IL1的电流给主功率开关管和同步开关管的输出电容充放电，使得电感L1一端的电压接近Vin，从而实现Buck变换器的主功率开关管在连续模式下软开关，使Buck变换器高频、高效、高密，低EMI的工作。
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
第一实施例
图4为本发明的第一实施例电路原理图，包括输入电源正Vin、输出电压正Vo、电源公共地GND、开关管Q1、开关管Q2、开关管Q4、二极管D3、电感L1、电感L2和电容C1；开关管Q1的漏极连接到输入电源正Vin，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感L1的一端，电感L1的一端还连接到电感L2的一端，二极管D3的阴极连接到电感L2的另一端，开关管Q4的源极连接到二极管D3的阴极，开关管Q4的漏极和电感L1的另一端连接到电容C1的一端，开关管Q2的源极和电容C1的另一端连接到电源公共地GND。
图4中的Coss1、Coss2和Coss4分别为开关管Q1、开关管Q2和开关管Q4的输出电容，此外，图3中还画出了开关管Q1、开关管Q2和开关管Q4的体二极管。
针对Vin电压为36V，Vo电压为5V，电感L1为1uH，电感L2为200nH，输出电流为20A，开关频率为1MHz的Buck变换器，图5所示为第一实施例在一个工作周期T的工作时序，具体工作过程如下：
t0～t1阶段：在t0时刻开关管Q1导通，电感L1两端的电压为Vin-Vo，对电感L1励磁，电感L1的电流IL1以斜率
Figure BDA0002393227460000051
上升；电感L2两端的电压为Vin-Vo，电感L2的电流IL2以斜率
Figure BDA0002393227460000052
减小，在t1时刻减小为零时二极管D3截止；
t1～t2阶段：从t1时刻开始电感L2的另一端SW2的电压从Vo上升到Vin，开关管Q1和开关管Q4在t2时刻关断，开关管Q4实现ZVS关断；
t2～t3阶段：开关管Q1、Q4关断后，电感L1的电流IL1给开关管Q1的输出电容Coss1充电，给开关管Q2的输出电容Coss2放电，在t3时刻电感L1一端SW1的电压由Vin降为0V，开关管Q2实现ZVS开通；
t3～t4阶段：开关管Q2导通后，电感L1两端的电压为Vo，电感L1去磁，电感L1的电流IL1下降；t4时刻电感L2的电流为零，所以开关管Q4在t4时刻实现ZCS开通；
t4～t5阶段：从t4时刻开始，电感L2的电流IL2从零开始反向增加，电感L1的电流IL1继续下降，在t5时刻IL2大于IL1，开关管Q2关断；
t5～t0+T阶段：开关管Q2关断后，电感L2的电流IL2给电感L1提供电流IL1，同时给开关管Q1和Q2的输出电容Coss1和Coss2充放电，直至电感L1一端SW1的电压为接近Vin时，开关管Q1在t0+T时刻实现ZVS开通。
本周期结束，下一个工作周期开始，重复上面的阶段。
上述实施例是在现有同步降压Buck变换器的降压电感L1两端并联一个由电感量更小的电感L2、二极管D3和开关管Q4串联组成的电路，对电感L2参数的一致性要求不高；且在电感L1去磁一小段时间后开关管Q4导通开始对电感L2的励磁，这种控制方式简单，相对于谐振方式实现软开关具有明显可产品化优势。
根据参数Vin＝36V，Vo＝5V，电感L1＝1uH，电感L2＝200nH，输出电流Io＝20A，开关频率f＝1MHz，周期T＝1/f，占空比D＝Vo/Vin，得电感L1的去磁时间toff1＝T*(1-D)＝861nS，电感L1的电流变化量为dI1＝Vo*toff1/L1。所以电感L1的最小电流Ipk1＝Io-dI1/2＝17.85A，此电流值对应开关管Q2关断时刻，为了实现开关管Q1的软开关，电感L2的最大电流需满足Ipk2>Ipk1,根据公式ton2＝Ipk2*L2/Vo，得ton2>714nS,可以满足ton2小于toff1，即：开关管Q4晚于开关管Q2导通。
根据公式ton2＝Ipk2*L2/Vo，电感L2的电感量越小，ton2就越小，电感L2及串联开关管Q4的导通损耗就越小，效率就越高，因此电感L2的电感量要小于电感L1的电感量，至于小多少与具体的工作参数相关。
第二实施例
图6为本发明的第二实施例的电路原理图。本实施例在第一实施例的基础上将二极管D3换为开关管Q3，具有同步整流作用，开关管Q3的漏极连接到电感L2的另一端，开关管Q3的源极连接到开关管Q4的源极。
从开关管Q2开通到开关管Q4开通的时间段内任一时刻开关管Q3都可以开通，为零电流开通；开关管Q1开通时刻或通过检测信号来实现开关管Q3的关断，为零电压关断；当电感L2的电流下降到零时或电感L2另一端的电压大于输出电压Vo时输出检测信号。
与第一实施例相比，本实施例的同步整流减小了导通损耗，可进一步提高Buck电路效率。
图7所示为第二实施例的工作时序，工作过程与第一实施例的工作时序相似，开关管Q3的输出电容Coss3与电感L2谐振导致开关管Q3和开关管Q4的漏源极之间电压应力有所上升。
第三实施例
图8为本发明的第三实施例的电路原理图，本实施例在第二实施例的基础上增加箝位二极管D1和D2，二极管D1阴极连接到输入电源正Vin，二极管D2的阴极连接到电感L2的另一端和二极管D1的阳极，二极管D2的阳极连接到电源公共地GND。
图9所示为第三实施例的工作时序，工作过程与第二实施例的工作时序相似，唯一区别之处在于增加箝位二极管D1和D2之后，开关管Q3的输出电容Coss3与电感L2谐振被钳位了，开关管Q3和开关管Q4的漏源极之间电压应力大幅降低，增加器件选型优势，降低了成本。
第四实施例
图10为本发明的第四实施例的电路原理图，本实施例与第三实施例的不同之处在于更换了二极管D2阴极的连接位置，将二极管D2阴极连接到开关管Q3的源极。工作过程与第三实施例的工作时序相似，也能实现开关管Q3的输出电容Coss3与电感L2谐振被钳位，产生相同的有益效果。
图11为第四实施例使用业界常用的开关电源仿真软件SIMetrix搭建仿真电路进行仿真的结果，从图11可以看出在连续模式下的确实现了所有开关管的软开关，波形平滑不存在振荡，EMI噪声低，开关频率为1MHz，主功率回路电感L1的纹波电流小，容易实现产品的高频小型化，且效率高。
需要说明的是，图11仿真分析只是列举，其它实施例采用上述仿真方法也能实现本发明的有益效果。
上述实施方式不应视为对本发明的限制，本发明的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明的精神和范围内，还可以做出若干等同替换、改进和润饰，如将图4中的电感L2、二极管D3和开关管Q4任意调换位置、将图6中的电感L2、二极管D3和开关管Q4任意调换位置，以及在第一实施例的基础上增加图8或者图10中的箝位二极管D1和D2，再如根据应用场合的不同，通过器件的简单串并联等手段对电路微调，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (9)

1.一种软开关Buck变换器，包括输入电源正Vin、输出电压正Vo、电源公共地GND、开关管Q1、开关管Q2、电感L1和电容C1；开关管Q1的漏极连接到输入电源正Vin，开关管Q1的源极和开关管Q2的漏极连接到电感L1的一端，电感L1的另一端连接到电容C1的一端，开关管Q2的源极和电容C1的另一端连接到电源公共地GND；其特征在于：还包括电感L2、单向导通器件和开关管Q4，电感L2的一端连接电感L1的一端，电感L2的另一端连接单向导通器件的阴极，单向导通器件的阳极连接开关管Q4的源极，开关管Q4的漏极连接电容C1的一端。
2.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器，其特征在于：所述电感L2的感量小于电感L1的感量。
3.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器，其特征在于：所述的开关管Q1、开关管Q2和开关管Q4为MOS管、三极管或者IGBT。
4.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器，其特征在于：单向导通器件为二极管D3，二极管D3的阴极连接电感L2的另一端，二极管D3的阳极连接开关管Q4的源极。
5.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器，其特征在于：单向导通器件为同步整流管Q3，同步整流管Q3的漏极连接电感L2的另一端，同步整流管Q3的源极连接开关管Q4的源极。
6.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器，其特征在于：还包括二极管D1和二极管D2；二极管D1的阴极连接输入电源正Vin，二极管D1的阳极连接电感L2的另一端；二极管D2的阴极连接电感L2的另一端，二极管D2的阳极连接电源公共地GND。
7.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器，其特征在于：还包括二极管D1和二极管D2；二极管D1的阴极连接输入电源正Vin，二极管D1的阳极连接电感L2的另一端；二极管D2的阴极连接开关管Q4的源极，二极管D2的阳极连接电源公共地GND。
8.根据权利要求1所述的软开关Buck变换器，其特征在于：将电感L2、单向导通器件和开关管Q4的连接关系替换为如下之一：
(1)电感L2的一端连接电感L1的一端，电感L2的另一端连接开关管Q4的源极，开关管Q4的漏极连接单向导通器件的阴极，单向导通器件的阳极连接电容C1的一端；
(2)单向导通器件的阴极连接电感L1的一端，单向导通器件的阳极连接开关管Q4的源极，开关管Q4的漏极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接电容C1的一端；
(3)单向导通器件的阴极连接电感L1的一端，单向导通器件的阳极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接开关管Q4的源极，开关管Q4的漏极连接电容C1的一端；
(4)开关管Q4的源极连接电感L1的一端，开关管Q4的漏极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接单向导通器件的阴极，单向导通器件的阳极连接电容C1的一端；
(5)开关管Q4的源极连接电感L1的一端，开关管Q4的漏极连接单向导通器件的阴极，单向导通器件的阳极连接电感L2的一端，电感L2的另一端连接电容C1的一端。
9.一种权利要求1至8任一项所述的软开关Buck变换器的控制方法，其特征在于：
开关管Q1和开关管Q2互补导通，开关管Q2开通后，电感L1去磁，电感L1的电流IL1以斜率
Figure FDA0002393227450000021
减小；
开关管Q4须晚于开关管Q2开通，使得开关管Q4开通时刻电感L2的电流为零，从而实现开关管Q4的零电流导通，开关管Q4导通后电感L2开始励磁，电感L2的电流IL2以斜率
Figure FDA0002393227450000022
增加；
在开关管Q2关断时刻电感L2的电流IL2须大于电感L1的电流IL1，则IL2-IL1的电流给开关管Q1和开关管Q2的输出电容充放电，使得电感L1一端的电压接近Vin，实现开关管Q1的软开关；
开关管Q4的关断时刻须在开关管Q1的关断时刻或早于开关管Q1关断时刻设定时间之内，使得开关管Q4关断时刻漏源极电压差为零，从而实现开关管Q4的零电压关断。
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