CN102196632B - Led驱动装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供提高流入LED的电流平衡精度的LED驱动装置，其具有：谐振型的电力供给单元，其具有：第1变压器，第1和第2开关元件以及具有一次绕组和谐振电容器的串联连接部；串联电路，其具有：与电力供给单元的输出连接的第1整流平滑电路，与第1整流平滑电路连接且由1个以上的LED串联连接而成的第1LED组以及连接在电力供给单元与第1整流平滑电路之间的第1绕组；串联电路，其具有：与电力供给单元的输出连接的第2整流平滑电路，与第2整流平滑电路连接且由1个以上的LED串联连接而成的第2LED组以及连接在电力供给单元和第2整流平滑电路之间的第2绕组；以及控制单元，其将第1和第2开关元件的开关频率控制为比电力供给单元的谐振频率高的频率。

Description

LED驱动装置

技术领域

本发明涉及驱动串联连接的多个LED的LED驱动装置。

背景技术

以往，作为使串联连接的多个LED(Light Emitting Diode，发光二极管)亮灯的LED驱动装置，例如公知有专利文献1。

在专利文献1中公开了这样的光源电路：如图10所示，使用多个变压器来提供电流，驱动与多个电流路径连接的多个LED。各变压器由1个电流供给线圈和感应线圈构成，电流供给线圈用于将输出电流提供给不同的电路路径，感应线圈与别的变压器的感应线圈连接来形成电流环路。各变压器和别的变压器的输出电流的关系是根据互相连接的变压器的线圈的匝数比来决定的。即，在线圈的匝数比是1∶1的情况下，可对流入各电路路径的电流进行均衡化。

【专利文献1】日本特开2006-352116号公报

然而，在专利文献1公开的LED驱动装置中，不能精度良好地对并联连接的多个LED电流进行均衡化。即，电流平衡精度不够。

发明内容

本发明的课题是提供可提高流入并联连接的多个LED的电流的平衡精度的LED驱动装置。

为了解决上述课题，本发明的LED驱动装置，该LED驱动装置对交变电流进行整流平滑并提供给LED，其特征在于，该LED驱动装置具有：谐振型的电力供给单元，其具有：具有一次绕组和二次绕组的第1变压器、与直流电源的两端串联连接的第1开关元件和第2开关元件以及与所述第1开关元件和第2开关元件中的一方并联连接且具有所述一次绕组和谐振电容器的串联连接部，从所述二次绕组输出所述交变电流；第1串联电路，其具有：与所述电力供给单元的输出连接且具有第1整流元件和第1平滑元件的第1整流平滑电路、与所述第1整流平滑电路连接且将1个以上的LED串联连接而成的第1LED组以及连接在所述电力供给单元与所述第1整流平滑电路之间的第1绕组；第2串联电路，其具有：与所述电力供给单元的输出连接且具有第2整流元件和第2平滑元件的第2整流平滑电路、与所述第2整流平滑电路连接且将1个以上的LED串联连接而成的第2LED组以及连接在所述电力供给单元与所述第2整流平滑电路之间的第2绕组；以及控制单元，其将所述第1开关元件和第2开关元件的开关频率控制为比所述电力供给单元的谐振频率高的频率，分别在所述第1串联电路和第2串联电路内流动的第1电流和第2电流根据在所述第1绕组和第2绕组产生的电磁力而被均衡化。

并且，该LED驱动装置具有分别与第1绕组和第2绕组连接的电感成分，第1绕组和第2绕组构成用于对第1电流和第2电流进行均衡化的第2变压器，电感成分是第2变压器的漏电感。

根据本发明，由于控制单元将第1开关元件和第2开关元件的开关频率控制为比电力供给单元的谐振频率高的频率，因而分别在第1串联电路和第2串联电路内流动的第1电流和第2电流根据在第1绕组和第2绕组产生的电磁力而被均衡化。因此，可提高流入多个LED的电流的平衡精度。

并且，由于分别与第1绕组和第2绕组连接的电感成分是第2变压器的漏电感，因而利用该漏电感抑制电流偏差，可提高流入多个LED的电流的平衡精度。

附图说明

图1是本发明的实施例1的LED驱动装置的结构图。

图2是用于说明本发明的实施例1的LED驱动装置的动作的时序图。

图3是用于说明本发明的实施例1的LED驱动装置的动作的时序图。

图4是实施例1的变型例涉及的LED驱动装置的结构图。

图5是示出漏电感和电流偏差的关系的图。

图6是示出实施例1的半波倍电压整流方式和另一全波整流方式的图。

图7是示出各整流方式的电流偏差的比较结果的图。

图8是本发明的实施例2的LED驱动装置的主要结构图。

图9是对在追加了实施例2的LED驱动装置的线圈的情况下和在利用了变压器的漏电感的情况下的电流偏差作了比较后的结果的图。

图10是示出现有的LED驱动装置的具体例的图。

标号说明

1：PFM电路；3：比较电路；10：电力供给单元；Vin：直流电源；QL，QH：开关元件；D1，D2，D11，D12，DL，DH：二极管；Cri：电流谐振电容器；C1，C2，C11，C12：电容器；T1，T2：变压器；Np，N1：一次绕组；Ns，S1：二次绕组；Lp：励磁电感；Lr1，Lr2，Lrn1，Lrs1：漏电感；Vref，Vref1：基准电源；LD1，LD2：负载

具体实施方式

以下，参照附图详细说明本发明的实施方式的LED驱动装置。本发明的特征在于，使用谐振型变换器作为变换器，并与谐振型变换器的谐振频率相比以高的频率控制开关元件的开关频率，构成为在电流平衡用的变压器内大幅包含漏电感，采用半波倍电压整流方式作为整流方式。

【实施例1】

图1是本发明的实施例1涉及的LED驱动装置的结构图。电力供给单元10为了提供正弦波状的交变电流，由MOFET构成的开关元件QH和由MOSFET构成的开关元件QL的串联电路与直流电源Vin的两端连接。

变压器T2的一次绕组Np和电流谐振电容器Cri的串联谐振电路与开关元件QH和开关元件QL之间的连接点连接。变压器T2具有漏电感Lr1、Lr2。Lp是变压器T2的励磁电感。开关元件QL和开关元件QH交替地接通断开，从而可从变压器T2的绕组Ns提供在漏电感Lr1、Lr2和电流谐振电容器Cri或Lr1、Lp和Cri进行了谐振的正弦波状的交变电流。

绕组N1的一端与二次绕组Ns的一端连接，经由电容器C11对交变电流进行半波整流的二极管D1的阳极和二极管D11的阴极与绕组N1的另一端连接。电容器C1连接在二极管D1的阴极和二次绕组Ns的另一端之间，负载LD1(LED1a～LED1e)与电容器C1的一端并联连接。二极管D11的阳极与二次绕组Ns的另一端和电容器C1的另一端连接。电容器C1、C11和二极管D1、D11构成第1半波2倍电压整流电路。二次绕组Ns和第1半波2倍电压整流电路构成串联电路，负载LD1(LED1a～LED1e)与第1半波2倍电压整流电路的输出连接。

并且，绕组S1的一端与变压器T2的二次绕组Ns的一端连接，经由电容器C12对交变电流进行半波整流的二极管D2的阳极和二极管D12的阴极与绕组S1的另一端连接。电容器C2连接在二极管D2的阴极和二次绕组Ns的另一端之间，负载LD2(LED2a～LED2e)与电容器C2的一端并联连接。二极管D12的阳极与二次绕组Ns的另一端和电容器C2的另一端连接。电容器C2、C12和二极管D2、D12构成第2半波2倍电压整流电路。二次绕组Ns和第2半波2倍电压整流电路构成串联电路，负载LD2(LED2a～LED2e)与第2半波2倍电压整流电路的输出连接。

绕组N1和绕组S1互相电磁耦合并构成变压器T1。变压器T1具有励磁电感L1。并且，由于LED的正向电压(Vf)的偏差，实施例1中的负载LD1的阻抗和负载LD2的阻抗互相不同。

并且，电阻Rs的一端和PFM电路1的输入端子的一端与负载LD1(LD2)连接，电阻Rs的另一端和PFM电路的输入端子的另一端接地。电阻Rs对流入负载LD1(和LD2)的电流一并进行检测，将电流检测值输出到PFM电路1。PFM电路1将电流检测值和内部的基准电压进行比较，根据其误差输出，控制开关元件QH和开关元件QL的接通断开频率，以使流入负载的电流恒定。

(开关频率和谐振频率的关系)

下面，说明实施例1的LED驱动装置的动作。首先，作为比较例，参照图2所示的时序图说明在开关元件QH、QL的开关频率是比电力供给单元10的谐振频率低的频率的情况下的动作。

电力供给单元10的谐振频率是根据变压器T2的励磁电感、漏电感和电流谐振电容器Cri决定的。

这里，将变压器T2的漏电感Lr2的值设定为例如100μH。即，通过减小变压器T2的漏电感Lr2的值，可使开关频率采用基于漏电感(Lr1+Lr2)和电流谐振电容器Cri的谐振频率的约0.7倍。

这里，作为LED1a～LED1e的各方的正向电压Vf之和与Vf(LD1)、LED2a～LED2e的各方的正向电压Vf之和与Vf(LD2)、假定为Vf(LD1)＞Vf(LD2)来进行说明。

在图2中，V(QH)、V(QL)是开关元件QH、QL的漏极源极间的电压、I(QH)、I(QL)是在开关元件QH、QL的漏极源极间流动的电流，V(Ns)是变压器T2的二次绕组Ns的电压，I(D1)、I(D11)是在二极管D1、D11内流动的电流，I(D1)-I(D2)是在二极管D1和二极管D2内流动的电流之差，I(L1)是在变压器T1的励磁电感L1内的电流。

动作状态根据开关元件QH、QL的接通断开、施加给变压器T1、T2的电压的状态分为6个期间T11～T16。

首先，在期间T11中，开关元件QH是断开状态，开关元件QL是接通状态，变压器T2的一次侧的电流在Cri→Lp(Np→Lr2)→Lr1→QL→Cri或者Cri→QL(DL)→Lr1→Lp(Np→Lr2)→Cri的路径上流动。二次侧的电流在Ns→D11→C11→N1(L1)→Ns的路径、和Ns→D12→C12→S1→Ns的路径上流动。

关于2个路径的电压，以下式成立：

V(Ns)-V(N1)+V(C11)＝0

V(Ns)+V(S1)+V(C12)＝0

并且，变压器T1的绕组N1、S1的电压V(N1)、V(S1)在变压器的特性上为V(N1)＝V(S1)。因此，设变压器T1的励磁电感L1的电压V(L1)＝V(N1)＝V(S1)，得到：

V(Ns)＝-(V(C11)+V(C12))/2

V(L1)＝(V(C11)-V(C12))/2

电容器C11的电压和电容器C12的电压之差的1/2电压被施加给变压器T1的励磁电感L1。在倍电压整流方式中，如图3所示，在时间比率是0.5且使极性对称反转的情况下，电力供给单元的输出电压V(Ns)为：

V(L1)＝(V(C1)-V(C2))/4

当Vf(LD1)＞Vf(LD2)时，为V(C1)＞V(C2)，因而V(L1)在初绕时为正电压。因此，流入励磁电感L1的励磁电流I(L1)以V(L1)/L1的斜度增加。

然后，在期间T12中，与期间T11一样，开关元件QH是断开状态，开关元件QL是接通状态，然而与期间T11相比较，谐振频率改变，成为基于电感(Lr1+Lp)和电流谐振电容器Cri的谐振频率。变压器T2的一次侧的电流与期间T11的电流相同，在Cri→Lp(Np→Lr2)→Lr1→QL→Cri的路径上流动。二次侧的电流在Ns→D12→C12→S1→Ns的路径、和L1→N1→L1的路径上流动。在该期间在二次侧流动的电流是排放了蓄积在励磁电感L1内的电流后的电流，当励磁电流为零时，该期间T12结束。

然后，在期间T13中，与期间T11、T12一样，开关元件QH是断开状态，开关元件QL是接通状态。在变压器T2的一次侧，电流在Cri→Lp→Lr1→QL→Cri的路径上流动，电路不流入变压器T2的Np、Ns。在二次侧，电流不流入二极管D1、D2、D11、D12的任一方，电流也不流入励磁电感L1。

然后，在期间T14中，开关元件QH是接通状态，开关元件QL是断开状态，变压器T2的一次侧的电流在Vin→Cri→Lp(Lr2→Np)→Lr1→QH(DH)→Vin或者Vin→QH→Lr1→Lp(Lr2→Np)→Cri→Vin的路径上流动。二次侧的电流在Ns→N1(L1)→C11→D1→C1(LD1)→Ns的路径和Ns→S1→C12→D2→C2(LD2)→Ns的路径上流动。

2个路径的电压是：

V(Ns)-V(N1)+V(C11)-V(C1)＝0

V(Ns)+V(S1)+V(C12)-V(C2)＝0

并且，变压器T1的绕组N1、S1的电压V(N1)、V(S1)在变压器的特性上为V(N1)＝V(S1)。因此，设变压器T1的励磁电感L1的电压V(L1)＝V(N1)＝V(S1)，得到：

V(Ns)＝(V(C1)+V(C2)-V(C11)-V(C12))/2

V(L1)＝(V(C2)-V(C1))/2+(V(C11)-V(C12))/2

现在，在倍电压整流方式中，如图3所示，在时间比率是0.5且使极性对称反转的情况下，电力供给单元10的输出电压V(Ns)为：

V(C11)＝V(C1)/2

V(C12)＝V(C2)/2

因而得到：

V(L1)＝-(V(C1)-V(C2))/4

当Vf(LD1)＞Vf(LD2)时，为V(C1)＞V(C2)，因而V(L1)在初绕时为负电压。因此，流入励磁电感L1的励磁电流I(L1)以|V(L1)/L1|的斜度减少。

然后，在期间T15中，与期间T14一样，开关元件QH是接通状态，开关元件QL是断开状态，然而谐振频率改变，成为基于电感(Lr1+Lp)和电流谐振电容器Cri的谐振频率。变压器T2的一次侧的电流在Vin→QH→Lr1→Lp(Lr2→Lp)→Cri→Vin的路径上流动。在二次侧，电流在Ns→S1→C12→D2→C2(LD2)→Ns的路径、和L1→N1→L1的路径上流动。在该期间在二次侧流动的电流是排放了蓄积在励磁电感L1内的电流后的电流，当励磁电流为零时，该期间T15结束。

然后，在期间T16中，与期间T14、T15一样，开关元件QH是接通状态，开关元件QL是断开状态。在变压器T2的一次侧，电流在Vin→QH→Lr1→Lp→Cri→Vin的路径上流动，电路不流入变压器T2的Np、Ns。在二次侧，与期间T13一样，电流不流入二极管D1、D2、D11、D12的任一方，电流也不流入励磁电感L1。

比较例涉及的LED驱动装置重复以上的周期性动作。在6个期间T11～T16内，在期间T11、T12、T13、T16中，二极管D1、D2不导通。在期间T14、T15中，二极管D1、D2导通，在励磁电感L1内流动的励磁电流叠加在电流I(D1)上，从而在电流I(D1)和电流I(D2)之间产生差。

下面，参照图3所示的时序图说明本发明涉及的LED驱动装置的动作，即在开关元件QH、QL的开关频率比电力供给单元10的谐振频率高的情况下的动作。

PFM电路1(对应于控制单元)将开关元件QH、QL的开关频率控制为比电力供给单元10的谐振频率高的频率。在该情况下，通过使变压器T2疏耦合来增大变压器T2的漏电感(Lr1+Lr2)的值。Lr2例如是3mH。由此，开关频率为基于漏电感(Lr1+Lr2)和谐振电容器Cri的谐振频率的约2倍的频率。

该Lr2也包含变压器T2的二次侧的电感。即，谐振频率是根据变压器T2的电感、变压器T1的漏电感(未图示)和电流谐振电容器Cri来决定的。

动作状态根据开关元件QH、QL的接通断开、施加给变压器T1、T2的电压的状态分为4个期间T1～T4。

首先，在期间T1中，开关元件QH是断开状态，开关元件QL是接通状态，变压器T2的一次侧的电流在Cri→Lp(Np→Lr2)→Lr1→QL→Cri或者Cri→QL(DL)→Lr→Lp(Np→Lr2)→Cri的路径上流动。谐振频率是根据变压器T2的漏电感(Lr1+Lr2)和电容器Cri来决定的。变压器T2的绕组Np、Ns均在初绕时为负电压。因此，二次侧的电流在Ns→D11→C11→N1(L1)→Ns的路径、和Ns→D12→C12→S1→Ns的路径上流动。

施加给励磁电感L1的电压V(L1)也与图2所示的例子的期间T11一样，是V(L1)＝(V(C1)-V(C2))/4，因而V(L1)在初绕时为正电压。因此，流入励磁电感L1的励磁电流I(L1)以V(L1)/L1的斜度增加。

由于变压器T1的一次绕组N1和二次绕组S1被磁耦合成使流入各方的电流均衡，因而相同的电流被充电给电容器C11和电容器C12。

然后，在期间T2中，开关元件QH是接通状态，开关元件QL是断开状态，变压器T2的一次侧的电流在Vin→Cri→Lp(Np→Lr2)→Lr1→QH(DH)→Vin的路径上流动。与期间T1一样，由于变压器T2的绕组Np、Ns在初绕时为负电压，因而二次侧的电流在Ns→D11→C11→N1(L1)→Ns的路径、和Ns→D12→C12→S1→Ns的路径上流动。

施加给励磁电感的电压V(L1)也与期间T1一样，是V(L1)＝(V(C1)-V(C2))/4，因而V(L1)在初绕时为正电压。因此，流入励磁电感L1的励磁电流I(L1)以V(L1)/L1的斜度增加。

然后，在期间T3中，开关元件QH是接通状态，开关元件QL是断开状态。变压器T2的一次侧的电流在Vin→Cri→Lp(Lr2→Np)→Lr1→QH(DH)→Vin或者Vin→QH→Lr1→Lp(Lr2→Np)→Cri→Vin的路径上流动。由于变压器T2的绕组Np、Ns均在初绕时为正电压，因而二次侧的电流在Ns→N1(L1)→C11→D1→C1(LD1)→Ns的路径、和Ns→S1→C12→D2→C2(LD2)→Ns的路径上流动。

施加给励磁电感L1的电压V(L1)也与图2所示的例子的期间T14一样，是V(L1)＝-(V(C1)-V(C2))/4，因而V(L1)在初绕时为负电压。因此，流入励磁电感L1的励磁电流I(L1)以|V(L1)/L1|的斜度减少。

由于变压器T1的一次绕组N1和二次绕组S1被磁耦合成使流入各方的电流均衡，因而相同的电流被充电给电容器C1和电容器C2。因此，与电容器C1连接的负载LD1和与电容器C2连接的负载LD2即使在阻抗不同的情况下也流入有均衡化后的电流。

然后，在期间T4中，开关元件QH是断开状态，开关元件QL是接通状态。变压器T2的一次侧的电流在Cri→QL(DL)→Lr1→Lp(Lr2-Np)→Cri的路径上流动。变压器T2的绕组Np、Ns在初绕时为正电压。因此，二次侧的电流在Ns→N1(L1)→C11→D11→D1→C1(LD1)→Ns的路径、和Ns→S1→C12→D2→C2(LD2)→Ns的路径上流动。

施加给励磁电感L1的电压V(L1)也与期间T3一样，是V(L1)＝-(V(C1)-V(C2))/4，V(L1)在初绕时为负电压。因此，流入励磁电感L1的励磁电流I(L1)以|V(L1)/L1|的斜度减少。

本实施例涉及的LED驱动装置重复以上的周期性动作。在4个期间T1～T4内，在期间T1、T2中，二极管D1、D2不导通。在期间T3、T4中，二极管D1、D2导通，在励磁电感L1内流动的励磁电流叠加在电流I(D1)上，从而在电流I(D1)和电流I(D2)之间产生差。然而，当在1个周期(T1～T4)中对I(D1)-I(D2)进行了积分时，其积分值为大致零。这样，在开关频率大于(高于)谐振频率的情况下，可减少流入各LED串的电流的偏差。

并且，如上所述除了增大变压器T2的漏电感以外，还能通过增大变压器1的漏电感来降低电力供给单元10的谐振频率。图4示出实施例1的变型例涉及的LED驱动装置的结构。本变型例涉及的LED驱动装置构成为，变压器T1的一次绕组N1和二次绕组S1被疏耦合，具有大的漏电感(Lrn1，Lrs1)。变压器T2的漏电感Lr2也包含变压器T2的二次侧的电感。即，电力供给单元10的谐振频率是根据变压器2的励磁电感、漏电感、电流谐振电容器Cri和变压器T1的漏电感来决定的。因此，即使这样构成，也能调整电力供给单元10的谐振频率，可减少电流I(D1)和电流I(D2)的偏差。而且，由于变压器T2自身的漏电感形成得比较小，因而可减少由变压器2的漏磁通引起的发热。

图5是示出漏电感和电流偏差的关系的图。如图5所示，漏电感越大，电流偏差ΔI就越减少。一般，由于漏电感大的变压器价格比较便宜，因而通过使用漏电感大的变压器，可构成廉价且电流精度良好的LED驱动电路。

图6(a)示出实施例1的半波倍电压整流方式，图6(b)是示出全波整流方式的图。另外，图6(b)所示的DD1、DD2表示全波整流电路。

图7是示出各整流方式的电流偏差的比较结果的图。如图7所示，在全波整流方式的情况下，变压器T2的漏电感越大，电流偏差ΔI就越减少。而且，半波倍电压整流方式可将电流偏差抑制为全波整流方式的一半以下。

【实施例2】

图8是实施例2的LED驱动装置的主要结构图。实施例2的LED驱动装置的特征在于，与利用图8(b)所示的变压器T1的漏电感的电路(与图1所示的结构相同)相比，如图8(a)所示，与变压器T1的漏电感不同，构成为在外部将线圈Lr与变压器T1连接。

即使在使用该线圈Lr的情况下，也能获得与在变压器T1上有漏电感的情况相同的效果。图9示出将在追加了线圈Lr的情况下和在利用了变压器T1的漏电感的情况下的电流偏差作了比较后的结果。从图9也可以看出，即使在外部追加了线圈Lr的情况下，也能获得与在变压器T1上有漏电感的情况相同的效果。另外，作为一例，在将5μH的线圈Lr与变压器T1连接的情况下，得到与在变压器T1上有10μH的漏电感的情况相等的电流精度。

在实施例1、2中，对LED的串联数是5(LED1a～LED1e)、负载的并联数是2(LD1、LD2)的情况作了说明，然而不限定于这些数。并且，为了获得期望的谐振频率，也能变更电流谐振电容器Cri的电容。

本发明能应用于用于使LED亮灯的LED亮灯装置和LED照明。

Claims (1)

1.一种LED驱动装置，其对交变电流进行整流平滑并提供给LED，该LED驱动装置的特征在于具有：

谐振型的电力供给单元，其具有：具有一次绕组和二次绕组的第1变压器、与直流电源的两端串联连接的第1开关元件和第2开关元件以及与所述第1开关元件和第2开关元件的一方并联连接且具有所述一次绕组和谐振电容器的串联连接部，其中，从所述二次绕组输出所述交变电流；

第1串联电路，其具有：与所述电力供给单元的输出连接的第1整流平滑电路、与所述第1整流平滑电路的输出连接且由1个以上的LED串联连接而成的第1LED组以及连接在所述电力供给单元与所述第1整流平滑电路的输入之间的第1绕组，其中，该第1整流平滑电路具有第1整流元件、第2整流元件、第1平滑元件和第2平滑元件，从所述第1绕组经由所述第2平滑元件而连接了所述第1整流元件的阳极和所述第2整流元件的阴极，所述第1平滑元件连接在所述第1整流元件的阴极与所述二次绕组之间，所述第2整流元件的阳极连接在所述二次绕组与所述第1平滑元件之间；

第2串联电路，其具有：与所述电力供给单元的输出连接的第2整流平滑电路、与所述第2整流平滑电路的输出连接且由1个以上的LED串联连接而成的第2LED组以及连接在所述电力供给单元与所述第2整流平滑电路的输入之间的第2绕组，其中，该第2整流平滑电路具有第3整流元件、第4整流元件、第3平滑元件和第4平滑元件，从所述第2绕组经由所述第4平滑元件而连接了所述第3整流元件的阳极和所述第4整流元件的阴极，所述第3平滑元件连接在所述第3整流元件的阴极与所述二次绕组之间，所述第4整流元件的阳极连接在所述二次绕组与所述第3平滑元件之间；以及

控制单元，其将如下开关频率控制为比所述电力供给单元的谐振频率高的频率，该开关频率为使所述第1整流元件的电流与所述第3整流元件的电流之差的积分值为零的开关频率，

分别在所述第1串联电路和第2串联电路内流动的第1电流和第2电流根据在所述第1绕组和第2绕组中产生的电磁力而被均衡化，

所述第1绕组和第2绕组构成用于均衡化所述第1电流和第2电流的第2变压器，所述第1绕组和第2绕组分别具有漏电感成分，所述谐振频率是根据所述谐振电容器和所述漏电感成分决定的。

Images