JPS6223270Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案はDC−DCコンバータに関する。

一般に、DC−DCコンバータは、出力の安定化
の観点から定電流コンバータと定電圧コンバータ
に大別されるが、前記いずれのコンバータにおい
ても、出力の異常過電圧に対して接続負荷の焼損
防止あるいは人体への安全性確保の点から何らか
の保護回路が設けられている。この過電圧保護回
路としては、出力の過電圧に対して主コンバータ
自体の動作を抑制し、任意の出力電圧以上になら
ないようにする構成および出力の過電圧に対して
強制的にコンバータへの入力電圧を断にする構成
が知られている。本考案は前者に類する。

第１図は自動復帰型の過電圧保護回路を有する
従来の定電流型DC−DCコンバータを示す。この
コンバータの動作は次のとおりである。まず、入
力電圧３が入力端子１−１′に印加されると、ス
イツチングトランジスタ６が導通し、入力電圧の
断続動作を開始する。これにより、電力変換トラ
ンス５の１次巻線N₁₁に断続電流が流れ、同時に
トランス５の他の１次巻線である駆動巻線N₁₂に
トランジスタ６の駆動電圧が誘起される。この駆
動電圧は駆動回路７を介してトランジスタ６に供
給され、これにより連続的にトランジスタ６は断
続動作を行う。一方、出力はトランジスタ６が非
導通状態の時トランス４の２次巻線N₂に発生す
る電圧により電流ダイオード８、平滑コンデンサ
９および出力電流検出抵抗１０を通して負荷１１
に直流電力を供給する。一方、トランジスタ６が
導通状態の時は、トランス５の２次巻線N₂に発
生する電圧は整流ダイオード８に対して逆電圧と
なるが、コンデンサ９に蓄えられていたエネルギ
ーがこの間供給されるため、負荷１０には連続し
た直流電力が供給される。この第１図に示すコン
バータの出力電流の安定化は、主スイツチングト
ランジスタ６のベースとエミツタ間に並列に接続
されたダイオード１２、コンデンサ１３および抵
抗１４の直並列回路から構成された駆動電流制御
用バイパス回路により行なわれる。すなわち、出
力電流検出抵抗１０によつて検出された誤差電圧
をループ制御回路１９に加え、その出力でコンデ
ンサ１３の両端電圧を制御することにより出力電
流の安定化が行なわれている。また、このDC−
DCコンバータの出力の過電圧保護は、定電圧ダ
イオード１５およびダイオード１６の直列回路に
よつて行われている。その動作は、まずトランジ
スタ６が導通状態の時は、トランス５の駆動巻線
N₁₂にはダイオード１６の逆方向電圧が誘起され
るため、この過電圧保護回路は不動作状態にあ
り、駆動巻線N₁₂の誘起電圧は駆動回路７を介し
てトランジスタ６に駆動電圧を供給すると共にコ
ンデンサ１３を充電する。次に、トランジスタ６
が非導通状態の時は、トランス５の駆動巻線N₁₂
に２次巻線N₂電圧に巻数的に比例した電圧がダ
イオード１６の順方向の向きに誘起される。ここ
で、この誘起電圧が出力の過電圧時に定電圧ダイ
オード１５とダイオード１６の順方向電圧の和よ
りも大きくなれば、この過電圧保護回路に駆動巻
線N₁₂、コンデンサ１３、定電圧ダイオード１５
およびダイオード１６を介して電流が流れ、コン
デンサ１３の電位が低下する。このため、トラン
ジスタ６の駆動電流のバイパス量が増加されるた
め、出力電流が低下し、且つ出力電圧の増大が抑
圧される。しかしながら、このようなコンバータ
においては、過電圧保護特性が極めて緩慢なた
め、出力開放等が生じた場合には、第３図の特性
Ｂに示すように定出力電圧の２〜３倍にも達する
出力電圧が発生するという欠点がある。このこと
は遠方給電を行う場合人体への安全性の点で極め
て危険である。

本考案の目的は上述の欠点を除去しトランジス
タと定電圧ダイオードから構成する極めて簡単な
回路構成で過電圧特性の良好な自動復帰型の過電
圧保護回路を備えたDC−DCコンバータを提供す
ることにある。

次に図面を参照して本考案を詳細に説明する。

第２図は本考案の第１の実施例を示す回路図で
ある。第２図において、一点破線で囲んだ主回路
部１〜１６は第１図と同一の構成および動作を行
うため、説明を省略し、第１図と異る過電圧回路
の部分のみ以下に説明する。本考案による過電圧
保護回路は、トランジスタ１７と定電圧ダイオー
ド１８とから構成される。この過電圧保護回路
は、トランジスタ６が導通状態の時トランス５の
駆動巻線N₁₂にトランジスタ１７を不動作方向と
する誘起電圧が発生するため、不動作状態にあ
る。このため、駆動巻線N₁₂の誘起電圧は駆動回
路７を介してトランジスタ６に駆動信号として供
給されると共にコンデンサ１３を充電する。次
に、トランジスタ６が非導通状態にある時は、ト
ランス５の駆動巻線N₁₂に２次巻線N₂電圧に巻数
的に比例した電圧がトランジスタ１７および定電
圧ダイオード１８の順方向の向きに誘起される。
ここで、この誘起電圧が出力の過電圧時にトラン
ジスタ１７のベースエミツタ電圧と定電圧ダイオ
ード１８のツエナ電圧の和よりも大きくなると、
トランジスタ１７のコレクタ―エミツタ間が導通
し、駆動巻線N₁₂、コンデンサ１３、トランジス
タ１７のコレクタ、エミツタおよび駆動巻線N₁₂
を介して電流が流れる。これによりコンデンサ１
３の電位が低下し、トランジスタ６の駆動電流の
バイパス量が増加するため、出力電圧が急激に低
下すると共に出力電圧を任意の値に保持するもの
である。

本考案の過電圧保護回路の過電圧保護特性は、
トランジスタ１７により利得が増大しているため
微弱な出力電圧変動すなわちベース巻線N₁₂の誘
起電圧に対しても追随動作ができるため、極めて
高精度の過電圧保護特性が得られると共に定電圧
ダイオード１８のツエナ電圧あるいはトランス５
の駆動巻線N₁₂と２次巻線N₂の巻線比の選定によ
り過電圧検出点を容易に選択できる。

第３図の特性Ａは本考案による出力特性の一例
を示し、特性Ｂは第１図に示す従来回路の出力特
性を示す。図から明らかなように、従来回路で
は、出力電圧の規定値に対して２〜３倍もの過電
圧が発生するのが、本考案による回路では数％〜
数10％以内に抑えることができる。

以上の説明においては、全て定電流DC−DCコ
ンバータにて説明してきたが本考案の内容は定電
圧DC−DCコンバータの過電圧保護回路としても
まつたく同様に適用しえることは言うまでもな
い。

第４図は本考案の第２の実施例を示す回路図
で、ループ制御をかけない入力制御型の定電圧
DC−DCコンバータの回路例である。この回路の
基本的なコンバータ動作は第２図の第１の実施例
とまつたく同様である。第１の実施例では過電圧
保護回路として使用したのに対し、第２の実施例
では、主制御回路として使用している。この第２
の実施例における定電圧DC−DCコンバータの出
力電圧安定度は、入力電源変動および出力負荷変
動に対し約±５％である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のDC−DCコンバータの回路図、
第２図は本考案の第１の実施例を示す回路図、第
３図は第１図及び第２図の回路の出力特性の一例
を示す図および第４図は本考案の第２の実施例を
示す回路図である。 第１、第２図および第４図において、１−１′
……入力端子、２−２′……出力端子、３…入力
電源、４……入力コンデンサ、５……トランス、
６……スイツチングトランジスタ、７……駆動回
路、８……整流ダイオード、９……平滑コンデン
サ、１０……出力電流検出抵抗、１１……負荷、
１２，１７……ダイオード、１３……コンデン
サ、１４……抵抗器、１５……ループ制御回路、
１６，１９……定電圧ダイオード、１８……トラ
ンジスタ、N₁₁……トランス５の１次巻線、N₁₂…
…トランス５の他の１次巻線である駆動巻線、
N₂……トランス５の２次巻線。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. 直流入力電圧をスイツチングするスイツチング
   トランジスタと、このスイツチングされた電圧を
   電力変換する変換巻線および前記スイツチングト
   ランジスタのベースおよびエミツタに接続され前
   記スイツチングトランジスタを駆動する駆動巻線
   を有するトランスと、前記スイツチングトランジ
   スタのベースとエミツタとの間に並列に接続され
   たダイオードおよびコンデンサの直列回路と、エ
   ミツタが前記駆動巻線の一端に接続されコレクタ
   が前記コンデンサの一端に接続された制御トラン
   ジスタと、この制御トランジスタのベースにアノ
   ードが接続され前記駆動巻線の他端にカソードが
   接続されたツエナーダイオードとから構成された
   ことを特徴とするDC−DCコンバータ。