JP5022209B2 - 電源アダプタ - Google Patents

Description

本発明は、直流機器の駆動に適した直流電力を直流機器に供給する電源アダプタに関するものである。

従来から、発光ダイオード（ＬＥＤ）を光源として備える照明器具や、パーソナルコンピュータなど直流電力の供給を受けて動作する直流機器が種々提供されている。この種の直流機器を、商用電源等からの交流電力を供給する一般的な交流コンセントに接続して使用するに当たっては、整流回路を含み交流電源を直流電源に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路を具備した電源アダプタを用いることがある。

この種の電源アダプタは、交流コンセントと直流機器との間に接続され、ＡＣ／ＤＣ変換回路にて変換された直流電力を適宜の電圧、電流に調節して直流機器に供給することによって直流機器を駆動するように構成されている。ここで、整流後の直流電力を用いて直流機器の駆動に適した直流電力を生成するために、スイッチング電源が用いられることが多い。

この種の電源アダプタに適用可能な小型高効率のスイッチング電源としては、複合共振型の直列コンバータ回路が知られている（たとえば特許文献１参照）。図１０にその従来技術による主回路構成を示し、図１１には図１０の回路構成における主な部位の波形を示す。

図１０の電源アダプタ１は、交流供給線路Ｗａｃに接続される一対の交流入力端Ｉｎ１’，ＩＮ２’間に、突入電流制限用の抵抗Ｒ１を介してダイオードブリッジ型の全波整流器ＤＢが接続され、さらに全波整流器ＤＢの出力端間に全波整流器ＤＢと共にＡＣ／ＤＣ変換回路１２を形成する平滑コンデンサＣ０が接続された構成を有する。これにより、交流入力端Ｉｎ１’，Ｉｎ２’を交流コンセントに接続すると、平滑コンデンサＣ０の両端に直流電圧が生じることになる。

平滑コンデンサＣ０の両端間には、パワーＭＯＳＦＥＴからなる第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続される。そして、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点と平滑コンデンサＣ０の一端との間に、インダクタＬと出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１０とコンデンサＣ１との直列共振回路を形成し、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれか一方と並列にコンデンサＣ２が接続される（図１０では、平滑コンデンサＣ０の一端は低圧側に、コンデンサＣ２は第２のスイッチング素子Ｑ２に並列に接続した例を示している）。また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２には、それぞれ逆並列にダイオードＤ１，Ｄ２が接続される（一般的に、ＭＯＳＦＥＴのボディダイオードで兼用される）。

さらに出力トランスＴ１の２次巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、各ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードと前記中間タップとの間に平滑コンデンサＣ３が接続される。この平滑コンデンサＣ３の両端が電源アダプタ１の出力端となるのであって、当該平滑コンデンサＣ３の両端間に直流機器１０２が接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ブロックで示した制御部１０によって、複合共振条件を加味して予め設定された周波数で交互にオンオフされる。したがって、制御部１０には、高周波発振機能、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互に駆動する機能、および２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を共にオフするデッドタイム期間を設定する機能、必要に応じて入出力電圧や電流、電力を制御する為のフィードフォワードやフィードバック制御機能ならびに出力可変機能などが備えられる。

図１１において、Ｖ_ｇ１，Ｖ_ｇ２は制御部１０によって予め設定されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動信号を示しており、当該駆動信号は交互にオンオフされるとともに、両方がオフするデッドタイム期間が設定されている。Ｖ_Ｑ１，Ｖ_Ｑ２およびＩ_Ｑ１，Ｉ_Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧およびドレイン電流を示す。ここで、駆動信号Ｖ_ｇ１がＨレベルの時、スイッチング素子Ｑ１にはドレイン電流Ｉ_Ｑ１が流れ、Ｌレベルの時は平滑コンデンサＣ０の両端電圧に略等しい電圧Ｖ_Ｑ１がスイッチング素子Ｑ１に印加される（スイッチング素子Ｑ２の場合も同様）。なお、デッドタイム期間においては、コンデンサＣ２とインダクタＬおよび出力トランスＴ１の励磁インダクタンスとによる効果から、ドレイン−ソース間電圧Ｖ_Ｑ１，Ｖ_Ｑ２は任意の傾斜を持った立上がり、立下り波形となる。

また、ドレイン電流Ｉ_Ｑ１，Ｉ_Ｑ２は、略インダクタＬとコンデンサＣ１とで設定される直列共振電流波形となり、これらの合成電流がインダクタＬと出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１０とコンデンサＣ１との直列共振回路の電流となる。Ｖ_Ｃ１はコンデンサＣ１の電圧波形を表しており、前記の直列共振回路の電流より位相の遅れた波形となる。Ｉ_Ｄ３，Ｉ_Ｄ４は出力整流用のダイオードＤ３，Ｄ４の電流波形を示すもので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数（スイッチング周波数）と、インダクタＬおよびコンデンサＣ１の直列共振周波数との関係が「共振周波数＞駆動周波数」の条件を満足する設定とすることよって、ダイオードＤ３，Ｄ４の一方の電流が流れ終わった後に他方の電流が流れ始めるように設定が可能で、両方のダイオード電流が流れない期間は出力側へ電力が伝達されない。すなわち、前記ダイオードＤ３，Ｄ４の電流が流れない期間では、出力トランスＴ１の２次側は無負荷と考えられ、１次側の直列共振回路にトランスＴの１次側励磁インダクタンスが直列に挿入されて直列共振条件が切り替わる結果、ドレイン電流Ｉ_Ｑ１およびＩ_Ｑ２の波形にも変曲点が見られる。

このような複合共振型直列コンバータでは、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）、すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の印加電圧が低下した後で同スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に電流が流れ始めるような条件設定が可能とされ、スイッチング損失が極めて少ないこと、およびダイオードＤ３，Ｄ４のリカバリ損失を回避できることから、高効率で高周波化が可能となる。また、スイッチング時の電圧・電流波形が安定しているとともに、ダイオードＤ３，Ｄ４のリンギングも抑制できることから、雑音面でも優れている。
特許第２７３４２９６号公報

ところで、上述した電源アダプタ１は、交流供給線路Ｗａｃを介して交流電源ＡＣに接続されるから、交流電源ＡＣを直流電源に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路１２が必須構成である。しかし、電源アダプタ１の小型化を図る場合には、ＡＣ／ＤＣ変換回路１２を構成する全波整流器ＤＢや平滑コンデンサＣ０が小型化の妨げとなるという問題がある。

また、上述の従来技術は、周波数を予め発振器で設定し、２つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する所謂他励式のスイッチング電源１１であり、高電位側のスイッチング素子Ｑ１へのレベルシフタが必要で、その周波数追従性や損失の観点からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数の高周波化には限界があるので、出力トランスＴ１は小型化が困難であり、電源アダプタ１全体の小型化の妨げとなる。

本発明は上記事由に鑑みてなされたものであって、従来構成に比べて小型化が可能な電源アダプタを提供することを目的とする。

請求項１の発明は、交流電源を直流電源に変換するＡＣ／ＤＣコンバータから出力される直流電力を建造物に配線した直流供給線路を介して直流機器に供給するＤＣ配電システムに用いる電源アダプタであって、直流供給線路に接続される一対の直流入力端と、一対の直流入力端間に直列に接続され交互にオンオフ制御される第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２のスイッチング素子のいずれか一方と並列に接続されたインダクタと出力トランスの１次巻線とコンデンサとの直列回路からなる直列共振回路と、出力トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流および平滑して直流機器に出力する出力部と、出力トランスの１次巻線に磁気的に結合されており各々の両端間に誘起される電圧により第１および第２のスイッチング素子をそれぞれオンする第１および第２の補助巻線と、第１および第２の補助巻線に誘起される電圧に基づいて第１および第２のスイッチング素子をそれぞれオフする第１および第２の制御回路とをアダプタ本体に備え、各制御回路が、各々のオン時に各スイッチング素子をオフするスイッチ要素と、各補助巻線に生じる誘起電圧をピークホールドするピークホールド回路と、前記誘起電圧がピークホールド回路によるホールド電圧より予め定めるレベル以上低下したときにスイッチ要素をオンする比較器とを有することを特徴とする。

この構成によれば、電源アダプタにおける一対の直流入力端は直流供給線路を介してＡＣ／ＤＣコンバータの出力に接続されるので、電源アダプタには直流供給線路を介して直流電力が供給されることになる。したがって、電源アダプタにおいては交流電源を直流電源に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路が不要になり、ＡＣ／ＤＣ変換回路を構成する全波整流器や平滑コンデンサの分だけ電源アダプタの小型化が可能になるという利点がある。さらに上記構成によれば、第１および第２の補助巻線の誘起電圧を各スイッチング素子のオン駆動に用いる電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータから成るスイッチング電源において、各制御回路が、各々のオン時にスイッチング素子をオフするスイッチ要素と、各補助巻線に生じる誘起電圧をピークホールドするピークホールド回路と、前記誘起電圧がピークホールド回路によるホールド電圧より予め定めるレベル以上低下したときにスイッチ要素をオンする比較器とを有するので、第１および第２の補助巻線のうち、一方の電圧低下を検知して第１および第２のスイッチング素子のうちのオンしていた側をオフ駆動するとともに、他方の電圧上昇により第１および第２のスイッチング素子のうちのオフしていた側をオンさせる。こうして、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、適切なスイッチング条件（ＺＶＳ動作）を簡易な構成で実現でき、本来の特徴である低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる。また、スイッチング周波数をより高周波化し、出力トランスの小型化による電源アダプタの小型化にも適応できる。

請求項２の発明は、請求項１の発明において、前記アダプタ本体が、前記出力部から前記直流機器に供給される負荷電流を検出し、当該負荷電流の大きさが一定に維持されるように前記第１および第２のいずれか一方の制御回路における前記スイッチ要素をオンするタイミングを決定する定電流制御回路を備えることを特徴とする。

この構成によれば、直流機器に供給される負荷電流の大きさを一定に維持することができるので、直流機器を定電流駆動することができる。また、定電流制御回路によって制御されるのは一方のスイッチ要素のみであるから、他方のスイッチ要素によりオフされるスイッチング素子については、前記制御回路によって適切なスイッチング条件（ＺＶＳ動作）を簡易な構成で実現でき、本来の特徴である低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる。

請求項３の発明は、請求項１の発明において、前記アダプタ本体が、前記出力部から前記直流機器に印加される負荷電圧を検出し、当該負荷電圧の大きさが一定に維持されるように前記第１および第２のいずれか一方の制御回路における前記スイッチ要素をオンするタイミングを決定する定電圧制御回路を備えることを特徴とする。

この構成によれば、直流機器に印加される負荷電圧の大きさを一定に維持することができるので、直流機器を定電圧駆動することができる。また、定電圧制御回路によって制御されるのは一方のスイッチ要素のみであるから、他方のスイッチ要素によりオフされるスイッチング素子については、前記制御回路によって適切なスイッチング条件（ＺＶＳ動作）を簡易な構成で実現でき、本来の特徴である低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる。

請求項４の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかの発明において、前記出力部が、前記直流機器に出力する電圧の大きさを切替可能に構成されていることを特徴とする。

この構成によれば、使用する直流機器の種類に合わせて出力電圧の大きさを切り替えることにより、１個の電源アダプタで駆動電圧の異なる複数種類の直流機器に適応することができる。

請求項５の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかの発明において、前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング周波数が５００ｋＨｚ以上であることを特徴とする。

この構成によれば、スイッチング周波数を従来の他励式では困難な５００ｋＨｚ以上とすることで、出力トランスの小型化を図ることができる。

請求項６の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれかの発明において、前記アダプタ本体が、施工面の定位置に固定され、前記直流機器に電源供給する接触子を差込可能な接続口が前面に開口した直流コンセントの器体内に収納されていることを特徴とする。

この構成によれば、アダプタ本体が直流コンセントの器体内に収納されているので、直流コンセントの周囲にアダプタ本体を設置するためのスペースが不要になり、直流コンセントの周囲の見映えがよくなる。

請求項７の発明は、請求項１ないし請求項５のいずれかの発明において、前記アダプタ本体が、天井に固定され、前記直流機器に電源供給する接触子を差込可能な接続口が下面に開口した引掛シーリングの器体内に収納されていることを特徴とする。

この構成によれば、アダプタ本体が引掛シーリングの器体内に収納されているので、引掛シーリングの周囲にアダプタ本体を設置するためのスペースが不要になり、引掛シーリングの周囲の見映えがよくなる。

本発明は、従来構成に比べて電源アダプタを小型化できるという効果がある。

以下の各実施形態で説明する電源アダプタは、図２に示すように、たとえば住宅などの分電盤１１０内に配設したＡＣ／ＤＣコンバータ１１２によって商用電源等の交流電源ＡＣを直流電源に変換し、各部屋に設置され正極および負極の一対の給電部を有する直流コンセント１３１等の直流アウトレットに対して分電盤１１０から直流電力を配電するＤＣ配電システムに用いられるものである。

ここで、ＤＣ配電システムについて以下に図２を参照して簡単に説明する。

以下の説明では、ＤＣ配電システムを適用する建物として戸建て住宅の家屋を想定して説明するが、ＤＣ配電システムの技術思想を集合住宅に適用することを妨げるものではない。家屋Ｈには、図２に示すように、直流電力を出力する直流電力供給部１０１と、直流電力により駆動される負荷としての直流機器１０２とが設けられ、直流電力供給部１０１の出力端部に接続した直流供給線路Ｗｄｃを通して直流機器１０２に直流電力が供給される。直流電力供給部１０１と直流機器１０２との間には、直流供給線路Ｗｄｃに流れる電流を監視し、異常を検知したときに直流給電線路Ｗｄｃ上で直流電力供給部１０１から直流機器１０２への給電を制限ないし遮断する直流ブレーカ１１４が設けられる。

直流供給線路Ｗｄｃは、直流電力の給電路であるとともに通信路としても兼用されており、高周波の搬送波を用いてデータを伝送する通信信号を直流電圧に重畳することにより直流供給線路Ｗｄｃに接続された機器間での通信を可能にしている。この技術は、交流電力を供給する電力線において交流電圧に通信信号を重畳させる電力線搬送技術と類似した技術である。

直流供給線路Ｗｄｃは、直流電力供給部１０１を介して宅内サーバ１１６に接続される。宅内サーバ１１６は、宅内の通信網（以下、「宅内網」という）を構築する主装置であり、宅内網において直流機器１０２が構築するサブシステムなどと通信を行う。

図示例では、サブシステムとして、パーソナルコンピュータ、無線アクセスポイント、ルータ、ＩＰ電話機のような情報系の直流機器１０２からなる情報機器システムＫ１０１、照明器具のような照明系の直流機器１０２からなる照明システムＫ１０２，Ｋ１０５、来客対応や侵入者の監視などを行う直流機器１０２からなるインターホンシステムＫ１０３、火災感知器のような警報系の直流機器１０２からなる住警器システムＫ１０４などがある。各サブシステムは、自立分散システムを構成しており、サブシステム単独でも動作が可能になっている。

上述した直流ブレーカ１１４は、サブシステムに関連付けて設けられており、図示例では、情報機器システムＫ１０１、照明システムＫ１０２およびインターホンシステムＫ１０３、住警器システムＫ１０４、照明システムＫ１０５に関連付けて４個の直流ブレーカ１１４を設けている。１台の直流ブレーカ１１４に複数個のサブシステムを関連付ける場合には、サブシステムごとに直流供給線路Ｗｄｃの系統を分割する接続ボックス１２１が設けられる。図示例においては、照明システムＫ１０２とインターホンシステムＫ１０３との間に接続ボックス１２１が設けられている。

情報機器システムＫ１０１としては、壁コンセントあるいは床コンセントの形態で家屋Ｈに先行配置（家屋Ｈの建築時に施工）される直流コンセント１３１に接続される直流機器１０２からなる情報機器システムＫ１０１が設けられる。

照明システムＫ１０２、Ｋ１０５としては、家屋Ｈに先行配置される照明器具（直流機器１０２）からなる照明システムＫ１０２と、天井に先行配置される引掛シーリング１３２に接続する照明器具（直流機器１０２）からなる照明システムＫ１０５とが設けられる。引掛シーリング１３２には、家屋Ｈの内装施工時に施工業者が照明器具を取り付けるか、または家人自身が照明器具を取り付ける。

照明システムＫ１０２を構成する直流機器１０２である照明器具に対する制御の指示は、赤外線リモコン装置を用いて与えるほか、直流供給線路Ｗｄｃに接続されたスイッチ１４１から通信信号を用いて与えることができる。すなわち、スイッチ１４１は直流機器１０２とともに通信の機能を有している。また、スイッチ１４１の操作によらず、宅内網の別の直流機器１０２あるいは宅内サーバ１１６から通信信号により制御の指示がなされることもある。照明器具への指示には、点灯、消灯、調光、点滅点灯などがある。

上述した直流コンセント１３１、引掛シーリング１３２には、任意の直流機器１０２を接続することができ、接続された直流機器１０２に直流電力を出力するから、以下では直流コンセント１３１、引掛シーリング１３２を区別する必要がない場合には「直流アウトレット」と呼ぶ。

これらの直流アウトレットは、直流機器１０２に直接設けた接触子（図示せず）または接続線を介して設けた接触子（図示せず）が差し込まれる差込式の接続口（給電部）が器体に開口し、接続口に差し込まれた接触子に直接接触する接触子受けが器体に保持された構造を有している。すなわち、直流アウトレットは接触式で給電を行う。直流アウトレットに接続された直流機器１０２が通信機能を有する場合には、直流供給線路Ｗｄｃを通して通信信号を伝送することが可能になる。直流機器１０２だけではなく直流アウトレットにも通信機能が設けられている。

宅内サーバ１１６は、宅内網に接続されるだけではなく、インターネットを構築する広域網ＮＴに接続される接続口を有している。宅内サーバ１１６が広域網ＮＴに接続されている場合には、広域網ＮＴに接続されたコンピュータサーバであるセンタサーバ２００によるサービスを享受することができる。

センタサーバ２００が提供するサービスには、広域網ＮＴを通して宅内網に接続された機器（主として直流機器１０２であるが通信機能を有した他の機器も含む）の監視や制御を可能にするサービスがある。このサービスにより、パーソナルコンピュータ、インターネットＴＶ、移動体電話機などのブラウザ機能を備える通信端末（図示せず）を用いて宅内網に接続された機器の監視や制御が可能になる。

宅内サーバ１１６は、広域網ＮＴに接続されたセンタサーバ２００との間の通信と、宅内網に接続された機器との間の通信との両方の機能を備え、宅内網の機器に関する識別情報（ここでは、ＩＰアドレスを用いるものとする）の取得の機能を備える。

宅内サーバ１１６は、センタサーバ２００との通信機能を用いることにより、広域網ＮＴに接続された通信端末からセンタサーバ２００を通して宅内の機器の監視や制御を可能にする。センタサーバ２００は、宅内の機器と広域網ＮＴ上の通信端末とを仲介する。

通信端末から宅内の機器の監視や制御を行う場合は、監視や制御の要求をセンタサーバ２００に記憶させ、宅内の機器は定期的に片方向のポーリング通信を行うことにより、通信端末からの監視や制御の要求を受信する。この動作により、通信端末から宅内の機器の監視や制御が可能になる。

また、宅内の機器において火災検知など通信端末に通知すべきイベントが生じたときには、宅内の機器からセンタサーバ２００に通知し、センタサーバ２００から通信端末に対して電子メールによる通知を行う。

宅内サーバ１１６における宅内網との通信機能のうち重要な機能は、宅内網を構成する機器の検出と管理である。宅内サーバ１１６では、ＵＰｎＰ（Universal Plug and Play）を応用して宅内網に接続された機器を自動的に検出する。宅内サーバ１１６はブラウザ機能を有する表示器１１７を備え、検出した機器の一覧を表示器１１７に表示する。この表示器１１７はタッチパネル式もしくは操作部が付設された構成を有し、表示器１１７の画面に表示された選択肢から所望の内容を選択する操作が可能になっている。したがって、宅内サーバ１１６の利用者（施工業者あるいは家人）は、表示器１１７の画面上で機器の監視ないし制御が可能になる。表示器１１７は宅内サーバ１１６とは分離して設けてもよい。

宅内サーバ１１６では、機器の接続に関する情報を管理しており、宅内網に接続された機器の種類や機能とアドレスとを把握する。したがって、宅内網の機器を連動動作させることができる。機器の接続に関する情報は上述のように自動的に検出されるが、機器を連動動作させるには、機器自身が保有する属性により自動的に関係付けを行うほか、宅内サーバ１１６にパーソナルコンピュータのような情報端末を接続し、情報端末のブラウザ機能を利用して機器の関係付けを行うこともできる。

機器の連動動作の関係は各機器がそれぞれ保持する。したがって、機器は宅内サーバ１１６を通すことなく連動動作することができる。各機器について、連動動作の関係付けを行うことにより、たとえば、機器であるスイッチの操作により、機器である照明器具の点灯あるいは消灯の動作を行うことが可能になる。また、連動動作の関係付けはサブシステム内で行うことが多いが、サブシステムを超える関係付けも可能である。

ところで、直流電力供給部１０１は、基本的には、商用電源のように宅外から供給される交流電源ＡＣの電力変換により直流電力を生成する。図示する構成では、交流電源ＡＣは、分電盤１１０に内器として取り付けられた主幹ブレーカ１１１を通して、スイッチング電源を含むＡＣ／ＤＣコンバータ１１２に入力される。ＡＣ／ＤＣコンバータ１１２から出力される直流電力は、協調制御部１１３を通して各直流ブレーカ１１４に接続される。

直流電力供給部１０１には、交流電源ＡＣから電力が供給されない期間（たとえば、商用電源ＡＣの停電期間）に備えて二次電池１６２が設けられている。また、直流電力を生成する太陽電池１６１や燃料電池１６３を併用することも可能になっている。交流電源ＡＣから直流電力を生成するＡＣ／ＤＣコンバータ１１２を備える主電源に対して、太陽電池１６１や二次電池１６２や燃料電池１６３は分散電源になる。なお、図示例において、太陽電池１６１、二次電池１６２、燃料電池１６３は出力電圧を制御する回路部を含み、二次電池１６２は放電だけではなく充電を制御する回路部も含んでいる。

分散電源のうち太陽電池１６１や燃料電池１６３は必ずしも設けなくてもよいが、二次電池１６２は設けるのが望ましい。二次電池１６２は主電源や他の分散電源により適時充電され、二次電池１６２の放電は、交流電源ＡＣから電力が供給されない期間だけではなく必要に応じて適時に行われる。二次電池１６２の充放電や主電源と分散電源との協調は、協調制御部１１３により行われる。すなわち、協調制御部１１３は、直流電力供給部１０１を構成する主電源および分散電源から直流機器１０２への電力の配分を制御する直流電力制御部として機能する。なお、太陽電池１６１、二次電池１６２、燃料電池１６３の出力を交流電力に変換し、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１２の入力電力として用いる構成を採用してもよい。

直流機器１０２の駆動電圧は機器に応じた複数種類の電圧から選択されるから、協調制御部１１３にＤＣ／ＤＣコンバータを設け、主電源および分散電源から得られる直流電圧を必要な電圧に変換するのが望ましい。通常は、１系統のサブシステム（もしくは１台の直流ブレーカ１１４に接続された直流機器１０２）に対して１種類の電圧が供給されるが、１系統のサブシステムに対して３線以上を用いて複数種類の電圧を供給するように構成してもよい。あるいはまた、直流供給線路Ｗｄｃを２線式とし、線間に印加する電圧を時間経過に伴って変化させる構成を採用することも可能である。ＤＣ／ＤＣコンバータは、直流ブレーカと同様に複数に分散して設けてもよい。

上述の構成例では、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１２を１個だけ図示しているが、複数個のＡＣ／ＤＣコンバータ１１２を並設することが可能であり、複数個のＡＣ／ＤＣコンバータ１１２を設けるときには、負荷の大きさに応じて運転するＡＣ／ＤＣコンバータ１１２の台数を増減させるのが望ましい。

上述したＡＣ／ＤＣコンバータ１１２、協調制御部１１３、直流ブレーカ１１４、太陽電池１６１、二次電池１６２、燃料電池１６３には通信機能が設けられており、主電源および分散電源や直流機器１０２を含む負荷の状態に対処する連携動作を行うことを可能にしている。この通信に用いる通信信号は、直流機器２に用いる通信信号と同様に直流電圧に重畳する形式で伝送する。

上述の例では主幹ブレーカ１１１から出力された交流電力をＡＣ／ＤＣコンバータ１１２により直流電力に変換するために、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１２を分電盤１１０内に配置しているが、主幹ブレーカ１１１の出力側において分電盤１１０内に設けた分岐ブレーカ（図示せず）で交流供給線路を複数系統に分岐し、各系統の交流供給線路にＡＣ／ＤＣコンバータを設けて系統ごとに直流電力に変換する構成を採用してもよい。

この場合、家屋Ｈの各階や各部屋を単位として直流電力供給部１０１を設けることができるから、直流電力供給部１０１を系統別に管理することができ、しかも、直流電力を利用する直流機器１０２との間の直流供給線路Ｗｄｃの距離が小さくなるから、直流供給線路Ｗｄｃでの電圧降下による電力損失を低減させることができる。また、主幹ブレーカ１１１および分岐ブレーカを分電盤１１０に収納し、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１２と協調制御部１１３と直流ブレーカ１１４と宅内サーバ１１６とを分電盤１１０とは別の盤に収納してもよい。

以下では、上述したＤＣ配電システムにおいて照明システムＫ１０２を構築する照明器具を直流機器１０２の一例として説明する。ここで、直流アウトレットから出力される直流電圧の大きさは、交流の商用電源に比較して低く（たとえば２４Ｖ、５０Ｖなど）設定されている。

（実施形態１）
本実施形態の電源アダプタ１は、図１に示すように分電盤１１０内に設けられているＡＣ／ＤＣコンバータ１１２の出力に対し一対の直流供給線路Ｗｄｃを介して接続され、ＡＣ／ＤＣコンバータ１１２からの直流電力の供給を受けて、直流機器１０２の駆動に適した直流電力を生成し直流機器１０２に供給するものである。なお、図１では、分電盤１１０内におけるＡＣ／ＤＣコンバータ１１２以外の装置（主幹ブレーカ１１１、協調制御部１１３、直流ブレーカ１１４等）並びに接続ボックス１２１やスイッチ１４１の図示を省略する。

ここに例示するＡＣ／ＤＣコンバータ１１２は、参照電圧Ｖｒｅｆの直流電圧を一対の直流供給線路Ｗｄｃに出力するように、入力電力を高周波出力に変換する電力変換回路４と、電力変換回路４の出力端間に１次巻線を接続したトランスＴ２と、中間タップを設けたトランスＴ２の２次巻線に誘起された電圧を整流する一対のダイオードＤ７，Ｄ８と、整流後の電圧を平滑して直流供給線路Ｗｄｃに出力する平滑コンデンサＣ５とを備え、フィードバック回路５により平滑コンデンサＣ５の出力を参照電圧Ｖｒｅｆとするように電力変換回路４をフィードバック制御する構成を有する。

電源アダプタ１は、図１に示すように直流供給線路Ｗｄｃを介して配電される直流電力を用いて直流機器１０２の駆動に適した直流電力を生成するために、スイッチング電源１１をアダプタ本体に具備している。このスイッチング電源１１は、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータであり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の低損失・低雑音化を維持しながら、従来の他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を図り、さらに動作の高周波化を可能とするものである。

以下に、スイッチング電源１１の具体的な回路構成について図１を参照して説明する。

直流供給線路Ｗｄｃに接続される一対の直流入力端Ｉｎ１，Ｉｎ２間には、パワーＭＯＳＦＥＴからなる第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が接続されている。そして、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のいずれか一方と並列に、インダクタＬと出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１０とコンデンサＣ１との直列共振回路が接続されるとともに、コンデンサＣ２が接続されている（図１では、直列共振回路およびコンデンサＣ２を第２のスイッチング素子Ｑ２に並列に接続した例を示している）。なお、図１において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードＤ１，Ｄ２は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のボディダイオードである。

さらに出力トランスＴ１の２次巻線に中間タップを設けて２分割（Ｌ２１，Ｌ２２）し、それらの出力を整流するダイオードＤ３，Ｄ４で全波整流回路を形成し、各ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードと前記中間タップとの間に全波整流回路と共に出力部を構成する平滑コンデンサＣ３が接続される。この平滑コンデンサＣ３の両端が電源アダプタ１の出力端となるのであって、当該平滑コンデンサＣ３の両端間に直流機器１０２が接続される。また、出力トランスＴ１に１次巻線Ｌ１０と磁気結合された第２の補助巻線Ｌ１２を設け、当該補助巻線Ｌ１２のうち１次巻線Ｌ１０におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点側の端子とは逆極性の端子を、ゲート抵抗Ｒ１２を介してスイッチング素子Ｑ２のゲートに接続し、補助巻線Ｌ１２に生じる電圧で第２のスイッチング素子Ｑ２をオン駆動できるように構成する。高電位側のスイッチング素子Ｑ１のゲート駆動についても同様に、出力トランスＴ１に１次巻線Ｌ１０と磁気結合された第１の補助巻線Ｌ１１を設け、当該補助巻線Ｌ１１のうち１次巻線Ｌ１０におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の接続点側の端子と同一極性の端子を、ゲート抵抗Ｒ１１を介して第１のスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続し、第１の補助巻線Ｌ１１に生じる電圧でスイッチング素子Ｑ１をオン駆動できるように構成する。しかして、２つの補助巻線Ｌ１１，Ｌ１２からの帰還電圧によって、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンして自励発振する。

ところで、本実施形態の電源アダプタ１は、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート−ソース間にそれぞれ接続された第１および第２のスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２と、第１および第２のスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２をそれぞれオンオフ制御する第１および第２の制御部Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２とで構成された第１および第２の制御回路６，７をスイッチング電源１１に具備している。第１および第２のスイッチ要素はＳＷ１，ＳＷ２は各々のオン時に第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をそれぞれオフするものであって、各制御部Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２は、各補助巻線Ｌ１１，Ｌ１２に誘起される電圧に基づいてこれらスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２をオンさせるタイミング、すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフさせるタイミングを設定するために設けられている。

各制御部Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２はそれぞれ、ダイオードＤ５とコンデンサＤ４との直列回路からなり各補助巻線Ｌ１１，Ｌ１２の両端間に接続されるピークホールド回路８と、前記ダイオードＤ５の逆電圧を検出し、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２をオンさせるための比較器Ｃｏｍｐ１と、次のサイクルに備えてコンデンサＣ４の電荷を放電するための遅延回路１２およびスイッチＳＷ３とによって構成され、以下に説明する自励動作を行うものである。なお、図１では第１の制御部Ｃｏｎｔ１の具体構成の図示を省略するが、第１の制御部Ｃｏｎｔ１も第２の制御部Ｃｏｎｔ２と同様の構成を採用しているものとする。

以下では、図３を参照して本実施形態の電源アダプタ１の回路動作を説明する。

図３は、本構成に係る電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータの動作波形図である。図中Ｖ_Ｑ１，Ｖ_Ｑ２は各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉ_Ｑ１，Ｉ_Ｑ２は各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流、Ｉ_Ｄ３，Ｉ_Ｄ４は各ダイオードＤ３，Ｄ４、Ｖ_Ｌ１０は出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１０の両端電圧、Ｖ_Ｌ１２は第２の補助巻線Ｌ１２に生じる帰還電圧、Ｖ_Ｌ１１は第１の補助巻線Ｌ１１に生じる帰還電圧、Ｖ_Ｃ４はピークホールド用のコンデンサＣ４の両端電圧、Ｖ_{ｃｏｎｔ１}，Ｖ_{ｃｏｎｔ２}は比較器Ｃｏｍｐ１の出力からなる制御部Ｃｏｎｔ１，Ｃｏｎｔ２の出力信号（つまり、スイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２をオンする信号）をそれぞれ表している。

ここで、電圧Ｖ_Ｌ１２が正の間にコンデンサＣ４は当該電圧Ｖ_Ｌ１２よりダイオードＤ５のオン電圧だけ低い電圧まで充電されることになるが、以下の説明ではダイオードＤ５のオン電圧を無視できる程度の大きさと仮定し、補助巻線Ｌ１２に生じる誘起電圧はそのピークにおいてピークホールド回路８によりコンデンサＣ４の両端電圧Ｖ_Ｃ４としてホールドされるものとする。

スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオンオフした際に出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１０に印加される電圧Ｖ_Ｌ１０は、図３（ａ）に示すように矩形波状の波形となり、補助巻線Ｌ１１，Ｌ１２には電圧Ｖ_Ｌ１０に相似した電圧Ｖ_Ｌ１１，Ｖ_Ｌ１２が発生する。なお、補助巻線Ｌ１２に発生する電圧Ｖ_Ｌ１２は、１次巻線Ｌ１０の両端電圧Ｖ_Ｌ１０とは正負が逆になる。ここで、電流帰還の場合は正弦波状の共振電流が帰還されるのに対して、出力トランスＴ１からの電圧帰還においては前記電圧Ｖ_Ｌ１０のような矩形波の電圧が帰還されるので、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動に適することが理解される。

以下、図３（ａ）の一部Ａを詳しく示す図３（ｂ）を参照して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフ制御について説明する。

図３の例において、第１のスイッチング素子Ｑ１がオフの状態で、第２の補助巻線Ｖ_Ｌ１２の両端電圧Ｖ_Ｌ１２が立上がると、当該両端電圧Ｖ_Ｌ１２は、ゲート抵抗Ｒ１２を介して第２のスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間に印加されてスイッチング素子Ｑ２をオンさせ、且つ立上がった時点からインダクタＬとコンデンサＣ１との共振周波数で決まる一定時間経過後（図３（ｂ）の時刻ｔ０）にピークから低下し始める。そして、電圧Ｖ_Ｌ１２が低下することによって時刻ｔ０の直後には電圧Ｖ_Ｌ１２がホールド電圧Ｖ_Ｃ４を下回り（Ｖ_Ｃ４＞Ｖ_Ｌ１２）、電圧Ｖ_Ｃ４と電圧Ｖ_Ｌ１２との差分（Ｖ_Ｃ４−Ｖ_Ｌ１２）がダイオードＤ５に逆電圧として印加される。ここに、比較器Ｃｏｍｐ１はダイオードＤ５にかかる逆電圧を所定の閾値δと比較し、当該逆電圧が閾値δを超えた時点（図３（ｂ）の時刻ｔ１）で、スイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間に接続されたスイッチ要素ＳＷ２をオンする出力信号Ｖ_{ｃｏｎｔ２}を発生することにより、スイッチング素子Ｑ２をオフさせる（図３（ｂ）の時刻ｔ２）。すなわち、比較器Ｃｏｍｐ１は、第２の補助巻線Ｌ１２に生じる誘起電圧Ｖ_Ｌ１２がピークホールドされている電圧Ｖ_Ｃ４より予め定めるレベル（ここでは閾値δ）以上低下したときに、スイッチ要素ＳＷ２をオンすることで第２のスイッチング素子Ｑ２をオフさせる。

このように、第２の制御回路７（スイッチ要素ＳＷ２および制御部Ｃｏｎｔ２）が第２の補助巻線Ｌ１２の両端電圧Ｖ_Ｌ１２の低下を検知してスイッチング素子Ｑ２をオフさせる結果、１次巻線Ｌ１０には逆起電力が発生して１次巻線Ｌ１０の両端電圧Ｖ_Ｌ１０が上昇し、補助巻線Ｌ１２の両端電圧Ｖ_Ｌ１２は時刻ｔ２から速やかに低下する。その後、次のオンサイクルに備えて遅延回路１２で前記時刻ｔ１から時間ｔｄだけ遅延した後、コンデンサＣ４の電荷をスイッチ要素ＳＷ３によって放電させる結果、コンデンサＣ４の両端電圧Ｖ_Ｃ４はゼロにリセットされ、第２の制御部Ｃｏｎｔ２の出力信号Ｖ_{ｃｏｎｔ２}がＬレベルになる。

さらに、１次巻線Ｌ１０の両端電圧Ｖ_Ｌ１０の上昇に伴い、スイッチング素子Ｑ２がオフした時刻ｔ２から適度なデッドタイム（デッドオフタイム）を経て、補助巻線Ｌ１１の両端電圧Ｖ_Ｌ１１が立上がる（図３（ｂ）の時刻ｔ３）。立上がった電圧Ｖ_Ｌ１１は、ゲート抵抗Ｒ１１を介してスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間に印加されてスイッチング素子Ｑ１をオンさせ、且つ立上がった時点（前記時刻ｔ３）からインダクタＬとコンデンサＣ１との共振周波数で決まる一定時間経過後に低下し始めることとなる。その後、上述したスイッチング素子Ｑ２をオフさせる第２の制御回路７（スイッチ要素ＳＷ２および制御部Ｃｏｎｔ２）と同様の動作により、第１の制御回路６（スイッチ要素ＳＷ１および制御部Ｃｏｎｔ１）がスイッチング素子Ｑ１をオフさせる。

本実施形態の電源アダプタ１に用いたスイッチング電源１１は、上記動作を繰り返すことにより、自励式であっても、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧Ｖ_Ｑ１、ドレイン電流Ｉ_Ｑ１およびスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧Ｖ_Ｑ２、ドレイン電流Ｉ_Ｑ２、並びにダイオード電流Ｉ_Ｄ３，Ｉ_Ｄ４に関して、前記図１１で示す他励式と極めて近似した波形が得られることになる。

このような複合共振型直列コンバータでは、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）、すなわちスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の印加電圧が低下した後で同スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に電流が流れ始めるように動作させることができ、スイッチング損失が極めて少ないこと、およびダイオードＤ３，Ｄ４のリカバリ損失を回避できることから、高効率で高周波化が可能となる。また、スイッチング時の電圧・電流波形が安定しているとともに、ダイオードＤ３，Ｄ４のリンギングも抑制できることから、雑音面でも優れているという利点がある。

しかして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を図り、さらに動作の高周波化（たとえば５００ｋＨｚ）を可能とすることができる。

ところで、本実施形態においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフさせるタイミングとして、以下に図４を参照して説明するタイミングを採用している。

図４は、図１で示す本実施形態の自励式複合共振直列コンバータではなく、前述の図１０で示す他励式複合共振直列コンバータに第２の補助巻線Ｌ１２を付加したものの動作波系図である。なお、図４において図３と同一の符号は同一の対象を表しており、Ｖ_Ｃ１はコンデンサＣ１の両端電圧を表している。ここでは特に第２の補助巻線Ｌ１２の両端電圧Ｖ_Ｌ１２ｂの波形を詳しく示してある。

ここにおいて、制御部１０（図１０参照）によるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数（スイッチング周波数）と、インダクタＬおよびコンデンサＣ１の直列共振周波数との関係が「共振周波数＞駆動周波数」の条件を満足する設定とすることよって、ダイオードＤ３，Ｄ４の一方の電流Ｉ_Ｄ３，Ｉ_Ｄ４が流れ終わった後に他方の電流Ｉ_Ｄ３，Ｉ_Ｄ４が流れ始めるように設定が可能である。ただし、この場合、両ダイオードＤ３，Ｄ４の電流Ｉ_Ｄ３，Ｉ_Ｄ４が途切れる区間に対応して、出力トランスＴ１の１次巻線Ｌ１０に印加される電圧Ｖ_Ｌ１０の波形には、図４に示すように段差Ｐ（図４の時刻ｔ２〜ｔ２’）が生じる。

本実施形態はこの段差Ｐに着目したものであり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフさせるタイミングをこの段差Ｐの発生時点（前記時刻ｔ２）と一致させることによって、下記の効果を狙ったものである。

すなわち、段差Ｐの発生までの期間はインダクタＬとコンデンサＣ１との直列共振周波数に依存し、安定した動作周波数設計が可能である。また、段差Ｐの発生は、出力トランスＴ１の２次側においてダイオードＤ３，Ｄ４の電流Ｉ_Ｄ３，Ｉ_Ｄ４が途切れた結果であり、まさに他励式において理想とされるスイッチングオフの動作ポイントとなるため、段差Ｐの発生時点でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオフすることにより、ダイオードＤ３，Ｄ４のリカバリを抑制できるとともに、リンギングも抑制できる。さらにまた、段差Ｐの発生時点（前記時刻ｔ２）でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフすると、補助巻線Ｌ１１，Ｌ１２の両端電圧が立上がって他のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオンする時点（図４の時刻ｔ３）までに、適度のデッドタイムを確保することができるので、結果的に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のＺＶＳ動作を確実に実現できる。

本実施形態では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がオフするタイミングを、比較器Ｃｏｍｐ１においてダイオードＤ５にかかる逆電圧と比較される閾値δの大きさによって設定しており、比較器Ｃｏｍｐ１からの出力信号Ｖ_{ｃｏｎｔ１}，Ｖ_{ｃｏｎｔ２}（図３参照）を受けてスイッチ要素ＳＷ１，ＳＷ２がオンするタイミング（図３（ｂ）の時刻ｔ２）が、上述した段差Ｐの発生タイミング（図４の時刻ｔ２）と一致するように前記閾値δは設定される。

以上説明した構成の電源アダプタ１によれば、一対の直流入力端Ｉｎ１，Ｉｎ２が直流供給線路Ｗｄｃを介して分電盤１１２内のＡＣ／ＤＣコンバータ１１０に接続されることにより、直流供給線路Ｗｄｃを介して直流電力が供給されることになる。したがって、電源アダプタ１においては交流電源を直流電源に変換するＡＣ／ＤＣ変換回路が不要になり、ＡＣ／ＤＣ変換回路を構成する全波整流器や平滑コンデンサの分だけ電源アダプタ１の小型化が可能になる。なお、全波整流器が不要になることで、全波整流器で生じる損失分だけ回路効率が向上するという利点もある。

さらに、直流入力端Ｉｎ１，Ｉｎ２にはラインフィルタ（図示せず）を接続する必要があるが、直流入力端Ｉｎ１，Ｉｎ２にかかる直流電圧は交流の商用電源に比較して低く（たとえば２４Ｖ、５０Ｖなど）設定されているので、交流の商用電源を入力とする場合に比べて、ラインフィルタの絶縁距離を短くすることでラインフィルタを小型化することができ、電源アダプタ１の小型化を図ることができる。

しかも、第１および第２の補助巻線Ｌ１１，Ｌ１２のうち、一方のピークからの電圧低下を制御回路６，７が検知して第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちのオンしていた側をオフ駆動するとともに、他方の電圧上昇により第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちのオフしていた側をオンさせるので、電圧帰還型の自励式複合共振直列コンバータにおいて、適切なスイッチング条件（ＺＶＳ動作）を簡易な構成で実現でき、本来の特徴である低損失・低雑音化を維持しながら、他励式に比べて大幅な回路の簡素化、低コスト化を実現することができる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数を高周波化することで、出力トランスＴ１の小型化による電源アダプタ１の小型化にも適応できる。具体的に説明すると、一般的な他励式の複合共振直列コンバータでは、高電位側のスイッチング素子Ｑ１へのレベルシフタが必要で、その周波数追従性や損失の観点から、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数は３００〜５００ｋＨｚ程度に制限されているのに対し、本実施形態の構成によればスイッチング周波数を５００ｋＨｚ以上とすることが可能であり、他励式のものに比べて出力トランスＴ１の小型化を図ることができる。たとえばスイッチング周波数を５００ｋＨｚとする場合、出力トランスＴ１のコアには高周波（５００ｋＨｚ）における損失が小さいものを採用することが望ましい。

上記電源アダプタ１は、直流コンセント１３１の接続口に差し込まれる接続子（図示せず）が突設された器体（図示せず）によってアダプタ本体の外郭が形成される。ここで、接続子は器体内で一対の直流入力端Ｉｎ１，Ｉｎ２に接続されており、器体には直流機器１０２の接触子が差し込まれる接続口（図示せず）が開口している。したがって、電源アダプタ１を直流コンセント１３１と直流機器１０２との間に接続すれば、直流電源（直流電力供給部１０１）からの直流電力を電源アダプタ１で直流機器１０２の駆動に適した直流電力に変換して直流機器１０２に供給することができる。

他の構成例として、上述した構成により小型化が可能となった電源アダプタ１は、たとえば図５に示すように壁コンセントあるいは床コンセントの形態で施工面（壁面あるいは床面）の定位置に固定される直流コンセント１３１の器体１３１ａ内にアダプタ本体が収納された構成とすることもできる。ここで、電源アダプタ１の出力端（平滑コンデンサＣ３の両端）は、直流コンセント１３１の器体１３１ａの前面に開口する接続口９ａ〜９ｃに差し込まれた直流機器１０２の接触子に直接接触する接触子受けと、器体１３１ａ内で電気的に接続されている。これにより、直流コンセント１３１の周囲に電源アダプタ１を設置するためのスペースが不要となり、直流コンセント１３１に対して外付けの電源アダプタ１を接続する場合に比べて、直流コンセント１３１周辺の見映えがよくなる。また、電源アダプタ１のアダプタ本体を、天井に固定された引掛シーリング１３２の器体内に収納してもよく、この場合、引掛シーリング１３２周辺の見映えがよくなる。

さらに、図５の例においては、直流コンセント１３１の器体１３１ａの前面に複数個（ここでは３個）の接続口９ａ〜９ｃが形成されており、接続口９ａ〜９ｃごとに出力電圧が異なる構成（図示例では、左から順に出力電圧が３Ｖ，６Ｖ，９Ｖ）を採用している。すなわち、直流機器１０２を接続する接続口９ａ〜９ｃによって、電源アダプタ１から当該直流機器１０２に出力される電圧の大きさが切替可能となっている。これにより、使用する直流機器１０２の種類に応じて出力電圧の大きさを選択することよって、駆動電圧の異なる複数種類の直流機器１０２に１個の電源アダプタ１で適応することが可能となる。

具体的な構成として、ここでは出力トランスＴ１の２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２とダイオードＤ３，Ｄ４と平滑コンデンサＣ３との組み合わせを接続口９ａ〜９ｃごとに個別に設け、接続口９ａ〜９ｃごとに、２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２の巻数を異ならせることで各平滑コンデンサＣ３の両端に生じる電圧が異なるようにしてある。ただし、この構成に限るものではなく、たとえば直流機器１０２への出力電圧を切り替えるためのスイッチを設け、１個の接続口においても出力電圧を切替可能な構成としてもよい。

なお、複合共振回路を形成するキャパシタＣ２については、第１および第２のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の少なくとも一方に並列に設けるものとするが、スイッチング周波数が高い場合は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の寄生容量で代用することが可能である。

（実施形態２）
本実施形態の電源アダプタ１は、図６に示すように直流機器１０２に供給される負荷電流を検出し、当該負荷電流の大きさが一定に維持されるように第２のスイッチ要素ＳＷ２（図６ではトランジスタＱ１２）をオンするタイミングを決定する定電流制御回路１３をアダプタ本体に備える点が実施形態１の電源アダプタ１と相違する。

定電流制御回路１３は、負荷電流を検出する電流検出回路１４と、第２の補助巻線Ｌ１２に誘起された電圧が対応するスイッチング素子Ｑ２をオンさせる向きに発生した時点を起点として三角波を発生する三角波発生回路１５と、基準電圧Ｖ_ＴＨを決定する基準電圧源１６と、前記三角波の電圧と基準電圧Ｖ_ＴＨとを比較し、三角波の電圧が基準電圧を超えるとスイッチ要素ＳＷ２としてのトランジスタＱ１２をオンさせる比較回路１７とを有する。

電流検出回路１４は、平滑コンデンサＣ３と並列に接続された抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の直列回路と、当該直列回路の両端間に電流検知抵抗Ｒ２５を介して接続された抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の直列回路とを備え、電流検知抵抗Ｒ２５による電圧降下を、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の接続点と抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の接続点との電位差として取り出す構成を採用している。当該電位差は、差動増幅器Ｏｐ１によって増幅される。ここで、抵抗Ｒ２３，Ｒ２４の直列回路と並列に、発光ダイオードＤ１０およびトランジスタＴＲ１１の直列回路が接続されており、差動増幅器Ｏｐ１の出力がトランジスタＴＲ１１のベースに与えられる。これにより、負荷電流による電流検知抵抗Ｒ２５の電圧降下が大きくなる程、発光ダイオードＤ１０に流れる電流が大きくなる。この発光ダイオードＤ１０は、基準電圧源１６に設けたフォトトランジスタＴＲ１０と共にフォトカプラＰＣを構成する。上記構成では、発光ダイオードＤ１０およびトランジスタＴＲ１１の直列回路の両端が電源アダプタ１の出力端となるのであって、当該直列回路の両端間に直流機器１０２が接続される。

三角波発生回路１５は、出力トランスＴ１の補助巻線Ｌ１２の両端電圧を分圧する抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２の直列回路を具備し、両抵抗Ｒｃ１，Ｒｃ２の接続点をＦＥＴＱｃ１のゲートに接続した構成を有する。抵抗Ｒｃ１には極性反転時のスピードアップ用のダイオードＤｃ１が並列接続される。ここで、補助巻線Ｌ１２の電圧Ｖ_Ｌ１２がスイッチング素子Ｑ２のゲートを順方向バイアスする向きに発生しているとき、ＦＥＴＱｃ１のゲート−ソース間には正の電圧が印加される。ＦＥＴＱｃ１のドレイン−ソース間にはＦＥＴＱｃ１がオンの状態で別途用意した制御用電源Ｖｃから抵抗Ｒｃ７を介して電流が流れるようにしてあり、ＦＥＴＱｃ１のドレイン−ソースと並列にゲート−ソースが接続されることでＦＥＴＱｃ１の反転回路を形成するＦＥＴＱｃ２を設けてある。これにより、補助巻線Ｌ１２の電圧Ｖ_Ｌ１２がスイッチング素子Ｑ２のゲートを順方向バイアスする向きに発生しているとき、前記ＦＥＴＱｃ１はオンとなり、その反転回路を形成するＦＥＴＱｃ２はオフとなる。

さらに、三角波発生回路１５においては、トランジスタＱｃ３，Ｑｃ４でカレントミラー回路を構成し、別途用意した制御用電源Ｖｃからダイオード構造のトランジスタＱｃ３に直列接続される抵抗Ｒｃ４に基準電流を流し、他方のトランジスタＱｃ４に直列接続されるコンデンサＣｃ１を充電する回路を設けるとともに、前記コンデンサＣｃ１の両端間に、ダイオードＤｃ２と抵抗Ｒｃ３と前記ＦＥＴＱｃ２との直列回路からなる放電回路を接続する。

上記構成により、三角波発生回路１５は、図７に示すようにコンデンサＣｃ１の両端に三角波状の電圧を発生する。図中Ｖ_ＣＣ１はコンデンサＣｃ１の両端電圧、Ｖ_Ｌ１２は第２の補助巻線Ｌ１２に生じる帰還電圧、Ｖ_ＱＣ１，Ｖ_ＱＣ２は各ＦＥＴＱｃ１，Ｑｃ２のドレイン−ソース間電圧、ＶＣＰは後述の第２の比較器Ｃｏｍｐ２の出力をそれぞれ表している。

すなわち、補助巻線Ｌ１２の電圧Ｖ_Ｌ１２がスイッチング素子Ｑ２のゲートを逆方向バイアスする向きに発生しているときには、前記ＦＥＴＱｃ１がオフで前記ＦＥＴＱｃ２がオンとなり、カレントミラー回路によるコンデンサＣｃ１の充電は行われない。一方、補助巻線Ｌ１２の電圧Ｖ_Ｌ１２がスイッチング素子Ｑ２のゲートを順方向バイアスする向きに発生しているときには、前記ＦＥＴＱｃ１がオンで前記ＦＥＴＱｃ２がオフとなり、コンデンサＣｃ１の充電が行われ、コンデンサＣｃ１の両端電圧Ｖ_ＣＣ１は三角波状に上昇する。

そして、このコンデンサＣｃ１の両端電圧Ｖ_ＣＣ１が、基準電圧源１６で発生する基準電圧Ｖ_ＴＨを超えたとき、比較回路１７内の第２の比較器Ｃｏｍｐ２の出力ＶＣＰはＨレベルとなり、当該比較器Ｃｏｍｐ２の出力ＶＣＰは、比較器Ｃｏｍｐ２の出力側のコンデンサＣｃ２および抵抗Ｒｃ６を介してトランジスタＱｃ５をオンさせ、ｐｎｐ型のバイポーラトランジスタからなるトランジスタＱ１２（スイッチ要素ＳＷ２）をオンさせる。これにより、スイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間が短絡され当該スイッチング素子Ｑ２がターンオフする。

基準電圧源１６は、制御電圧源Ｖｃを分圧する抵抗Ｒｃ５および可変抵抗ＶＲの直列回路を具備し、可変抵抗ＶＲと並列に、コンデンサＣｃ３および前述のフォトカプラＰＣのフォトトランジスタＴＲ１０が設けられた構成を有し、コンデンサＣｃ３の両端に基準電圧Ｖ_ＴＨを発生する。これにより、可変抵抗ＶＲの抵抗値あるいはフォトトランジスタＴＲ１０のインピーダンスを変化させることによって、比較器Ｃｏｍｐ２に出力される基準電圧Ｖ_ＴＨは所定範囲ΔＶ_ＴＨ内で変化する。

ここにおいて、基準電圧Ｖ_ＴＨが変化すると、コンデンサＣｃ１の両端電圧Ｖ_ＣＣ１が上昇し始めてから比較器Ｃｏｍｐ２の出力ＶＣＰがＨレベルになるまでの時間が変化し、結果的にスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが変化する。本実施形態では、基準電圧Ｖ_ＴＨを最大（図８中Ｖ_ＴＨ１）とした状態で、スイッチング素子Ｑ２は制御部Ｃｏｎｔ２からの出力を受けてトランジスタＱ１２がオンすることによりオンし、一方、基準電圧Ｖ_ＴＨをある程度低下させると、スイッチング素子Ｑ２は制御部Ｃｏｎｔ２からの出力を受ける前に比較回路１７の出力を受けてトランジスタＱ１２がオンすることによりオンするように、基準電圧Ｖ_ＴＨの変動範囲を規定してある。

しかして、図８に示すように基準電圧Ｖ_ＴＨが低く（Ｖ_ＴＨ＝Ｖ_ＴＨ２）なると、スイッチング素子Ｑ２のオンするタイミングが早まり、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが低下する。このようにスイッチング素子Ｑ２のオンデューティが変化することで、出力トランスＴ１の２次巻線Ｌ２１，Ｌ２２に誘起される電圧の大きさが変化し、結果的に電源アダプタ１の出力が変化する。なお、図８において図３、図７と同一の符号は同一の対象を表している。

以上説明した構成によれば、直流機器１０２に供給される負荷電流が大きくなると、差動増幅器Ｏｐ１の出力が大きくなってフォトカプラＰＣの発光ダイオードＤ１０に流れる電流が大きくなり、これに伴いフォトトランジスタＴＲ１０のインピーダンスが低下することで基準電圧Ｖ_ＴＨが低下し、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが低下して電源アダプタ１の出力を低下させる。すなわち、フォトカプラＰＣがフィードバック回路を構成し、電源アダプタ１においては、負荷電流が一定値となるようにフィードバック制御が行われることとなり、直流機器１０２を定電流駆動することができる。なお、基準電圧Ｖ_ＴＨは可変抵抗ＶＲの抵抗値の変化に応じても変化するので、可変抵抗ＶＲの抵抗値を調節することで負荷電流の大きさを調節することも可能である。

ところで、本実施形態では、定電流制御回路１３が第２のスイッチング素子Ｑ２のオンデューティを調節するように第２のスイッチ要素ＳＷ２（トランジスタＱ１２）をオンする構成を例示したが、この構成に限らず、第１のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを調節するように第１のスイッチ要素ＳＷ１（図６ではトランジスタＱ１１）をオンする構成の定電流制御回路１３を採用してもよい。

その他の構成および機能は実施形態１と同様である。

（実施形態３）
本実施形態の電源アダプタ１は、直流機器１０２に印加される負荷電圧を検出し、当該負荷電圧の大きさが一定に維持されるように第２のスイッチ要素ＳＷ２をオンするタイミングを決定する定電圧制御回路をアダプタ本体に備える点が実施形態２の電源アダプタ１と相違する。

具体的には、実施形態２で説明した定電流制御回路１３の電流検出回路１４に代えて、図９に示すように負荷電圧を検出する電圧検出回路１８を設けることにより、定電圧制御回路を構成している。ここで、三角波発生回路１５、基準電圧源１６と、比較回路１７の構成は定電流制御回路１３のものと同様である。

電圧検出回路１８は、抵抗Ｒ３１とフォトカプラＰＣの発光ダイオードＤ１０とシャントレギュレータＩＣとの直列回路と、抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の直列回路とが平滑コンデンサＣ３と並列に接続された構成を有する。ここで、発光ダイオードＤ１０およびシャントレギュレータＩＣの接続点と抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の接続点とは、コンデンサＣ３１および抵抗Ｒ３４の直列回路を介して互いに接続され、シャントレギュレータＩＣの制御端子は抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の接続点に接続される。これにより、シャントレギュレータＩＣの制御端子の電位が一定値になるようにシャントレギュレータＩＣを流れる電流が制御され、その結果、シャントレギュレータＩＣの制御端子の電位が高くなる程、発光ダイオードＤ１０に流れる電流が大きくなる。この発光ダイオードＤ１０は、基準電圧源１６のフォトトランジスタＴＲ１０と共にフォトカプラＰＣを構成する。

以上説明した構成によれば、直流機器１０２に印加される負荷電圧が大きくなると、シャントレギュレータＩＣの制御端子の電位が高くなってフォトカプラＰＣの発光ダイオードＤ１０に流れる電流が大きくなり、これに伴いフォトトランジスタＴＲ１０のインピーダンスが低下することで基準電圧Ｖ_ＴＨが低下し、スイッチング素子Ｑ２のオンデューティが低下して電源アダプタ１の出力を低下させる。すなわち、電源アダプタ１においては、負荷電圧が一定値となるようにフィードバック制御が行われることとなり、直流機器１０２を定電圧駆動することができる。なお、基準電圧Ｖ_ＴＨは可変抵抗ＶＲの抵抗値の変化に応じても変化するので、可変抵抗ＶＲの抵抗値を調節することで負荷電圧の大きさを調節することも可能である。

その他の構成および機能は実施形態２と同様である。

本発明の実施形態１の構成を示す概略回路図である。 同上の電源アダプタが用いられるＤＣ配電システムを示すシステム構成図である。 同上の電源アダプタの動作波形図である。 図１０で示す従来例の動作波形図である。 同上の電源アダプタの他の構成例を示す概略正面図である。 本発明の実施形態２の構成を示す概略回路図である。 同上の電源アダプタの動作波形図である。 同上の電源アダプタの動作波形図である。 本発明の実施形態３の構成を示す要部の概略回路図である。 従来例の構成を示す概略回路図である。 同上の動作波形図である。

符号の説明

１ 電源アダプタ
６ 第１の制御回路
７ 第２の制御回路
８ ピークホールド回路
９ａ〜９ｃ 接続口
１３ 定電流制御回路
１０２ 直流機器
１１２ ＡＣ／ＤＣコンバータ
１３１ 直流コンセント
１３１ａ 器体
１３２ 引掛シーリング
ＡＣ 交流電源
Ｃ１ コンデンサ
Ｃｏｍｐ１ 比較器
Ｉｎ１，Ｉｎ２ 直流入力端
Ｌ インダクタ
Ｌ１０ １次巻線
Ｌ１１ 第１の補助巻線
Ｌ１２ 第２の補助巻線
Ｌ２１，Ｌ２２ ２次巻線
Ｑ１ 第１のスイッチング素子
Ｑ２ 第２のスイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ要素
Ｔ１ 出力トランス
Ｗｄｃ 直流供給線路

Claims (7)

1. 交流電源を直流電源に変換するＡＣ／ＤＣコンバータから出力される直流電力を建造物に配線した直流供給線路を介して直流機器に供給するＤＣ配電システムに用いる電源アダプタであって、直流供給線路に接続される一対の直流入力端と、一対の直流入力端間に直列に接続され交互にオンオフ制御される第１および第２のスイッチング素子と、第１および第２のスイッチング素子のいずれか一方と並列に接続されたインダクタと出力トランスの１次巻線とコンデンサとの直列回路からなる直列共振回路と、出力トランスの２次巻線に誘起される電圧を整流および平滑して直流機器に出力する出力部と、出力トランスの１次巻線に磁気的に結合されており各々の両端間に誘起される電圧により第１および第２のスイッチング素子をそれぞれオンする第１および第２の補助巻線と、第１および第２の補助巻線に誘起される電圧に基づいて第１および第２のスイッチング素子をそれぞれオフする第１および第２の制御回路とをアダプタ本体に備え、各制御回路は、各々のオン時に各スイッチング素子をオフするスイッチ要素と、各補助巻線に生じる誘起電圧をピークホールドするピークホールド回路と、前記誘起電圧がピークホールド回路によるホールド電圧より予め定めるレベル以上低下したときにスイッチ要素をオンする比較器とを有することを特徴とする電源アダプタ。
2. 前記アダプタ本体は、前記出力部から前記直流機器に供給される負荷電流を検出し、当該負荷電流の大きさが一定に維持されるように前記第１および第２のいずれか一方の制御回路における前記スイッチ要素をオンするタイミングを決定する定電流制御回路を備えることを特徴とする請求項１記載の電源アダプタ。
3. 前記アダプタ本体は、前記出力部から前記直流機器に印加される負荷電圧を検出し、当該負荷電圧の大きさが一定に維持されるように前記第１および第２のいずれか一方の制御回路における前記スイッチ要素をオンするタイミングを決定する定電圧制御回路を備えることを特徴とする請求項１記載の電源アダプタ。
4. 前記出力部は、前記直流機器に出力する電圧の大きさを切替可能に構成されていることを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれか１項に記載の電源アダプタ。
5. 前記第１および第２のスイッチング素子のスイッチング周波数は５００ｋＨｚ以上であることを特徴とする請求項１ないし請求項４のいずれか１項に記載の電源アダプタ。
6. 前記アダプタ本体は、施工面の定位置に固定され、前記直流機器に電源供給する接触子を差込可能な接続口が前面に開口した直流コンセントの器体内に収納されていることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の電源アダプタ。
7. 前記アダプタ本体は、天井に固定され、前記直流機器に電源供給する接触子を差込可能な接続口が下面に開口した引掛シーリングの器体内に収納されていることを特徴とする請求項１ないし請求項５のいずれか１項に記載の電源アダプタ。

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