JP2002078327A - 昇圧変換回路での逆回復電流制限回路 - Google Patents
昇圧変換回路での逆回復電流制限回路Info
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- Power Engineering (AREA)
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】設計が容易で既存の方式に比べて低単価の部品
のみを利用することによって製品の価格及び適用回路に
対して設計変化の要因を減らす。 【解決手段】入力されるパルス駆動信号によって印加さ
れてオン／オフ動作し、オン動作時に入力される駆動電
源を接地側に導通させ、オフ動作時に入力される駆動電
源を、出力端を介して後端のロード側に導通させるスイ
ッチング手段と、逆回復電流を制限するマグアンプと、
前記マグアンプに連結して導電方向を単方向に維持する
主ダイオードと、出力される電圧を定電圧にするコンデ
ンサと、前記マグアンプによって制限される逆回復電流
の超過分を前記コンデンサに導いて充電させる補助ダイ
オードとを含む。
のみを利用することによって製品の価格及び適用回路に
対して設計変化の要因を減らす。 【解決手段】入力されるパルス駆動信号によって印加さ
れてオン／オフ動作し、オン動作時に入力される駆動電
源を接地側に導通させ、オフ動作時に入力される駆動電
源を、出力端を介して後端のロード側に導通させるスイ
ッチング手段と、逆回復電流を制限するマグアンプと、
前記マグアンプに連結して導電方向を単方向に維持する
主ダイオードと、出力される電圧を定電圧にするコンデ
ンサと、前記マグアンプによって制限される逆回復電流
の超過分を前記コンデンサに導いて充電させる補助ダイ
オードとを含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電力変換回路にお
ける逆回復電流を制限する回路に関するもので、特に、
逆回復電流を制限するためのマグアンプと昇圧変換回路
を利用して、従来の技術で使われる主ダイオードに比べ
て低価格のダイオードを利用して、スイッチの過電圧を
制限することで生産単価の節減を図るための昇圧変換回
路での逆回復電流制限回路に関するものである。
ける逆回復電流を制限する回路に関するもので、特に、
逆回復電流を制限するためのマグアンプと昇圧変換回路
を利用して、従来の技術で使われる主ダイオードに比べ
て低価格のダイオードを利用して、スイッチの過電圧を
制限することで生産単価の節減を図るための昇圧変換回
路での逆回復電流制限回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般的に、最近、電力回路にＰＦＣ（Po
wer Factor Correction）機能を要求する傾向がますま
す高まっており、ＤＣリンク電圧を一定に制御できる最
も一般的なＰＦＣ回路には、図１に示されているブース
ト変換器（Boost Converter）が適用されている。
wer Factor Correction）機能を要求する傾向がますま
す高まっており、ＤＣリンク電圧を一定に制御できる最
も一般的なＰＦＣ回路には、図１に示されているブース
ト変換器（Boost Converter）が適用されている。
【０００３】上述したブースト変換器の制御方式として
は、ＤＣＭ（Discontinuous Conduction Mode）とＣＣ
Ｍ（Continuous Conduction Mode）がある。このとき、
高い出力電力が要求される場合には、ＤＣＭ方式に比べ
て比較的スイッチ導通電流の最高値が少ないＣＣＭ（図
１における参照番号ＩＬ）で制御することが有利であ
る。
は、ＤＣＭ（Discontinuous Conduction Mode）とＣＣ
Ｍ（Continuous Conduction Mode）がある。このとき、
高い出力電力が要求される場合には、ＤＣＭ方式に比べ
て比較的スイッチ導通電流の最高値が少ないＣＣＭ（図
１における参照番号ＩＬ）で制御することが有利であ
る。
【０００４】また、ブースト変換器の特徴は、名前から
わかるように、入力電圧より出力電圧が高いように設計
され、図１の回路で示されたように、ＣＣＭの場合、入
力電圧と出力電圧の関係は、Ｖｏｕｔ＝Ｔｓ／Ｔｏｆｆ
になる。
わかるように、入力電圧より出力電圧が高いように設計
され、図１の回路で示されたように、ＣＣＭの場合、入
力電圧と出力電圧の関係は、Ｖｏｕｔ＝Ｔｓ／Ｔｏｆｆ
になる。
【０００５】従って、動作原理は、図２でのＴｏｎ区間
でスイッチが導通するようになり、このとき、入力側に
シリーズ（Series）で連結されているインダクタを介し
て電流ＩＬが増加するようになる。Ｔｏｆｆ区間ではイ
ンバータを介して流れた電流が入力に比べて高い出力電
圧を防ぐために、出力側とシリーズで連結されたダイオ
ードＤを介して出力ＤＣリンクキャパシティＣを充電す
るようになる。
でスイッチが導通するようになり、このとき、入力側に
シリーズ（Series）で連結されているインダクタを介し
て電流ＩＬが増加するようになる。Ｔｏｆｆ区間ではイ
ンバータを介して流れた電流が入力に比べて高い出力電
圧を防ぐために、出力側とシリーズで連結されたダイオ
ードＤを介して出力ＤＣリンクキャパシティＣを充電す
るようになる。
【０００６】しかし、スイッチが導通される瞬間、ダイ
オードには出力電圧に起因する逆電圧が印加されるよう
になって一般的にダイオードの特性上、逆回復電流（Re
verse Recovery Current）（図１においてＩＤとして表
示）が流れるようになる。この電流は、再びスイッチを
介して流れるようになり、図１のＩＱに示したように、
導通の瞬間に高い電流が流れるようになる。
オードには出力電圧に起因する逆電圧が印加されるよう
になって一般的にダイオードの特性上、逆回復電流（Re
verse Recovery Current）（図１においてＩＤとして表
示）が流れるようになる。この電流は、再びスイッチを
介して流れるようになり、図１のＩＱに示したように、
導通の瞬間に高い電流が流れるようになる。
【０００７】この電流は、スイッチ導通の瞬間のスイッ
チング損失を上昇させることで全体回路の損失を加重さ
せるだけでなく、スイッチの温度上昇の主要原因として
作用し、ひいてはスイッチの破壊がもたらされ得るとい
う問題が発生する。
チング損失を上昇させることで全体回路の損失を加重さ
せるだけでなく、スイッチの温度上昇の主要原因として
作用し、ひいてはスイッチの破壊がもたらされ得るとい
う問題が発生する。
【０００８】上述した問題点を解消するために提案され
た従来技術を図３乃至図５を参照して簡略的に説明する
と、図３に示されている従来の技術は、逆回復電流を制
限するために出力側のダイオードにシリーズでインダク
タを連結する場合、入力側に連結したインダクタとスイ
ッチが短絡されるとき、シリーズで連結されることによ
って発生する電流スパイク（Current Spike）を制限す
るための電流緩衝器（Current snubber）と電圧スパイ
ク（Voltage Spike）を制限するための電圧緩衝器（Vol
tage snubber）が必要になるという問題が発生する。
た従来技術を図３乃至図５を参照して簡略的に説明する
と、図３に示されている従来の技術は、逆回復電流を制
限するために出力側のダイオードにシリーズでインダク
タを連結する場合、入力側に連結したインダクタとスイ
ッチが短絡されるとき、シリーズで連結されることによ
って発生する電流スパイク（Current Spike）を制限す
るための電流緩衝器（Current snubber）と電圧スパイ
ク（Voltage Spike）を制限するための電圧緩衝器（Vol
tage snubber）が必要になるという問題が発生する。
【０００９】また、図４に図示されている従来の技術で
は、補助スイッチを利用して主スイッチの過電流及び過
電圧制限回路で部品数の増加（補助スイッチ制御回路の
複雑化）及び価格上昇の要因を招く。
は、補助スイッチを利用して主スイッチの過電流及び過
電圧制限回路で部品数の増加（補助スイッチ制御回路の
複雑化）及び価格上昇の要因を招く。
【００１０】また、図５に図示されている従来の技術
は、前述した従来技術に比べ、比較的簡単な方式である
が、補助に利用されているダイオードの逆回復時間（Re
verseRecovery Time）の速いダイオードを利用しなけれ
ばならないため、価格上昇の要因になり得る、という問
題が発生する。
は、前述した従来技術に比べ、比較的簡単な方式である
が、補助に利用されているダイオードの逆回復時間（Re
verseRecovery Time）の速いダイオードを利用しなけれ
ばならないため、価格上昇の要因になり得る、という問
題が発生する。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】最近、ＰＦＣ回路がま
すます電力変換回路に必要とされる趨勢にあって、その
中のブースト変換器が一般的な回路であることを考慮す
ると、この回路の改善が必要であるが、従来の制御方式
において、出力側のダイオードに起因して発生する逆回
復電流を制限するために主スイッチの他に補助スイッチ
を利用したり、複雑な過電流及び過電圧緩衝器回路を適
用してきた。
すます電力変換回路に必要とされる趨勢にあって、その
中のブースト変換器が一般的な回路であることを考慮す
ると、この回路の改善が必要であるが、従来の制御方式
において、出力側のダイオードに起因して発生する逆回
復電流を制限するために主スイッチの他に補助スイッチ
を利用したり、複雑な過電流及び過電圧緩衝器回路を適
用してきた。
【００１２】しかし、このような方式は制御回路が複雑
になるに従い、価格を上昇させたり、制御するための常
数値を定めることが難しくなる、といった短所がある。
本発明は、上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、その目的は、電力変換回路での逆回復電流を
制限する回路に関するもので、特に、逆回復電流を制限
するためのマグアンプと昇圧変換回路を利用して、従来
技術で使われる主ダイオードに比べて低価格のダイオー
ドを利用してスイッチの過電圧を制限することによっ
て、生産単価の節減をもたらす昇圧変換回路での逆回復
電流制限回路を提供することにある。
になるに従い、価格を上昇させたり、制御するための常
数値を定めることが難しくなる、といった短所がある。
本発明は、上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、その目的は、電力変換回路での逆回復電流を
制限する回路に関するもので、特に、逆回復電流を制限
するためのマグアンプと昇圧変換回路を利用して、従来
技術で使われる主ダイオードに比べて低価格のダイオー
ドを利用してスイッチの過電圧を制限することによっ
て、生産単価の節減をもたらす昇圧変換回路での逆回復
電流制限回路を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、入力されるパルス駆動信号によって印加
されてオン／オフ動作し、オン動作時に入力される駆動
電源を接地側に導通させ、オフ動作時に入力される駆動
電源を、出力端を介して後端のロード側に導通させるス
イッチング手段と、前記スイッチング手段の出力端に一
端が連結されて駆動電源が入力される場合、これを他端
に出力して逆回復電流を制限するマグアンプと、前記マ
グアンプの他端に連結されているアノード端子に入力さ
れる電圧をカソード端子に出力して導電方向を単方向に
維持する主ダイオードと、前記主ダイオードのカソード
端子と接地端との間に連結されており前記主ダイオード
のカソード端子で出力される電圧によって充電されて前
記主ダイオードのカソード端子で出力される電圧を定電
圧にするコンデンサと、前記スイッチング手段の出力端
にアノード端子が連結されてカソード端子は前記主ダイ
オードのカソード端子に連結されていて前記マグアンプ
によって制限される逆回復電流の超過分を前記コンデン
サに導き充電させる補助ダイオードとを含むことを特徴
とする。
に、本発明は、入力されるパルス駆動信号によって印加
されてオン／オフ動作し、オン動作時に入力される駆動
電源を接地側に導通させ、オフ動作時に入力される駆動
電源を、出力端を介して後端のロード側に導通させるス
イッチング手段と、前記スイッチング手段の出力端に一
端が連結されて駆動電源が入力される場合、これを他端
に出力して逆回復電流を制限するマグアンプと、前記マ
グアンプの他端に連結されているアノード端子に入力さ
れる電圧をカソード端子に出力して導電方向を単方向に
維持する主ダイオードと、前記主ダイオードのカソード
端子と接地端との間に連結されており前記主ダイオード
のカソード端子で出力される電圧によって充電されて前
記主ダイオードのカソード端子で出力される電圧を定電
圧にするコンデンサと、前記スイッチング手段の出力端
にアノード端子が連結されてカソード端子は前記主ダイ
オードのカソード端子に連結されていて前記マグアンプ
によって制限される逆回復電流の超過分を前記コンデン
サに導き充電させる補助ダイオードとを含むことを特徴
とする。
【００１４】
【発明の実施の形態】本発明の詳述した目的と様々な長
所は、この技術分野に熟練された人々により、添付され
た図面を参照して後述される本発明の望ましい実施形態
からより一層明確にされるはずである。
所は、この技術分野に熟練された人々により、添付され
た図面を参照して後述される本発明の望ましい実施形態
からより一層明確にされるはずである。
【００１５】以下、 添付した図面を参照して本発明に
伴う望ましい実施形態を説明する。
伴う望ましい実施形態を説明する。
【００１６】図６は、本発明に伴う昇圧変換回路での逆
回復電流制限回路の一実施形態であり、図７は図６の主
要部分に対する波形例示図である。
回復電流制限回路の一実施形態であり、図７は図６の主
要部分に対する波形例示図である。
【００１７】図６に図示されている本発明に伴う昇圧変
換回路での逆回復電流制限回路は、出力側にシリーズで
連結したダイオードＤにマグアンプを連結することによ
って、逆回復電流を制限する。このとき、マグアンプの
特性は、ヒステリシス曲線の定形化されたものと同様で
ある。
換回路での逆回復電流制限回路は、出力側にシリーズで
連結したダイオードＤにマグアンプを連結することによ
って、逆回復電流を制限する。このとき、マグアンプの
特性は、ヒステリシス曲線の定形化されたものと同様で
ある。
【００１８】従って、マグアンプの特性によって、図６
に示されている逆回復電流ＩＤは、図７のように、減少
することがわかるが、スイッチが短絡される瞬間、入力
側のインダクタに流れた電流がマグアンプによって妨害
を受けることから発生する電流スパイク（Current Spik
e）によってスイッチに過電圧Ｖｄｓが印加されるた
め、マグアンプの特性を充分に生かすことができなくな
るという短所がある。
に示されている逆回復電流ＩＤは、図７のように、減少
することがわかるが、スイッチが短絡される瞬間、入力
側のインダクタに流れた電流がマグアンプによって妨害
を受けることから発生する電流スパイク（Current Spik
e）によってスイッチに過電圧Ｖｄｓが印加されるた
め、マグアンプの特性を充分に生かすことができなくな
るという短所がある。
【００１９】従って、詳述した短所を補完する、図８に
示されている他の実施形態では、図６に示されている技
術でスイッチが短絡した時、電流の導通経路を作るため
にマグアンプ及び出力側ダイオードＤに並列に補助ダイ
オードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を連結している。
示されている他の実施形態では、図６に示されている技
術でスイッチが短絡した時、電流の導通経路を作るため
にマグアンプ及び出力側ダイオードＤに並列に補助ダイ
オードＤ１，Ｄ２，Ｄ３を連結している。
【００２０】このとき、適用される補助ダイオードＤ１
のみを使用し、他の補助ダイオードＤ２，Ｄ３は、回路
に適用されない場合には（図９において参照番号ＩＤと
ＩＤａで示される波形で太い実線で表示する）、マグア
ンプが飽和（Saturation）される前に補助ダイオードＤ
１を介して電流が多く流れるようになる。
のみを使用し、他の補助ダイオードＤ２，Ｄ３は、回路
に適用されない場合には（図９において参照番号ＩＤと
ＩＤａで示される波形で太い実線で表示する）、マグア
ンプが飽和（Saturation）される前に補助ダイオードＤ
１を介して電流が多く流れるようになる。
【００２１】同様に、補助ダイオードＤ１，Ｄ２を使用
する場合、（図９で参照番号ＩＤとＩＤａで表示される
波形で普通の実線で表示する）には、前の場合に比べて
少ない電流が流れるようになり、補助ダイオードＤ１〜
Ｄ３を利用する場合（図９で参照番号ＩＤとＩＤａで表
示される波形で普通の点線で表示する）には図示された
ように少ない電流が流れるようになることがわかる。
する場合、（図９で参照番号ＩＤとＩＤａで表示される
波形で普通の実線で表示する）には、前の場合に比べて
少ない電流が流れるようになり、補助ダイオードＤ１〜
Ｄ３を利用する場合（図９で参照番号ＩＤとＩＤａで表
示される波形で普通の点線で表示する）には図示された
ように少ない電流が流れるようになることがわかる。
【００２２】これは、適切な設計を通じて主ダイオード
に比べて逆回復時間が大きく耐圧及び導通電流が小さい
補助ダイオード（低単価のダイオード）のみを利用する
ことによってブースト変換器（Boost Converter）の逆
回復電流を制限することができるということがわかる。
に比べて逆回復時間が大きく耐圧及び導通電流が小さい
補助ダイオード（低単価のダイオード）のみを利用する
ことによってブースト変換器（Boost Converter）の逆
回復電流を制限することができるということがわかる。
【００２３】以上、説明したとおり、本発明は、特定の
実施形態と関連して図示及び説明したが、特許請求の範
囲に示した発明の思想及び領域から逸脱しない限度内で
多様な改造及び変化が可能であるということを当業者な
らば、誰にでも容易に解することができるはずである。
実施形態と関連して図示及び説明したが、特許請求の範
囲に示した発明の思想及び領域から逸脱しない限度内で
多様な改造及び変化が可能であるということを当業者な
らば、誰にでも容易に解することができるはずである。
【００２４】
【発明の効果】以上、詳述したように動作する本発明に
伴う昇圧変換回路に逆回復電流の制限回路を提供する
と、設計が容易で既存の方式に比べて低単価の部品のみ
を利用することによって製品の価格及び適用回路に対し
て設計変化の要因を減らすことができる。
伴う昇圧変換回路に逆回復電流の制限回路を提供する
と、設計が容易で既存の方式に比べて低単価の部品のみ
を利用することによって製品の価格及び適用回路に対し
て設計変化の要因を減らすことができる。
【図１】一般的なブースト変換器の回路構成の例示図。
【図２】図１の主要部分に対する波形例示図。
【図３】従来の逆回復電流制限回路の構成例示図。
【図４】従来の逆回復電流制限回路の構成例示図。
【図５】従来の逆回復電流制限回路の構成例示図。
【図６】本発明に伴う昇圧変換回路に逆回復電流制限回
路の一実施形態を示す例示図。
路の一実施形態を示す例示図。
【図７】図６の主要部分に対する波形例示図。
【図８】本発明に伴う昇圧変換回路に逆回復電流制限回
路の他の一実施形態を示す例示図。
路の他の一実施形態を示す例示図。
【図９】図８の主要部分に対する波形例示図。
ＩＬ…電流 Ｃ…ＤＣリンクキャパシティ ＩＤ…逆回
復電流 Ｖｄｓ…過電圧 Ｄ…出力側ダイオード Ｄ
１．Ｄ２．Ｄ３…補助ダイオード
復電流 Ｖｄｓ…過電圧 Ｄ…出力側ダイオード Ｄ
１．Ｄ２．Ｄ３…補助ダイオード
Claims (2)
- 【請求項１】 入力されるパルス駆動信号によって印加
されてオン／オフ動作し、オン動作時に入力される駆動
電源を接地側に導通させ、オフ動作時に入力される駆動
電源を、出力端を介して後端のロード側に導通させるス
イッチング手段と、 前記スイッチング手段の出力端に一端が連結されて駆動
電源が入力される場合、これを他端に出力して逆回復電
流を制限するマグアンプと、 前記マグアンプの他端に連結されているアノード端子に
入力される電圧をカソード端子に出力して導電方向を単
方向に維持する主ダイオードと、 前記主ダイオードのカソード端子と接地端との間に連結
されており前記主ダイオードのカソード端子で出力され
る電圧によって充電されて前記主ダイオードのカソード
端子で出力される電圧を定電圧にするコンデンサと、 前記スイッチング手段の出力端にアノード端子が連結さ
れてカソード端子は前記主ダイオードのカソード端子に
連結されていて前記マグアンプによって制限される逆回
復電流の超過分を前記コンデンサに導き充電させる補助
ダイオードとを含むことを特徴とする昇圧変換回路での
逆回復電流制限回路。 - 【請求項２】 前記補助ダイオードは、直列に連結され
ている複数個のダイオードで構成されることを特徴とす
る請求項１に記載の昇圧変換回路での逆回復電流制限回
路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| KR2000-49724 | 2000-08-25 | ||
| KR1020000049724A KR20020016421A (ko) | 2000-08-25 | 2000-08-25 | 승압변환회로에 역회복전류 제한 회로 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002078327A true JP2002078327A (ja) | 2002-03-15 |
Family
ID=19685291
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001131150A Pending JP2002078327A (ja) | 2000-08-25 | 2001-04-27 | 昇圧変換回路での逆回復電流制限回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002078327A (ja) |
| KR (1) | KR20020016421A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103354420A (zh) * | 2013-06-18 | 2013-10-16 | 中国航天科工集团第三研究院第八三五七研究所 | 使用耦合电感的有源钳位高增益升压变换器 |
| CN109217660A (zh) * | 2017-06-30 | 2019-01-15 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 直流/直流升压变换器 |
| CN110277912A (zh) * | 2018-03-15 | 2019-09-24 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 一种直流升压变换电路 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100488522B1 (ko) | 2003-02-07 | 2005-05-11 | 삼성전자주식회사 | 모터제어장치 |
-
2000
- 2000-08-25 KR KR1020000049724A patent/KR20020016421A/ko not_active Application Discontinuation
-
2001
- 2001-04-27 JP JP2001131150A patent/JP2002078327A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| CN109217660A (zh) * | 2017-06-30 | 2019-01-15 | 株洲中车时代电气股份有限公司 | 直流/直流升压变换器 |
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