TWI627825B - 電源轉換電路及其操作方法 - Google Patents

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Abstract

用於一電源轉換電路之一控制方案及架構採用兩個雙向開關及用於高側開關之一零電壓切換(ZVS)方案。本發明揭示將該控制方案併入至多個電源轉換電路拓撲中之方法。本發明亦揭示包含共同封裝及單片製作之裝置整合之方法。

Description

電源轉換電路及其操作方法 相關申請案之交叉參考
本申請案主張於2014年10月2日提出申請之標題為「ZERO VOLTAGE SOFT SWITCHING SCHEME FOR POWER CONVERTERS」之第62/059,008號臨時申請案及於2014年11月26日提出申請之標題為「ZERO VOLTAGE SOFT SWITCHING SCHEME FOR POWER CONVERTERS」之第14/554,871號非臨時申請案之權益，該等申請案特此以全文引用之方式併入。
本發明一般而言係關於柔性切換式電源轉換器，且特定而言係關於返馳式、順向、降壓、降壓/升壓、升壓及其他拓撲中之零電壓柔性切換(ZVS)。
切換模式電源轉換器係普遍存在的且通常用以將一個電源形式轉換為另一電源形式。舉例而言，可在一電子系統中採用一返馳式轉換器以將一高電壓交流(AC)匯流排(例如，220伏特AC)轉換為可給一組件(諸如，一蜂巢式電話)供電之一低電壓直流(DC)匯流排(例如，5伏特DC)。切換模式電源轉換器具有三個基本優值：成本、大小及效率。為了在大量應用中被接受，電源轉換器必須滿足所有三個規格之最小要求。
切換模式電源轉換器中所採用之一開關或場效電晶體(FET)中之功率損耗來自兩個源。FET具有在電流傳導穿過該裝置時耗散功率之一電阻元件。電阻參數通常稱為「導通電阻」或RDS(ON)(亦即，當對FET進行偏壓時自汲極至源極之電阻)。此等傳導損耗與FET之大小成反比(亦即，FET越大，其RDS(ON)越低，且因此，其傳導損耗越低)。其他功率損耗源係透過切換損耗。每當接通或關斷一固態開關時，存在能量損耗，如在下文中更詳細地闡述。
經增加切換頻率已成為改良切換模式電源轉換器之成本及大小之一顯著因素。經增加切換頻率通常減小周邊組件之大小且提供對高要求應用之經改良暫態回應。然而，如上文所論述，經增加切換頻率導致電源轉換器之經增加功率損耗及經降低效率。
兩個主要因素有助於由對電晶體進行切換產生之功率損耗：接通損耗或用以將汲極-源極電容(通常亦稱為輸出電容或Coss)充電之能量；及交叉損耗或在接通轉變及關斷轉變期間所損耗之能量(亦即，當開關在狀態之間轉變時電流與電壓之重疊區)。
關於輸出電容或Coss，由於FET藉助跨越其之一電壓電位而接通及關斷，因此在每一切換轉變期間該FET之本質寄生電容儲存能量且然後耗散能量。基本上，在開關內存在必須隨著每一切換循環經充電及放電之一嵌入式電容器。輸出電容損耗與跨越開關之電壓、切換頻率及寄生電容之值成比例。隨著FET之實體大小增加，其輸出電容亦增加。因此，如上文所論述，增加FET大小可減小RDS(ON)，然而其亦增加輸出電容且因此增加切換損耗。
為了減小高頻率切換損耗，已提議使用矽功率裝置之ZVS方案，其中在操作開關之前將跨越該開關之電壓電位減小至接近0伏特。此可顯著地減小交叉損耗，此乃因在操作開關時幾乎不存在跨越該開關之電壓電位。亦已提議將開關之輸出電容(Coss)放電且使能量再循環 回至系統中之方案，從而顯著地減小歸因於輸出電容或Coss之損耗。然而，ZVS方案並未被廣泛採取(尤其在返馳式應用中)，此乃因其係太昂貴且難操作的。
舉例而言，矽裝置具有花費相對長的時間量來進行充電之一相對大輸出電容(Coss)(例如，200微微法拉)。在高頻率應用中，將輸出電容充電所需要之時間可限制轉換器之切換頻率。進一步地，矽裝置相對緩慢(例如，約20奈秒)地切換，其亦限制切換頻率。更進一步而言，矽裝置係通常經製作以使得基板係一汲極端子之垂直結構。因此，該等矽裝置並不容易地適用於與其他裝置之單片整合，此乃因該等其他裝置將製作於汲極連接上。此顯著地約束封裝及整合選項以節省封裝成本及大小。因此，在一雙開關矽基電源轉換器中，每一開關通常係一單獨裝置。開關驅動器及控制器電路亦通常係由於封裝寄生效應而進一步增加成本且增加驅動器延遲之單獨裝置。此外，尤其對於高電壓應用(亦即，大於100伏特)而言，矽裝置具有不良效能特性且需要大、緩慢、昂貴的驅動器電路來進行操作。此等及其他因素已限制了對用於矽基高頻率高電壓應用之ZVS架構之採取。
在一項實施例中，揭示一種使用ZVS來驅動雙向開關轉換器(諸如，一雙開關返馳式)之新控制方案。在一項實施例中，該新控制方案在最小化過量漣波電流損耗的同時達成ZVS且維持與脈衝跳躍或脈衝頻率調變(PFM)控制器模式之相容性。
在一項實施例中，一電源轉換電路包括一第一固態雙向開關，其連接於一電壓源之一第一端子與一切換節點之間。一第二固態雙向開關連接於該切換節點與該電壓源之一第二端子之間。該第二開關經組態以在該第一開關之前接通比該第一開關關斷之一時間少之一持續時間。
在一項實施例中，該電源轉換電路經組態以按一非連續模式操作，而在另一實施例中，該電路經組態以按一連續電流模式操作。在進一步實施例中，該第一固態雙向開關及該第二固態雙向開關係在50kHz與100MHz之間操作之GaN基裝置。
在進一步實施例中，該電源轉換電路經組態以按介於100V與600V之間的電壓操作。在一項實施例中，可共同封裝該第一固態雙向開關與該第二固態雙向開關，而在其他實施例中，一開關驅動器可與該第一雙向開關及該第二固態雙向開關共同封裝。在又進一步實施例中，該第一固態雙向開關及該第二固態雙向開關可單體地整合於包括GaN之一第一晶粒上。在其他實施例中，該第一開關驅動器電路及該第一固態雙向開關單體地整合於一第一晶粒上，且一第二開關驅動器電路及該第二固態雙向開關單體地整合於一第二晶粒上。
在一項實施例中，該電源轉換電路可安置於一整體電子組件內。在某些實施例中，該組件可由一經包覆成型印刷電路板製造，而在其他實施例中，該組件可包括一經包覆成型引線框。在進一步實施例中，該組件可包括一驅動器電路，其經組態以接通及關斷該第一固態雙向開關及該第二固態雙向開關。該等開關可安置於包括GaN之一單片半導體基板上。
在一項實施例中，一電源轉換電路可包含一第一固態雙向開關，其具有一第一開關輸出電容且連接於一電壓源之一第一端子與一切換節點之間。一第二固態雙向開關連接於該切換節點與該電壓源之一第二端子之間。該第二開關經組態以在該第一開關之前接通比該第一開關關斷之時間少之一持續時間；且其經組態以保持關斷達足以允許該第一開關之輸出電容在接通該第一開關之前放電至大約0伏特之持續時間。在進一步實施例中，一電容器串聯連接於該第二開關與該電壓源之該第二端子之間且經組態以使一電流方向反向。在一項實施 例中，一變壓器串聯連接於該切換節點與該電壓源之該第二端子之間。該電路可進一步經組態以接通該第一開關以使得電流流動穿過該變壓器且隨後關斷該第一開關以使得該電流降低至0安培並將該電容器充電。接下來，接通該第二開關，從而允許該電容器使穿過該變壓器之該電流流動反向。然後可關斷該第二開關以使得該反向電流將該第一開關之該輸出電容放電至大約0伏特。然後接通該第一開關且重複該程序。
100‧‧‧雙開關返馳式電路/電路
105‧‧‧主場效電晶體/開關
106‧‧‧第二場效電晶體/開關
107‧‧‧控制器
108‧‧‧第二場效電晶體驅動器
109‧‧‧主場效電晶體驅動器
110‧‧‧全波整流器
115‧‧‧交流幹線
117‧‧‧平滑電容器
120‧‧‧切換節點/切換節點電壓/物項
125‧‧‧變壓器
130‧‧‧電容器
1100‧‧‧電源轉換電路
1200‧‧‧電路
1210‧‧‧電路
1220‧‧‧電路
1400‧‧‧電子封裝/整體電子封裝/封裝
1405‧‧‧主場效電晶體/場效電晶體
1410‧‧‧第二場效電晶體/場效電晶體
1450‧‧‧有機基板/基板
1455‧‧‧電絕緣灌封化合物
1500‧‧‧電子封裝/封裝
1505‧‧‧雙驅動器/閘極驅動器/驅動器
1600‧‧‧引線框佈局
1605‧‧‧主場效電晶體
1610‧‧‧第一晶粒銲盤
1615‧‧‧第二場效電晶體
1620‧‧‧第二晶粒銲盤
1625‧‧‧周邊連接
1700‧‧‧引線框佈局
1705‧‧‧晶粒/第一晶粒
1710‧‧‧第一晶粒銲盤/晶粒銲盤
1715‧‧‧第二晶粒
1725‧‧‧周邊連接
1800‧‧‧單片半導體基板/晶粒
1805‧‧‧主場效電晶體區域/區域
1810‧‧‧第二場效電晶體區域/區域
1815‧‧‧驅動器區域/區域
1820‧‧‧半導體晶粒
1900‧‧‧雙開關半橋返馳式電路
2000‧‧‧電路
2100‧‧‧整合式驅動電路/電路
Cs‧‧‧平滑電容器
Cx‧‧‧電容器
Dm‧‧‧汲極
GateH‧‧‧閘極信號
GateL‧‧‧閘極信號
I1‧‧‧方向
I2‧‧‧方向
Sm‧‧‧源極
V+‧‧‧高電壓
VSW‧‧‧切換節點電壓
圖1係根據本發明之一實施例之使用兩個雙向開關之一返馳式轉換器之一電路示意圖；圖2係圖1中所圖解說明之電路之切換節點電壓之一曲線圖；圖3係圖1中所圖解說明之電路中之MFET及SFET之閘極電壓之一曲線圖；圖4係圖1中所圖解說明之電路中之MFET及SFET中之電流之一曲線圖；圖5係圖2中所圖解說明之切換節點電壓曲線圖之一部分之一放大；圖6係圖3中所圖解說明之閘極電壓曲線圖之一部分之一放大；圖7係圖4中所圖解說明之MFET及SFET曲線圖中之電流之一部分之一放大；圖8係根據本發明之一實施例之以DCM操作之一轉換器之波形；圖9係根據本發明之一實施例之以CCM操作之一轉換器之波形；圖10係可根據本發明之一實施例來使用之脈衝頻率調變(PFM)之一實例；圖11係根據本發明之實施例之不同電源轉換拓撲之一實例；圖12A至圖12C係根據本發明之實施例之不同DC/DC電源轉換器 拓撲；圖13係根據本發明之一實施例之一DC/DC降壓轉換器之波形之一實例；圖14係根據本發明之一實施例之經共同封裝裝置之一實例；圖15係根據本發明之一實施例之經共同封裝裝置之一實例；圖16係根據本發明之一實施例之經共同封裝裝置之一實例；圖17係根據本發明之一實施例之經共同封裝裝置之一實例；圖18係根據本發明之一實施例之單體整合式裝置之一實例；圖19係根據本發明之一實施例之一雙開關半橋返馳式電路之一實例；圖20係根據本發明之一實施例之包含其自身驅動電路之一單體整合式GaN電晶體之一實例；及圖21係根據本發明之一實施例之包含其自身驅動電路之一單體整合式GaN電晶體之一實例。
本發明之某些實施例係關於電源轉換電路。雖然本發明可對各種各樣之電源轉換電路有用，但本發明之某些實施例對使用ZVS雙向開關之AC/DC轉換器及DC/DC轉換器特別有用，如在下文中更詳細地闡述。
諸多電子裝置(諸如，智慧型電話、媒體播放器及平板電腦)需要低電壓DC電源來操作。某些電子裝置可經組態以連接至一AC幹線以接收高電壓AC電源。為了使得AC電源對電子裝置有用，通常將AC電源整流為一高DC電壓，該高DC電壓可隨後由一DC/DC電源轉換電路轉換為一較低DC電壓。在某些實施例中，可使用採用雙向開關及一新穎控制方案之一ZVS高效率DC/DC電源轉換電路。
如本文中所定義，一雙向開關使得在處於一接通狀態中時電流 能夠沿兩個方向傳導且防止在處於一關斷狀態中時電流沿任何方向傳導。該雙向開關可進一步定義為不具有一反平行內接二極體之一開關且其可阻擋在任一方向上之不等量之電壓(亦即，其可在一個方向上阻擋比在另一方向上多之電壓)。在某些實施例中，一雙向開關可製作於一GaN基板上。在一雙向開關中缺少一反平行內接二極體會避免矽基MOSFET中所經歷之反向恢復問題。此使得雙向開關能夠相對快地改變狀態且將一返馳式箝位電容器充電，該返馳式箝位電容器可用以供能量給一變壓器以達成ZVS，如在下文中更詳細地論述。
相比而言，一矽基MOSFET具有一反平行內接二極體，該反平行內接二極體係位於MOSFET之內側處於汲極中之n區域與源極中之P井之間的一PN接面二極體。PN接面反平行內接二極體具有反向恢復電荷，該反向恢復電荷致使MOSFET被相對緩慢地關斷以使得其可阻擋電壓。
現在參考圖1，圖解說明一項實施例之一雙開關返馳式電路100之一非限制性實例。在某些實施例中，一主場效電晶體(MFET)105及一第二場效電晶體(SFET)106可在電路中用作雙向開關。在進一步實施例中，一新穎控制方案可由電路控制器107使用以命令SFET驅動器108及MFET驅動器109，使得可稍微在MFET之前接通SFET 106，從而形成足以實現MFET 105之ZVS(亦即，零電壓柔性切換)之電流，如在下文中更詳細地論述。
如本文中所使用，ZVS意指可僅在跨越雙向半導體開關所施加之電壓處於或接近零(亦即，零電壓切換或ZVS)時且在輸出電容或Coss處於或接近零電荷時接通或關斷該開關。切換損耗(亦即，在一開關傳導電流時關斷該開關或在一開關具有跨越其之一電壓電位時接通該開關)可係系統中之功率損耗之一重要貢獻者。ZVS之使用可引起經減少切換損耗、經增加操作頻率且在某些實施例中引起經減小電磁干 擾(EMI)產生。
繼續參考圖1中之電路100，控制器107可具有邏輯及控制功能性，使得其可藉由將一或多個控制信號發送至SFET驅動器108及MFET驅動器109而控制MFET 105及SFET 106之操作。回應於該一或多個控制信號，SFET驅動器108及MFET驅動器109然後可將一或多個閘極驅動信號發送至MFET 105及SFET 106。回應於該一或多個閘極驅動信號，MFET 105及SFET 106然後可在一接通狀態與關斷狀態之間轉變。在某些實施例中，電路100可自一AC幹線115接收電力。一全波整流器110可將AC幹線115轉換為具有大約兩倍於該AC幹線之頻率之循環電壓變化之一DC源。一平滑電容器(Cs)117可用以使循環電壓變化平滑，從而形成一相對穩定高電壓DC源。MFET 105可用以接通及關斷該高電壓DC源。在某些實施例中，MFET 105可係一雙向N通道氮化鎵(GaN)高電子移動性電晶體(HEMT)，然而在其他實施例中，可使用其他開關，如在下文中更詳細地論述。
現在參考圖2至圖7，展示電路100內之電壓及電流之曲線圖。圖2圖解說明切換節點(SW)120(參見圖1)電壓(Vsw)。圖3圖解說明MFET 105及SFET 106之閘極電壓。圖4圖解說明MFET 105及SFET 106中之電流。圖5至圖7係對在9.7微秒處開始且在10.7微秒處結束之時間範圍內之圖2至圖4之展開。
現在參考圖2至圖4，在時間t1處，控制器107將電壓施加至MFET 105之閘極，從而打開MFET 105之通道且允許電流自MFET 105之汲極(Dm)流動至其源極(Sm)。如圖2中所展示，切換節點V(sw)120處之電壓經箝位至0伏特且電流沿圖1中所圖解說明之方向I1流動。在圖4中展示MFET 105內之電流，該電流關於時間線性地增加高達大約2.5安培。回應於改變之電流，變壓器125將產生跨越其端子之一相反電壓。當電流在變壓器125之繞組內積聚時，穿過MFET 105之電流之增 加速率可由變壓器125之參數指示。在此時間期間，變壓器125正以一磁場之形式儲存能量。變壓器125中之電流積聚直至在t2處關斷MFET 105為止(參見圖2至圖4)。
當在t2處由控制器107關斷MFET 105時，將自變壓器125移除來自全波整流器之電壓電位。如圖4中所圖解說明，由於關斷了MFET 105，因此MFET電流迅速地轉變至0安培且切換節點處之電壓變回至線電壓加上所反映之輸出電壓(大約400伏特)。
變壓器125抵抗電流之改變，因此變壓器之洩漏電感之磁場中之所儲存能量將放電，從而維持現在流動穿過SFET 106之電流沿方向I1之流動。此電流流動至電容器Cx 130中且將電容器Cx 130充電。由於能量流動至電容器Cx 130中，因此該能量被保存，從而改良電路100之效率。
在t3處，當變壓器125已耗盡其洩漏電感內所儲存之能量時，電流停止流動。在t3之後，切換節點電壓Vsw 120(參見圖2中所展示之曲線圖)可由於電路100內之共振而振盪。t3與t4之間的振盪可具有一相對高頻率及小振幅，此乃因二次側變壓器電流仍流動穿過整流器二極體。在某些實施例中，振盪之此部分可歸因於與MFET 105之輸出電容起反應的變壓器125之洩漏電感。
在t4之後，變壓器125之二次側中之電流減小至零且無更多電流流動穿過整流器二極體。較大振幅及較低頻率可歸因於與MFET 105之輸出電容相互作用的變壓器125之勵磁電感。
現在參考圖2，控制器107可經組態以監視切換節點(SW)120之電壓振盪，且在一峰值電壓處(亦即，當切換節點電壓接近400伏特時)，該控制器在t5處接通SFET 106。然後將電容器Cx 130中之所儲存電荷放電至變壓器125中，從而形成沿方向I2(其與先前電流之方向I1相反)之電流。由於SFET 106在振盪峰值處接通，因此用以使切換 節點120電壓上升至線電壓之步升電壓係相對小，從而引起一更快且更有效之轉變。圖5至圖7中更詳細地展示圖2至圖4中所圖解說明之SFET 106之步升及後續操作。圖7展示當由於電壓步升而接通SFET 106時之t5處之一電流尖峰。在步升之後，電流開始透過SFET 106及變壓器125積聚，如圖7中所圖解說明。
電容器Cx 130繼續放電且根據變壓器之特性在變壓器125及SFET 106中積聚電流(參見圖7)。當由控制器107關斷SFET 106時，變壓器125中之電流積聚直至t6為止。電流可不再流動穿過SFET 106，因此其將一電壓電位置於MFET 105之輸出電容Coss上。電壓電位自MFET 105之輸出電容Coss汲取電流，從而致使其放電。在某些實施例中，可僅將MFET 105之輸出電容放電，然而在其他實施例中，MFET 105可在Coss經完全放電之後沿一反向方向傳導。在t7處，電流流動將MFET 105汲極(Dm)電壓放電至大約0伏特，如圖5中所圖解說明。當切換節點120電壓處於0伏特時，跨越MFET 105之電壓電位係大約0伏特且將MFET之輸出電容Coss放電，從而實現ZVS。循環在t1處再次重新開始，其中MFET 105由控制器107接通且電流在變壓器125中積聚。
在某些實施例中，開關能夠耐受高電壓電位及/或以高頻率切換(尤其當傳輸器脫離AC幹線而運行時)可係有益的。在一項實施例中，跨越開關之電壓電位可在50伏特DC至1000伏特DC之範圍內，且在另一實施例中，其可在100伏特DC至600伏特DC之範圍內。在一項實施例中，電壓電位可在100伏特DC至250伏特DC之範圍內，且在另一實施例中，其可在250伏特DC至600伏特DC之範圍內。在其他實施例中，切換頻率可在30kHz至30MHz之範圍內，而在進一步實施例中，其可在介於50kHz與1MHz之間的一範圍內操作。在另一實施例中，切換頻率可在100kHz至500kHz之範圍內。在一項實施例中，切 換頻率可係100kHz。
在某些實施例中，開關105、106中之一或多者可係一FET。在一項實施例中，開關105、106中之一或多者可係一GaN雙向FET。在另一實施例中，開關105、106中之一或多者可係一JFET，而在其他實施例中，其可係一不同類型之FET或任何其他類型之固態開關。GaN基雙向開關在可用以以高頻率(例如，0.1MHz至30MHz)有效地切換高電壓匯流排(例如，400伏特)之實施例中可係特別有用的，如在下文中更詳細地闡述。在某些實施例中，電源轉換電路之效率可在60%至95%之範圍內。在一項實施例中，電源轉換電路之效率可係大約85%。
在某些實施例中，電源轉換器可係一單個開關返馳式轉換器且可以連續傳導模式(CCM)或非連續傳導模式(DCM)操作。在進一步實施例中，可在低輸入線及滿負載處使用CCM，且可在高輸入線及/或輕負載處使用DCM。
現在參考圖8，圖解說明具有以DCM操作之一電源轉換器之一實施例之一波形。在此實施例中，在每一切換循環期間電感器電流減小至零。在進一步實施例中，此可在輕負載處及/或在電感器漣波係大時發生。
現在參考圖9，圖解說明具有以CCM操作之一電源轉換器之一實施例之一波形。在一項實施例中，在切換循環期間電感器電流絕不觸及零。此可在高負載處及/或在漣波電流係小時發生。
現在參考圖10，圖解說明其中脈衝頻率調變(PFM)可用以使切換頻率變化以滿足負載需求並改良效率之另一實施例。在某些實施例中，在輕負載處，可減小頻率，且可跳過切換脈衝以減小切換損耗。
現在參考圖11，其他實施例可使用不同於一返馳式電路之電源轉換拓撲。在此實施例中，電源轉換電路1100係一順向轉換器。在一 項實施例中，SFET與MFET之關係可類似於上文所論述之返馳式實施例。在此實施例中，SFET剛好在MFET接通之前短暫地接通以在變壓器中產生電流。當SFET關斷時，所產生之負電流形成用於MFET之ZVS。
現在參考圖12A至圖12C，實施例可在其他DC/DC轉換器拓撲中採用上文所論述之新穎ZVS控制方案。熟習此項技術者將理解，此等實施例亦需要如上文所論述之控制電路及FET驅動器電路。在一項實施例中，DC/DC轉換器可使用電感器來替代變壓器。進一步實施例可具有不同電路架構且採用上文所論述之新穎ZVS控制方案。在此等實施例中，SFET與MFET之關係可類似於上文所論述之返馳式實施例。進一步地，SFET可經組態以剛好在MFET接通之前短暫地接通以在變壓器中產生電流。當SFET關斷時，所產生之負電流形成用於MFET之ZVS。舉例而言，圖12A圖解說明係可採用新穎ZVS控制方案之一降壓轉換器之一實施例之電路1200。作為另一實例，圖12B圖解說明係亦可採用新穎ZVS控制方案之一升壓轉換器之一實施例之電路1210。作為又一實例，圖12C圖解說明係可進一步採用新穎ZVS控制方案之一降壓/升壓轉換器之一實施例之電路1220。其他電路架構亦可採用新穎ZVS控制方案且在本發明之範疇內。
現在參考圖13，圖解說明採用一DC/DC降壓轉換器架構之一實施例之波形。在一項實施例中，降壓轉換器可以一非連續模式操作，其中在MFET關斷之後(亦即，在MFET之閘極係低時)電感器電流減小至零。在進一步實施例中，SFET可在MFET關斷時保持關斷。在又進一步實施例中，SFET可在MFET關斷且電感器電流仍係正時接通。在其他實施例中，SFET可在電感器電流減小至零時關斷。在某些實施例中，此可稱為同步整流，其可減小傳導損耗。在一項實施例中，可剛好在MFET接通事件之前接通SFET，從而產生一負電感器電流。在又 進一步實施例中，在SFET關斷之後，負電感器可將MFET之Vds拉動至零。當MFET在此刻接通時，可達成ZVS以用於MFET。在其他實施例中，此概念可應用於又其他拓撲及電路組態。
在進一步實施例中，電源轉換電路之特徵中之一或多者係：
1.存在主開關及二次開關。第二開關稍微在主開關接通之前接通以實現用於主開關之ZVS。
2.當主開關具有一電壓振盪時，一個二次開關可在主開關電壓之峰值處接通以減小與第二開關相關之任何切換損耗。
3.第二開關可在主開關接通之前隨時接通。
4.第二開關可以一互補方式與主開關相反地接通/關斷。每當期望時，此形成一連續電流模式情況。
5.第二開關可與第一開關相同。
6.尤其在於二次側上具有同步整流開關之單個開關返馳式電路中，二次側開關可用作在主開關之前接通之ZVS開關。
7.在同步整流模式中，第二開關可在電感器電流減小至零時關斷。此可稱為非連續電流情況模式。然後，第二開關保持關斷直至剛好在主開關接通之前為止。
8.在跨越主開關振鈴之電壓係足夠大以達成ZVS時之情形中，第二開關可保持關斷且不可被啟動。
9.在諸如輕負載之情況期間，第二開關可保持關斷而不被啟動。
10.此新穎ZVS方案適用於諸多電路拓撲(諸如，降壓、升降壓、升壓、返馳式、順向及其他轉換器拓撲)。
11.此新穎ZVS方案可對於使用GaN作為功率裝置之電路係特別有用的。
整合及共同封裝
現在參考圖14，在某些實施例中，一或多個電子組件可整合於 一單個電子封裝1400(亦即，共同封裝式)內。在一項實施例中，MFET 1405與SFET 1410可共同封裝於一整體電子封裝1400中。在一項實施例中，MFET 1405及SFET 1410可各自具有外部源極、閘極及汲極連接。一外部連接可係在封裝1400外側進行之一電連接(諸如至另一電路板之一焊料連接)。在進一步實施例中，MFET 1405可具有外部閘極及源極連接以及至SFET 1410之一源極之一內部汲極連接，從而形成切換節點(例如，圖1中之物項120)。在某些實施例中，切換節點亦可具有一外部連接。SFET 1410之汲極及閘極可在封裝1400上進一步具有一外部連接。共同封裝可引起電源轉換器之經降低封裝成本、經減小大小及經改良效能，如在下文中更詳細地論述。
在圖15中所圖解說明之進一步實施例中，電子封裝1500可具有與MFET 1405及SFET 1410共同封裝之一雙驅動器1505(亦即，驅動MFET及SFET兩者之一單個晶粒)。在此等實施例中，雙驅動器1505可內部地電連接至MFET 1405及SFET 1410之閘極端子。因此，閘極驅動器1505可在封裝1500上具有電耦合至控制器之一或多個外部閘極控制連接。類似於封裝1400，封裝1500亦可具有外部MFET源極、切換節點及SFET汲極連接。在又進一步實施例中，一或多個其他主動或被動電子組件(諸如(但並不限於)電容器、電阻器、二極體及類似物)可整合於整體封裝內。在其他實施例中，控制器(未展示)亦可與驅動器1505及FET 1405、1410中之一或多者共同封裝。在此等實施例中，可存在一或多個外部控制器連接連同上文所論述之MFET及SFET連接。
在某些實施例中，尤其在高頻率應用中，對驅動器1505與FET 1405、1410中之一或多者之共同封裝可透過消除封裝及組件互連寄生效應而實現經改良轉換器效能。所有導體及電組件擁有寄生元件。舉例而言，一電阻器經設計以擁有電阻，但其亦將擁有非想要之寄生電 容。類似地，一導體經設計以傳導一電信號，但其亦將擁有非想要之寄生電阻及電感。寄生元件導致傳播延遲及阻抗不匹配，其限制轉換器之操作頻率。因此，對電子組件之間的導體及互連結構之消除及/或最小化會消除/最小化限制轉換器之最大操作頻率之寄生元件。
在某些實施例中，電子封裝1400、1500可稱作有機多晶片模組。一有機基板1450(諸如(但並不限於)一印刷電路板)可用作FET 1405、1410及/或驅動器1505、控制器以及其他組件之一底座，且亦可提供封裝內之該等裝置之間及/或該等裝置與封裝1400、1500所安裝至之系統之間的電互連性。在某些實施例中，一或多個裝置可藉助一導電材料(諸如(但並不限於)焊料或環氧樹脂)附接至基板。在某些實施例中，電子裝置可藉助導線接合件而電互連至基板，而在進一步實施例中，可使用覆晶裝置、導電柱或其他電互連。一電絕緣灌封化合物1455可模製於基板之頂部上並圍繞電裝置以提供環境保護。
電子封裝1400、1500與另一電子系統(諸如，一印刷電路板)之間的互連可在本文中稱為外部連接。電子封裝1400、1500與系統之間的外部連接可用(但並不限於)焊料或導電環氧樹脂進行。在不背離本發明之情況下，其他方法及結構可用以共同封裝裝置。
在進一步實施例中，封裝可稱作一基於引線框之多晶片模組，其中基板1450係一金屬引線框。可如上文所論述而執行裝置與引線框之間的電互連。一或多個電子裝置可附接至引線框且總成可用如上文所論述之電絕緣灌封化合物1455包覆成型。亦可如上文所論述而形成外部連接。
現在參考圖16，圖解說明用於一SO-8無引線晶片載體或其他封裝之一實例性引線框佈局1600。MFET 1605放置於第一晶粒銲盤1610上且SFET 1615放置於第二晶粒銲盤1620上。可使用一或多個電導體(諸如導線接合件、金屬條帶、其他導電互連)進行自MFET 1605及 SFET 1615至第一晶粒銲盤1610及/或周邊連接1625之連接。在此等實施例中，電子封裝可具有分別用於MFET 1605及SFET 1615之閘極、源極及汲極之外部連接。另一選擇係，FET連接中之兩者可形成一切換節點連接，如上文所論述。在進一步實施例中，驅動器電路可整合於MFET 1605或SFET 1615晶粒上且因此封裝將具有一或多個驅動器控制器連接。
現在參考圖17圖解說明用於一SO-8無引線晶片載體或其他封裝之一實例性引線框佈局1700。在一項實施例中，晶粒1705可係一MFET且連同可係一SFET之第二晶粒1715一起放置於第一晶粒銲盤1710上。可進行自第一晶粒1705及第二晶粒1715至晶粒銲盤1710及/或周邊連接1725之連接，如上文所論述。電子封裝可具有如上文所論述之一或多個外部電連接。在進一步實施例中，第一晶粒1705可連同一MFET及/或SFET裝置一起係一單體整合式驅動器電路且晶粒1705可包括一控制器晶粒。在此等實施例中，封裝不可具有外部驅動器控制連接且可具有一或多個控制器連接(諸如(但並不限於)，驅動器電源連接及回饋連接)。
現在參考圖18，在某些實施例中，一或多個電子裝置可製作於一單片半導體基板1800上。更具體而言，在一項實施例中，MFET區域1805及SFET區域1810二者皆可製作於一個半導體晶粒1820上。在進一步實施例中，驅動器區域1815亦可連同MFET區域1805及SFET區域1810一起製作於單個半導體晶粒1820上。因此，在此等實施例中，一個晶粒可含有三個或三個以上單個晶粒之功能性。如上文所論述，GaN FET可對於此整合係特別有用的，此乃因該等GaN FET係橫向裝置且區域1805、1810及1815全部可彼此電隔離。在此等實施例中，晶粒1800可具有一或多個外部連接(諸如(但並不限於)用於MFET區域1805及SFET區域1810之源極及汲極連接)連同一或多個控制器連接。
在又進一步實施例中，半導體裝置中之一或多者可製造於包括氮化鎵(GaN)之一基板上。在一項實施例中，裝置中之一或多者可製作於具有帶有一經磊晶沈積GaN層之一矽基底之一基板上。在其他實施例中，可採用不同基板組態。
在某些實施例中，GaN基裝置可由於其較低輸出電容或Coss值而特別良好地適於以高頻率進行切換。如上文所論述，每當FET接通時，輸出電容中所儲存之能量將在裝置中被耗散。隨著切換頻率增加，歸因於將此能量放電的FET中之功率耗散成比例地增加，其可變成硬性切換拓撲之一限制性因素。
在某些實施例中，關於ZVS切換式GaN裝置，與GaN裝置相關聯之相對小Coss(約10微微法拉)可實現Coss之較快放電且因此實現較高切換頻率。在進一步實施例中，GaN裝置亦相對快地切換(近似2奈秒)，從而使其能夠以高頻率操作。
進一步地，在某些實施例中，GaN裝置可藉助相對小驅動器電路甚至以高電壓來操作，從而使得驅動器電路之大小及成本對高電壓應用具有吸引力。更進一步而言，由於GaN裝置係橫向的(如上文所論述)且驅動器電路可係相對小的，因此某些實施例可得益於單體地整合驅動器電路或與FET中之一或多者共同封裝，如在下文中更詳細地論述。
整合式驅動器電路
在某些實施例中，將一驅動器電路整合於同一晶粒或與FET中之任一者共同封裝以最小化互連寄生效應從而實現較高切換頻率可係有益的，如上文所論述。將兩個以上電路元件整合於一單個晶粒上可消除甚至更多寄生元件且進一步增加操作頻率以及減小成本。
圖19中之示意圖圖解說明併入本發明之某些實施例之一雙開關半橋返馳式電路1900。每一高側FET或低側FET具有用以根據閘極信 號(GateH及GateL)接通或關斷之一整合式驅動器電路(亦稱為一預驅動器)。在某些實施例中，閘極控制可係一個信號，而在其他實施例中，其可係兩個單獨信號。在一項實施例中，GateH可用以控制高側FET且GateL可用以控制低側FET。在進一步實施例中，高側電路(參見圖19中之虛線框)可上下移動達大約600V。因此，在此實施例中，用於高側FET之閘極驅動電路可能隨VSW節點浮動。可透過可整合至半橋區塊中之一位準移位器電路而轉譯用於高側之閘極驅動控制信號。如本文中所定義，一位準移位器電路可將一信號之電壓電位轉換為一不同電壓電位。
在進一步實施例中，可包含一啟動電路以在最初開啟電源期間將偏壓電流遞送至半橋區塊。啟動電路可自高電壓V+節點汲取電流。一旦控制電路被完全偏壓，便可關斷啟動FET以減小功率損耗。在又進一步實施例中，高側電路可需要一偏壓供應以驅動主FET。在某些實施例中，一自舉電路可用以將電力遞送至高側電路以驅動主FET。在一項實施例中，自舉電路可用以在低側FET接通時將一高側電容器充電。
在某些實施例中，雙開關半橋返馳式電路1900可經實施為包含GaN基高側開關及GaN基低側開關之一多晶片混合解決方案。在一項實施例中，整個電路可安置於一單個晶粒上。在進一步實施例中，高側電路(參見圖19中之虛線框)可在一個晶粒上且該電路之其餘部分可在另一晶粒上。在又進一步實施例中，高側電源開關及低側電源開關兩者皆可係離散GaN基電源開關且可與一半橋式驅動器共同封裝以形成一半橋式電源區塊。
現在參考圖20，每一GaN電晶體可具有單體地整合有FET的其自身之驅動電路。電路2000圖解說明用於一單個FET之一經簡化整合式驅動電路之一實施例。舉例而言，MFET 105及SFET 106(參見圖1)可 各自含有類似於電路2000之一電路。在某些實施例中，主FET可係一高電壓FET。在一項實施例中，一內部低電壓下拉FET可用以將主FET之閘極保持為低同時最小化與佈局相關之雜訊注入，因此主FET並不意外地接通。在此經簡化整合式驅動電路中，兩個閘極信號可係可獲得的。在一項實施例中，主FET閘極可控制主FET且下拉FET閘極可控制小FET。兩個閘極信號之時序可由一外部控制電路處理。在進一步實施例中，閘極端子可係ESD(靜電放電)敏感的。在一項實施例中，整合式箝位電路可用以保護閘極免受ESD電壓影響。
現在參考圖21，圖解說明用於一單個FET之一整合式驅動電路2100。電路2100可用作較複雜多開關電路(諸如，圖19中所圖解說明之雙開關半橋返馳式電路1900)之一構建區塊。繼續參考圖19，在某些實施例中，每一預驅動器及每一功率FET可使用一整合式驅動電路2100。與圖20中所圖解說明之電路2000相比，電路2100具有整合式上拉電晶體及整合式下拉電晶體兩者。在一項實施例中，可使用一單個閘極控制信號，該單個閘極控制信號可使用恰當邏輯來控制上拉及下拉。在進一步實施例中，DC偏壓之電壓節點可將驅動電流提供至主閘極。在其他實施例中，一充電泵電路可用以內部地升壓電壓以驅動上拉FET。在進一步實施例中，可整合一ESD結構以保護輸入信號免受高ESD電壓影響。在又進一步實施例中，一額外FET及二極體可用以提供恰當邏輯及時序控制。
在某些實施例中，一整合式驅動電路之一優點可使得對於一電路設計者而言裝置相對易於併入且其亦可提供具有整合式保護之一強固電路。進一步地，在某些實施例中，輸入信號可係一邏輯信號，該邏輯信號不需要強到提供閘極驅動電流。因此，此等電路可使電路設計者省得添加一外部驅動裝置。此外，在某些實施例中，可內部地抑制雜訊，且可最小化自一外部電路耦合之雜訊。
在前述說明書中，已參考可因實施方案而變化之眾多特定細節闡述本發明之實施例。因此，應將本說明書及圖式視為具有一說明性意義而非一限制性意義。本發明之範疇及由申請人既定為本發明之範疇之內容之唯一且專屬指示符係由本申請案得出之申請專利範圍集合(呈發佈此等請求項之特定形式，包含任何後續校正)之字面及等效範疇。

Claims (20)

  1. 一種電源轉換電路，其包括：一電壓源，其具有第一輸出端子及第二輸出端子，該第一輸出端子及該第二輸出端子經組態以供應電力至該電源轉換電路；一第一固態開關，其具有一第一電源端子對及一第一閘極端子，其中該第一電源端子對之一者經連接至該電源轉換電路之一切換節點；一第一驅動器電路，其回應於接收一第一閘極控制信號而將一第一閘極驅動信號傳輸至該第一閘極端子；一第二固態開關，其具有一第二電源端子對及一第二閘極端子，其中該第二電源端子對之一者經連接至該電源轉換電路之該切換節點；一第二驅動器電路，其回應於接收一第二閘極控制信號而將一第二閘極驅動信號傳輸至該第二閘極端子；一電感器，其具有一對電感器端(inductor terminals)，其中該對電感器端之一者係連接至該電源轉換電路之該切換節點；及一控制器，其經組態以：傳輸該第一閘極控制信號及該第二閘極控制信號，以使得該第二固態開關在該第一固態開關接通之前接通達一持續時間，該持續時間(1)比該第一固態開關關斷之一時間少且該持續時間(2)具有足夠的時間來反轉電感器內的電流方向以產生一數量的負電感器電流；及傳輸關斷該第二固態開關之該第二閘極控制信號，以使得該數量的負電感器電流(1)將該第一固態開關之一輸出電容放 電，且(2)將該切換節點之一電容放電。
  2. 如請求項1之電源轉換電路，其中該對第一電源端子之一者係連接至該電壓源之該第一端子，且該對第二電源端子之一者係連接至該切換節點。
  3. 如請求項2之電源轉換電路，其中該對第一電源端子包含一第一源極端子及一第一汲極端子，該第一源極端子耦合至該切換節點，且該第一汲極端子耦合至該電壓源之該第一端子。
  4. 如請求項2之電源轉換電路，其中該對第二電源端子之一者係連接至該電壓源之該第二端子，且該對第二電源端子之一者係連接至該切換節點。
  5. 如請求項1之電源轉換電路，其中該對第一電源端子之一者係連接至該電壓源之該第二端子，且該對第二電源端子之一者係連接至該切換節點。
  6. 如請求項5之電源轉換電路，其中該對第一電源端子包含一第一源極端子及一第一汲極端子，該第一源極端子耦合至該電壓源之該第二端子，且該第一汲極端子耦合至該切換節點。
  7. 如請求項1之電源轉換電路，其中該第一固態開關及該第二固態開關係雙向的且包括氮化鎵。
  8. 如請求項1之電源轉換電路，其中該第一固態開關及該第二固態開關以介於50kHz與100MHz之間的頻率操作。
  9. 如請求項1之電源轉換電路，其中該第一驅動器電路及該第二驅動器電路與該第一及該第二固態開關共同封裝。
  10. 如請求項9之電源轉換電路，其中該第一及第二驅動器電路與該第一及該第二固態開關係設置於一印刷電路板上，且一電絕緣模製化合物(electrically insulative mold compound)囊封該印刷電路板之一頂部表面、該第一及第二驅動器電路、與該第一及該 第二固態開關。
  11. 如請求項9之電源轉換電路，其中該第一及第二驅動器電路與該第一及該第二固態開關係設置於一引線框上，且一電絕緣模製化合物囊封該引線框之一頂部表面、該第一及第二驅動器電路、與該第一及該第二固態開關。
  12. 如請求項1之電源轉換組件，其中該第一驅動器電路及該第一固態開關單體地整合於一第一晶粒上，且該第二開關驅動器電路及該第二固態開關單體地整合於一第二晶粒上。
  13. 如請求項1之電源轉換組件，其中該第一及第二固態開關係雙向的且包括氮化鎵。
  14. 一種操作一電源轉換電路之方法，該方法包括：藉助具有一第一輸出端子及一第二輸出端子之一電壓源將電力供應至該電路；將一第一閘極控制信號傳輸至一第一驅動器電路，作為回應，該第一驅動器電路將一第一閘極驅動信號傳輸至一第一固態開關之一閘極，該第一開關具有一第一電源端子對，其中該第一電源端子對之一者係連接至該電源轉換電路之一切換節點；將一第二閘極控制信號傳輸至一第二驅動器電路，作為回應，該第二驅動器電路將一第二閘極驅動信號傳輸至一第二固態開關之一閘極，該第二開關具有一第二電源端子對，其中該第二電源端子對之一者係連接至該電源轉換電路之該切換節點，且其中一電感器耦合於該切換節點及該電壓源之間；及操作一控制器，該控制器經組態以：傳輸該第一閘極控制信號及該第二閘極控制信號之一控制器以使得該第二固態開關接通且保持於一接通狀態中達一持續時 間，該持續時間(1)比該第一固態開關處於關斷狀態之一時間少且該持續時間(2)具有足夠的時間來反轉電感器內的電流方向以產生一數量的負電感器電流；及傳輸關斷該第二固態開關之該第二閘極控制信號，以使得該負電感器電流(1)將該第一固態開關之一輸出電容放電，且(2)將該切換節點之一電容放電。
  15. 如請求項14之方法，其中該對第一電源端子之一者係連接至該電壓源之該第一端子，且該對第二電源端子之一者係連接至該切換節點。
  16. 如請求項15之方法，其中該對第一電源端子包含一第一源極端子及一第一汲極端子，該第一源極端子耦合至該切換節點，且該第一汲極端子耦合至該電壓源之該第一端子。
  17. 如請求項15之方法，其中該對第二電源端子之一者係連接至該電壓源之該第二輸出端子，且該對第二電源端子之一者係連接至該切換節點。
  18. 如請求項14之方法，其中該對第一電源端子之一者係連接至該電壓源之該第二輸出端子，且該對第二電源端子之一者係連接至該切換節點。
  19. 如請求項18之方法，其中該對第一電源端子包含一第一源極端子及一第一汲極端子，該第一源極端子耦合至該電壓源之該第二輸出端子，且該第一汲極端子耦合至該電壓源之該切換節點。
  20. 如請求項14之方法，其中該第一及第二驅動器電路與該第一及該第二固態開關係設置於一基板上，且一電絕緣模製化合物囊封該基板之一頂部表面、該第一及第二驅動器電路、與該第一及該第二固態開關。
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