JP2015080303A

JP2015080303A - Ｄｃ／ｄｃコンバータ

Info

Publication number: JP2015080303A
Application number: JP2013214968A
Authority: JP
Inventors: 浩島森; Hiroshi Shimamori; 幸雄吉野; Yukio Yoshino
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2013-10-15
Filing date: 2013-10-15
Publication date: 2015-04-23
Anticipated expiration: 2033-10-15
Also published as: JP6171825B2; TW201526507A; US20150103565A1

Abstract

【課題】電力変換効率が向上したＤＣ／ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】トランス１０は、一次側に印加される直流電圧を変圧して二次側に出力する。スイッチ１１、１２、１３、１４は、トランスの一次側に印加される電圧を周期的に切り替える。負荷電流検出回路３１は、トランス１０の二次側に流れる負荷電流を検出する。スイッチング周波数切替回路３２は、負荷電流検出回路３１が検出した負荷電流の大きさが所定のしきい値より小さくなったときに、スイッチ１１、１２、１３、１４を切り替える周波数を第１周波数から第１周波数よりも小さい第２周波数に切り替える。また、スイッチング周波数切替回路３２は、負荷電流検出回路３１が検出した負荷電流の大きさが所定のしきい値より大きくなったときに、スイッチ１１、１２、１３、１４を切り替える周波数を第２周波数から第１周波数に切り替える。【選択図】図３

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

電源装置等に使用されるＤＣ／ＤＣコンバータでは、近年の省エネルギー規制に対応するために、電力変換効率を向上させるための種々の技術が開発されている。

例えば、整流回路と、スイッチング素子と、電力変換手段と、検出手段と、制御回路とを備えるスイッチング電源装置が知られている。整流回路は交流電源から直流に変換し、スイッチング素子は整流回路から得られた直流電源をトランスの一次巻線を経由して断続する。電力変換手段は、上記スイッチング素子の断続によって上記トランスの一次巻線に供給される電力に対応する電力を誘起する二次巻線、及び三次巻線を有し、上記二次巻線から出力された電力を整流・平滑して二次側の負荷回路に供給する。検出手段は上記三次巻線から得られた電力を整流・平滑した電源によって駆動され、上記二次巻線から上記負荷回路に供給される電力を、所定の電圧、及び電流に制御するために検出する。制御回路は、上記検出手段で検出された信号に基づいて上記二次側に供給される電力が所定値となるように上記スイッチング素子のオン期間を制御する。上記スイッチング電源装置では、二次側の出力に接続されている上記負荷回路の機器が動作中のモードでは、一定の基本周波数で上記スイッチング素子をＰＷＭ制御し、上記機器が停止中のモードでは、上記基本周波数を低周波側にシフトするように制御する。上記制御回路は、上記機器動作モードにおける基本周波数のパルス幅変調制御時には出力電力が減少するとスイッチング素子のオン時間が最小パルス幅となるように制御する。また、上記制御回路は、上記機器停止モードによって基本周波数が低周波側にシフトされ、周波数が低減するときは、周波数の低減に伴って上記最小オンパルス幅が徐々に長くなるように制御する。また、上記スイッチング素子の最小オンパルス幅は、上記交流電源が低いときは大きくなるように制御し、上記交流電源の電圧が高いときは上記スイッチング素子のオンパルス幅が狭くなるように制御する。

また、トランスと、二次直流電源と、定電圧制御回路と、スイッチング電源コントロール用集積回路と、起動抵抗と、帰還直流電源と、スイッチング素子と、スイッチング周波数切替回路とよりなるスイッチング電源が知られている。トランスは、一次巻線、二次巻線及び帰還巻線を有する。二次直流電源は二次巻線の出力を整流平滑し、定電圧制御回路は二次直流電源に接続され、帰還制御回路により出力電圧を一定に保持する。帰還直流電源は前記帰還巻線の出力を整流平滑し、スイッチング電源コントロール用集積回路は少なくとも電源電圧端子、グランド端子、発振制御端子、電流制限端子、フィードバック端子、発振定数端子を有する。起動抵抗はスイッチング電源コントロール用集積回路の電源電圧端子と入力電圧端子との間に接続され、帰還直流電源はスイッチング電源コントロール用集積回路の電源電圧端子に接続される。スイッチング素子は、一次巻線を介して入力電圧端子に接続され、集積回路の発振制御端子電圧により発振周波数を制御される。スイッチング周波数切替回路は、発振定数端子に接続され、負荷電力の低減時もしくは無負荷時に、スイッチング素子の発振周波数を低減させる。

特開２００４−３０４８８５号公報特開平９−１１７１３４号公報

１つの側面では、電力変換効率が向上したＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスと、スイッチと、負荷電流検出回路と、スイッチング周波数切替回路とを有する。トランスは、一次側に印加される直流電圧を変圧して二次側に出力する。スイッチは、トランスの一次側に印加される電圧を周期的に切り替える。負荷電流検出回路は、トランスの二次側に流れる負荷電流を検出する。スイッチング周波数切替回路は、負荷電流検出回路が検出した負荷電流の大きさが所定のしきい値より小さくなったときに、スイッチを切り替える周波数を第１周波数から第１周波数よりも小さい第２周波数に切り替える。また、スイッチング周波数切替回路は、負荷電流検出回路が検出した負荷電流の大きさが所定のしきい値より大きくなったときに、スイッチを切り替える周波数を第２周波数から第１周波数に切り替える。

１実施形態によれば、電力変換効率が向上したＤＣ／ＤＣコンバータを提供することができる。

従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路ブロック図である。（ａ）は、ＰＷＭ制御ドライブ回路の内部回路ブロック図であり、（ｂ）はＰＷＭ制御ドライブ回路のタイミングチャートを示す図である。第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路ブロック図である。（ａ）はＰＷＭ制御ドライブ回路の内部回路ブロック図であり、（ｂ）はＰＷＭ制御ドライブ回路とスイッチング周波数切替回路との接続関係を示す回路ブロック図である。図３に示すＤＣ／ＤＣコンバータのタイミングチャートを示す図である。（ａ）は発振子の発振周波数の切り替えを示すタイミングチャートであり、（ｂ）は（ａ）に対応するトランスのＢ−Ｈ曲線を示す図である。第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのＰＷＭ制御ドライブ回路とスイッチング周波数切替回路との接続関係を示す回路ブロック図である。（ａ）は図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータのタイミングチャートを示す図であり、（ｂ）は（ａ）において破線楕円Ａで示される部分の部分拡大図であり、（ｃ）は（ａ）において破線楕円Ｂで示される部分の部分拡大図である。（ａ）は図７に示すＤＣ／ＤＣコンバータにおける発振子の発振周波数の切り替えを示すタイミングチャートであり、（ｂ）は（ａ）に対応するトランスのＢ−Ｈ曲線を示す図である。第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのＰＷＭ制御ドライブ回路とスイッチング周波数切替回路との接続関係を示す回路ブロック図である。（ａ）は図１０に示すＤＣ／ＤＣコンバータのタイミングチャートを示す図であり、（ｂ）は（ａ）において破線楕円Ａで示される部分の部分拡大図であり、（ｃ）は（ａ）において破線楕円Ｂで示される部分の部分拡大図である。（ａ）は第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのＰＷＭ制御ドライブ回路とスイッチング周波数切替回路との接続関係を示す回路ブロック図であり、（ｂ）は（ａ）の可変抵抗の内部回路ブロック図である。ＤＣ／ＤＣコンバータの可変抵抗駆動部の処理の一例を示すフローチャートである。ＤＣ／ＤＣコンバータの可変抵抗駆動部の処理の他の例を示すフローチャートである。ＤＣ／ＤＣコンバータの可変抵抗駆動部の処理の更に他の例を示すフローチャートである。

以下図面を参照して、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する。但し、本発明の技術的範囲はそれらの実施の形態に限定されない。

実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータについて説明する前に、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの課題についてより詳細に説明する。

図１は、従来のＤＣ／ＤＣコンバータの回路ブロック図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、トランス１０と、第１スイッチ１１と、第２スイッチ１２と、第３スイッチ１３と、第４スイッチ１４と、第１ダイオード２１と、第２ダイオード２２と、第１リアクタンス２３と、第２リアクタンス２４とを有する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、ＰＷＭ制御ドライブ回路２５と、第１キャパシタンス２６と、第２キャパシタンス２７とを更に有する。

トランス１０は、矩形波が印加される一次巻線と、一次巻線に印加された電圧を降圧した電圧を出力する二次巻線とを有する。第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、及び第４スイッチ１４はそれぞれ、ｎＭＯＳトランジスタであり、トランス１０の一次巻線に印加される電圧を切り替える。

第１スイッチ１１及び第４スイッチ１４のゲートにはＰＷＭ制御ドライブ回路２５の第１出力端子ＯＵＴＰＵＴ１に接続され、第２スイッチ１２及び第３スイッチ１３のゲートにはＰＷＭ制御ドライブ回路２５の第２出力端子ＯＵＴＰＵＴ２に接続される。第１スイッチ１１及び第２スイッチ１２のドレインは直流電源の正端子に接続され、第３スイッチ１３及び第４スイッチ１４のソースは直流電源の負端子に接続される。第１スイッチ１１のソース及び第３スイッチ１３のドレインはトランス１０の一次巻線の一方の端子に接続され、第２スイッチ１２のソース及び第４スイッチ１４のドレインはトランス１０の一次巻線の他方の端子に接続される。

第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、及び第４スイッチ１４は、ＰＷＭ制御ドライブ回路２５の第１出力端子ＯＵＴＰＵＴ１及び第２出力端子ＯＵＴＰＵＴ２から出力される信号に基づいて３つのスイッチング状態に設定される。第１のスイッチ状態は、第１スイッチ１１及び第４スイッチ１４がオンし、第２スイッチ１２及び第３スイッチがオフして、トランス１０の一次巻線に正電圧を印加する状態である。第２のスイッチ状態は、第１スイッチ１１及び第４スイッチ１４がオフし、第２スイッチ１２及び第３スイッチ１３がオンして、トランス１０の一次巻線に負電圧を印加する状態である。第３のスイッチ状態は、第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、及び第４スイッチ１４が全てオフする状態である。第３のスイッチ状態では、第１ダイオード２１又は第２ダイオード２２を介して電流が流れて、トランス１０の一次巻線及び二次巻線の電圧はゼロになるため、トランス１０内部の磁束密度は、一定に保たれる。例えば、第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、及び第４スイッチ１４が第１のスイッチ状態から第３のスイッチ状態に変化した場合、トランス１０の磁束密度は、第１のスイッチ状態の最後の時間の磁束密度を保持する。また、第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、及び第４スイッチ１４が第２のスイッチ状態から第３のスイッチ状態に変化した場合、トランス１０の磁束密度は、第２のスイッチ状態の最後の時間の磁束密度を保持する。

図２（ａ）は、ＰＷＭ制御ドライブ回路２５の内部回路ブロック図であり、図２（ｂ）はＰＷＭ制御ドライブ回路２５のタイミングチャートを示す図である。

ＰＷＭ制御ドライブ回路２５は、発振子２５０と、発振用抵抗２５１と、発振用容量２５２と、コンパレータ２５３と、反転素子２５４と、Ｔフリップフロップ２５５とを有する。ＰＷＭ制御ドライブ回路２５は、第１ＡＮＤ素子２５６ａと第２ＡＮＤ素子２５６ｂと、第１ＮＯＲ素子２５７aと、第２ＮＯＲ素子２５７ｂとを更に有する。また、ＰＷＭ制御ドライブ回路２５は、第１トランジスタ２５８ａと、第２トランジスタ２５８ｂと、第１出力抵抗２５９ａと、第２出力抵抗２５９ｂとを更に有する。

発振子２５０は、発振用抵抗２５１の抵抗値と、発振用容量２５２の容量値に応じた周波数を有する発振信号を出力する。発振子２５０の発振周波数ｆ_OSC〔ｋＨｚ〕は、発振用抵抗２５１の抵抗値Ｒ_T〔ｋΩ〕と、発振用容量２５２の容量値Ｃ_T〔μＦ〕とにより、

で表される。図２（ｂ）において、発振子２５０の発振信号は、矢印Ａで示され、発振子２５０の発振信号の発振周期は双方向矢印Ｂで示される。

コンパレータ２５３は、発振子２５０の発振信号の反転電圧と、図２（ｂ）において矢印Ｃで示される基準電圧Ｖ_cとを比較する。Ｔフリップフロップ２５５は、コンパレータ２５３の出力信号に応じてトグル信号を出力する。第１トランジスタ２５８ａ及び第２トランジスタ２５８ｂは、コンパレータ２５３及びＴフリップフロップ２５５の出力信号、並びに出力制御信号に応じて、第１出力端子ＯＵＴＰＵＴ１及び第２出力端子ＯＵＴＰＵＴ２から出力信号をそれぞれ出力する。図２（ｂ）において、第１出力端子ＯＵＴＰＵＴ１及び第２出力端子ＯＵＴＰＵＴ２から出力される出力信号はそれぞれ、矢印Ｄ及びＥで示される。ＰＷＭ制御ドライブ回路２５では、第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、及び第４スイッチ１４がそれぞれオンする期間は等しくなる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の入力電圧Ｖ_inの大きさと、出力電圧Ｖ_outの大きさとの比率は、トランス１０の巻線比、及び第１出力端子ＯＵＴＰＵＴ１及び第２出力端子ＯＵＴＰＵＴ２から出力される出力信号のデューティ比により決定される。トランス１０の一次巻線と二次巻線との巻線比が大きくなり、トランス１０の出力電圧が入力電圧と比べて小さくなるほど、出力電圧Ｖ_outは小さくなる。また、第１出力端子ＯＵＴＰＵＴ１及び第２出力端子ＯＵＴＰＵＴ２の出力信号のデューティ比が小さくなり、第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、及び第４スイッチ１４がオンする期間が短くなるほど、出力電圧Ｖ_outは小さくなる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、一次巻線と一次巻線から絶縁された二次巻線とを有するトランス１０を有するので、入力側と出力側とを絶縁することができる。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、第１出力端子ＯＵＴＰＵＴ１及び第２出力端子ＯＵＴＰＵＴ２の出力信号のデューティ比を変更することにより、出力電圧Ｖ_outの大きさを容易に変更できる。

しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、出力端に接続される負荷に流れる電流の大きさにかかかわらず、発振子２５０の発振周波数は一定の周波数であるので、軽負荷時の消費電力を削減するのが容易ではないという問題があった。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、第４スイッチ１４、第１ダイオード２１及び第２ダイオード２２等の電力用半導体素子は、高負荷時の消費電力が抑制されるように設計されている。すなわち、これらの電力用半導体素子は、一般的にＩ²Ｒで示される抵抗損が小さくなるようにサイズが大きいトランジスタで形成される。しかしながら、電力用半導体素子をサイズが大きいトランジスタで形成すると、トランジスタの寄生容量が大きくなり、一般にＣＶ²ｆで示される容量損が大きくなる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、定格負荷電流の５０％以上など比較的負荷電流が大きく、電力用半導体素子の損失の中で抵抗損が支配的な場合には、低消費電力化が可能である。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００では、定格負荷電流の５０％未満など比較的負荷電流が小さく、電力用半導体素子の損失の中で容量損が支配的な場合には、低消費電力化が容易ではないという問題があった。

図３は、第１実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの回路ブロック図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、ＰＷＭ制御ドライブ回路２５の代わりにＰＷＭ制御ドライブ回路３０を有することが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００と相違する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１は、負荷電流検出回路３１と、スイッチング周波数切替回路３２とを有することが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００と相違する。

図４（ａ）はＰＷＭ制御ドライブ回路３０の内部回路ブロック図であり、図４（ｂ）はＰＷＭ制御ドライブ回路３０とスイッチング周波数切替回路３２との接続関係を示す回路ブロック図である。図５は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１のタイミングチャートを示す図である。

ＰＷＭ制御ドライブ回路３０は、スイッチング周波数切替回路３２の接続端子と接続可能な接続端子３０１及び３０２が発振用抵抗２５１の端子間に配置されることがＰＷＭ制御ドライブ回路２５と相違する。

負荷電流検出回路３１は、負荷電流検出用抵抗３１１と、負荷電流変換部３１２とを有する。負荷電流検出用抵抗３１１は、一端がインダクタンス２３及び２４に接続され、他端が出力端子に接続される。負荷電流変換部３１２は、負荷電流が負荷電流検出用抵抗３１１を流れることによる電圧降下Ｖ_loadの大きさを検出して、負荷電流による電圧降下Ｖ_loadに対応する負荷電流信号を出力する。

スイッチング周波数切替回路３２は、負荷電流検出部３２０と、スイッチ駆動部３２１と、スイッチ３２２と、発振用第２抵抗３２３とを有する。負荷電流検出部３２０は、負荷電流による電圧降下Ｖ_loadの大きさと、基準電圧Ｖ_refとを比較するコンパレータ３２４を有する。コンパレータ３２４は、負荷電流による電圧降下Ｖ_loadの大きさが、基準電圧Ｖ_refより大きいときに「１」を出力する。また、コンパレータ３２４は、負荷電流による電圧降下Ｖ_loadの大きさが、基準電圧Ｖ_refより小さいときに「０」を出力する。一例では、基準電圧Ｖ_refは、定格電流の５０％の電流が負荷電流検出用抵抗３１１に流れたときの電圧降下Ｖ_loadの大きさにすることができる。スイッチ駆動部３２１は、コンパレータ３２４から出力される出力信号に応じてスイッチ３２２をオンオフする。スイッチ駆動部３２１は、コンパレータ３２４から「１」が出力されるときに、スイッチ３２２をオンし、コンパレータ３２４から「０」が出力されるときに、スイッチ３２２をオフする。発振用第２抵抗３２３は、直接接続されるスイッチ３２２と共に、接続端子を介してＰＷＭ制御ドライブ回路２５の発振用抵抗２５１に並列接続される。発振用第２抵抗３２３の抵抗値は、Ｒ_T2である。

負荷電流による電圧降下Ｖ_loadの大きさが基準電圧Ｖ_refより小さいとき、スイッチ３２２はオフされるので、発振用第２抵抗３２３は発振子２５０に接続されず、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSC〔ｋＨｚ〕は、

となる。一方、負荷電流による電圧降下Ｖ_loadの大きさが基準電圧Ｖ_refより大きいとき、スイッチ３２２はオンされる。スイッチ３２２がオンすると、発振用第２抵抗３２３は発振用抵抗２５１と共に発振子２５０に接続され、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSC〔ｋＨｚ〕は、

となる。ここで、抵抗値Ｒ_T´は、

である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、発振用抵抗２５１の抵抗値Ｒ_Tと発振用第２抵抗３２３の抵抗値Ｒ_T2とを規定することにより、負荷電流が小さい場合、及び負荷電流が大きい場合の発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCの比率が規定される。例えば、式（３）で示される発振周波数ｆ_OSCが１００〔ｋＨｚ〕であり、発振用第２抵抗３２３の抵抗値Ｒ_T2が発振用抵抗２５１の抵抗値Ｒ_Tの４倍である４Ｒ_Tであるとき、式（２）で示される発振周波数ｆ_OSCは８０〔ｋＨｚ〕になる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、負荷電流が小さいときに負荷電流が大きいときよりも発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを小さくして、低負荷時の容量損を低減することにより低負荷時の消費電力を低減することができる。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを２つの周波数で動作させるため、トランス１０として比較的大きなトランスが使用されることになる。

図６（ａ）は発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCの切り替えを示すタイミングチャートであり、図６（ｂ）は図６（ａ）に対応するトランス１０のＢ−Ｈ曲線を示す図である。図６（ａ）では、１００〔ｋＨｚ〕だった発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを負荷電流の大きさが小さくなったことに応じて８０〔ｋＨｚ〕に切り替えられている。

発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCが１００〔ｋＨｚ〕のとき、トランス１０は、図６（ｂ）において矢印Ａ及びＢで示される領域内で遷移するため、磁気飽和するおそれはない。しかしながら、負荷電流が小さくなり、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを１００〔ｋＨｚ〕から８０〔ｋＨｚ〕に切り替えると、周波数が減少することに応じて波長が大きくなる。第１スイッチ１１及び第４スイッチ１４がオンするオン期間Ｔ_onの長さ、及び第２スイッチ１２及び第３スイッチ１３がオンするオン期間Ｔ_onの長さは、波長の増加に比例して増加する。例えば、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCが１００〔ｋＨｚ〕が８０〔ｋＨｚ〕に切り替えられて波長Ｔ_Sが１．２倍になると、オン期間Ｔ_onもまた１．２倍になる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCが減少するように切り替えられてオン期間Ｔ_onが長くなるときに、磁束の偏りが起きることにより、図６（ｂ）に示すように、第一象限において、磁気飽和が発生する可能性がある。磁気飽和が発生すると第１スイッチ１１〜第４スイッチ１４に過大な電流が流れて、第１スイッチ１１〜第４スイッチ１４の性能を劣化させて第１スイッチ１１〜第４スイッチ１４を破壊するおそれがある。ＤＣ／ＤＣコンバータ１では、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを切り替えて第１スイッチ１１〜第４スイッチ１４を切り替える周期を減少させた場合でも、トランス１０が磁気飽和しないように、サイズの大きなトランスがトランス１０として採用される。

図７は、第２実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのＰＷＭ制御ドライブ回路とスイッチング周波数切替回路との接続関係を示す回路ブロック図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２は、スイッチング周波数切替回路３２の代わりにスイッチング周波数切替回路４２が配置されることがＤＣ／ＤＣコンバータ１と相違する。

スイッチング周波数切替回路４２は、スイッチ駆動部３２１の代わりにスイッチ駆動部４２１が配置されることがスイッチング周波数切替回路３２と相違する。また、スイッチング周波数切替回路４２は、スイッチ３２２の代わりにスイッチ４２２が配置されることがスイッチング周波数切替回路３２と相違する。また、スイッチング周波数切替回路４２は、第１スイッチ抵抗４２３と、第２スイッチ抵抗４２４と、スイッチ容量４２５を有することがスイッチング周波数切替回路３２と相違する。

スイッチ駆動部４２１は、駆動スイッチ４２６を有する。駆動スイッチ４２６は、ｎＭＯＳトランジスタであり、負荷電流検出部３２０の出力信号に応じてオンオフする。駆動スイッチ４２６は、ゲートは負荷電流検出部３２０の出力端子に接続され、ソースは接地され、ドレインは第１スイッチ抵抗４２３及び第２スイッチ抵抗４２４の一端に接続される。

スイッチ４２２はｎＭＯＳトランジスタであり、駆動スイッチ４２６のオンオフに応じてオンオフする。スイッチ４２２のゲートは、第１スイッチ抵抗４２３及び第２スイッチ抵抗４２４を介して電源電圧に接続されると共に、スイッチ容量４２５を介して接地される。駆動スイッチ４２６がオンすると、スイッチ４２２のゲート電圧は、第１スイッチ抵抗４２３の抵抗値Ｒ_s1及びスイッチ容量４２５の容量値Ｃ_s1の大きさにより決定される時定数τ_fに応じた立下り時間Ｔ_fで電源電圧ＶＣＣから接地レベルに立ち下がる。また、駆動スイッチ４２６がオフすると、スイッチ４２２のゲート電圧は、接地レベルから電源電圧ＶＣＣに立ち上がる。立上り時間Ｔ_rは、第１スイッチ抵抗４２３の抵抗値Ｒ_s1、第２スイッチ抵抗４２４の抵抗値Ｒ_s2及びスイッチ容量４２５の容量値Ｃ_s1の大きさにより決定される時定数τ_rに応じたものである。

図８（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ２のタイミングチャートを示す図であり、図８（ｂ）は図８（ａ）において破線楕円Ａで示される部分の部分拡大図であり、図８（ｃ）は図８（ａ）において破線楕円Ｂで示される部分の部分拡大図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２では、スイッチ４２２のゲート電圧の立上がり時間Ｔ_rは時定数τ_rに応じて大きくなる。スイッチ４２２のゲート電圧の立上がり時間Ｔ_rが大きくなると、図８（ｂ）において矢印Ｃで示されるスイッチ４２２が能動動作する領域の長さが長くなり、スイッチ４２２は徐々にオンする。ＤＣ／ＤＣコンバータ２では、スイッチ４２２が徐々にオンするため、発振周波数ｆ_OSCは、８０〔ｋＨｚ〕から１００〔ｋＨｚ〕に徐々に変化する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２では、スイッチ４２２のゲート電圧の立下がり時間Ｔ_fは時定数τ_fに応じて大きくなる。スイッチ４２２のゲート電圧の立下がり時間Ｔ_fが大きくなると、図８（ｂ）において矢印Ｄで示されるスイッチ４２２が能動動作する領域の長さが長くなり、スイッチ４２２は徐々にオフする。ＤＣ／ＤＣコンバータ２では、スイッチ４２２が徐々にオフするため、発振周波数ｆ_OSCは、１００〔ｋＨｚ〕から８０〔ｋＨｚ〕に徐々に変化する。

図９（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ２における発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCの切り替えを示すタイミングチャートであり、図９（ｂ）は図９（ａ）に対応するトランス１０のＢ−Ｈ曲線を示す図である。図９（ｂ）において、実線矢印は発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCが１００〔ｋＨｚ〕のときの特性を示し、破線矢印は発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCが８０〔ｋＨｚ〕のときの特性を示す。また、一点鎖線矢印は発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCが１００〔ｋＨｚ〕から８０〔ｋＨｚ〕に減少するときに過渡的に９０〔ｋＨｚ〕になったときの特性を示す。

ＤＣ／ＤＣコンバータ２では、発振周波数ｆ_OSCを１００〔ｋＨｚ〕から８０〔ｋＨｚ〕に切り替えるときに、発振周波数ｆ_OSCが徐々に変化するため、Ｂ−Ｈ曲線上の動作を磁束の偏りを起こすことなしに中心点での対称動作を維持しながら切替えることができる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２では、Ｂ−Ｈ曲線上の動作を磁束の偏りを起こすことなしに中心点での対称動作を維持しながら切替えることができるので、図６（ｂ）を参照して説明したような磁気飽和が発生するおそれは低い。一例では、発振周波数ｆ_OSCを１００〔ｋＨｚ〕から８０〔ｋＨｚ〕に切り替えるときのスイッチ４２２のゲート電圧の立下り時間Ｔ_fが発振周波数ｆ_OSCの１周期の略１００倍程度になるように、時定数τ_fを設定することができる。

図１０は、第３実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのＰＷＭ制御ドライブ回路とスイッチング周波数切替回路との接続関係を示す回路ブロック図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３は、スイッチング周波数切替回路４２の代わりにスイッチング周波数切替回路５２が配置されることがＤＣ／ＤＣコンバータ２と相違する。

スイッチング周波数切替回路５２は、第１スイッチ抵抗４２３に並列にダイオード５２０が配置されることがスイッチング周波数切替回路４２と相違する。ダイオード５２０は、スイッチ容量４２５が充電されるときに、順方向バイアスが印加され、スイッチ容量４２５が放電されるときに、逆方向バイアスが印加されるように配置される。

スイッチング周波数切替回路５２では、駆動スイッチ４２６がオフしてスイッチ４２２のゲート電圧が立ち上がるとき、スイッチ容量４２５は、ダイオード５２０を介して充電されるので、立ち上がり時間Ｔ_rは比較的短くなる。一方、駆動スイッチ４２６がオンしてスイッチ４２２のゲート電圧が立ち下がるとき、スイッチ容量４２５は、第１スイッチ抵抗４２３を介して充電されるので、時定数τ_fに応じた立下り時間Ｔ_fで立ち下がる。

図１１（ａ）はＤＣ／ＤＣコンバータ３のタイミングチャートを示す図であり、図１１（ｂ）は図１１（ａ）において破線楕円Ａで示される部分の部分拡大図であり、図１１（ｃ）は図１１（ａ）において破線楕円Ｂで示される部分の部分拡大図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ３では、スイッチ４２２のゲート電圧が立ち上がるときは、ダイオード５２０を介して電流が流れるので立上がり時間Ｔ_rは小さくなる。一方、スイッチ４２２のゲート電圧の立下がり時間Ｔ_fは時定数τ_fに応じて大きくなる。

スイッチ４２２のゲート電圧が立ち上がるとき、すなわち発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCが大きくなるときには、トランス１０の磁束密度は小さくなるので、磁気飽和現象が発生するおそれはない。ＤＣ／ＤＣコンバータ３では、スイッチ４２２のゲート電圧が立ち上がるときに立上がり時間を比較的小さくすることにより、低い周波数から高い周波数に高速に切替えることができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２よりも電力変換効率が向上する。

図１２（ａ）は第４実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータのＰＷＭ制御ドライブ回路とスイッチング周波数切替回路との接続関係を示す回路ブロック図であり、図１２（ｂ）は図１２（ａ）の可変抵抗の内部回路ブロック図である。

ＤＣ／ＤＣコンバータ４は、スイッチング周波数切替回路３２の代わりにスイッチング周波数切替回路６２が配置されることがＤＣ／ＤＣコンバータ１と相違する。

スイッチング周波数切替回路６２は、スイッチ駆動部３２１の代わりに可変抵抗駆動部６２１が配置されることがスイッチング周波数切替回路３２と相違する。また、スイッチ３２２の代わりに可変抵抗６２２が配置されることがスイッチング周波数切替回路３２と相違する。可変抵抗６２２は、並列接続された複数のｎＭＯＳトランジスタ６２３と、抵抗６２４とを有する。

可変抵抗駆動部６２１は、負荷電流検出部３２０から入力される信号が「０」から「１」に変化したときに、負荷電流が所定のしきい値よりも大きくなったと判断して、複数のｎＭＯＳトランジスタ６２３のいくつかを同時にオンにする。可変抵抗駆動部６２１が複数のｎＭＯＳトランジスタ６２３のいくつかをオンにすることにより、可変抵抗６２２の抵抗値が小さくなり、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCは増加する。また、可変抵抗駆動部６２１は、負荷電流検出部３２０から入力される信号が「１」から「０」に変化したときに、負荷電流が所定のしきい値よりも小さくなったと判断して、複数のｎＭＯＳトランジスタ６２３のいくつかをオフにする。可変抵抗駆動部６２１が複数のｎＭＯＳトランジスタ６２３のいくつかをオフにすることにより、可変抵抗６２２の抵抗値が大きくなり、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCは減少する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１〜４では、負荷電流検出回路３１が検出した負荷電流の大きさが所定のしきい値より小さくなったときに、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを第１周波数から第１周波数よりも小さい第２周波数に切り替える。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１〜４では、負荷電流検出回路が検出した負荷電流の大きさが所定のしきい値より大きくなったときに、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを第２周波数から第１周波数に戻す。ＤＣ／ＤＣコンバータ１〜４では、軽負荷時の発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCが小さくなるので、第１スイッチ１１、第２スイッチ１２、第３スイッチ１３、及び第４スイッチ１４等で軽負荷時に発生する容量損を小さくすることができる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２〜４では、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを第１周波数から第１周波数よりも小さい第２周波数に切り替えるときに、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを徐々に変化させる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２〜４では、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを減少させるときに、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを徐々に変化させることにより、トランス１０の磁束の偏りが起きて磁気飽和現象が生じることを防止する。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ３及び４では、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを第１周波数よりも小さい第２周波数から第１周波数に戻すときに、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを素早く変化させる。ＤＣ／ＤＣコンバータ３及び４では、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを増加させるときに、発振子２５０の発振周波数ｆ_OSCを素早く変化させることにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２よりも電力変換効率を向上させることができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１〜４はそれぞれ、トランジスタ等によりハードウェアで形成されるが、ＤＣ／ＤＣコンバータ１〜４のスイッチング周波数切替回路の一部又は全てをソフトウェアとして実現してもよい。一例では、ＤＣ／ＤＣコンバータ４の可変抵抗駆動部６２１は、種々の処理を実行する演算部と、演算部が処理を実行するためのプログラム及び演算部がプログラムを実行するために使用するデータを記憶する記憶部を有してもよい。

図１３はＤＣ／ＤＣコンバータ４の可変抵抗駆動部６２１の処理の一例を示すフローチャートであり、図１４はＤＣ／ＤＣコンバータ４の可変抵抗駆動部６２１の処理の他の例を示すフローチャートである。また、図１５はＤＣ／ＤＣコンバータ４の可変抵抗駆動部６２１の処理の更に他の例を示すフローチャートである。

図１３に示す処理の例では、まずステップＳ１０１において、可変抵抗駆動部６２１は、負荷電流検出部３２０から負荷電流の電流値を取得する。次いで、ステップＳ１０２において、可変抵抗駆動部６２１は、取得した負荷電流の大きさとしきい値とを比較する。可変抵抗駆動部６２１が取得した負荷電流の大きさがしきい値よりも大きいと判定した場合、処理は、ステップＳ１０３に進む。可変抵抗駆動部６２１が取得した負荷電流の大きさがしきい値よりも大きくないと判定した場合、処理は、ステップＳ１０５に進む。

処理がステップＳ１０３に進むと、可変抵抗駆動部６２１は、現在の周波数が第１周波数であるか否かを判定する。一例では、第１周波数は１００〔ｋＨｚ〕である。ステップＳ１０３において、現在の周波数が第１周波数であると判定した場合、処理は終了する。ステップＳ１０３において、可変抵抗駆動部６２１が、現在の周波数が第１周波数でなく、第１周波数よりも小さい第２周波数であると判定した場合、処理はステップＳ１０４に進む。一例では、第２周波数は８０〔ｋＨｚ〕である。次いでステップＳ１０４において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値を減少させて、周波数を第２周波数から第１周波数に変更する。

処理がステップＳ１０５に進むと、可変抵抗駆動部６２１は、現在の周波数が第１周波数であるか否かを判定する。ステップＳ１０５において、現在の周波数が第１周波数であると判定した場合、処理はステップＳ１０６に進む。次いでステップＳ１０６において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値を増加させて、周波数を第１周波数から第２周波数に変更する。ステップＳ１０５において、可変抵抗駆動部６２１が、現在の周波数が第１周波数でなく、第１周波数よりも小さい第２周波数であると判定した場合、処理は終了する。

図１４に示す処理の例では、まずステップＳ２０１において、可変抵抗駆動部６２１は、負荷電流検出部３２０から負荷電流の電流値を取得する。次いで、ステップＳ２０２において、可変抵抗駆動部６２１は、取得した負荷電流の大きさとしきい値とを比較する。可変抵抗駆動部６２１が取得した負荷電流の大きさがしきい値よりも大きいと判定した場合、処理は、ステップＳ２０３に進む。可変抵抗駆動部６２１が取得した負荷電流の大きさがしきい値よりも大きくないと判定した場合、処理は、ステップＳ２０７に進む。

処理がステップＳ２０３に進むと、可変抵抗駆動部６２１は、現在の周波数が第１周波数であるか否かを判定する。ステップＳ２０３において、現在の周波数が第１周波数であると判定した場合、処理は終了する。ステップＳ２０３において、可変抵抗駆動部６２１が、現在の周波数が第１周波数でなく、第１周波数よりも小さい第２周波数であると判定した場合、処理はステップＳ２０４に進む。次いで、ステップＳ２０４において、可変抵抗駆動部６２１は、所定の時間待機する。次いで、ステップＳ２０５において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値を所定量減少させる。次いで、ステップＳ２０６において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値が第１周波数に相当する抵抗値であるか否かを判定する。ステップＳ２０６において、可変抵抗駆動部６２１が、可変抵抗６２２の抵抗値が第１周波数に相当する抵抗値であると判定した場合、処理は終了する。また、ステップＳ２０６において、可変抵抗駆動部６２１が、可変抵抗６２２の抵抗値が第１周波数に相当する抵抗値ではないと判定した場合、処理はステップＳ２０４に戻る。

処理がステップＳ２０７に進むと、可変抵抗駆動部６２１は、現在の周波数が第１周波数であるか否かを判定する。ステップＳ２０７において、可変抵抗駆動部６２１が、現在の周波数が第１周波数でなく、第１周波数よりも小さい第２周波数であると判定した場合、処理は終了する。また、ステップＳ２０７において、現在の周波数が第１周波数であると判定した場合、処理はステップＳ２０８に進む。次いで、ステップＳ２０８において、可変抵抗駆動部６２１は、所定の時間待機する。次いで、ステップＳ２０９において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値を所定量増加させる。次いで、ステップＳ２１０において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値が第２周波数に相当する抵抗値であるか否かを判定する。ステップＳ２１０において、可変抵抗駆動部６２１が、可変抵抗６２２の抵抗値が第２周波数に相当する抵抗値であると判定した場合、処理は終了する。また、ステップＳ２１０において、可変抵抗駆動部６２１が、可変抵抗６２２の抵抗値が第２周波数に相当する抵抗値ではないと判定した場合、処理はステップＳ２０８に戻る。

図１５に示す処理の例では、まずステップＳ３０１において、可変抵抗駆動部６２１は、負荷電流検出部３２０から負荷電流の電流値を取得する。次いで、ステップＳ３０２において、可変抵抗駆動部６２１は、取得した負荷電流の大きさとしきい値とを比較する。可変抵抗駆動部６２１が取得した負荷電流の大きさがしきい値よりも大きいと判定した場合、処理は、ステップＳ３０３に進む。可変抵抗駆動部６２１が取得した負荷電流の大きさがしきい値よりも大きくないと判定した場合、処理は、ステップＳ３０５に進む。

処理がステップＳ３０３に進むと、可変抵抗駆動部６２１は、現在の周波数が第１周波数であるか否かを判定する。ステップＳ３０３において、現在の周波数が第１周波数であると判定した場合、処理は終了する。ステップＳ３０３において、可変抵抗駆動部６２１が、現在の周波数が第１周波数でなく、第１周波数よりも小さい第２周波数であると判定した場合、処理はステップＳ３０４に進む。次いでステップＳ３０４において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値を減少させて、周波数を第２周波数から第１周波数に変更する。

処理がステップＳ３０５に進むと、可変抵抗駆動部６２１は、現在の周波数が第１周波数であるか否かを判定する。ステップＳ３０５において、可変抵抗駆動部６２１が、現在の周波数が第１周波数でなく、第１周波数よりも小さい第２周波数であると判定した場合、処理は終了する。また、ステップＳ３０５において、現在の周波数が第１周波数であると判定した場合、処理はステップＳ３０６に進む。次いで、ステップＳ３０６において、可変抵抗駆動部６２１は、所定の時間待機する。次いで、ステップＳ３０７において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値を所定量増加させる。次いで、ステップＳ３０８において、可変抵抗駆動部６２１は、可変抵抗６２２の抵抗値が第２周波数に相当する抵抗値であるか否かを判定する。ステップＳ３０８において、可変抵抗駆動部６２１が、可変抵抗６２２の抵抗値が第２周波数に相当する抵抗値であると判定した場合、処理は終了する。また、ステップＳ３０８において、可変抵抗駆動部６２１が、可変抵抗６２２の抵抗値が第２周波数に相当する抵抗値ではないと判定した場合、処理はステップＳ３０６に戻る。

１、２、３、４，１００ＤＣ／ＤＣコンバータ
１０トランス
１１、１２、１３、１４スイッチ
２５、３０ＰＷＭ制御ドライブ回路
３１負荷電流検出回路
３２、４２、５２、６２スイッチング周波数切替回路
２５０発振子
２５１発振用抵抗
２５２発振用容量
３２０負荷電流検出部
３２１、４２１スイッチ駆動部
３２２、４２２スイッチ
６２１可変抵抗駆動部
６２２可変抵抗

Claims

一次側に印加される直流電圧を変圧して二次側に出力するトランスと、
前記トランスの一次側に印加される電圧を周期的に切り替えるスイッチと、
前記トランスの二次側に流れる負荷電流を検出する負荷電流検出回路と、
前記負荷電流検出回路が検出した負荷電流の大きさが所定のしきい値より小さくなったときに、前記スイッチを切り替える周波数を第１周波数から前記第１周波数よりも小さい第２周波数に切り替え、前記負荷電流検出回路が検出した負荷電流の大きさが所定のしきい値より大きくなったときに、前記スイッチを切り替える周波数を前記第２周波数から前記第１周波数に切り替えるスイッチング周波数切替回路と、
を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記スイッチング周波数切替回路は、前記スイッチを切り替える周波数を第１周波数から前記第１周波数よりも小さい第２周波数に切り替えるときに、周波数を徐々に減少させる、請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記スイッチを切り替える周波数を第１周波数から前記第２周波数に切り替えるときの遷移時間は、前記スイッチを切り替える周波数を第２周波数から前記第１周波数に切り替えるときの遷移時間よりも長い、請求項２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。
前記スイッチは、複数のＭＯＳトランジスタを有する、請求項１〜３の何れか一項に記載のＤＣ／ＤＣコンバータ。