CN1261221A

CN1261221A - 开关电源装置

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Publication number: CN1261221A
Application number: CN00101116.2A
Authority: CN
Inventors: 西田映雄; 谷龙太; 中平浩二
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1999-01-18
Filing date: 2000-01-18
Publication date: 2000-07-26
Anticipated expiration: 2020-01-18
Also published as: EP1020980B1; CA2296205A1; JP3351400B2; DE60003856D1; JP2000278945A; EP1020980A2; CN1174541C; CA2296205C; EP1020980A3; US6295211B1

Abstract

本发明提供了一种开关电源装置,包含DC电源单元,具有初级绕组、次级绕组和反馈绕组的变压器,串联到初级绕组的主开关元件,连接在反馈绕组和主开关元件的控制终端之间的控制电路,从而可以得到DC输出。在这种开关电源装置中,提供了一种设置在变压器的初级侧上的电压产生单元,以根据负荷功率输出电压,还有延迟电路,用于根据从电压产生装置输出的电压延迟主开关元件的接通时间来降低开关频率,以延长主开关元件的OFF时间。

Description

开关电源装置

本发明涉及一种开关电源装置，本发明尤其涉及一种震铃扼流变流器(下面称为RCC)系统的开关电源装置。

通常，诸如电子计算器或通信装置之类的电子设备需要稳定的DC电压。由此，为了从商业的AC电源提供稳定的DC电压，已经开始广泛地使用一种RCC系统的开关电源装置，其中可以实现相对容易的构成，以得到高的效率。下面将参照图8说明这样的开关电源装置的结构。

在这个附图中，参照号10表示开关电源装置，它具有输入电路2、DC-DC变换电路3、电压检测电路4和控制电路5。

在这些元件中，输入电路2具有连接到AC电源AC的保险丝F、滤波器电路LF和整流二极管桥DB。

另外，DC-DC电路3具有设置在输入电路2的二极管桥DB的输出端之间的平滑电容器C1，具有初级绕组N1、具有和初级绕组N1相反的极性的次级绕组N2以及与主绕组相同极性的反馈绕组Nb的变压器，以及作为主开关元件、串联到变压器T的主要绕组N1的一端的FET Q1，连接在初级绕组N1的另一端和栅极(作为FET Q1的控制终端)之间的启动电阻器R1，连接在FET Q1的栅极和源极之间的电阻器R10，串联到变压器T的次级绕组N2的一端的整流二极管D1、连接在次级绕组N2的两端之间的平滑电容器C4。

设置在DC-DC变流器电路3的输出侧上的电压检测电路4包含电阻器R5、光耦合器PC的发光侧上的发光二极管PD、并联调节器Sr、以及电阻器R6和R7。在这些元件中，电阻器R5、发光二极管PD和并联调节器Sr相互串联，并并联到DC-DC变流电路3的电容器C4。另外，电阻器R6和R7也相互串联，并类似地并联到电容器C4。将电阻器R6和R7的节点连接到并联调节器Sr。

控制电路5包含电阻器R13和电容器C3，它们串联在反馈绕组Nb和FET Q1的栅极之间，连接在FET Q1的栅极和源极之间的三极管Q2，电阻R2连接在反馈绕组ND和晶体管Q2的基极之间，并联在三极管Q2的基极和发射极之间的电阻器R3和电容器C2，电容器R4、二极管D2和光三极管PT(在光耦合器PC的光接收侧上)，它们相互串联在反馈绕组Nb的一端和三极管Q2的基极之间。

接着，将对具有这样的结构的开关电源装置10的工作给出描述。

首先，在启动时，将电压通过电阻器R1施加给FET Q1的栅极，以接通FETQ1。当接通FET Q1时，将电源电压施加给变压器T的初级绕组N1，并在反馈绕组Nb中产生电压，其方向和初级绕组N1中所产生的电压相同，由此通过正反馈，快速接通FET Q1。在这种情况下，在初级绕组N1中充入激励能量。

当三极管Q2的基极电位达到阈值时，接通三极管Q2，由此关断FET Q1。这允许在FET Q1的ON时间中，在变压器T的初级绕组N1中充入的激励能量通过次级绕组N2释放，作为电子能量。能量在由二极管D1整流，并由电容器C4平滑后被施加到负荷。

按照这样的方法，当变压器T的初级绕组N1中充入的激励能量全部通过二次绕组N2释放时，在反馈绕组Nb中再次产生电压，而FET Q1也由此接通。当接通FET Q1时，将电压再次施加给变压器T的初级绕组N1，以将激励能量充入初级绕组N1。

在开关电源装置10中，重复上述的振荡工作。

在正常条件下，负荷侧上的输出电压由电阻器R6和R7分压，并且分压后的检测电压和并联调节器Sr的参考电压比较。这种比较之后，输出电压中起伏量由并联调节器Sr放大，流过光耦合器PC的发光二极管PD的电流改变，从而光三极管PT的阻抗根据发光二极管PD的发光量变化。这种操作允许电容器C2的充电/放电的时间改变，从而控制输出电压不变。

但是，在传统的开关电源装置10中，作为RCC系统的特性，如图4(d)所示，FET Q1的开关频率大致上与负荷功率相反地变化。由此，在轻负荷下，开关频率增加，并且相应地，开关损耗增加，而在大负荷下，开关频率降低，而相应地，导电损耗增加。结果，这些损耗导致电路效率的减小。

相应地，本发明提供了一种开关电源装置，它具有高的电路效率，其中开关频率在轻负荷下减小，而在大的负荷下可以得到和传统的开关电源装置中相等的开关频率。

为此，本发明提供了一种开关电源装置，它包括DC电源，具有初级绕组、次级绕组和反馈绕组的变压器，串联到初级绕组的主开关元件，连接在反馈绕组和主开关元件的控制终端之间的控制电路，从而可以得到DC输出。在这种开关电源装置中，设置了位于变压器的初级侧上的电压产生单元，以根据负荷功率输出电压，还有延迟电路，用于通过根据从电压产生单元输出的电压延迟主开关元件的接通时间而减小开关频率，由此使主开关元件的OFF时间延长。

另外，电压产生单元包括连接在反馈绕组的两端之间的整流和平滑电路。

另外，在变压器中设置连接在控制电路和主开关元件的控制终端之间的辅助反馈绕组，并且电压产生单元包含连接在辅助反馈绕组两端之间的整流和平滑电路。

另外，延迟电路包含设置在反馈绕组和主开关元件的控制终端之间的开关装置，以及时间常数电路。

另外，时间常数电路包含连接到开关元件的控制终端的电容器和电阻器。

另外，将雪崩二极管串联连接到时间常数电路的电阻器。

另外，相互并联的两个电阻器包含时间常数电路的电阻器，并且雪崩二极管串联连接到两个电阻器中的一个电阻器。

根据本发明的开关电源装置，通过使用与负荷功率成比例增加的电压，完成时间常数电路的电容器的充电。结果，在轻负荷下，时间常数电路的电容器的充电时间延长，由此延迟了主开关单元的关断时间，关断时间被延长，从而降低了开关频率。相反，在大的负荷下，加速了主开关元件的接通，从而可以得到和传统的开关电源装置相等的OFF时间。

另外，通过将雪崩二极管串联到时间常数电路的电阻器，以及通过增加绕组的数量，可以使在大的负荷下的开关频率快速升高，并可以使开关频率的变化宽度增大，其中所增加的绕组产生用于给时间常数电路的电容器充电的电压。

从下面参照附图对本发明的描述，本发明的其它特点和优点是显然的。

图1是根据本发明的第一实施例的开关电源装置的电路图。

图2是示出在图1所示的开关电源装置的初级侧上构成整流和平滑电路的电容器的充电电压的绝对值中的变化的曲线图。

图3示出了描述图1中所示的主开关装置的主开关元件的漏极电流以及流过整流二极管的电流的波形。

图4是示出根据本发明的每一个实施例的开关电源装置的开关频率的变化的曲线图。

图5是示出根据本发明的第二实施例的开关电源装置的电路图。

图6是示出根据本发明的第三实施例的开关电源装置的电路图。

图7是示出本发明的第四实施例的开关电源装置的电路图。

图8是示出传统的开关电源装置的电路图。

下面将参照图1，描述根据本发明的第一实施例的开关电源装置的结构。图中所示的开关电源装置等效于图8中所示的开关电源装置10，其中加入了延迟电路6以及整流和平滑电路7。除了这些电路6和7以外的其它部分用的是和图8中的那些相同的参照号，并省略了对它们的详细的描述。

在图1中，构成开关电源装置1的延迟电路6包括一个PNP型晶体管Q3，和由电容器C5和电阻器R8构成的时间常数电路。将晶体管Q3的发射极通过控制电路5的电容器C3连接到变压器T的反馈绕组Nb的一端，而将其集电极通过电阻器R13连接到FET Q1的栅极。另外，在晶体管Q3的发射极和集电极之间连接了电阻器R14和二极管D3的串联电路。另外，将构成延迟电路的电容器C5连接在晶体管Q3的基极和发射极之间。

整流和平滑电路7包含整流二极管D4和平滑电容器C6，它们串联在变压器T的反馈绕组Nb的两端。

下面，将说明具有这样的结构的开关电源装置1的工作。在这种情况下，将只解释整个电路中的主要部分的工作。

首先，参照图1，当FET Q1断开，并且开始OFF时间时，由变压器7的反馈绕组Nb中所产生的电压对整流和平滑电路7的电容器C6充电。然后，当变压器T中所充入的能量在二次侧上释放，由此使流过二次侧上的二极管D1的电流为零，电容器C6的充电电压Vc1放电，然后延迟电路6的电容器C5由充电电压Vc1和反馈绕组Nb中所产生的电压Vnb充电。此后，电容器C5的充电电压Vc2达到晶体管Q3接通的电压Von，由此使晶体管接通，从而将电压施加到FET Q1的栅极，以使FET Q1接通。即，使FET Q1的接通被延迟，直到充电电压Vc2达到电压Von。

在这种情况下，如图2所示，由于变压器T的漏磁电感等的影响，充电电压Vc1的绝对值与开关电源装置1的负荷功率成比例地增加。

由此，在较轻的负荷下，充电电压Vc1的绝对值相对较小，从而时间常数电路的电容器C5的充电电压Vc2达到接通晶体管Q3的电压Von的时间更长。这允许FET Q1的接通被延迟，以便延长FET Q1的OFF时间(断开时间)，结果降低了FETQ1的开关频率。相反，在较大的负荷下，充电电压Vc1的绝对值相对较大，从而充电电压Vc2达到电压Von的时间更短。这允许加速FET Q1的接通，以便使FET Q1的OFF时间缩短。

如上所述，当FET Q1的接通根据负荷而延迟或加速时，如图3所示，FET Q1的漏极电流变化。这个图示出按照图3(a)，3(b)和3(c)的顺序，示出从较轻负荷到较大负荷的电流波形的变化。在各个波形(a)，(b)和(c)中，符号id表示FET Q1的漏极电流的波形，符号id1表示传统开关电源装置中使用的主开关元件的漏极电流的波形，其中该传统的开关电源装置中不具有整流和平滑电路以及时间常数电路。另外，符号iD表示流过变压器T的二次侧上的整流二极管D1的电流的波形，而符号iD1表示流过传统的开关电源装置的二次侧上的整流二极管的电流的波形，其中该传统的开关电源装置不具有整流和平滑电路，以及时间常数电路。

传统的开关电源装置中所使用的主开关元件执行ON/OFF操作与整流二极管的ON/OFF操作相反，其中符号id1和iD1表示相反的波形。

在负荷相对较轻的图3(a)和(b)中，使开关电源装置1的FET Q1在传统的主开关元件接通后接通，其延迟时间分别由符号dt1和dt2表示。这导致开关频率的减小。相反，在图3(c)中，当负荷相对大时，由于接通不发生延迟，故得到与现有技术中相同的波形，并且开关频率和那里的也相等。

在图3(c)中，由符号id和id1指出的波形是相等的，并且由符号iD和iD1所指出的波形也是相等的。因此在图中省略了iD和iD1的波形。

图4(a)示出了开关频率随着开关电源装置1中的负荷功率的增加的变化。对于轻负荷下的值，图4(a)大大低于图4(d)，其中图4(d)示出不具有整流和平滑电路以及时间常数电路的传统开关电源装置的频率。前者的频率随着负荷的增加稍有升高，在某一点以后示出和传统的开关电源装置的频率(d)中相同的变化。

下面，将参照图5，给出对根据本发明的第二实施例的开关电源装置的结构的说明。在该附图中，对图1中相同的部分或相等的部分给出相同的参照号，并省略对它的解释。

在图5所示的开关电源装置1a中，将雪崩二极管(Zener diode)ZD串联到延迟电路6a的时间常数电路的电阻器R8。

图4(b)示出上述开关电源装置1a的开关频率的变化。在图4(b)中，将开关频率的值保持得低于在图4(a)所示的第一实施例中的频率的值，直到电容器C6的充电电压Vc1与反馈绕组Nb中产生的电压Vnb的总和达到雪崩二极管ZD的雪崩电压Vz。另外，在点P处，当充电电压Vc1和电压Vnb的总和达到雪崩电位Vz时，电流迅速流入电阻器R8中，并且电容器C5的充电电压Vc2达到接通晶体管Q3的电压Von的时间更短，从而开关频率突然增加。

如上所述，在开关电源装置1a中，在较大负荷下的开关频率突然升高，并且由此开关频率中变化的宽度增加。由此，即使开关频率。由此，即使将轻负荷下的开关频率设置得足够低，以减小开关损耗，不会有导电损耗升高的问题，这是由于在大的负荷下，可以得到和传统开关电源装置中相同的开关频率。

参照图6，将给出根据第三实施例的开关电源装置的结构的描述。

在图6所示的开关电源装置1b中，将电阻器R9和雪崩二极管ZD的串联电路并联到延迟电路6b的时间常数电路的电阻器R8。

图4(c)示出具有上述结构的开关电源装置1b的开关频率的变化。在图4(c)中，直到点P，电容器C6的充电电压Vc1和反馈绕组Nb中产生的电压Vnb的总和达到雪崩二极管ZD的雪崩电位Vz，电阻器R8允许流过三极管Q3的电流设置得非常小，由此开关频率慢慢升高。然后，在点P上，电流突然流入电阻器R9中，而电容器C5的充电电压Vc2达到接通三极管的电压Von的时间更短，结果是开关频率突然升高。

参照图7，下面将描述根据本发明的第四实施例的开关电源装置的结构。

在图7所示的开关电源装置1c中，在变压器T1中除了反馈绕组Nb以外还设置了辅助反馈绕组Nb1，并将整流和平滑电路7连接到辅助反馈绕组Nb1。换句话说，允许不通过控制电路5而直接将辅助反馈绕组Nb1连接到整流和平滑电路7。结果，形成辅助反馈绕组Nb1的绕组数量不受限制，并可以大大增加。

按照这种方式，增加辅助反馈绕组Nb1的绕组的数量，可以允许整流和平滑电路7的电容器C6的充电的电压Vc1更大，从而使时间常数电路的电容器C5的充电时间更短。这导致大负荷下的开关频率猛升。在这种情况下，由于开关频率中的变化宽度增加，即使将轻负荷下的开关频率设置得足够低，以减小开关损失，在大的负荷下仍然可以得到和传统的开关电源装置中相等的开关频率，从而不会有导电损失增加的问题。

另外，当图7的开关电源装置1c的开关频率和图4(a)中所示的第一实施例中的情况相比时，大负荷下的值是相等的，而前者在轻负荷下的值低于后者的值，尽管这一点在图中没有示出。

在上面第二和第三实施例中所示的开关电源装置中，可将整流和平滑电路连接到不同于反馈绕组的辅助反馈绕组，其中控制电路被连接到该反馈绕组，由此，在各个开关电源装置中，可以进一步减小在轻负荷下的开关频率。

在根据本发明的开关电源装置中，时间常数电路的电容器(延迟主开关元件的接通时间)由变压器的反馈绕组中所产生的电压以及连接到反馈绕组的整流和平滑电路的电容器的充电电压充电。

由于变压器的漏磁电感等的影响，整流和平滑电路的电容器的充电电压与负荷功率成比例地升高。结果，在轻负荷下，整流和平滑电路的电容器的充电电压的绝对值相对小，对时间常数电路电容器的充电的时间由此延长，从而延迟了主开关元件的接通时间。结果，主开关元件的OFF时间延长，由此开关频率降低。相反，在大负荷下，整流和平滑电路的电容器的充电电压的绝对值相对大，主开关元件的接通时间由此加速，结果，主开关元件的OFF时间缩短。

如上所述，由于开关频率在轻负荷下减小，而在大负荷下增大，可以减小开关损耗和导电损耗，导致电路效率的改进。

可以通过将雪崩二极管串联到时间常数电路的电阻器，或将整流和平滑电路连接到不同于连接到控制电路的绕组的绕组，以增加绕组的数量，使大负荷下的开关频率猛升。相应地，即使将轻的负荷下的开关频率设置得非常低，以减小开关损耗，不会增加连续性损失的问题，这是因为在大负荷下可以得到和传统的开关电源装置中相等的开关频率。

虽然已经根据本发明的具体实施例，描述了本发明，但是，许多其它的改变和修改对于熟悉本领域的人来说是显然的。由此，本发明可以不限于这里的揭示，而由所附的权利要求所限制。

Claims

1.一种开关电源装置，包含DC单元，具有初级绕组、次级绕组和反馈绕组的变压器，串联到初级绕组的主开关元件，连接在反馈绕组和主开关元件的控制终端之间的控制电路，从而可以得到DC输出，主开关元件具有ON时间、OFF时间和开关频率；

其特征在于提供了电压产生电路，它耦合到变压器，以根据负荷功率输出电压，还提供延迟电路，用于根据从电压产生电路输出的电压延迟主开关元件的接通时间来降低开关频率，由此使OFF时间延长。

2.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于电压产生电路包含连接到反馈绕组的整流和平滑电路。

3.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于在变压器中设置连接在控制电路和主开关电源的控制终端之间的辅助反馈绕组，并且电压产生电路包含连接到辅助反馈绕组的整流和平滑电路。

4.如权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于延迟电路包含设置在反馈绕组和主开关元件的控制终端之间的开关装置，并包含连接到开关装置的时间常数电路。

5.如权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于延迟电路包含设置在反馈绕组和主开关元件的控制终端之间的开关装置，还包含连接到开关装置的时间常数电路。

6.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于延迟电路包含设置在反馈绕组和主开关元件的控制终端之间的开关装置，还包含连接到开关装置的时间常数电路。

7.如权利要求4所述的开关电源装置，其特征在于时间常数电路包含连接到开关装置的控制终端的电容器和电阻器。

8.如权利要求5所述的开关电源装置，其特征在于时间常数电路包含连接到开关装置的控制终端的电容器和电阻器。

9.如权利要求6所述的开关电源装置，其特征在于时间常数电路包含连接到开关装置的控制终端的电容器和电阻器。

10.如权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于将雪崩二极管串联到时间常数电路的电阻器。

11.如权利要求8所述的开关电源装置，其特征在于将雪崩二极管串联到时间常数电路的电阻器。

12.如权利要求9所述的开关电源装置，其特征在于将雪崩二极管串联到时间常数电路的电阻器。

13.如权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于还包含并联到时间常数电路的电阻器的电阻器，并且雪崩二极管串联到电阻器中的一个。

14.如权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于辅助反馈绕组具有比反馈绕组更多的圈数，由此增加辅助反馈绕组的输出电压，以增加电压产生电路的电压。