JP2000278945A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Abstract
(57)【要約】
【課題】 軽負荷時にスイッチング周波数を低減し、重
負荷時には、従来と同等のスイッチング周波数を得るこ
とが可能で、高効率のスイッチング電源装置を提供す
る。 【解決手段】 スイッチング電源装置１において、ＦＥ
ＴＱ１のゲートに、トランジスタＱ３と、コンデンサＣ
５および抵抗Ｒ８からなる時定数回路とを含む遅延回路
６を接続する。そして、トランスＴの帰還巻線Ｎｂに発
生する電圧、および、整流平滑回路７を構成するコンデ
ンサＣ６の充電電圧Ｖｃ１をコンデンサＣ５に充電し、
コンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が、トランジスタＱ３
がオンする電圧Ｖｏｎに達するまで、ＦＥＴＱ１のター
ンオンを遅延させる。
負荷時には、従来と同等のスイッチング周波数を得るこ
とが可能で、高効率のスイッチング電源装置を提供す
る。 【解決手段】 スイッチング電源装置１において、ＦＥ
ＴＱ１のゲートに、トランジスタＱ３と、コンデンサＣ
５および抵抗Ｒ８からなる時定数回路とを含む遅延回路
６を接続する。そして、トランスＴの帰還巻線Ｎｂに発
生する電圧、および、整流平滑回路７を構成するコンデ
ンサＣ６の充電電圧Ｖｃ１をコンデンサＣ５に充電し、
コンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が、トランジスタＱ３
がオンする電圧Ｖｏｎに達するまで、ＦＥＴＱ１のター
ンオンを遅延させる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置、特に、リンギングチョークコンバータ（以下、Ｒ
ＣＣ）方式のスイッチング電源装置に関する。
装置、特に、リンギングチョークコンバータ（以下、Ｒ
ＣＣ）方式のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、電子計算機もしくは通信機器等
の電子機器は安定した直流電圧を必要とし、商用交流電
源から安定した直流電圧を供給するために、構成が比較
的簡単で効率の高いＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
が広く用いられている。このようなスイッチング電源装
置の構成を、図８を用いて説明する。
の電子機器は安定した直流電圧を必要とし、商用交流電
源から安定した直流電圧を供給するために、構成が比較
的簡単で効率の高いＲＣＣ方式のスイッチング電源装置
が広く用いられている。このようなスイッチング電源装
置の構成を、図８を用いて説明する。
【０００３】同図において、１０はスイッチング電源装
置であり、入力回路２、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３、
電圧検出回路４および制御回路５を備えてなる。
置であり、入力回路２、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３、
電圧検出回路４および制御回路５を備えてなる。
【０００４】このうち、入力回路２は、交流電源ＡＣに
接続されたヒューズＦ、フィルタ回路ＬＦ、および整流
用のダイオードブリッジＤＢからなる。
接続されたヒューズＦ、フィルタ回路ＬＦ、および整流
用のダイオードブリッジＤＢからなる。
【０００５】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３は、入
力回路２のダイオードブリッジＤＢの出力端間に設けら
れた平滑用のコンデンサＣ１と、１次巻線Ｎ１、１次巻
線Ｎ１とは逆の極性の２次巻線Ｎ２、および１次巻線Ｎ
１と同じ極性の帰還巻線Ｎｂを有するトランスＴと、ト
ランスＴの１次巻線Ｎ１の一端に直列に接続された主ス
イッチング素子としてのＦＥＴＱ１と、１次巻線Ｎ１の
他端とＦＥＴＱ１の制御端子であるゲートとの間に接続
された起動用の抵抗Ｒ１と、ＦＥＴＱ１のゲート−ソー
ス間に接続された抵抗Ｒ１０と、トランスＴの２次巻線
Ｎ２の一端に直列に接続された整流用のダイオードＤ１
と、２次巻線Ｎ２の両端間に接続された平滑用のコンデ
ンサＣ４とからなる。
力回路２のダイオードブリッジＤＢの出力端間に設けら
れた平滑用のコンデンサＣ１と、１次巻線Ｎ１、１次巻
線Ｎ１とは逆の極性の２次巻線Ｎ２、および１次巻線Ｎ
１と同じ極性の帰還巻線Ｎｂを有するトランスＴと、ト
ランスＴの１次巻線Ｎ１の一端に直列に接続された主ス
イッチング素子としてのＦＥＴＱ１と、１次巻線Ｎ１の
他端とＦＥＴＱ１の制御端子であるゲートとの間に接続
された起動用の抵抗Ｒ１と、ＦＥＴＱ１のゲート−ソー
ス間に接続された抵抗Ｒ１０と、トランスＴの２次巻線
Ｎ２の一端に直列に接続された整流用のダイオードＤ１
と、２次巻線Ｎ２の両端間に接続された平滑用のコンデ
ンサＣ４とからなる。
【０００６】また、ＤＣ−ＤＣコンバータ回路３の出力
側に設けられた電圧検出回路４は、抵抗Ｒ５、フォトカ
プラＰＣの発光側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギ
ュレータＳｒ、抵抗Ｒ６、Ｒ７からなる。このうち、抵
抗Ｒ５、発光ダイオードＰＤおよびシャントレギュレー
タＳｒは互いに直列に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路３のコンデンサＣ４に並列に設けられている。ま
た、抵抗Ｒ６とＲ７も互いに直列に接続され、同じくコ
ンデンサＣ４に並列に設けられている。そして、抵抗Ｒ
６とＲ７の接続点はシャントレギュレータＳｒに接続さ
れている。
側に設けられた電圧検出回路４は、抵抗Ｒ５、フォトカ
プラＰＣの発光側の発光ダイオードＰＤ、シャントレギ
ュレータＳｒ、抵抗Ｒ６、Ｒ７からなる。このうち、抵
抗Ｒ５、発光ダイオードＰＤおよびシャントレギュレー
タＳｒは互いに直列に接続され、ＤＣ−ＤＣコンバータ
回路３のコンデンサＣ４に並列に設けられている。ま
た、抵抗Ｒ６とＲ７も互いに直列に接続され、同じくコ
ンデンサＣ４に並列に設けられている。そして、抵抗Ｒ
６とＲ７の接続点はシャントレギュレータＳｒに接続さ
れている。
【０００７】また、制御回路５は、帰還巻線Ｎｂの一端
とＦＥＴＱ１のゲートとの間に直列に接続された抵抗Ｒ
１３およびコンデンサＣ３、 ＦＥＴＱ１のゲート−ソ
ース間に接続されたトランジスタＱ２、帰還巻線Ｎｂの
一端とトランジスタＱ２のベースとの間に接続された抵
抗Ｒ２、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間に並列
に接続された抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２、帰還巻線
Ｎｂの一端とトランジスタＱ２のベースとの間に互いに
直列に接続された抵抗Ｒ４、ダイオードＤ２およびフォ
トカプラＰＣの受光側のフォトトランジスタＰＴからな
る。
とＦＥＴＱ１のゲートとの間に直列に接続された抵抗Ｒ
１３およびコンデンサＣ３、 ＦＥＴＱ１のゲート−ソ
ース間に接続されたトランジスタＱ２、帰還巻線Ｎｂの
一端とトランジスタＱ２のベースとの間に接続された抵
抗Ｒ２、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間に並列
に接続された抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ２、帰還巻線
Ｎｂの一端とトランジスタＱ２のベースとの間に互いに
直列に接続された抵抗Ｒ４、ダイオードＤ２およびフォ
トカプラＰＣの受光側のフォトトランジスタＰＴからな
る。
【０００８】次に、このように構成されるスイッチング
電源装置１０の動作を説明する。
電源装置１０の動作を説明する。
【０００９】まず、起動時においては、抵抗Ｒ１を介し
てＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加されて、ＦＥＴＱ１
がターンオンする。ＦＥＴＱ１がターンオンすると、ト
ランスＴの１次巻線Ｎ１に電源電圧が印加され、帰還巻
線Ｎｂに、１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同じ方向に電
圧が発生し、ＦＥＴＱ１は、正帰還により急速にオンす
る。このとき、１次巻線Ｎ１には励磁エネルギが蓄積さ
れる。
てＦＥＴＱ１のゲートに電圧が印加されて、ＦＥＴＱ１
がターンオンする。ＦＥＴＱ１がターンオンすると、ト
ランスＴの１次巻線Ｎ１に電源電圧が印加され、帰還巻
線Ｎｂに、１次巻線Ｎ１に発生する電圧と同じ方向に電
圧が発生し、ＦＥＴＱ１は、正帰還により急速にオンす
る。このとき、１次巻線Ｎ１には励磁エネルギが蓄積さ
れる。
【００１０】そして、トランジスタＱ２のベース電位が
閾値に達すると、トランジスタＱ２がオンし、ＦＥＴＱ
１がターンオフする。これにより、ＦＥＴＱ１のオン期
間内にトランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁
エネルギは、２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギとして
放出され、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４
で平滑されて、負荷に供給される。
閾値に達すると、トランジスタＱ２がオンし、ＦＥＴＱ
１がターンオフする。これにより、ＦＥＴＱ１のオン期
間内にトランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄積されていた励磁
エネルギは、２次巻線Ｎ２を介して電気エネルギとして
放出され、ダイオードＤ１で整流され、コンデンサＣ４
で平滑されて、負荷に供給される。
【００１１】こうして、トランスＴの１次巻線Ｎ１に蓄
積された励磁エネルギが、２次巻線Ｎ２を介して全て放
出されると、帰還巻線Ｎｂに電圧が発生し、ＦＥＴＱ１
がターンオンする。ＦＥＴＱ１がターンオンすると、再
びトランスＴの１次巻線Ｎ１に電圧が印加されて、１次
巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積される。
積された励磁エネルギが、２次巻線Ｎ２を介して全て放
出されると、帰還巻線Ｎｂに電圧が発生し、ＦＥＴＱ１
がターンオンする。ＦＥＴＱ１がターンオンすると、再
びトランスＴの１次巻線Ｎ１に電圧が印加されて、１次
巻線Ｎ１に励磁エネルギが蓄積される。
【００１２】スイッチング電源装置１０においては、上
述の発振動作が繰り返される。
述の発振動作が繰り返される。
【００１３】ここで、定常状態においては、負荷側の出
力電圧は、抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧され、この分圧された
検出電圧と、シャントレギュレータＳｒが有する基準電
圧とが比較される。そして、出力電圧の変動量がシャン
トレギュレータＳｒで増幅され、フォトカプラＰＣの発
光ダイオードＰＤに流れる電流が変化し、発光ダイオー
ドＰＤの発光量に応じて、フォトトランジスタＰＴのイ
ンピーダンスが変化する。これにより、コンデンサＣ２
の充放電時間を変化させることができ、出力電圧が一定
となるように制御される。
力電圧は、抵抗Ｒ６、Ｒ７で分圧され、この分圧された
検出電圧と、シャントレギュレータＳｒが有する基準電
圧とが比較される。そして、出力電圧の変動量がシャン
トレギュレータＳｒで増幅され、フォトカプラＰＣの発
光ダイオードＰＤに流れる電流が変化し、発光ダイオー
ドＰＤの発光量に応じて、フォトトランジスタＰＴのイ
ンピーダンスが変化する。これにより、コンデンサＣ２
の充放電時間を変化させることができ、出力電圧が一定
となるように制御される。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、従来のスイ
ッチング電源装置１０においては、ＲＣＣの特性とし
て、図４の（ｄ）に示すように、ＦＥＴＱ１のスイッチ
ング周波数が、負荷電力に略反比例して変化するもので
ある。したがって、軽負荷時には、スイッチング周波数
が増大し、これに伴ってスイッチング損失が大きくな
り、重負荷時には、スイッチング周波数が低減し、これ
に伴って導通損失が大きくなり、これらの損失により、
回路効率が低下するという問題があった。
ッチング電源装置１０においては、ＲＣＣの特性とし
て、図４の（ｄ）に示すように、ＦＥＴＱ１のスイッチ
ング周波数が、負荷電力に略反比例して変化するもので
ある。したがって、軽負荷時には、スイッチング周波数
が増大し、これに伴ってスイッチング損失が大きくな
り、重負荷時には、スイッチング周波数が低減し、これ
に伴って導通損失が大きくなり、これらの損失により、
回路効率が低下するという問題があった。
【００１５】そこで、本発明においては、軽負荷時に
は、スイッチング周波数を低減し、重負荷時には、従来
のスイッチング電源装置と同等のスイッチング周波数を
実現することができ、回路効率が高いスイッチング電源
装置を提供することを目的とする。
は、スイッチング周波数を低減し、重負荷時には、従来
のスイッチング電源装置と同等のスイッチング周波数を
実現することができ、回路効率が高いスイッチング電源
装置を提供することを目的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明においては、直流電源と、１次巻線、２次巻
線および帰還巻線を有するトランスと、前記１次巻線に
直列に接続される主スイッチング素子と、前記帰還巻線
および主スイッチング素子の制御端子間に接続された制
御回路とを備え、直流出力が得られるスイッチング電源
装置において、前記トランスの１次側に設けられ、負荷
電力に応じた電圧を出力する電圧発生手段と、該電圧発
生手段から出力される電圧に応じて、前記主スイッチン
グ素子のターンオンを遅延させ、オフ期間を延長するこ
とによりスイッチング周波数を低下させる遅延回路とを
設けたことを特徴とする。
め、本発明においては、直流電源と、１次巻線、２次巻
線および帰還巻線を有するトランスと、前記１次巻線に
直列に接続される主スイッチング素子と、前記帰還巻線
および主スイッチング素子の制御端子間に接続された制
御回路とを備え、直流出力が得られるスイッチング電源
装置において、前記トランスの１次側に設けられ、負荷
電力に応じた電圧を出力する電圧発生手段と、該電圧発
生手段から出力される電圧に応じて、前記主スイッチン
グ素子のターンオンを遅延させ、オフ期間を延長するこ
とによりスイッチング周波数を低下させる遅延回路とを
設けたことを特徴とする。
【００１７】また、前記電圧発生手段が、前記帰還巻線
の両端間に接続された整流平滑回路からなることを特徴
とする。
の両端間に接続された整流平滑回路からなることを特徴
とする。
【００１８】また、前記トランスに前記制御回路と前記
主スイッチング素子の制御端子との間に接続された副帰
還巻線が設けられ、前記電圧発生手段が、前記副帰還巻
線の両端間に接続された整流平滑回路からなることを特
徴とする。
主スイッチング素子の制御端子との間に接続された副帰
還巻線が設けられ、前記電圧発生手段が、前記副帰還巻
線の両端間に接続された整流平滑回路からなることを特
徴とする。
【００１９】また、前記遅延回路は、前記帰還巻線と前
記主スイッチング素子の制御端子との間に設けられたス
イッチ手段、および、時定数回路からなることを特徴と
する。
記主スイッチング素子の制御端子との間に設けられたス
イッチ手段、および、時定数回路からなることを特徴と
する。
【００２０】また、前記時定数回路が、前記スイッチ手
段の制御端子に接続されるコンデンサおよび抵抗を備え
てなることを特徴とする。
段の制御端子に接続されるコンデンサおよび抵抗を備え
てなることを特徴とする。
【００２１】また、前記時定数回路を構成する抵抗に対
して、直列にツェナダイオードが接続されたことを特徴
とする。
して、直列にツェナダイオードが接続されたことを特徴
とする。
【００２２】また、前記時定数回路を構成する抵抗が、
互いに並列に接続される二つの抵抗からなり、一方の抵
抗に直列にツェナダイオードが接続されたことを特徴と
する。
互いに並列に接続される二つの抵抗からなり、一方の抵
抗に直列にツェナダイオードが接続されたことを特徴と
する。
【００２３】本発明にかかるスイッチング電源装置によ
れば、時定数回路を構成するコンデンサの充電を、負荷
電力に比例して増大する電圧を用いて行うものである。
したがって、軽負荷時には、時定数回路のコンデンサの
充電時間が延長され、主スイッチング素子のターンオン
が遅延し、オフ期間が延長され、スイッチング周波数が
低下する。一方、重負荷時には、主スイッチング素子の
ターンオンが早まり、従来のスイッチング電源装置と同
等のオフ期間となる。
れば、時定数回路を構成するコンデンサの充電を、負荷
電力に比例して増大する電圧を用いて行うものである。
したがって、軽負荷時には、時定数回路のコンデンサの
充電時間が延長され、主スイッチング素子のターンオン
が遅延し、オフ期間が延長され、スイッチング周波数が
低下する。一方、重負荷時には、主スイッチング素子の
ターンオンが早まり、従来のスイッチング電源装置と同
等のオフ期間となる。
【００２４】また、時定数回路を構成する抵抗に対し
て、直列にツェナダイオードを接続したり、時定数回路
のコンデンサの充電に用いる電圧を発生する巻線の巻数
を増やしたりすることにより、重負荷時のスイッチング
周波数を急速に上昇させ、スイッチング周波数の変化幅
を増大させることができる。
て、直列にツェナダイオードを接続したり、時定数回路
のコンデンサの充電に用いる電圧を発生する巻線の巻数
を増やしたりすることにより、重負荷時のスイッチング
周波数を急速に上昇させ、スイッチング周波数の変化幅
を増大させることができる。
【００２５】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施例にかかるス
イッチング電源装置の構成を、図１を用いて説明する。
なお、同図に示すスイッチング電源装置１は、図８に示
すスイッチング電源装置１０に、遅延回路６および整流
平滑回路７を付加したものであり、これらの回路６、７
以外の部分には図８と同一の符号を付し、詳細な説明は
省略する。
イッチング電源装置の構成を、図１を用いて説明する。
なお、同図に示すスイッチング電源装置１は、図８に示
すスイッチング電源装置１０に、遅延回路６および整流
平滑回路７を付加したものであり、これらの回路６、７
以外の部分には図８と同一の符号を付し、詳細な説明は
省略する。
【００２６】図１において、スイッチング電源装置１を
構成する遅延回路６は、ｐｎｐ型のトランジスタＱ３
と、コンデンサＣ５および抵抗Ｒ８からなる時定数回路
とを含む。このうち、トランジスタＱ３は、エミッタ
が、制御回路５のコンデンサＣ３を介して、トランスＴ
の帰還巻線Ｎｂの一端に接続され、コレクタが抵抗Ｒ１
３を介して、ＦＥＴＱ１のゲートに接続されるものであ
る。また、トランジスタＱ３のエミッタ−コレクタ間に
は、抵抗Ｒ１４およびダイオードＤ３の直列回路が接続
される。また、遅延回路を構成するコンデンサＣ５は、
トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に接続される。
構成する遅延回路６は、ｐｎｐ型のトランジスタＱ３
と、コンデンサＣ５および抵抗Ｒ８からなる時定数回路
とを含む。このうち、トランジスタＱ３は、エミッタ
が、制御回路５のコンデンサＣ３を介して、トランスＴ
の帰還巻線Ｎｂの一端に接続され、コレクタが抵抗Ｒ１
３を介して、ＦＥＴＱ１のゲートに接続されるものであ
る。また、トランジスタＱ３のエミッタ−コレクタ間に
は、抵抗Ｒ１４およびダイオードＤ３の直列回路が接続
される。また、遅延回路を構成するコンデンサＣ５は、
トランジスタＱ３のベース−エミッタ間に接続される。
【００２７】また、整流平滑回路７は、トランスＴの帰
還巻線Ｎｂの両端間に、互いに直列に接続された整流用
のダイオードＤ４および平滑用のコンデンサＣ６からな
るものである。
還巻線Ｎｂの両端間に、互いに直列に接続された整流用
のダイオードＤ４および平滑用のコンデンサＣ６からな
るものである。
【００２８】次に、このように構成されるスイッチング
電源装置１の動作を説明する。なお、ここでは、回路全
体の動作のうち、要部のみ説明する。
電源装置１の動作を説明する。なお、ここでは、回路全
体の動作のうち、要部のみ説明する。
【００２９】まず、ＦＥＴＱ１がターンオフし、ＦＥＴ
Ｑ１のオフ期間が始まると、トランスＴの帰還巻線Ｎｂ
に発生した電圧により、整流平滑回路７のコンデンサＣ
６が充電される。そして、トランスＴに蓄積されたエネ
ルギが２次側に放出され、２次側のダイオードＤ１に流
れる電流が零になると、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖｃ
１が放出され、この充電電圧Ｖｃ１および帰還巻線Ｎｂ
に発生する電圧Ｖｎｂにより、遅延回路６のコンデンサ
Ｃ５が充電される。そして、コンデンサＣ５の充電電圧
Ｖｃ２が、トランジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達
し、トランジスタＱ３がオンし、ＦＥＴＱ１のゲートに
電圧が印加され、ＦＥＴＱ１がターンオンする。すなわ
ち、充電電圧Ｖｃ２が、電圧Ｖｏｎに達するまで、ＦＥ
ＴＱ１のターンオンが遅延することとなる。
Ｑ１のオフ期間が始まると、トランスＴの帰還巻線Ｎｂ
に発生した電圧により、整流平滑回路７のコンデンサＣ
６が充電される。そして、トランスＴに蓄積されたエネ
ルギが２次側に放出され、２次側のダイオードＤ１に流
れる電流が零になると、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖｃ
１が放出され、この充電電圧Ｖｃ１および帰還巻線Ｎｂ
に発生する電圧Ｖｎｂにより、遅延回路６のコンデンサ
Ｃ５が充電される。そして、コンデンサＣ５の充電電圧
Ｖｃ２が、トランジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達
し、トランジスタＱ３がオンし、ＦＥＴＱ１のゲートに
電圧が印加され、ＦＥＴＱ１がターンオンする。すなわ
ち、充電電圧Ｖｃ２が、電圧Ｖｏｎに達するまで、ＦＥ
ＴＱ１のターンオンが遅延することとなる。
【００３０】ここで、充電電圧Ｖｃ１の絶対値は、トラ
ンスＴのリーケージインダクタンス等の影響により、図
２に示すように、スイッチング電源装置１の負荷電力に
比例して増加するものとなる。
ンスＴのリーケージインダクタンス等の影響により、図
２に示すように、スイッチング電源装置１の負荷電力に
比例して増加するものとなる。
【００３１】したがって、軽負荷のとき、充電電圧Ｖｃ
１の絶対値は比較的小さい値となり、時定数回路を構成
するコンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が、トランジスタ
Ｑ３がオンする電圧Ｖｏｎに達するまでに要する時間が
長くなる。これにより、ＦＥＴＱ１のターンオンが遅延
し、ＦＥＴＱ１のオフ期間が延長されることとなり、そ
の結果、ＦＥＴＱ１のスイッチング周波数が低下する。
一方、重負荷のとき、充電電圧Ｖｃ１の絶対値が比較的
大きい値となり、充電電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｏｎに達する
までに要する時間が短くなる。これにより、ＦＥＴＱ１
のターンオンが早められ、ＦＥＴＱ１のオフ期間が短縮
される。
１の絶対値は比較的小さい値となり、時定数回路を構成
するコンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が、トランジスタ
Ｑ３がオンする電圧Ｖｏｎに達するまでに要する時間が
長くなる。これにより、ＦＥＴＱ１のターンオンが遅延
し、ＦＥＴＱ１のオフ期間が延長されることとなり、そ
の結果、ＦＥＴＱ１のスイッチング周波数が低下する。
一方、重負荷のとき、充電電圧Ｖｃ１の絶対値が比較的
大きい値となり、充電電圧Ｖｃ２が電圧Ｖｏｎに達する
までに要する時間が短くなる。これにより、ＦＥＴＱ１
のターンオンが早められ、ＦＥＴＱ１のオフ期間が短縮
される。
【００３２】上述のように、ＦＥＴＱ１のターンオン
が、負荷に応じて遅れたり、早まったりすることに伴
い、ＦＥＴＱ１のドレイン電流は、図３に示すように変
化する。同図において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の順
に、軽負荷から重負荷への電流波形の変化を示してい
る。この（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のそれぞれにおいて、
ｉｄはＦＥＴＱ１のドレイン電流の波形であり、ｉｄ１
は、整流平滑回路および時定数回路を備えない従来のス
イッチング電源装置における主スイッチング素子のドレ
イン電流の波形である。また、ｉＤは、トランスＴの２
次側の整流ダイオードＤ１に流れる電流の波形であり、
ｉＤ１は、整流平滑回路および時定数回路を備えない従
来のスイッチング電源装置の２次側の整流ダイオードに
流れる電流の波形である。
が、負荷に応じて遅れたり、早まったりすることに伴
い、ＦＥＴＱ１のドレイン電流は、図３に示すように変
化する。同図において、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の順
に、軽負荷から重負荷への電流波形の変化を示してい
る。この（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のそれぞれにおいて、
ｉｄはＦＥＴＱ１のドレイン電流の波形であり、ｉｄ１
は、整流平滑回路および時定数回路を備えない従来のス
イッチング電源装置における主スイッチング素子のドレ
イン電流の波形である。また、ｉＤは、トランスＴの２
次側の整流ダイオードＤ１に流れる電流の波形であり、
ｉＤ１は、整流平滑回路および時定数回路を備えない従
来のスイッチング電源装置の２次側の整流ダイオードに
流れる電流の波形である。
【００３３】そして、従来のスイッチング電源装置にお
ける主スイッチング素子は、整流ダイオードのオンオフ
動作に対して反転したオンオフ動作を行うものであり、
ｉｄ１とｉＤ１とで、互いに反転した波形となる。
ける主スイッチング素子は、整流ダイオードのオンオフ
動作に対して反転したオンオフ動作を行うものであり、
ｉｄ１とｉＤ１とで、互いに反転した波形となる。
【００３４】ここで、比較的負荷が軽い場合の（ａ）、
（ｂ）においては、スイッチング電源装置１のＦＥＴＱ
１は、従来の主スイッチング素子のターンオンから、そ
れぞれｄｔ１、ｄｔ２で示す時間だけ遅れてターンオン
する。このため、スイッチング周波数が低下する。ま
た、比較的負荷が重い場合（ｃ）においては、ターンオ
ンの遅延は発生せず、従来と同様の波形となり、スイッ
チング周波数も従来と等しいものとなる。
（ｂ）においては、スイッチング電源装置１のＦＥＴＱ
１は、従来の主スイッチング素子のターンオンから、そ
れぞれｄｔ１、ｄｔ２で示す時間だけ遅れてターンオン
する。このため、スイッチング周波数が低下する。ま
た、比較的負荷が重い場合（ｃ）においては、ターンオ
ンの遅延は発生せず、従来と同様の波形となり、スイッ
チング周波数も従来と等しいものとなる。
【００３５】なお、図３の（ｃ）においては、ｉｄとｉ
ｄ１が等しいのと同様に、ｉＤとｉＤ１も等しいため、
ｉＤおよびｉＤ１の図示は省略した。
ｄ１が等しいのと同様に、ｉＤとｉＤ１も等しいため、
ｉＤおよびｉＤ１の図示は省略した。
【００３６】さらに、スイッチング電源装置１における
負荷電力の増加に伴うスイッチング周波数の変化を図４
の（ａ）に示す。図４の（ａ）は、整流平滑回路および
時定数回路を備えない従来のスイッチング電源装置の周
波数（ｄ）に比べて、軽負荷時の値が格段に低く、負荷
の増加に伴って緩やかに上昇し、ある時点から、従来の
周波数（ｄ）と同様の変化を示すものである。
負荷電力の増加に伴うスイッチング周波数の変化を図４
の（ａ）に示す。図４の（ａ）は、整流平滑回路および
時定数回路を備えない従来のスイッチング電源装置の周
波数（ｄ）に比べて、軽負荷時の値が格段に低く、負荷
の増加に伴って緩やかに上昇し、ある時点から、従来の
周波数（ｄ）と同様の変化を示すものである。
【００３７】次に、本発明の第２の実施例にかかるスイ
ッチング電源装置の構成を、図５を用いて説明する。な
お、同図において、図１と同一または相当する部分には
同一の符号を付し、その説明は省略する。
ッチング電源装置の構成を、図５を用いて説明する。な
お、同図において、図１と同一または相当する部分には
同一の符号を付し、その説明は省略する。
【００３８】同図に示すスイッチング電源装置１ａは、
遅延回路６ａを構成する時定数回路の抵抗Ｒ８に対し
て、ツェナダイオードＺＤが直列に接続されてなるもの
である。
遅延回路６ａを構成する時定数回路の抵抗Ｒ８に対し
て、ツェナダイオードＺＤが直列に接続されてなるもの
である。
【００３９】このようなスイッチング電源装置１ａのス
イッチング周波数の変化を図４の（ｂ）に示す。図４の
（ｂ）においては、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖｃ１
と、帰還巻線Ｎｂに発生する電圧Ｖｎｂとの和が、ツェ
ナダイオードＺＤのツェナ電圧Ｖｚに達するまでは、ス
イッチング周波数は、図４の（ａ）に示す第１の実施例
の周波数より低い値に保たれる。そして、充電電圧Ｖｃ
１と電圧Ｖｎｂとの和が、ツェナ電位Ｖｚに達する時点
Ｐを境に、抵抗Ｒ８に対して急速に電流が流れ、コンデ
ンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が、トランジスタＱ３がオン
する電圧Ｖｏｎに達するのに要する時間が短くなり、ス
イッチング周波数が急激に上昇することとなる。
イッチング周波数の変化を図４の（ｂ）に示す。図４の
（ｂ）においては、コンデンサＣ６の充電電圧Ｖｃ１
と、帰還巻線Ｎｂに発生する電圧Ｖｎｂとの和が、ツェ
ナダイオードＺＤのツェナ電圧Ｖｚに達するまでは、ス
イッチング周波数は、図４の（ａ）に示す第１の実施例
の周波数より低い値に保たれる。そして、充電電圧Ｖｃ
１と電圧Ｖｎｂとの和が、ツェナ電位Ｖｚに達する時点
Ｐを境に、抵抗Ｒ８に対して急速に電流が流れ、コンデ
ンサＣ５の充電電圧Ｖｃ２が、トランジスタＱ３がオン
する電圧Ｖｏｎに達するのに要する時間が短くなり、ス
イッチング周波数が急激に上昇することとなる。
【００４０】このように、スイッチング電源装置１ａに
おいては、重負荷時のスイッチング周波数が急激に上昇
し、スイッチング周波数の変化幅が大きい。このため、
スイッチング損失を低減するために、軽負荷時のスイッ
チング周波数を大幅に低く設定しても、重負荷時には、
従来のスイッチング電源装置と同等のスイッチング周波
数が得られ、導通損失が増大する恐れがない。
おいては、重負荷時のスイッチング周波数が急激に上昇
し、スイッチング周波数の変化幅が大きい。このため、
スイッチング損失を低減するために、軽負荷時のスイッ
チング周波数を大幅に低く設定しても、重負荷時には、
従来のスイッチング電源装置と同等のスイッチング周波
数が得られ、導通損失が増大する恐れがない。
【００４１】次に、本発明の第３の実施例にかかるスイ
ッチング電源装置の構成を、図６を用いて説明する。
ッチング電源装置の構成を、図６を用いて説明する。
【００４２】同図に示すスイッチング電源装置１ｂは、
遅延回路６ｂを構成する時定数回路の抵抗Ｒ８に対し
て、抵抗Ｒ９およびツェナダイオードＺＤの直列回路が
並列に接続されてなるものである。
遅延回路６ｂを構成する時定数回路の抵抗Ｒ８に対し
て、抵抗Ｒ９およびツェナダイオードＺＤの直列回路が
並列に接続されてなるものである。
【００４３】このように構成されるスイッチング電源装
置１ｂのスイッチング周波数の変化を図４の（ｃ）に示
す。図４の（ｃ）においては、コンデンサＣ６の充電電
圧Ｖｃ１と、帰還巻線Ｎｂに発生する電圧Ｖｎｂとの和
が、ツェナダイオードＺＤのツェナ電位Ｖｚに達する時
点Ｐまでは、抵抗Ｒ８により、トランジスタＱ３に流れ
る電流は微量なものとなり、スイッチング周波数は緩や
かに上昇する。そして、Ｐの時点を境に、抵抗Ｒ９に対
して急速に電流が流れ、コンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ
２が、トランジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達する
のに要する時間が短くなり、スイッチング周波数は急速
に上昇する。
置１ｂのスイッチング周波数の変化を図４の（ｃ）に示
す。図４の（ｃ）においては、コンデンサＣ６の充電電
圧Ｖｃ１と、帰還巻線Ｎｂに発生する電圧Ｖｎｂとの和
が、ツェナダイオードＺＤのツェナ電位Ｖｚに達する時
点Ｐまでは、抵抗Ｒ８により、トランジスタＱ３に流れ
る電流は微量なものとなり、スイッチング周波数は緩や
かに上昇する。そして、Ｐの時点を境に、抵抗Ｒ９に対
して急速に電流が流れ、コンデンサＣ５の充電電圧Ｖｃ
２が、トランジスタＱ３がオンする電圧Ｖｏｎに達する
のに要する時間が短くなり、スイッチング周波数は急速
に上昇する。
【００４４】次に、本発明の第４の実施例にかかるスイ
ッチング電源装置の構成を、図７を用いて説明する。
ッチング電源装置の構成を、図７を用いて説明する。
【００４５】同図に示すスイッチング電源装置１ｃにお
いては、トランスＴ１に、帰還巻線Ｎｂに加えて副帰還
巻線Ｎｂ１が設けられ、この副帰還巻線Ｎｂ１に整流平
滑回路７が接続されている。すなわち、副帰還巻線Ｎｂ
１は、制御回路５を介さず直接、整流平滑回路７に接続
される。このため、副帰還巻線Ｎｂ１を構成する巻線
は、その巻数に制約を受けず、巻数を大幅に増やすこと
ができる。
いては、トランスＴ１に、帰還巻線Ｎｂに加えて副帰還
巻線Ｎｂ１が設けられ、この副帰還巻線Ｎｂ１に整流平
滑回路７が接続されている。すなわち、副帰還巻線Ｎｂ
１は、制御回路５を介さず直接、整流平滑回路７に接続
される。このため、副帰還巻線Ｎｂ１を構成する巻線
は、その巻数に制約を受けず、巻数を大幅に増やすこと
ができる。
【００４６】このように、副帰還巻線Ｎｂ１の巻数を増
やすことにより、整流平滑回路７のコンデンサＣ６の充
電電圧Ｖｃ１を大きくし、時定数回路を構成するコンデ
ンサＣ５への充電時間を短縮することができ、これによ
り、重負荷時のスイッチング周波数が急激に上昇する。
こうして、スイッチング周波数の変化幅が大きくなるた
め、スイッチング損失を低減するために、軽負荷時のス
イッチング周波数を大幅に低く設定しても、重負荷時に
は、従来のスイッチング電源装置と同等のスイッチング
周波数が得られ、導通損失が増大する恐れがない。
やすことにより、整流平滑回路７のコンデンサＣ６の充
電電圧Ｖｃ１を大きくし、時定数回路を構成するコンデ
ンサＣ５への充電時間を短縮することができ、これによ
り、重負荷時のスイッチング周波数が急激に上昇する。
こうして、スイッチング周波数の変化幅が大きくなるた
め、スイッチング損失を低減するために、軽負荷時のス
イッチング周波数を大幅に低く設定しても、重負荷時に
は、従来のスイッチング電源装置と同等のスイッチング
周波数が得られ、導通損失が増大する恐れがない。
【００４７】また、スイッチング電源装置１ｃのスイッ
チング周波数は、特に図示しないが、図４の（ａ）に示
す第１の実施例の周波数と比較して、重負荷時の値が同
等で、軽負荷時の値が低いものとなる。
チング周波数は、特に図示しないが、図４の（ａ）に示
す第１の実施例の周波数と比較して、重負荷時の値が同
等で、軽負荷時の値が低いものとなる。
【００４８】なお、前述の第２および第３の実施例で示
したスイッチング電源装置において、制御回路が接続さ
れる帰還巻線とは別個の副帰還巻線に整流平滑回路を接
続しても良く、それぞれ、軽負荷時のスイッチング周波
数をより一層低減することができる。
したスイッチング電源装置において、制御回路が接続さ
れる帰還巻線とは別個の副帰還巻線に整流平滑回路を接
続しても良く、それぞれ、軽負荷時のスイッチング周波
数をより一層低減することができる。
【００４９】
【発明の効果】本発明にかかるスイッチング電源装置に
よれば、主スイッチング素子のターンオンを遅延させる
時定数回路のコンデンサが、トランスの帰還巻線に発生
する電圧、および、帰還巻線に接続された整流平滑回路
を構成するコンデンサの充電電圧により充電される。
よれば、主スイッチング素子のターンオンを遅延させる
時定数回路のコンデンサが、トランスの帰還巻線に発生
する電圧、および、帰還巻線に接続された整流平滑回路
を構成するコンデンサの充電電圧により充電される。
【００５０】そして、整流平滑回路のコンデンサの充電
電圧は、トランスのリーケージインダクタンス等の影響
により、負荷電力に比例して増大する。したがって、軽
負荷時には、整流平滑回路のコンデンサの充電電圧の絶
対値が比較的小さい値となり、時定数回路のコンデンサ
の充電時間が延長され、主スイッチング素子のターンオ
ンが遅延する。このため、主スイッチング素子のオフ期
間が延長されることとなり、スイッチング周波数が低く
なる。一方、重負荷時には、整流平滑回路のコンデンサ
の充電電圧の絶対値が比較的大きい値となり、主スイッ
チング素子のターンオンが早くなり、主スイッチング素
子のオフ期間が短縮される。
電圧は、トランスのリーケージインダクタンス等の影響
により、負荷電力に比例して増大する。したがって、軽
負荷時には、整流平滑回路のコンデンサの充電電圧の絶
対値が比較的小さい値となり、時定数回路のコンデンサ
の充電時間が延長され、主スイッチング素子のターンオ
ンが遅延する。このため、主スイッチング素子のオフ期
間が延長されることとなり、スイッチング周波数が低く
なる。一方、重負荷時には、整流平滑回路のコンデンサ
の充電電圧の絶対値が比較的大きい値となり、主スイッ
チング素子のターンオンが早くなり、主スイッチング素
子のオフ期間が短縮される。
【００５１】このように、スイッチング周波数が、軽負
荷時に低減し、重負荷時に増大するため、スイッチング
損失および導通損失が低減され、回路効率が向上する。
荷時に低減し、重負荷時に増大するため、スイッチング
損失および導通損失が低減され、回路効率が向上する。
【００５２】また、時定数回路の抵抗にツェナダイオー
ドを直列に接続すること、または、整流平滑回路を制御
回路が接続される巻線と異なる別個の巻線に接続し、こ
の巻線の巻数を増やすことにより、重負荷時のスイッチ
ング周波数を急速に上昇させることができる。したがっ
て、スイッチング損失を低減するために、軽負荷時のス
イッチング周波数を大幅に低く設定しても、重負荷時に
は、従来のスイッチング電源装置と同等のスイッチング
周波数が得られ、導通損失が増大する恐れがない。
ドを直列に接続すること、または、整流平滑回路を制御
回路が接続される巻線と異なる別個の巻線に接続し、こ
の巻線の巻数を増やすことにより、重負荷時のスイッチ
ング周波数を急速に上昇させることができる。したがっ
て、スイッチング損失を低減するために、軽負荷時のス
イッチング周波数を大幅に低く設定しても、重負荷時に
は、従来のスイッチング電源装置と同等のスイッチング
周波数が得られ、導通損失が増大する恐れがない。
【図１】本発明の第１の実施例にかかるスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図２】図１のスイッチング電源装置の１次側の整流平
滑回路を構成するコンデンサの充電電圧の絶対値の変化
を示すグラフである。
滑回路を構成するコンデンサの充電電圧の絶対値の変化
を示すグラフである。
【図３】図１のスイッチング電源装置を構成する主スイ
ッチング素子のドレイン電流、および整流ダイオードに
流れる電流を示す波形図である。
ッチング素子のドレイン電流、および整流ダイオードに
流れる電流を示す波形図である。
【図４】本発明の各実施例にかかるスイッチング電源装
置におけるスイッチング周波数の変化を示すグラフであ
る。
置におけるスイッチング周波数の変化を示すグラフであ
る。
【図５】本発明の第２の実施例にかかるスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施例にかかるスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図７】本発明の第４の実施例にかかるスイッチング電
源装置を示す回路図である。
源装置を示す回路図である。
【図８】従来のスイッチング電源装置を示す回路図であ
る。
る。
１、１ａ、１ｂ、１ｃ…スイッチング電源装置 ５…制御回路 ６、６ａ、６ｂ…遅延回路 ７…整流平滑回路 Ｑ１…ＦＥＴ（主スイッチング素子） Ｑ３…トランジスタ Ｃ５…（時定数回路を構成する）コンデンサ Ｒ８、Ｒ９…（時定数回路を構成する）抵抗 ＺＤ…（時定数回路を構成する）ツェナダイオード Ｃ６…（整流平滑回路を構成する）コンデンサ Ｄ４…（整流平滑回路を構成する）ダイオード Ｔ、Ｔ１…トランス Ｎ１…１次巻線 Ｎ２…２次巻線 Ｎｂ…帰還巻線 Ｎｂ１…副帰還巻線
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AS00 AS01 AS19 BB43 BB52 CC01 DD04 DD23 EE07 EE21 FD01 FF19 FG07
Claims (7)
- 【請求項１】 直流電源と、１次巻線、２次巻線および
帰還巻線を有するトランスと、前記１次巻線に直列に接
続される主スイッチング素子と、前記帰還巻線および主
スイッチング素子の制御端子間に接続された制御回路と
を備え、直流出力が得られるスイッチング電源装置にお
いて、 前記トランスの１次側に設けられ、負荷電力に応じた電
圧を出力する電圧発生手段と、該電圧発生手段から出力
される電圧に応じて、前記主スイッチング素子のターン
オンを遅延させ、オフ期間を延長することによりスイッ
チング周波数を低下させる遅延回路とを設けたことを特
徴とするスイッチング電源装置。 - 【請求項２】 前記電圧発生手段が、前記帰還巻線の両
端間に接続された整流平滑回路からなることを特徴とす
る請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項３】 前記トランスに前記制御回路と前記主ス
イッチング素子の制御端子との間に接続された副帰還巻
線が設けられ、前記電圧発生手段が、前記副帰還巻線の
両端間に接続された整流平滑回路からなることを特徴と
する請求項１に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項４】 前記遅延回路は、前記帰還巻線と前記主
スイッチング素子の制御端子との間に設けられたスイッ
チ手段、および、時定数回路からなることを特徴とする
請求項１乃至３のいずれかに記載のスイッチング電源装
置。 - 【請求項５】 前記時定数回路が、前記スイッチ手段の
制御端子に接続されるコンデンサおよび抵抗を備えてな
ることを特徴とする請求項４に記載のスイッチング電源
装置。 - 【請求項６】 前記時定数回路を構成する抵抗に対し
て、直列にツェナダイオードが接続されたことを特徴と
する請求項５に記載のスイッチング電源装置。 - 【請求項７】 前記時定数回路を構成する抵抗が、互い
に並列に接続される二つの抵抗からなり、一方の抵抗に
直列にツェナダイオードが接続されたことを特徴とする
請求項６に記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25355099A JP3351400B2 (ja) | 1999-01-18 | 1999-09-07 | スイッチング電源装置 |
| DE60003856T DE60003856D1 (de) | 1999-01-18 | 2000-01-10 | Schaltnetzteileinheit |
| EP00100434A EP1020980B1 (en) | 1999-01-18 | 2000-01-10 | Switching power supply unit |
| US09/481,490 US6295211B1 (en) | 1999-01-18 | 2000-01-11 | Switching power supply unit having delay circuit for reducing switching frequency |
| CA002296205A CA2296205C (en) | 1999-01-18 | 2000-01-17 | Switching power supply unit |
| CNB001011162A CN1174541C (zh) | 1999-01-18 | 2000-01-18 | 开关电源装置 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11-9468 | 1999-01-18 | ||
| JP946899 | 1999-01-18 | ||
| JP25355099A JP3351400B2 (ja) | 1999-01-18 | 1999-09-07 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000278945A true JP2000278945A (ja) | 2000-10-06 |
| JP3351400B2 JP3351400B2 (ja) | 2002-11-25 |
Family
ID=26344209
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25355099A Expired - Fee Related JP3351400B2 (ja) | 1999-01-18 | 1999-09-07 | スイッチング電源装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6295211B1 (ja) |
| EP (1) | EP1020980B1 (ja) |
| JP (1) | JP3351400B2 (ja) |
| CN (1) | CN1174541C (ja) |
| CA (1) | CA2296205C (ja) |
| DE (1) | DE60003856D1 (ja) |
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| TW583819B (en) * | 2000-12-19 | 2004-04-11 | Delta Electronics Inc | Apparatus and method of detecting circuit abnormality and protection for power converter |
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| JP3712064B2 (ja) * | 2002-05-08 | 2005-11-02 | セイコーエプソン株式会社 | 出力過電流保護回路、及び該出力過電流保護回路を備えた定電圧スイッチング電源回路 |
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| DK1499005T3 (da) * | 2003-07-15 | 2005-10-24 | Friwo Mobile Power Gmbh | Frit svingende blokeringskonverter med ström- og spændingsbegrænsning |
| KR100693528B1 (ko) * | 2004-10-29 | 2007-03-14 | 주식회사 팬택 | 전원 지연 인가 기능을 가지는 무선통신 단말기 |
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| JP5042536B2 (ja) * | 2006-06-16 | 2012-10-03 | ローム株式会社 | 電源装置及びこれを備えた電気機器 |
| CN100461603C (zh) * | 2006-09-05 | 2009-02-11 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种隔离式自振荡反激变换器 |
| KR101239978B1 (ko) * | 2007-08-17 | 2013-03-06 | 삼성전자주식회사 | 스위칭 모드 전원공급장치 및 그 전원공급방법 |
| CN102057561B (zh) * | 2008-07-23 | 2014-01-01 | 株式会社村田制作所 | 绝缘型开关电源装置 |
| CN101453169B (zh) * | 2008-12-02 | 2011-07-06 | 广州金升阳科技有限公司 | 一种自激振荡启动输出端控制的反激变换器 |
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