JP2006187157A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 入力電圧が高く、負荷が軽くても、発振しないスイッチング電源装置を提供すること。
【解決手段】 入力電圧（Ｖ_IN）をスイッチング素子（１４）でスイッチングさせて交流電圧に変え、トランス（１３）によって電圧を昇圧あるいは降圧した後、整流して出力電圧（Ｖ_OUT）に変換するスイッチング電源装置において、誤差増幅器（２５）は出力電圧から誤差信号（Ｂ）を発生し、ノコギリ波発生器（２８Ｂ）はノコギリ波（Ｄ）を発生し、電圧比較器（２７）は誤差信号とノコギリ波とを比較してパルス幅変調された制御信号（Ｃ）を出力し、制御信号によりスイッチング素子をオン・オフする。ノコギリ波発生器（２８Ｂ）は、パルス幅変調された制御信号（Ｃ）のパルス幅が狭いほど制御感度が低下するようなノコギリ波（Ｄ）を発生する。
【選択図】 図１０

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特に、ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式のスイッチング電源装置に関する。

この技術分野において周知のように、スイッチング電源装置とは、ある電圧レベルの直流電圧（入力電圧）を他の電圧レベルの直流電圧（出力電圧）に変換する電力変換装置のことをいう。スイッチング電源装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータあるいはスイッチングレギュレータとも呼ばれる。スイッチング電源装置では、トランジスタをスイッチとして用い、これをスイッチングさせ、入力電圧をいったん交流電圧に変えて、トランス又はインダクタ等のインダクタンス素子によって電圧を昇圧あるいは降圧した後、整流して出力電圧に変換する。

図１にＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示す。入力電源１０から発生された入力電圧Ｖ_INは、スイッチＳＷを介してトランスＴの一次巻線に印加される。スイッチＳＷをスイッチングさせることにより、入力電圧Ｖ_INは交流電圧に変換される。この交流電圧はトランスＴによって昇圧あるいは降圧され、トランスＴの二次巻線には変換された交流電圧が誘起される。この変換された交流電圧はダイオードＤ１で整流された後、コンデンサＣ１で平滑される。このコンデンサＣ１の両端間には出力電圧Ｖ_OUTが現れる。この出力電圧Ｖ_OUTが負荷に印加される。

この技術分野において周知のように、スイッチＳＷの駆動方式には、ＰＷＭ制御方式とＰＦＭ制御方式とがある（例えば、特許文献１参照）。ＰＷＭ制御方式では、スイッチＳＷの駆動周波数を固定し制御パルス幅を制御パラメータとして、出力電圧Ｖ_OUTを一定値に安定化制御する。一方、ＰＦＭ制御方式では、前記制御パルス幅を固定しスイッチＳＷの駆動周波数を制御パラメータとして、出力電圧Ｖ_OUTを一定値に安定化制御する。

ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源装置が種々提案されている（例えば、特許文献２参照）。

図２を参照して、従来の典型的なＰＷＭ制御方式のスイッチング電源装置について説明する。尚、図示のスイッチング電源装置は一般にＯＮ−ＯＮ方式と言われているもので、特許文献２の図２において、ソフトスタート回路の部分を省略したものである。図３にそのタイミングチャートを示す。

入力端子１１，１２は入力電源（図示せず）に接続され、この入力電源からトランス１３の一次側に供給される電流がトランジスタよりなるスイッチング素子１４で断続される。トランジスタ１４がオフの時には、トランス１３の一次巻線のエネルギーがダイオード１５、コンデンサ１６及び抵抗１７よりなる回路で吸収される。また、コンデンサ１８が安定化用コンデンサとして作用する。トランス１３の出力はダイオード１９、２０、コイル２１、コンデンサ２２により整流平滑されて直流化され、出力端子２３，２４より負荷（図示せず）に供給される。

誤差増幅器２５は出力端子２３，２４間の出力電圧Ｖ_OUTと基準電圧発生回路２６からの基準電圧との誤差を検出して増幅し、その誤差信号Ｂを比較部２７に出力する。比較部２７は三角波発生器２８からの三角波Ａと誤差増幅器２５からの誤差信号Ｂとを比較する。三角波Ａが誤差信号Ｂより大きくなった時に、比較部２７はパルスＣを出力する。このパルスＣによりトランジスタ１４がオンして出力端子２３，２４間の出力電圧Ｖ_OUTが安定化される。

図２に示すスイッチング電源装置では、基準波形を発生する基準波形発生器として、三角波Ａを発生する三角波発生器を用いている。比較部２７は、誤差信号Ｂと基準波形（三角波）Ａとを比較してパルス幅変調された制御信号Ｃを出力する電圧比較器として動作する。この制御信号Ｃによりスイッチング素子であるトランジスタ１４をオン・オンしている。

図１と図２との関係は次の通りである。スイッチＳＷはスイッチング素子１４に相当する。トランスＴはトランス１３に相当する。ダイオードＤ１はダイオード１９に相当する。コンデンサＣ１はコンデンサ２２に相当する。

図１に示すＲＣＣ方式のスイッチング電源装置において、図２に示すような、スイッチＳＷの駆動方式としてＰＷＭ制御方式を採用しているとする。そして、トランスＴの一次巻線の巻数Ｎ１とトランスＴの二次巻線の巻数Ｎ２とが等しい（Ｎ１＝Ｎ２）とする。すなわち、巻線比が１対１であるとする。また、スイッチＳＷがＯＮしている期間をＴ_ON、ＯＦＦしている期間をＴ_OFFとする。この場合、入力電圧Ｖ_INと出力電圧Ｖ_OUTとの間には、次の式（１）の関係が成り立つ。

Ｖ_IN＝（Ｔ_OFF／Ｔ_ON）Ｖ_OUT （１）
このように、ＰＷＭ制御方式のスイッチング電源装置では、上記式（１）に従って出力電圧Ｖ_OUTを制御するため、高い入力電圧Ｖ_INほどＯＮパルス幅Ｔ_ONは狭くなる。以下では、ＯＮパルス幅Ｔ_ONを単にパルス幅と呼ぶことにする。

尚、図３から分かるように、誤差信号Ｂが高くなると、パルス幅Ｔ_ONが狭くなり、誤差信号Ｂが低くなると、パルス幅Ｔ_ONは広くなる。

図４にパルス幅Ｔ_ONと入力電圧Ｖ_INとの関係を示す。図４において、横軸はパルス幅Ｔ_ONを表し、縦軸は入力電圧Ｖ_INを表している。図４から、出力電圧Ｖ_OUTを一定に制御する場合、入力電圧Ｖ_INはパルス幅（ＯＮ期間）Ｔ_ONの逆数に比例することが分かる。

また、図４から、パルス幅Ｔ_ONが狭くなるほど、制御感度（変化率）が高くなることが分かる。すなわち、図４において、パルス幅Ｔ_ONが狭いときの変化率（ΔＶ_IN１／ΔＴ１）が、パルス幅Ｔ_ONが広いときの変化率（ΔＶ_IN２／ΔＴ２）より高くなっている。ここで、ΔＴ１＝ΔＴ２である。

図５にパルス幅Ｔ_ONと変化率ΔＶとの間の関係を示す。図５において、横軸はパルス幅Ｔ_ONを表し、縦軸は変化率ΔＶを表している。

このため、従来のＰＷＭ制御方式を採用したスイッチング電源装置では、パルス幅Ｔ_ONが狭くなるほど、発振し易くなるという問題がある。換言すれば、入力電圧Ｖ_INが高く、負荷が軽い場合に、パルス幅Ｔ_ONが狭くなり、発振し易くなる。

図６を参照して、従来のＰＷＭ制御方式を採用したスイッチング電源装置に使用されている三角波発生器２８から三角波Ａが発生される場合の比較部２７から出力されるパルス（制御信号）Ｃの、パルス幅Ｔ_ONに対する制御感度について説明する。図６は、誤差増幅器２５からの誤差信号Ｂが高い電圧Ｂ_１の場合および低い電圧Ｂ_２の場合に、比較部２７から出力される制御信号Ｃの波形Ｃ_１およびＣ_２を示している。

図６から明らかなように、誤差信号Ｂの高低とは無関係に、パルス幅Ｔ_ONに対する、誤差信号ＢをΔＢだけ変化させたときの制御信号Ｃのパルス幅の変化ΔＴ_ONの変化率（ΔＴ_ON／ΔＢ）は常に一定である。

図７に、パルス幅Ｔ_ONに対する変化率（制御感度）（ΔＴ_ON／ΔＢ）の特性を示す。図７において、横軸はパルス幅Ｔ_ONを表し、縦軸は変化率（ΔＴ_ON／ΔＢ）を表している。図７に示されるように、従来のスイッチング電源装置では、パルス幅Ｔ_ONに対して制御感度（ΔＴ_ON／ΔＢ）が一定である。

図８に、従来の三角波発生器２８の代わりに、抵抗とコンデンサで時定数を持たせた波形Ａ′を発生する回路２８Ａを示す。図示の回路２８Ａは、直流電源Ｅ１と、発振器ＯＳＣと、インバータＩＮＶ１と、第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、抵抗Ｒ１と、コンデンサＣ２とを有する。

発振器ＯＳＣからの矩形波の発振信号は、インバータＩＮＶ１を介して制御電圧として第１のスイッチＳＷ１に供給される。また、発振器ＯＳＣからの矩形波の発振信号は、直接、制御電圧として第２のスイッチＳＷ２に供給される。したがって、第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、交互にオン・オフを繰り返す。直流電源Ｅ１からの直流電圧は、第２のスイッチＳＷ２の固定接点に印加されている。第２のスイッチＳＷ２の可動接点は第１のスイッチＳＷ１の固定接点に接続されている。第１のスイッチＳＷ１の可動接点は接地されている。第１のスイッチＳＷ１と第２のスイッチＳＷ２との接続点は、抵抗Ｒ１の一端に接続されている。抵抗Ｒ１の他端は、回路２８Ａの出力端子に接続されると共に、コンデンサＣ２の一端に接続されている。コンデンサＣ２の他端は接地されている。

図９に図８に示した回路２８Ａから発生される時定数を持つ波形Ａ′を示す。このような波形Ａ′でも、立ち上がりエッジと立ち下りエッジで相殺されるため、誤差信号Ｂの高低に無関係に、上述した制御感度（ΔＴ_ON／ΔＢ）はほぼ一定となる。

別のタイプのスイッチング電源装置も種々知られている。例えば、ＯＮ−ＯＦＦ方式と呼ばれるスイッチング電源装置がある（例えば、特許文献３参照）。また、トランスを用いない方式のスイッチング電源装置もある（例えば、特許文献４、特許文献５参照）。これら特許文献２〜５に開示されたスイッチング電源装置はいずれも、図２に図示したスイッチング電源装置と同様に、基準波形発生器として三角波発生器を使用している。

特開２０００−１６６２３３号公報 特開昭６１−２４４２７１号公報（第２図、第３図） 特開昭６１−３９８５６号公報 特開昭６２−２３３０６５号公報 特開昭６４−８８６７号公報

上述したように、従来のＰＷＭ制御方式のスイッチング電源装置では、パルス幅変調された制御信号を発生させるために用いられる基準波形発生器として三角波発生器を使用しているので、パルス幅に対して制御感度が一定である。そのため、入力電圧Ｖ_INが高く、負荷が軽い場合に、発振するという問題がある。

したがって、本発明の目的は、発振を無くすことができる、スイッチング電源装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、説明が進むにつれて明らかになるだろう。

本発明によれば、パルス幅変調された制御信号（Ｃ）によりスイッチング素子（１４）をオン・オフすることにより入力電圧（Ｖ_IN）を出力電圧（Ｖ_OUT）に変換するスイッチング電源装置において、前記パルス幅変調された制御信号（Ｃ）のパルス幅（Ｔ_ON）に応じて制御感度を変える制御感度可変手段（２５、２７、２８Ｂ；２８Ｂ′；２８Ｃ；２８Ｄ）を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置が得られる。

上記スイッチング電源装置において、前記制御感度可変手段は前記パルス幅（Ｔ_ON）が狭いほど前記制御感度を低下するように構成されることが好ましい。前記制御感度可変手段は、例えば、前記出力電圧から誤差信号（Ｂ）を発生する誤差増幅器（２５）と、基準波形を発生する基準波形発生器と、前記誤差信号と前記基準波形とを比較して前記パルス幅変調された電圧比較器（２７）とから構成され、前記基準波形発生器が、前記基準波形として、前記パルス幅変調された制御信号（Ｃ）のパルス幅（Ｔ_ON）が狭いほど前記制御感度が低下するようなノコギリ波（Ｄ；Ｄ′；Ｅ；Ｆ_１，Ｆ_２）を発生するノコギリ波発生器（２８Ｂ；２８Ｂ′；２８Ｃ；２８Ｄ）から構成されて良い。前記ノコギリ波発生器（２８Ｂ）は、前記スイッチング素子をオンに出来ないデットタイムを作成する手段(３３)を含むことが望ましい。また、前記ノコギリ波発生器（２８Ｂ′）は、前記ノコギリ波を規定する時定数が可変な時定数可変手段(Ｃ３，Ｒ２；３５)を含むことが好ましい。前記ノコギリ波発生器（２８Ｃ）は、矩形波の発振信号を発振する発振回路（ＯＳＣ）と、前記発振信号の周波数を検出し、その検出した周波数に基づいて前記時定数可変手段（３５）の時定数を可変する周波数検出手段（４２）とを更に有することが好ましい。前記ノコギリ波発生器（２８Ｄ）は、前記デットタイムを可変する手段（３３Ａ）を更に含むことが望ましい。

尚、上記括弧内の参照符号は、理解を容易にするために付したものであり、一例に過ぎず、これらに限定されないのは勿論である。

本発明では、制御感度可変手段を設けることにより、パルス幅変調された制御信号のパルス幅に対して制御感度を変えることが出来る。それにより、例えば、制御感度可変手段をパルス幅が狭いほど制御感度を低下するように構成することにより、入力電圧が高く、負荷が軽い場合でも、発振を無くすことができる。

図１０を参照して、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置について説明する。図示のスイッチング電源装置は、三角波発生器２８の代わりにノコギリ波発生器２８Ｂを有している点を除いて、図２に図示した従来のスイッチング電源装置と同様の構成を有し同様の作用をする。従来のスイッチング電源装置の構成要素と同様の機能を有するものには同一の参照符号を付してある。

ノコギリ波発生器２８Ｂは、パルス幅変調された制御信号Ｃのパルス幅Ｔ_ONが狭いほど制御感度が低下するようなノコギリ波Ｄを発生する。

図１１を参照して、本実施の形態に係るＰＷＭ制御方式を採用したスイッチング電源装置に使用されているノコギリ波発生器２８Ｂからノコギリ波Ｄが発生される場合の比較部（電圧比較器）２７から出力される制御信号Ｃの、パルス幅Ｔ_ONに対する制御感度について説明する。図１１は、誤差増幅器２５からの誤差信号Ｂが高い電圧Ｂ_１の場合および低い電圧Ｂ_２の場合に、比較部２７から出力される制御信号Ｃの波形Ｃ_１およびＣ_２を示している。

図１１から明らかなように、誤差信号Ｂが高い電圧Ｂ_１の場合におけるパルス幅Ｔ_ONに対する誤差信号ＢをΔＢだけ変化させたときの制御信号Ｃのパルス幅の変化ΔＴ_ONの変化率（ΔＴ_ON／ΔＢ）は、誤差信号Ｂが低い電圧Ｂ_２の場合におけるパルス幅Ｔ_ONに対する誤差信号ＢをΔＢだけ変化させたときの制御信号Ｃのパルス幅の変化ΔＴ_ONの変化率（ΔＴ_ON／ΔＢ）よりも低くなっている。

図１２に、パルス幅Ｔ_ONに対する変化率（制御感度）（ΔＴ_ON／ΔＢ）の特性を示す。図１２において、横軸はパルス幅Ｔ_ONを表し、縦軸は変化率（ΔＴ_ON／ΔＢ）を表している。図１２に示されるように、本実施の形態に係るスイッチング電源装置では、パルス幅Ｔ_ONが狭いほど制御感度（ΔＴ_ON／ΔＢ）が低下することが分かる。

このように、パルス幅Ｔ_ONに応じて制御感度（ΔＴ_ON／ΔＢ）に差を付ける（変える）ことによって、スイッチング電源装置の発振をなくすことができる。換言すれば、パルス幅変調された制御信号Ｃを発生させるためにノコギリ波発生器２８Ｂを使用しているので、パルス幅に従って制御感度に差を付ける（変える）ことが出来る。そのため、パルス幅が狭いほど制御感度を低下させるようにすれば、入力電圧Ｖ_INが高く、負荷が軽い場合でも、発振することはない。

図１３にノコギリ波発生器２８Ｂの一構成例を示し、図１４にスイッチ制御回路のブロック図を示す。

図１３に示されるように、ノコギリ波発生器２８Ｂは、直流電源Ｅ１と、第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、コンデンサＣ３と、抵抗Ｒ２とから構成されている。直流電源Ｅ１から直流電圧は第１のスイッチＳＷ１の固定接点に印加される。第１のスイッチＳＷ１の可動接点はノコギリ波発生器２８Ｂの出力端子に接続されている。ノコギリ波発生器２８Ｂの出力端子と接地端子との間に、第２のスイッチＳＷ２、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２が並列に接続されている。コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２とによって時定数回路が構成されている。

図１３に示す第１および第２のスイッチＳＷ１，ＳＷ２は、図１４に示すスイッチ制御回路によって制御される。

図１４に示されるように、スイッチ制御回路は、発振回路ＯＳＣと、微分回路３１と、パルス成形器３２と、単安定マルチバイブレータ３３とから構成されている。発振回路ＯＳＣから発振された矩形波の発振信号は、微分回路３１で微分される。微分回路３１からの微分波形は、パルス成形器３２で成形されて、その成形された信号で第１のスイッチＳＷ１のオン・オフが制御される。また、微分回路３１からの微分波形は、単安定マルチバイブレータ３３に供給され、単安定マルチバイブレータ３３からのパルス出力信号で第２のスイッチＳＷ２のオン・オフが制御される。

図１５に微分回路３１の一例を示す。微分回路３１は、コンデンサＣ４と、抵抗Ｒ３と、ダイオードＤ２とから構成されている。発振回路ＯＳＣからの矩形波の発振信号は、コンデンサＣ４を介して微分回路３１の一方の出力端子に印加される。微分回路３１の一対の出力端子間には、抵抗Ｒ３とダイオードＤ２が並列に接続されている。

図１６は、図１３のノコギリ波発生器２８Ｂおよび図１４のスイッチ制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。図１６において、（ａ）は発振回路ＯＳＣから発振される矩形波の発振信号を示し、（ｂ）は微分回路３１から出力される微分波形を示し、（ｃ）はパルス成形器３２の出力信号を示し、（ｄ）は単安定マルチバイブレータ３３の出力信号を示し、（ｅ）はノコギリ波発生器２８Ｂから出力されるノコギリ波Ｄを示す。

ノコギリ波発生器２８Ｂから発生されるノコギリ波Ｄの制御感度（時定数）は、コンデンサＣ３の容量値と抵抗Ｒ２の抵抗値とによって決まる。図１６から、単安定マルチバイブレータ３３からのパルス出力信号によって、スイッチング素子１４をオンに出来ないデッドタイムが作成されていることが分かる。換言すれば、単安定マルチバイブレータ３３は、スイッチング素子１４をオンに出来ないデットタイムを作成する手段として働く。

図１７に他のノコギリ波発生器２８Ｂ′の構成を示す。図示のノコギリ波発生器２８Ｂ′は、コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２として可変のものを使用している。

図１８に図１７に示したノコギリ波発生器２８Ｂ′から発生されるノコギリ波Ｄ′を示す。コンデンサＣ３および抵抗Ｒ２を可変とすることで、ノコギリ波Ｄ′の制御感度（時定数）を自由に設定することができる。

尚、図１７に示すノコギリ波発生器２８Ｂ′においては、コンデンサＣ３と抵抗Ｒ２の両方を可変としているが、どちらか一方のみを可変としても良い。

図１９に図１７に示したノコギリ波発生器２８Ｂ′の一具体例を示す。図示のノコギリ波発生器２８Ｂ′は、コンデンサＣ３を固定とし、抵抗Ｒ２を可変とした例である。可変抵抗Ｒ２は、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２と、ｎｐｎ形バイポーラトランジスタＱ１と可変電源Ｅ２とから構成されている。抵抗Ｒ２１とｎｐｎ形バイポーラトランジスタＱ１と抵抗Ｒ２２は、ノコギリ波発生器２８Ｂ′の一対の出力端子間に直列に接続されている。可変電源Ｅ２はｎｐｎ形バイポーラトランジスタＱ１のベースに接続されている。可変電源Ｅ２の電圧を可変とすることにより、抵抗Ｒ２の抵抗値を変えることが出来る。これにより、ノコギリ波Ｄ′の制御感度（時定数）を自由に可変できる。

尚、図１９に示すノコギリ波発生器２８Ｂ′では、可変抵抗Ｒ２が抵抗Ｒ２１，Ｒ２２と、ｎｐｎ形バイポーラトランジスタＱ１と可変電源Ｅ２とから構成されているが、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２はなくても良い。

図２０に、更に別のノコギリ波発生器２８Ｃの構成を示す。図示のノコギリ波発生器２８Ｃは、発振回路ＯＳＣの周波数が変化した場合でも、パルス幅Ｔ_ONのオン・オフ比に対する制御感度が変わらないようにした例である。

図示のノコギリ波発生器２８Ｃは、図１９に示したノコギリ波発生器２８Ｂ′と実質的に同一の構成を有する。コンデンサＣ３と可変抵抗Ｒ２とで時定数可変回路３５を構成している。この時定数可変回路３５は、図２１に示す回路によってその時定数が可変される。

図２１に示す回路は、周波数検出回路４２から構成されている。周波数検出回路４２は、発振回路ＯＳＣから発振される矩形の発振信号の周波数を検出し、その検出した周波数に基づいて時定数可変回路３５の時定数を可変する。

図２１の周波数検出回路４２は、発振回路ＯＳＣの発振信号の周波数が低いときは、時定数可変回路３５の時定数を高くするように制御し、発振回路ＯＳＣの発振信号の周波数が高いときは、時定数可変回路３５の時定数を低くするように制御する。

図２２に、図２０に示したノコギリ波発生器２８Ｃから発生されるノコギリ波Ｅを示す。ノコギリ波発生器２８Ｃは、発振回路ＯＳＣの発振信号の周波数が変化しても、パルス幅Ｔ_ONのオン・オフ比に対する制御感度が変わらないような、ノコギリ波Ｅを発生する。

図２３に更に別のノコギリ波発生器２８Ｄの一構成を示し、図２４にスイッチ制御回路のブロック図を示す。

図２３に示したノコギリ波発生器２８Ｄは、図１３に示したノコギリ波発生器２８Ｂと実質的に同一の構成を有する。しかしながら、図２４に示したスイッチ制御回路は、単安定マルチバイブレータのパルス幅が調整可能である点で、図１４に示すスイッチ制御回路とは異なる。したがって、単安定マルチバイブレータに３３Ａの参照符号を付してある。

図２３に示したノコギリ波発生器２８Ｄは、図１０に示すスイッチング素子１４がオン出来ない範囲（デットタイム）を設定して、過大な負荷電流が流れないように保護している。換言すれば、第２のスイッチＳＷ２のオン／オフ時間を可変とすることで、最大負荷を設定している。この第２のスイッチＳＷ２のオン／オフ時間は、図２４に示した単安定マルチバイブレータ３３Ａのパルス幅を調整することで設定できる。

図２５は、図２３のノコギリ波発生器２８Ｄおよび図２４のスイッチ制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。図２５において、（ａ）はパルス成形器３２の出力信号を示し、（ｂ）は単安定マルチバイブレータ３３Ａの出力信号を示し、（ｃ）および（ｄ）はノコギリ波発生器２８Ｄから出力されるノコギリ波Ｆ_１およびＦ_２を示す。図２５（ｃ）に示すノコギリ波Ｆ_１は、第２のスイッチＳＷ２のオン期間が短い場合の波形を示し、図２５（ｄ）に示すノコギリ波Ｆ_２は、第２のスイッチＳＷ２のオン期間が長い場合の波形を示している。

図２５において、ＴＯＦＦおよびＴＯＦＦ′は、図１０に示すスイッチング電源装置のスイッチング素子１４をオンに出来ない幅（デットタイム）を示している。すなわち、単安定マルチバイブレータ３３Ａは、デットタイムを可変する手段として動作する。

図２６に、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖ_OUTと負荷電流Ｉ_OUTの関係を示す。図２６から、スイッチング素子１４をオン出来ない幅（デットタイム）を調節することによって、最大負荷電流を自由に設定できることが分かる。

以上、本発明についてその好ましい実施の形態によって説明してきたが、本発明の精神を逸脱しない範囲内で、種々の変形が当業者によって可能であるのは明らかである。例えば、上述した実施の形態では、本発明をＯＮ−ＯＮ方式のスイッチング電源装置に適用した場合についてのみ説明しているが、ＯＮ−ＯＦＦ方式やトランスを用いない方式のスイッチング電源装置にも同様に適用可能なのは言うまでもない。換言すれば、従来のスイッチング電源装置において、三角波発生器の代わりにノコギリ波発生器を用いる構成とすれば良い。更に、上述した実施の形態では、制御感度可変手段として、基準波形として特定の波形を持つノコギリ波を発生するノコギリ波発生器を使用する例についてのみ述べているが、パルス幅変調されたパルス幅に応じて帰還回路のゲインを変えることにより、制御感度を変えるように構成しても良い。

ＲＣＣ方式のスイッチング電源装置を示すブロック図である。 従来の典型的なＰＷＭ制御方式のスイッチング電源装置を示すブロック図である。 図２に示すスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。 パルス幅と入力電圧との関係を示す特性図である。 パルス幅と変化率との関係を示す特性図である。 図２にスイッチング電源装置において、誤差信号が異なる電圧を持つ場合の波形を示すタイミングチャートである。 図６に示すスイッチング電源装置における、パルス幅に対する変化率（制御感度）の特性を示す特性図である。 抵抗とコンデンサで時定数を持たせた波形を発生する回路を示す回路図である。 図８に示した回路から発生される時定数を持つ波形を異なる誤差信号とともに示す波形図である。 本発明の一実施の形態に係るスイッチング電源装置を示すブロック図である。 図１０に示すスイッチング電源装置において、誤差信号が異なる電圧を持つ場合の波形を示すタイミングチャートである。 図１０に示すスイッチング電源装置において、パルス幅に対する変化率（制御感度）の特性を示す特性図である。 図１０のスイッチング電源装置に使用されるノコギリ波発生器の一例を示す回路図である。 図１３に示すノコギリ波発生器のスイッチを制御するスイッチ制御回路を示すブロック図である。 図１４に示すスイッチ制御回路に用いられる微分回路の一例を示す回路図である。 図１３のノコギリ波発生器および図１４のスイッチ制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。 図１０のスイッチング電源装置に使用される他のノコギリ波発生器の構成を示す回路図である。 図１７に示すノコギリ波発生器から発生されるノコギリ波を示す波形図である。 図１７に示したノコギリ波発生器の一具体例を示す回路図である。 図１０のスイッチング電源装置に使用される更に別のノコギリ波発生器の構成を示すブロック図である。 図２０に示すノコギリ波発生器に使用される時定数可変回路の時定数を可変する回路を示すブロック図である。 図２０に示したノコギリ波発生器から発生されるノコギリ波を示す波形図である。 図１０のスイッチング電源装置に使用される更に別のノコギリ波発生器の構成を示すブロック図である。 図２３に示すノコギリ波発生器のスイッチを制御するスイッチ制御回路を示すブロック図である。 図２３のノコギリ波発生器および図２４のスイッチ制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。 スイッチング電源装置の出力電圧と負荷電流との関係を示す特性図である。

符号の説明

Ｔ トランス
ＳＷ スイッチ
Ｖ_IN 入力電圧
Ｖ_OUT 出力電圧
１３ トランス
１４ スイッチング素子（トランジスタ）
２５ 誤差増幅器
２７ 比較部（電圧比較器）
２８Ｂ，２８Ｂ′，２８Ｃ，２８Ｄ ノコギリ波発生器
Ｅ１ 直流電源
ＳＷ１ 第１のスイッチ
ＳＷ２ 第２のスイッチ
Ｒ２ 抵抗
Ｃ３ コンデンサ
３１ 微分回路
３２ パルス成形器
３３，３３Ａ 単安定マルチバイブレータ
３５ 時定数可変回路
４２ 周波数検出回路
ＯＳＣ 発振回路

Claims (7)

1. パルス幅変調された制御信号によりスイッチング素子をオン・オフすることにより入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源装置において、
   前記パルス幅変調された制御信号のパルス幅に応じて制御感度を変える制御感度可変手段を備えたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記制御感度可変手段は前記パルス幅が狭いほど前記制御感度を低下するように構成されている、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御感度可変手段は、前記出力電圧から誤差信号を発生する誤差増幅器と、基準波形を発生する基準波形発生器と、前記誤差信号と前記基準波形とを比較してパルス幅変調された制御信号を出力する電圧比較器とを備え、
   前記基準波形発生器が、前記基準波形として、前記パルス幅変調された制御信号のパルス幅が狭いほど前記制御感度が低下するようなノコギリ波を発生するノコギリ波発生器から成ることを特徴とする、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 前記ノコギリ波発生器は、前記スイッチング素子をオンに出来ないデットタイムを作成する手段を含む、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
5. 前記ノコギリ波発生器は、前記ノコギリ波を規定する時定数が可変な時定数可変手段を含む、請求項３に記載のスイッチング電源装置。
6. 前記ノコギリ波発生器は、矩形波の発振信号を発振する発振回路と、前記発振信号の周波数を検出し、その検出した周波数に基づいて前記時定数可変手段の時定数を可変する周波数検出手段とを更に有する、請求項５に記載のスイッチング電源装置。
7. 前記ノコギリ波発生器は、前記デットタイムを可変する手段を更に含む、請求項４に記載のスイッチング電源装置。
   

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