JP2022182408A - 電力変換器の制御方法及び電力変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】デューティ比の調整を実施する制御周期に対して、調整したデューティ比でスイッチング部を動作させる制御周期が１周期分以上遅れることがない電力変換器の制御方法及び電力変換器を提供する。【解決手段】本発明の電力変換器は、スイッチング部Ｑ１と、スイッチング部Ｑ１に接続され、共振インダクタＬ２と共振キャパシタＣ２とが接続された直列共振回路１２と、スイッチング部Ｑ１をオン・オフ制御する制御部１４と、スイッチング部Ｑ１の端子間電圧の電圧微分値を検出する微分検出部１３とを有する。微分検出部１３で検出された電圧微分値が閾値生成部１５で生成された所定の閾値以上になったとき、スイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替える。【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換器の制御方法及び電力変換器に関する。

特許文献１に記載された電源装置は、スイッチング部の電圧の微分値に基づいてスイッチング部のデューティをスイッチング損失が減る方向に変化させるという方法が提案されている。

この方法は、スイッチング部の端子間電圧を検出し、スイッチング部がオフからオンに切り替えるタイミングにおいて検出したスイッチング部の端子間電圧の微分値を算出する。この方法は、算出した微分値に基づいてスイッチング部のスイッチング周期に対するオン時間の比率であるオンデューティを調整し、調整されたオンデューティに基づいてＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）を実現する。

特開２０１８－７４８８１号公報

この方法では、少なくとも次のスイッチング周期以降のスイッチング部がオフからオンに切り替わる際のスイッチング損失を低減させることができるが、そのスイッチング周期の損失は低減することができない。

また、スイッチング部の端子間電圧の微分値算出及びデューティ比の調整を実施する制御周期に対して、調整したデューティ比でスイッチング部を動作させる制御周期が少なくとも１周期分は遅れるという課題を有していた。

本発明は、デューティ比の調整を実施する制御周期に対して、調整したデューティ比でスイッチング部を動作させる制御周期が１周期分以上遅れることがない電力変換器の制御方法及び電力変換器を提供することを目的とする。

本発明に係る電力変換器の制御方法は、インダクタとキャパシタとの直列共振回路が接続されたスイッチング部をオン・オフ制御する。制御方法は、スイッチング部の端子間電圧の電圧微分値を検出し、検出した電圧微分値を所定の閾値と比較し、比較結果に基づいてスイッチング部をオフからオンに切り替える。

図１は本発明の第１の実施形態に係る電力変換器の構成図である。 図２Ａは本発明の第１の実施形態に係る電力変換器のスイッチング部電圧がゼロに到達するときの第１の波形図である。 図２Ｂは本発明の第１の実施形態に係る電力変換器のスイッチング部電圧がゼロに到達するときの第２の波形図である。 図３は本発明の第１の実施形態に係る電力変換器のスイッチング部電圧がゼロに到達しないときの波形図である。 図４は本発明の第１の実施形態に係る電力変換器のスイッチング部電圧が下降中にオフからオンに切り替わるときの波形図である。 図５は図２Ｂに示したスイッチング部電圧微分値がゼロに到達する時刻ｔ３にスイッチング部をオフからオンに切り替えるときの波形図である。 図６は図３に示したスイッチング部電圧がゼロに到達しないとき、スイッチング部電圧微分値がゼロに到達した時刻ｔ５にスイッチング部をオフからオンに切り替えるときの波形図である。 図７は本発明の第１の実施形態に係る電力変換器のオン時間制御部の動作を示す波形図である。 図８は本発明の第１の実施形態に係る電力変換器の負荷が定電圧のときにオン時間を変化させたときの出力電力の変化を示す図である。 図９は本発明の第２の実施形態に係る電力変換器の構成図である。 図１０は本発明の第２の実施形態に係る電力変換器のスイッチング部の電圧の微分値の閾値がゼロより小さい値の動作を示す図である。 図１１は本発明の第３の実施形態に係る電力変換器の構成図である。 図１２は本発明の第４の実施形態に係る電力変換器の構成図である。

以下、本発明のいくつかの実施形態に係る電力変換器の制御方法及び電力変換器を、図面を参照しながら詳細に説明する。各実施形態に係る電力変換器の図中の同一または相当部分には、同一符号を付してその説明を省略する。

（第１の実施形態）
図１は本発明の第１の実施形態に係る電力変換器の構成図である。第１の実施に係る電力変換器１は、入力側に接続された入力電源２から供給された電力をスイッチング部Ｑ１をオン・オフ動作させることにより所定の電力に変換し、変換された電力を出力側に接続された負荷３に電力を供給する。

電力変換器１は、Ｅ級回路１１と、共振インダクタＬ２と共振キャパシタＣ２からなる直列共振回路１２、Ｅ級回路１１のスイッチング部Ｑ１の端子間の電圧の電圧微分値を検出する微分検出部１３と、制御部１４とを有する。

Ｅ級回路１１は、入力チョークインダクタＬ１、スイッチング部Ｑ１、スイッチング部Ｑ１に逆並列に接続されたダイオードＤ１、スイッチング部Ｑ１に並列に接続されたスイッチング部シャントキャパシタＣ１、整流ダイオードＤ２を有する。Ｅ級回路１１は、整流ダイオードシャントキャパシタＣ４、出力チョークインダクタＬ３、出力キャパシタＣ５を有している。

スイッチング部Ｑ１は、例えばＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)などのユニポーラトランジスタで構成される。スイッチング部Ｑ１の逆並列ダイオードＤ１は、例えばＭＯＳＦＥＴの内蔵ボディダイオードで構成してもよく、個別のダイオードを配置してもよい。

スイッチング部シャントキャパシタＣ１の両端には、キャパシタＣ３と抵抗Ｒ１との直列回路で構成される微分回路からなる微分検出部１３が接続される。微分検出部１３は、スイッチング部Ｑ１のドレインとソース間の電圧の微分値を検出する。

制御部１４は、閾値生成部１５、コンパレータ１６、Ｄフリップフロップ１７、オン時間制御部１８を備える。制御部１４は、オン・オフ制御信号によりスイッチング部Ｑ１のオン動作とオフ動作とを切り替える。

閾値生成部１５は、正極がコンパレータ１６の反転入力端子に接続され、負極が抵抗Ｒ１の一端に接続される直流電源であり、閾値を生成する。コンパレータ１６の非反転入力端子には、キャパシタＣ３の一端と抵抗Ｒ１の一端とが接続され、出力端子がＤフリップフロップ１７の入力端子に接続される。

コンパレータ１６は、微分検出部１３で検出されたスイッチング部Ｑ１の電圧の微分値と閾値生成部１５で生成された所定の閾値とを比較する。

コンパレータ１６は、微分検出部１３で検出された電圧の微分値が所定の閾値以上になったとき、ＬｏｗからＨｉｇｈに切り替え、ＨｉｇｈをＤフリップフロップ１７に出力する。Ｄフリップフロップ１７は、コンパレータ１６からＨｉｇｈを入力すると、出力端子Ｑからオン・オフ制御信号のＨｉｇｈをスイッチング部Ｑ１のゲートに出力して、スイッチング部Ｑ１をオンさせる。これにより、スイッチング部Ｑ１のオフ時間が決定される。

オン時間制御部１８は、Ｄフリップフロップ１７からのオン・オフ制御信号のＨｉｇｈの立ち上がりから所定のオン時間後にオン時間制御信号を生成し、Ｄフリップフロップ１７のクリア端子ＣＬＲに出力する。これにより、スイッチング部Ｑ１のオン時間が決定される。

直列共振回路１２は、スイッチング部Ｑ１がオフ動作時に共振インダクタＬ２と共振キャパシタＣ２との共振によりスイッチング部Ｑ１の電圧を正弦波状に上昇させ、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わる時に正弦波状にゼロ付近又はゼロまで下降させる。

Ｅ級回路１１を高周波でかつ高効率に動作させるためには、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替える時に発生するターンオン損失を低減する必要がある。スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるとき、スイッチング部シャントキャパシタＣ１がスイッチング部Ｑ１によって短絡され、スイッチング部シャントキャパシタＣ１に蓄えられている静電エネルギーがスイッチング部Ｑ１でジュール熱に変換させる。これにより、Ｅ級回路１１のターンオン損失は、生じる。

このとき、スイッチング損失Pswは、スイッチング部シャントキャパシタＣ１のキャパシタンスCsと、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるときの電圧Vtonを用いてPsw＝Cs * Vton²/ 2 で表すことができる。つまり、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わる時の電圧が低いほど、ターンオン損失が小さくなる。

Ｅ級回路１１のスイッチング部Ｑ１の電圧の挙動は、入力電圧・入力電流、出力電圧、出力電流などの状態によって変化し、以下の２種類にいずれかになる。

一つ目の挙動は、図２Ａおよび図２Ｂに示すように、オン・オフ制御信号のオフ期間中にスイッチング部Ｑ１の電圧がゼロに到達する。各スイッチング周期においてスイッチング部Ｑ１の電圧がゼロまで到達する場合の挙動において、図２Ａに示すように、スイッチング部Ｑ１の電圧がゼロの時刻ｔ２でスイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替えることでターンオン損失がゼロになる。しかし、動作条件の変化により図２Ｂに示すように、オフからオンに切り替える時刻ｔ２で電圧がゼロでない場合、ターンオン損失が発生する。

もう一つの挙動は、図３に示すように、スイッチング部Ｑ１のオン・オフ時間の比率によらずオフ期間中にスイッチング部電圧がゼロに到達しない。即ち、時刻ｔ５において、スイッチング部Ｑ１の電圧は極小値となり、時刻ｔ６において、スイッチング部Ｑ１の電圧は極小値よりも大きくなる。

各スイッチング周期内でスイッチング電圧がゼロまで到達しない場合の挙動においては、どのタイミングでスイッチング部をオフからオンに切り替えてもターンオン損失がゼロにならない。このため、スイッチング部Ｑ１の電圧が最も低いときが、ターンオン損失が最小となるタイミングｔ５である。

例えば図３の波形では、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるタイミングｔ６でスイッチング部電圧が最も低い状態ではない。このため、ターンオン損失が最小になるときよりも大きなターンオン損失が発生する。

なお、図４ではスイッチング部電圧が下降している途中のタイミングｔ７でスイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わっている。オフ期間が長くなると、スイッチング部Ｑ１の挙動としては上記２種類のいずれかに分類することができる。

次にこのように構成された第１の実施形態の電力変換器１の動作、即ち、電力変換器の制御方法を説明する。以下の説明では、閾値がゼロの場合の電力変換器１の動作について説明する。

一つ目はスイッチング部Ｑ１の電圧がゼロに到達する挙動のときの波形を図５に示す。ここでは、図２Ｂに示すオン・オフ制御信号に対して、第１の実施形態の電力変換器１の制御方法により、図５に示すオン・オフ制御信号に変化する様子を説明する。

まず、制御部１４は、共振インダクタＬ２と共振キャパシタＣ２との直列共振回路１２が接続されたスイッチング部Ｑ１をオン・オフ制御信号によりオン・オフ制御する。スイッチング部Ｑ１がオンすると、入力電源２→入力チョークインダクタＬ１→スイッチング部Ｑ１→入力電源２の経路で電流が流れて、入力チョークインダクタＬ１に励磁エネルギーが蓄えられる。また、入力電源２の電力は直列共振回路１２と出力チョークインダクタＬ３を介して負荷３に送られる。このとき、スイッチング部電圧はゼロである。

次に、図５に示すように、時刻ｔ０でスイッチング部Ｑ１がオフすると、入力チョークインダクタＬ１の励磁エネルギーと出力チョークインダクタＬ３が負荷３に送られて、昇圧される。また、スイッチング部Ｑ１がオフ動作しているとき、共振インダクタＬ２と共振キャパシタＣ２との共振によりスイッチング部電圧は、正弦波状に上昇し、時刻ｔ１で最大となる。その後、スイッチング部電圧は、オフからオンに切り替えるときに正弦波状に下降する。時刻ｔ３でゼロに到達すると、スイッチング部Ｑ１の逆並列ダイオードＤ１がオンし、スイッチング部Ｑ１の電圧がゼロ又はゼロに近い小さな値にクランプされ、スイッチング電圧が変化しなくなる。

微分検出部１３は、スイッチング部Ｑ１の端子間電圧の電圧微分値を検出する。時刻ｔ１から時刻ｔ３前においては、電圧微分値は、負の値となる。時刻ｔ３において、スイッチング部Ｑ１の電圧微分値はゼロとなる。微分検出部１３で検出された電圧微分値が閾値生成部１５の所定の閾値以上になったとき、コンパレータ１６の出力がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。

Ｄフリップフロップ１７は、コンパレータ出力のＬｏｗからＨｉｇｈへの立ち上がりエッジを検出し、オン・オフ制御信号をＬｏｗからＨｉｇｈに切り替える。これにより、スイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替えることができる。以上の動作により、スイッチング部Ｑ１の電圧がゼロのタイミングでスイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替えることで、ターンオン損失をゼロにすることができる。

もう一つの、スイッチング部Ｑ１の電圧がゼロに到達しない挙動のときの波形を図６に示す。ここでは、図３に示すオン・オフ制御信号に対して、第１の実施形態の電力変換器１の制御方法により、図６に示すオン・オフ制御信号に変化する様子を説明する。

図３、図６において、スイッチング部電圧が下降して再度上昇を始める直前の時刻ｔ５に、スイッチング部電圧は最小値となり、微分検出部１３によって検出された電圧微分値がゼロとなる。微分検出部１３で検出された電圧微分値が所定の閾値以上になったとき、コンパレータ１６の出力がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。切り替わるエッジによって、Ｄフリップフロップ１７の出力であるオン・オフ制御信号がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わり、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わる。

以上の動作により、スイッチング部Ｑ１の電圧が最小つまりターンオン損失が最小となるタイミングでスイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替えることができる。

いずれの挙動においても、本発明の電力変換器１によりスイッチング部電圧の微分値が閾値以上になるタイミングでスイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替える。これにより、毎回のスイッチング周期でターンオン損失を最小にすることができる。

また、制御部１４は、微分検出部１３の電圧微分値が所定の閾値になったとき、スイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替える。即ち、微分検出部１３の電圧微分値が所定の閾値になったとき、ゼロ電圧スイッチングを実現するための最適なデューティ比の調整を行わずに、スイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替える。従って、デューティ比の調整を実施する制御周期に対して、調整したデューティ比でスイッチング部を動作させる制御周期が１周期分以上遅れることがない。

また、電力変換器１が入力電源２と負荷３に接続されているとき、出力電圧と出力電流と入力電圧と入力電流との少なくとも１つを制御することがある。例えば負荷３に一定の電圧を供給することが必要とされる用途では、電力変換器１の出力電圧を制御する必要がある。例えば負荷３に一定の電流を供給することが必要とされる用途では電力変換器１の出力電流を制御する必要がある。例えば入力電源２から一定の電流を引き出すことが必要とされる用途では電力変換器１の入力電流を制御する必要がある。

以上、説明したように、図１に示した電力変換器１では、スイッチング部Ｑ１のオンとオフを切り替えるオン・オフ制御信号は、Ｄフリップフロップ１７の出力である。スイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替えは、スイッチング部電圧の変化に伴って、微分検出部１３の出力が閾値を超えたタイミングで行われる。つまり、スイッチング部Ｑ１のオフ状態を維持するオフ期間は、ターンオン損失が最小になるように微分検出部１３と制御部１４によって決定される。

第１の実施形態の電力変換器のオン時間制御部１８は、スイッチング部Ｑ１のオン状態を維持するオン時間（オン期間）を変化させることで、入力電圧又は出力電圧又は入力電流又は出力電流を変化させる。図１の電力変換器１ではＤフリップフロップ１７のＣＬＲ（クリア：ＨｉｇｈのときにＤフリップフロップ１７の出力をＬｏｗに固定する）端子に接続されたオン時間制御部１８の動作を図７に示す。

オン時間制御部１８が時刻ｔ１１でオン・オフ制御信号のＬｏｗからＨｉｇｈへの切り替わりを検出した時刻ｔ１１から、所定のオン時間Ｔｏｎの経過後の時刻ｔ１２に、オン時間制御部１８の出力はＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。

これにより、Ｄフリップフロップ１７はクリアされ、出力であるオン・オフ制御信号はＨｉｇｈからＬｏｗに遷移し、スイッチング部Ｑ１がオンからオフに切り替わる。その後、オン時間制御部１８は、所定のパルス幅の間に出力をＨｉｇｈからＬｏｗに切り替える。このとき、オン時間制御部１８に与えるオン時間の指令値を変化させることで、入力電圧と出力電圧と入力電流と出力電流との少なくとも１つを変化させることができる。

図８は、本発明の電力変換器１の出力に負荷３として定電圧源を接続したときに、オン時間を変化させたときの電力変換器１の出力電圧と出力電流の組み合わせである出力電力の変化を示す。２６０Ｖから４２０Ｖの複数の出力電圧条件において、オン時間を変化させることで出力電力を変化させることができる。

また、上述したように、スイッチング部Ｑ１のオフ時間はスイッチング部のターンオン損失を最小にするため、微分検出部１３と制御部１４によって制御される。毎回のスイッチング周期で常にターンオン損失が最小になるタイミングでスイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替えることができる。以上のことから、第１の実施形態により、毎回のスイッチング周期で最小のターンオン損失を実現しつつ、電力変換器１の電力を制御することができる。

（第２の実施形態）
さらに、電力変換器が入力電圧と出力電圧と入力電流と出力電流との少なくとも１つを検出する検出部を有し、そのいずれかの検出値もしくはいずれかの検出値の組み合わせに基づき、その検出値が所望の値になるよう、オン時間を変化させることもできる。

図９は本発明の第２の実施形態に係る電力変換器の構成図である。図９の電力変換器１ａは、図1の電力変換器１に対して、出力チョークインダクタＬ３と定電圧源の負荷３との間に出力電流検出部１９を接続し、負荷３の両端に出力電圧検出部２０を接続している。出力電流検出部１９は、負荷３に流れる出力電流を検出する。出力電圧検出部２０は、負荷３の両端間の電圧を検出する。

オン時間決定部２１は、出力電流検出部１９で検出された出力電流と出力電圧検出部２０で検出された負荷３の両端間電圧とに基づく電力が所定値になるようにオン時間を決定する。

オン時間制御部１８ａは、オン時間決定部２１で決定されたオン時間となるようにスイッチング部Ｑ１のオン・オフ制御信号のオン時間を制御する。オン時間制御部１８ａは、内部で保持する又は外部のコントローラから与えられた電力の指示値を持ち、検出した出力電圧と出力電流から算出された出力電力が所定値になるようにオン時間を変化させる。

例えば、負荷３がバッテリーであると想定した場合、バッテリーは充電状態によって電圧は変化するものの、大容量のバッテリーの場合、バッテリー電圧の変化は非常に緩慢で、電力変換器としては定電圧の負荷とみなすことができる。

このとき、バッテリーの電圧とバッテリーに流れる電流からバッテリーに供給される電力を検出し、その電力が所定値になるようにオン時間を変化させることで、バッテリーへの充電電力を所定値に制御することができる。

また、毎回のスイッチング周期で常にターンオン損失が最小になるタイミングでスイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替え、毎回のスイッチング周期で最小のターンオン損失を実現できる。

また、制御部１４がスイッチング部電圧の微分値と比較する閾値について、特にゼロより小さい負の値と設定することにより、微分検出部１３と制御部１４の信号伝達遅延、オン・オフ制御信号がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。

この切り替えからスイッチング部Ｑ１が実際にオフからオンに切り替わるまでに遅延があってもスイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替えるときのスイッチング部電圧を低く抑え、ターンオン損失を低減できる。

図２Ａ、図２Ｂ、図３の波形を見ると、いずれの場合もターンオン損失が最小となるスイッチング部電圧微分値がゼロになるタイミングより以前は、スイッチング部電圧微分値は負の値でゼロに近づいていく波形となっている。

これに対し、図１０に示すようにスイッチング部Ｑ１の電圧微分値の閾値をゼロより小さい負の値とすることで、スイッチング部Ｑ１の電圧微分値がゼロに到達するよりも前にコンパレータ１６の出力がＬｏｗからＨｉｇｈに切り替わる。これにより、上記の遅延要素があってもスイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるときのスイッチング部電圧を抑制し、ターンオン損失を低減することができる。

（第３の実施形態）
図２Ａ、図２Ｂ、図３の波形を比較してわかるように、スイッチング部電圧微分値がゼロになる前の微分値の変化の傾きは異なることがある。つまり、スイッチング電圧微分値をゼロより小さい任意の閾値で判定した場合、実際に閾値を超えてから微分値がゼロに到達するまでの期間が異なることがある。

図１１は本発明の第３の実施形態に係る電力変換器の構成図である。図１１では、出力電圧と出力電流に基づいて閾値を変化させることで、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるときのスイッチング部電圧を抑制する。

出力電圧検出部２０は、負荷３の両端間の出力電圧を検出する。出力電圧検出部２０は、負荷３に流れる出力電流を検出する。閾値決定部２２は、出力電圧検出部２０で検出された出力電圧と出力電圧検出部２０で検出された出力電流とスイッチング部Ｑ１の電圧の微分値が閾値を超えてから実際に微分値がゼロに到達するまでの期間とに基づいて閾値を決定する。

閾値生成部１５ａは、可変電源からなり、閾値生成部１５ａで決定された閾値になるように閾値を変化させる。これにより、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるときのスイッチング部電圧を抑制し、ターンオン損失を低減することができる。

特に、スイッチング部Ｑ１の電圧の微分値が閾値を超えてから実際に微分値がゼロに到達するまでの期間について、予め取得しておいた、電力変換器１の入力電圧、入力電流、出力電圧、出力電流の動作条件と、この期間の関係に基づいて閾値を変化させる。このことで、入力電圧、入力電流、出力電圧、出力電流の条件が変化したときに、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるときのスイッチング部電圧を条件の変化に合わせて適切に抑制し、ターンオン損失を低減することができる。

（第４の実施形態）
また、スイッチング部Ｑ１の電圧の挙動は、直列共振回路１２を構成する共振インダクタＬ２のインダクタンスや共振キャパシタＣ２のキャパシタンス値に影響を受ける。これらのインダクタンスやキャパシタンスは、温度によって変化することがある。

よって、共振インダクタＬ２や共振キャパシタＣ２の温度が変化すると、スイッチング部Ｑ１の電圧の挙動が変化し、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わる際のスイッチング部電圧が増加し、ターンオン損失が増加することがある。

図１２は本発明の第４の実施形態に係る電力変換器の構成図である。図１２において、インダクタ温度検出部２３は、例えばサーミスタからなり、共振インダクタＬ２の温度を検出する。キャパシタ温度検出部２４は、例えばサーミスタからなり、共振キャパシタＣ２の温度を検出する。

閾値決定部２５は、インダクタ温度検出部２３で検出された共振インダクタＬ２の温度とキャパシタ温度検出部２４で検出された共振キャパシタＣ２の温度とスイッチング電圧微分値が閾値を超えてから微分値がゼロに到達するまでの期間に基づき閾値を決定する。

閾値生成部１５ｂは、可変電源からなり、閾値決定部２５で決定された閾値になるように閾値を変化させる。これにより、共振インダクタＬ２や共振キャパシタＣ２の温度が変化しても、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるときのスイッチング部電圧を適切に抑制し、ターンオン損失を低減することができる。

このように本発明によれば、電力変換器のスイッチング部Ｑ１の電圧の微分値が所定の閾値以上になったときスイッチングをオフからオンに切り替える。これにより、毎回のスイッチング周期において、スイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるときに発生する損失を抑制できる。また、制御部１４は、微分検出部１３の電圧微分値が所定の閾値になったとき、デューティ比の調整を行わずに、スイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替える。デューティ比の調整を行わないので、制御周期が１周期分以上遅れることはなくなる。

また、スイッチング部Ｑ１のオン状態の維持期間を変化させることで、毎回のスイッチング周期で低損失スイッチングを達成しつつ、電力変換器の動作条件である出力電圧と出力電流と入力電圧と入力電流との少なくとも１つを変化させることができる。毎回のスイッチング周期において低損失スイッチングになるようにオフ期間が変化し、オン時間を変化させることで、スイッチング周期が一定の状態でデューティを変化させる場合に比べて、スイッチング損失の低減と出力制御を両立できる。

また、電力変換器の出力電圧と出力電流と入力電圧と入力電流との少なくとも１つを検知し、検知された値が、所定の指示値になるように、スイッチング部Ｑ１のオン期間を変化させる。これにより、毎回のスイッチング周期で低損失スイッチングを達成しつつ、電力変換器の出力電圧と出力電流と入力電圧と入力電圧との少なくとも１つを所望の値に制御することができる。

また、スイッチング部Ｑ１の電圧の微分値が所定の閾値になり、スイッチング部Ｑ１をオフからオンに切り替えるときに、所定の閾値がゼロより小さい負の値である。このことで、スイッチング部の電圧の微分値がゼロになる（＝スイッチング部の電圧が最小になる）タイミングよりも早い、ゼロより小さい状態(スイッチング部の電圧が減少している状態)で制御部１４を動作開始させる。これにより、微分検出部１３や制御部１４を経てスイッチング部Ｑ１がオフからオンに切り替わるまでの遅延があっても、低損失スイッチングを実現できる。

さらに、スイッチング部Ｑ１の電圧の微分値の閾値が、入力電圧と入力電流と出力電圧と出力電流との少なくとも１つに基づいて変化する。このことで、入出力の電圧電流など電力変換器の動作条件によって、スイッチング部Ｑ１の電圧の微分値がゼロに到達する前の負の状態のときの微分値の上昇の度合いが変化しても、低損失スイッチングを実現できる。

さらに、スイッチング部Ｑ１の電圧の微分値の閾値が、予め取得された、入力電圧と入力電流と出力電圧と出力電流との少なくとも１つと、スイッチング部Ｑ１の電圧の微分値の関係（数式やマップ）に基づいて変化する。このことで入力電圧と入力電流と出力電圧と出力電流が変化してスイッチング部Ｑ１の電圧の微分値がゼロに到達する前の負の状態のときの微分値の上昇の度合いが変化してもスイッチング損失が小さくなるタイミングでスイッチング部をオフからオンに切り替える。これにより、低スイッチング損失を実現できる。

また、共振インダクタＬ２と共振キャパシタＣ２との少なくとも一方の温度を検出し、その温度と、予め取得していたインダクタとキャパシタとの少なくとも一方の温度と、閾値の関係に基づいて閾値が変化する。温度変化によってインダクタのインダクタンスやキャパシタのキャパシタンスが変化して、スイッチング部の電圧の微分値がゼロに到達する前の負の状態のときの微分値の上昇の度合いが変化する。この場合でも、スイッチング損失が小さくなるタイミングでスイッチング部をオフからオンに切り替えて低スイッチング損失を実現できる。

１ 電力変換器
２ 入力電源
３ 負荷
１１ Ｅ級回路
１２ 直列共振回路
１３ 微分検出部
１４ 制御部
１５，１５ａ，１５ｂ 閾値生成部
１６ コンパレータ
１７ Ｄフリップフロップ
１８ オン時間制御部
１９ 出力電流検出部
２０ 出力電圧検出部
２１ オン時間決定部
２２，２５ 閾値決定部
２３ インダクタ温度検出部
２４ キャパシタ温度検出部
Ｌ１ 入力チョークインダクタ
Ｌ２ 共振インダクタ
Ｌ３ 出力チョークインダクタ
Ｑ１ スイッチング部
Ｃ１ スイッチング部シャントキャパシタ
Ｃ２ 共振キャパシタ
Ｃ３ キャパシタ
Ｃ４ 整流ダイオードシャントキャパシタ
Ｃ５ 出力キャパシタ

Claims (14)

1. インダクタとキャパシタとの直列共振回路が接続されたスイッチング部をオン・オフ制御し、
   前記スイッチング部の端子間電圧の電圧微分値を検出し、
   検出した前記電圧微分値を所定の閾値と比較し、
   比較結果に基づいて前記スイッチング部をオフからオンに切り替える、電力変換器の制御方法。
2. 前記スイッチング部がオン動作するオン時間を変化させて、出力電圧と出力電流と入力電圧と入力電流との少なくとも１つを制御する、請求項１に記載の電力変換器の制御方法。
3. 前記出力電圧と前記出力電流と前記入力電圧と前記入力電流との少なくとも１つを検出し、
   検出した出力が所定値になるように、前記スイッチング部のオン時間を変化させる、請求項２に記載の電力変換器の制御方法。
4. 前記所定の閾値をゼロより小さい負の値に設定する、請求項１乃至請求項３のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
5. 前記所定の閾値を、入力電圧と入力電流と出力電圧と出力電流との少なくとも１つに基づいて変化させる、請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
6. 前記所定の閾値を、入力電圧と入力電流と出力電圧と出力電流との少なくとも１つと、前記電圧微分値が前記閾値を超えてから前記電圧微分値がゼロに到達するまでの期間との関係とに基づいて変化させる、請求項５に記載の電力変換器の制御方法。
7. 前記インダクタと前記キャパシタとの少なくとも一方の温度を検出し、
   前記所定の閾値を、検出された前記インダクタと前記キャパシタとの少なくとも一方の温度と、前記電圧微分値が前記閾値を超えてから前記電圧微分値がゼロに到達するまでの期間との関係に基づいて変化させる、請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載の電力変換器の制御方法。
8. スイッチング部と、
   前記スイッチング部に接続され、インダクタとキャパシタとが接続された直列共振回路と、
   前記スイッチング部をオン・オフ制御する制御部と、
   前記スイッチング部の端子間電圧の電圧微分値を検出する微分回路とを有し、
   前記制御部は、
   前記微分回路で検出した前記電圧微分値を所定の閾値と比較し、比較結果に基づいて前記スイッチング部をオフからオンに切り替える、電力変換器。
9. 前記制御部は、前記スイッチング部がオン動作するオン時間を変化させて、出力電圧と出力電流と入力電圧と入力電流との少なくとも１つを制御するオン時間制御部を備える、請求項８に記載の電力変換器。
10. 前記出力電圧と前記出力電流と前記入力電圧と前記入力電流との少なくとも１つを検出する検出部を備え、
    前記オン時間制御部は、前記検出部で検出した出力が所定値になるように、前記スイッチング部のオン時間を変化させる、請求項９に記載の電力変換器。
11. 前記制御部は、前記所定の閾値をゼロより小さい負の値に設定する、請求項８乃至請求項１０のいずれか１項に記載の電力変換器。
12. 前記制御部は、前記所定の閾値を、入力電圧と入力電流と出力電圧と出力電流との少なくとも１つに基づいて変化させる、請求項８乃至請求項１１のいずれか１項に記載の電力変換器。
13. 前記制御部は、前記所定の閾値を、入力電圧と入力電流と出力電圧と出力電流との少なくとも１つと、前記電圧微分値が前記閾値を超えてから前記電圧微分値がゼロに到達するまでの期間との関係とに基づいて変化させる、請求項１２に記載の電力変換器。
14. 前記インダクタと前記キャパシタとの少なくとも一方の温度を検出する温度検出部を備え、
    前記制御部は、前記所定の閾値を、前記温度検出部で検出された前記インダクタと前記キャパシタとの少なくとも一方の温度と、前記電圧微分値が前記閾値を超えてから前記電圧微分値がゼロに到達するまでの期間との関係に基づいて変化させる、請求項８乃至請求項１３のいずれか１項に記載の電力変換器。

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