KR20100130161A - 다상 부스트 컨버터와 그 작동방법 - Google Patents

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Abstract

다상 부스트 컨버터가 복수의 PWM 신호들을 발생하기 위한 다상 PWM 콘트롤러를 포함한다. 복수의 부스트 컨버터들은 각각 일벽전압 노드와 출력전압 노드 사이에 연결되어 입력전압에 반응하여 출력전압과 복수의 PWM 신호들을 발생하는 별도의 상과 각각 결합된다. 복수의 부스트 컨버터들의 각 상 노드들은 서로 OR 결합된다.

Description

다상 부스트 컨버터와 그 작동방법{SYSTEM AND METHOD FOR ORING PHASES TO OVERCOME DUTY CYCLE LIMITATIONS IN A MULTIPHASE BOOST CONVERTER}
이 출원은 '다상 부스트 컨버터의 듀티 사이클 제한을 극복하기 위한 OR 결합된 상의 시스템 및 방법(SYSTEM AND METHOD FOR ORING PHASE TO OVERCOME DUTY CYCLE LIMITATIONS IN A MULTIPHASE BOOST CONVERTER)'이라는 명칭으로 2009. 9. 4일자로 출원된 미국 특허출원 61/240,038호 및 '다상 부스트 컨버터의 듀티 사이클 제한을 극복하기 위한 OR 결합된 상의 시스템 및 방법'이라는 명칭으로 2009. 6. 2일자로 출원된 미국 특허출원 제61/183, 304호에 대해 우선권을 주장하며, 그 내용들은 각각 여기에 참조를 위하여 포함된다.
본 발명은 다상 부스트 컨버터에 대한 것으로서, 보다 상세하게는 다상 부스트 컨버터들의 각 상의 상 노드가 같이 ORed인 다상 부스트 컨버터들에 대한 것이다.
단상의 부스트 컨버터들은 정상적으로 인덕터 및 적어도 하나의 스위칭 트랜지스터를 포함하는 부스트부를 구비한다. 정류 및 여과부는 다이오드와 캐패시터를 포함한다. 부스트 조정기의 제어는 전압 부스트부의 스위치를 작동시키고 차단하는 것에 의해 달성된다. 회로로부터의 부스트된 전압의 값은 스위칭 트랜지스터에 인가된 제어신호의 듀티 사이클에 의존한다. 전체 듀티 사이클에 걸쳐 인덕터에 걸쳐 출현하는 전압의 총합은 불변상태 작동에서 제로이므로, 더 긴 스위치 도전 시간을 제공하는 더 높은 듀티 사이클의 사용은 인덕터의 피크 전류 저장을 증가시켜 부스트 전압의 증가를 발생할 것이다. 단상 부스트 컨버터보다 다상 부스트 컨버터가 이용되면 회로에 추가적인 제한들이 부여된다. 종래의 다상 실시예에서 다상 부스트 컨버터의 적용예들 내에 부여되는 최대 듀티 사이클 제한들이 있다. 통상의 최대 듀티 사이클은 정상적으로 50%에서 약 90% 사이에서 변동한다.
본 발명은 상술한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하여, 더욱 양호한 다상 부스트 컨버터 성능을 달성하기 위하여 다상 부스트 컨버터들 내의 이들 다상 제한들을 극복할 수 있는 다상 부스트 컨버터를 제공함을 목적으로 한다
여기 개시되고 설명된 바와 같은 본 발명은 일 측면에 따라 복수의 PWM 신호들을 발생하기 위한 다상 PWM 콘트롤러를 포함하는 다상 부스트 컨버터를 구비한다. 복수의 부스트 컨버터들은 입력전압 노드와 출력전압 노드 사이에 연결된 다상 컨버터의 별도의 상에 각각 결합된다. 복수의 부스트 컨버터들의 각각은 입력전압과 다상 PWM 콘트롤러로부터의 복수의 PWM 신호들의 하나에 반응하는 출력 전압을 발생한다. 복수의 부스트 컨버터들의 각각의 상 노드는 서로에 대해 같이 OR 결합된다.
따라서 본 발명에 따르면, 시스템 효율을 향상시키며, LO 측 드라이버 대신에 3상 드라이버 로직을 사용하면 하부 및 상부 드라이브 신호들을 제공하는 것에 의해 부스트 사용을 동기화할 수 있으며, 본 발명의 실시를 통해 기존의 다상 부스트 컨버터 구조들이 가지는 듀티 사이클의 한계들이 극복되면서 양호한 전류 공유를 유지하고 관련 회로들에서 인덕터 크기를 감소시킬 수 있다.
보다 완전한 이해를 위하여 이제 첨부도면과 관련하여 이하의 상세한 설명에 대해 설명이 이루어지는 데, 여기에서:
도 1은 부스트 컨버터의 개략적인 다이어그램이며;
도 2a는 표준 부스트 컨버터를 이용하는 OR 결합된 상 솔루션의 블록도이며;
도 2b는 도 2a의 회로의 작동과 관련된 파형을 도시하며;
도 3은 동기화된 부스트 컨버터를 이용하는 OR 결합된 상 솔루션의 개략적인 블록도이며;
도 4는 표준 부스트 컨버터를 이용하는 대체적인 OR 결합된 칩 로직 솔루션의 블록도이며;
도 5는 동기화된 부스트 컨버터를 이용하는 OR 결합된 칩 로직 솔루션을 도시한 도면이다.
이제 도면에서 전체에 걸쳐 유사한 요소들을 나타내기 위하여 유사한 도면부호들이 여기에 사용되며 여러 도면들과 다상 부스트 컨버터에서의 듀티 사이클 제한들을 극복하기 위하여 OR 결합된 상들의 시스템 및 방법의 실시예들이 도시되고 설명되며, 다른 가능한 실시예들이 설명된다. 도면들은 반드시 축척에 따라 도시되지는 않으며, 특정 예들에서 도면들은 단지 예시의 목적으로서 과장되고 및/또는 간략화될 수 있다. 이 기술 분야의 기술자들은 가능한 실시예들에 대한 이하의 설명으로부터 많은 가능한 적용예들과 변형예들을 이해할 것이다.
이제 도면들에 있어서, 보다 구체적으로는 도 1에서, DC/DC 부스트 컨버터(10)의 기본 설계를 예시하는 개략적인 다이아그램이 도시된다. 부스트 컨버터(10)는 인덕터(14)와 FET 트랜지스터(16)에 의해 형성되는 전압 부스트부를 구비한다. 반파정류 및 여과부는 다이오드(22)와 캐패시터(24)를 포함한다. 회로의 작동은 트랜지스터(16)의 게이트에 인가되는 절환 제어신호들에 의해 제어된다. 트랜지스터(16)의 유도 시간 동안 입력노드(12)에서 제공되는 입력 전압(VIN)은 인덕터(14)를 통과한다. 트랜지스터(16)가 OFF 절환되면 인덕터(14)에 걸쳐 나타나는 전압 포텐셜의 극성은 역전되고 노드(18)에서 부스트 전압(VB)을 제공하도록 입력전압(VIN)과 결합된다. 스위치(16)가 주기적으로 작동되므로 노드(18)에서 나타나는 전압 포텐셜(VB)은 입력전압(VIN)보다 본래 더 큰 피크 전압 포텐셜을 가지는 AC 전압이다.
부스트 전압(VB)의 값은 스위치(16)에 인가된 제어신호의 듀티 사이클에 의존한다. 전 듀티 사이클에 걸쳐 인덕터(14)에 나타나는 전체 전압은 불변 상태 작동에서 필요한 바와 같이, 제로가 되어야 하며, 점점 더 높은 듀티 사이클을 사용할수록 절환 유도시간의 더 긴 기간을 필요로 하여 인덕터(14)의 피크 전류 저장을 직접 증가시킬 것이다. 이는 부스트 전압 포텐셜(VB)의 대응하는 상승을 초래한다. 부스트 전압(VB)이 고압 DC 출력(VO)을 제공하기 위하여 AC에서 DC 변환회로의 다이오드(22)와 캐패시터(24)에 인가된다.
도 1에 관련하여 예시된 단상 적용예보다 다상 부스트 컨버터 적용예가 이용되는 경우, 부가적인 제한들이 부과된다.종래의 다상 적용예에서는 현재 이용되는 다상 부스트 컨버터 구조들에 부여되는 최대 듀티 사이클이 있다. 종래의 최대 듀티 사이클 파라미터는 50%에서 약 90% 범위로 변동한다.
도 2a에서, 각 부스트 컨버터들의 상 노드들이 같이 OR 결합된 다상 부스트 컨버터가 도시된다. 입력전압(VIN)이 노드(202)에서 제1 부스트 컨버터(204)와 제2 부스트 컨버터(205)에 인가된다. 캐패시터(204)는 노드(202)와 접지 사이에 연결된다. 부스트 조정기(204)는 노드(202)와 노드(208) 사이에 연결된 인덕터(206)를 포함한다. N-채널 트래지스터(210)는 노드(208)와 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 트랜지스터(212)는 노드(208)와 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가지는 N-채널 트랜지스터를 포함한다. 다이오드(214)는 노드(208)에 연결된 아노드(anode)와 출력전압노드(216)에 연결된 캐소드를 가진다. 캐패시터(218)는 노드(216)와 접지 사이에 연결된다. 트랜지스터들(210, 212)의 게이트들은 각각의 로우측 게이트 드라이버들(220, 222)로부터 출력신호를 수신하도록 연결된다.
부스트 조정기(205)는 인덕터(224)를 포함하며 노드(202)와 노드(226) 사이에 연결된다. N-채널트랜지스터(228)는 노드(226)와 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 제2 트랜지스터(230)는 트랜지스터(228)에 평행이며 그 드레인/소스 경로는 노드(226)와 접지 사이에 연결된다. 다이오드(232)는 노드(226)에 연결된 아노드를 가지며 캐소드는 출력전압 노드(216)로 이르는 ORed이다. 트랜지스터들(228, 230)의 게이트들은 로우측 드라이버회로(234, 236)들에 의해 각각 구동된다. 전류검출회로(238)는 접지로 연결된 이들 트랜지스터들의 소스에서 트랜지스터들(210, 212)을 통해 흐르는 전류를 검출한다. 전류센서(240)는 접지로 연결된 소스 노드들에서 트래지스터들(228, 230)을 통하여 흐르는 전류를 검출한다. 저항기(250)가 출력노드와 노드(252) 사이에 연결된다. 저항기(251)는 노드(252)와 GND 사이에 연결된다. 노드(252)는 출력전압 피드백 신호를 제공하기 위하여 다상 PWM 콘트롤러(242)에 연결된다. 검출된 전압피드백 신호에 대응하여 다상 PWM 콘트롤러(242)는 네 개의 PWM 상 출력신호들을 발생하며, 이들은 각각 로우측 드라이버 회로들(220, 222, 234, 및 236)에 제공된다. 이들 PWM 신호들은 연관된 절한 트랜지스터들로의 게이트 구동신호들을 발생하기 위하여 각각의 로우측 드라이버 회로들에 의해 사용된다. 전류센서(238, 240)들은 다상 PWM 콘트롤러(2420로의 입력을 제공한다. 검출된 전류 신호들에 반응하는 다상 PWM 콘트롤러(242)는 각 상들 사이에 공유되는 정확한 전류를 위한 상 정정신호들을 발생한다.
부스트 컨버터(204)와 부스트 컨버터(205)와 연관된 개별 상들을 노드(216)에서 연결함으로써 부스트 컨버터의 최대 듀티 사이클 제한이 극복될 수 있다.도 1의 실시예를 사용하면, 6V 입력전압(VIN) 및 24V의 출력전압(VOUT) 신호를 가지는 부스트 컨버터용 듀티 사이클은 75% 정도의 불변 상태의 듀티 사이클을 가질 수 있다. 이는 이전 실시예들의 최대 듀티 사이클 상세를 초과할 수 있다.
이와 같이, 이 상 노드들을 평행으로 연결함으로써 각각의 PWM 신호는 불변 상태에서 37.5% 정도를 발생할 수 있다.
상 노드들을 같이 ORing 하는 추가적인 이익은 부스트 컨버터(204, 205)들의 각각과 연관된 두 상들이 양호한 전류 공유를 가지며, 상 노드(208, 226)들이 하나의 절환 사이클에서 두 번 GND로 당겨지므로 인덕터의 리플 주파수가 상당 절환 주파수의 두 배가 되는 것이다. 이로써 인덕터들(206, 224)의 크기가 반느로 절감된다. 이와 같이, 하나의 상을 제어하기 위하여 두 PWM 신호들(PWM1, PWM2)있으며, 각 PWM 신호는 하나의 MOSFET을 개별적으로 제어한다(210에 대해 PWM1, 212에 대해 PWM2). 종래의 예들에서는 하나의 상을 제어하기 위하여 하나의 PWM 신호를 사용하였다. 하나의 상을 제어하기 위하여 두 개의 PWM 신호들을 사용하는 이점은 통상의 다상 부스트 구조의 듀티 사이클의 제한 문제를 해결하는 것이다.
도 2a의 구조의 또 다른 이점이 각 상이 두 로우측 평행인 MOFET 절환 트랜지스터들을 포함하는 것이다. 이와 같이, 각 MOFET은 하나만의 MOSFET 트랜지스터를 이용하여 종래의 솔루션에 대해 단지 반 정도의 시간으로써 처리할 것이다. 이와 같이, 각 MOSFET 트랜지스터의 열적 설계의 조건들은 축소되어 트랜지스터들에 대해 더 작은 패키지 또는 히트 싱크를 사용할 수 있다.
도 2b에 있어서, 도 2a의 회로 작동과 연관된 신호들을 설명하는 타이밍도가 도시되고 있다. 시가(T0)에서 시간(T1)에 이르는 주기는 회로의 일 절환 사이클을 나타낸다. 부스트 컨버터(204)와 관련하여 파형(260)은 인덕터(206)를 흐르는 전류(IL)를 나타낸다. 전류는 하이 레벨(262)과 로우 레벨(264) 사이에서 변동한다. 파형(PWM1)은 PWM1 상 신호를 나타내며 파형(268)은 PWM2 상 신호를 나타낸다. 파형(270)은 노드(208)의 전압을 나타낸다. 노드(208)에서의 전압은 dll중 주파수를 나타낸다(즉, 콘트롤러의 일 절환 사이클 동안 두 번 절환). 파형(270)은 출력전압(VOUT)을 나타내는 레벨(272) 및 접지레벨(274)에서 절환한다. 다른 부스트 컨버터(205)는 파형(276)으로 표시된 인덕터(224)를 통해 흐르는 전류와 유사한 방식으로 작동한다. PWM3 파형은 278에서 표시되고 PWM4 파형은 280에서 표시된다. 노드(226)의 전압은 파형(282)으로 표시된다. 도시된 바로부터 알 수 있는 바와 같이, 노드(226)에서의 전압은 또한 이중 절환주파수를 보이며 콘트롤러의 일 절환 사이클 동안 두 번 절환한다.
도 2b로부터 알 수 있는 바와 같이, 시간(T0)와 시간(T1) 사이의 콘트롤러 절환 사이클을 일관하여, 인덕터(206)와 인덕터(224)를 흐르는 인덕터 전류는 두 번 상하로 변동한다.이는 각 인덕터가 동일한 리플 조건을 달성하기 위하여 더 작은 인덕터 값을 선택할 수 있게 하는 또 다른 이점을 제공하는 콘트롤러의 절환 주파수를 두 번 보이는 것을 의미한다. 예컨대, VIN이 10V이며 VOUT이 20V이면, 종래기술의 예에서의 VIN과 VOUT 값들에 기초하여 노드(208)와 노드(226)에서의 불변상태 "평형(equivalent)" 듀티 사이클은 50%여야 한다. 그러나, 본 발명에 따르면, PWM 제어신호들(PWM1과 PWM2)은 각각 듀티 사이클의 25% 절환하며 PWM1 과 PWM2는 50%의 평형 듀티 사이클을 제공하도록 결합한다. PWM 신호(PWM3와 PWM4)에 대해서도 같은 일이 발생한다. 이와 같이, ORed 듀티 사이클은 단지 VIN과 VOUT 에 의존하나 각 PWM 신호는 듀티 사이클의 절반에서 작용하며 같이 결합하면 두 배의 수를 얻는다.
도 3에서, 다상 부스트 조정기의 다른 실시예가 도시된다. 이 실시예에서, 입력전압은 입력전압 노드(302)에 인가된다. 캐패시터(304)는 노드(302)와 접지 사이에 연결된다. 제1 부스트 조정기(306)와 제2 부스트 조정기(308)는 노드(302)에서 연결된다. 부스트 조정기(306)는 노드(302)와 노드(310) 사이에 연결되는 인덕터(308)를 포함한다. 노드(310)와 접지 사이에 N-채널 트랜지스터(312)가 연결된다. 노드(310)와 접지 사이의 트랜지스터(312)와 제2 N--채널 트랜지스터(314)가 평행이다. N-채널 트랜지스터(316)는 노드(310)와 출력전압 노드(312) 사이에 연결된 소스/드레인 경로를 가진다. 캐패시터(315)는 노드(312)와 접지 사이에 연결된다. 트랜지스터(312)의 게이트는 동기화된 드라이버 회로(316)의 LO 출력에 의해 구동된다. 동기화된 드라이버(318)는 트랜지스터(314)의 게이트를 구동하기 위하여 LO 출력을 이용하며 트랜지스터(310)의 게이트를 구동하기 위하여 HO 출력을 이용한다.
부스트 조정기(308)는 노드(302)와 노드(322) 사이에 연결된 인덕터(320)를 포함한다. N-채널 트랜지스터(324)는 노드(322)와 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. N-채널 트랜지스터(326)는 트랜지스터(324)와 평행이며 노드(322)와 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 트랜지스터(328)는 노드(322)와 출력전압노드(312) 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 이는 노드(312)에서 각 트랜지스터(306, 308)들의 출력을 OR 연결한다. 동기화된 드라이버(330)는 트랜지스터(324)의 게이트를 구동하기 위하여 LO 출력을 이용한다. 동기화된 드라이버(332)는 트랜지스터(326)의 게이트를 구동하기 위하여 LO 출력을 이용하며 트랜지스터(328)의 게이트를 구동하기 위하여 HO 출력을 이용한다.
저항기(350)는 출력노드와 노드(312) 사이에 연결된다. 저항기(351)는 노드(352)와 GND 사이에 연결된다. 노드(352)는 출력전압 피드백신호를 제공하기 위하여 다상 PWM 콘트롤러(336)에 연결된다. 검출된 전압 피드백 신호들에 반응하여 다상 PWM 콘트롤러(336)는 각각 로우측 드라이버 회로(316, 318, 330, 332)에 제공되는 네 개의 PWM 상 출력신호들을 발생한다. 이들 PWM 신호들은 연계된 절환 트랜지스터들에 게이트 구동신호들을 발생하기 위하여 로우측 드라이버 회로들 각각에 의하여 사용된다. 전류센서(334)는 트래지스터(312, 314)들의 소스에서 전류를 감시하며 그에 대응하는 다상 PWM 콘트롤러(336)에 출력을 제공한다. 전류센서(338)는 트랜지스터(324, 326)들의 소스의 전류를 감시하며 이 정보를 다상 콘트롤러(336)에 제공한다. 이들 트랜지스터들의 각 소스에서 검출된 전류신호에 반응하여, 다상 PWM 콘트롤러(336)는 각 상 사이에 정확한 전류 공유를 위하여 상 정정신호를 발생한다. 동기화된 드라이버들(318, 332)의 입력(HIN)에는 NOR 게이트(340, 342)의 출력이 각각 추가적으로 연결된다. NOR 게이트의 입력들은 노드(344, 346)에서 각각 다상 PWM 콘트롤러로부터의 PWM1 및 PWM2 신호들을 수신하도록 연결된다. NOR 게이트(342)는 노드(348, 350)에서 각각 다상 PWM 콘트롤러로부터의 PWM3 및 PWM4 신호들을 수신하도록 연결된다.
앞의 실시예들에서 설명한 바와 같이 다이오드들 대신에 MOSFET 절환 및 트랜지스터(310, 328)들을 사용함으로써 시스템 효율이 큰 다이오드 유도 손실을 제거함으로써 증가한다. NOR 게이트(340, 342)들은 트랜지스터(312, 314 또는 324 및 326) 사이에서 상부 및 하부 절환 유도가 발생하는 조건을 방지하여 수트 스루(shoot through) 상태가 발생하지 않는다.
도 4에 있어서, 다상 부스트 조정기의 또 다른 실시예가 도시된다. 입력전압은 입력전압노드(402)에 인가된다. 캐패시터(404)는 입력노드(402)와 접지 사이에 연결된다. 세 부스트 조정기(406, 408, 410)들이 입력전압노드(402) 사이에 연결되며 출력전압노드(412)에서 같이 모두 OR 결합된 상 노드들을 가진다.
부스트 조정기(406)는 노드(402)와 노드(416) 사이에 연결된 인덕터(414)를 포함한다. N-채널 트랜지스터(418)는 노드(416)과 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 다이오드(420)는 노드(416)에 연결된 아노드와 출력전압노드(412)에 연결된 캐소드를 가진다. 캐패시터(422)는 출력전압노드(412)와 접지 사이에 연결된다. 제2 부스트 조정기(408)는 노드(402)와 노드(426) 사이에 연결된 인덕터(424)를 포함한다. N-채널 트랜지스터(428)는 노드(426)과 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 다이오드(430)는 노드(426)에 연결된 아노드와 노드(408)에 연결된 캐소드를 가진다. 부수트 조정기(410)는 노드(402)와 노드(434) 사이에 연결된 인덕터(432)를 가진다. 다이오드(436)는 노드(434)에 연결된 아노드와 노드(412)에 연결된 캐소드를 가진다.
저항기(450)는 출력노드(412)와 노드(452) 사이에 연결된다. 저항기(451)는 노드(452)와 GND 사이에 연결된다. 노드(452)는 출력전압 피드백신호를 제공하기 위하여 다상 PWM 콘트롤러(440)에 연결된다. 검출된 전압 피드백 신호들에 반응하여 다상 PWM 콘트롤러(440)는 네 개의 PWM 상 출력신호들을 발생한다. 이들 PWM 신호들은 연계된 절환 트랜지스터들에 게이트 구동신호들을 발생하기 위하여 로우측 드라이버 회로들 각각에 의하여 사용된다. 전류검출회로(438)는 트랜지스터(418, 428, 및 434)들의 소스에서 전류를 감시하도록 각각 연결된다. 전류검출회로(438)는 각 상 사이에 정확한 전류 공유를 위하여 이 정보를 다상 PWM 콘트롤러(440)에 제공한다. PWM 콘트롤러(440)는 OR 로직(442)으로 6개의 별개의 PWM 상 신호들을 발생한다. OR로직(442)은 PHASE 1, PHASE 2, PHASE 3 신호들을 각각 발생하기 위하여다상 PWM 콘트롤러(440)로부터의 두 PWM 신호들을 같이 OR 결합한다. PHASE 1, PHASE 2, PHASE 3 신호들은 로우측 드라이버(444)들의 입력에 제공된다. 로우측 드라이버(444)들의 출력들은 트랜지스터(418, 428, 434)들의 게이트에 각각 제공된다. 드라이버 회로(444)에 보내기 전에 외부 OR 로직(444)을 PWM신호 또는 OR로 사용하면, 인덕터와 다이오드 사이의 다수의 트랜지스터들의 필요성을 제거하는 데, 이는 PWM 신호들이 이미 드라이버의 게이트 드라이브로 보내지기 앞서 OR되었기 때문이며, 이제 하나의 절환 사이클 동안 MOSFET은 두 번 가동되고 차단될 것이다. 상 노드(406, 426, 434)들은 도 2의 상 노드(208, 226)과 정확하게 같은 파형을 나타낼 것이다.
이제 도 5에서 부스트 조정기의 또 다른 실시예가 도시된다. 입력전압은 입력전압 노드(502)에 인가된다. 캐패시터(504)는 입력노드(502)와 접지 사이에 연결된다. 입력전압 노드(502) 사이에 세 개의 부스트 조정기(506, 508, 및 510)이 연결되며 출력전압 노드(512)에서 상 노드들이 모두 같이 OR 연결된다.
부스트 조정기(506)는 노드(502)와 노드(516) 사이에 연결된 인덕터(514)를 포함한다. N-채널 트랜지스터(518)는 노드(516)와 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 트랜지스터(520)는 노드(516)와 출력전압노드(512) 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 캐패시터(522)는 출력전압노드(512)와 접지 사이에 연결된다.
제2 부스트 조정기(508)는 노드(502)와 노드(526) 사이에 연결된 인덕터(524)를 포함한다. N-채널 트랜지스터(528)는 노드(526)와 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 트랜지스터(530)는 노드(526)와 노드(502) 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다. 붓트 조정기(510)는 노드(502)와 노드(534) 사이에 연결된 인덕터(532)를 포함한다. 트랜지스터(536)는 노드(534)와 접지 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가지는 N-채널 트랜지스터이다. 트랜지스터(537)는 노드(534)와 노드(512) 사이에 연결된 드레인/소스 경로를 가진다.
저항기(550)는 출력노드(512)와 노드(552) 사이에 연결된다. 저항기(551)는 노드(552)와 GND 사이에 연결된다. 노드(552)는 출력전압 피드백신호를 제공하기 위하여 다상 PWM 콘트롤러(540)에 연결된다. 검출된 전압 피드백 신호들에 반응하여 다상 PWM 콘트롤러(540)는 네 개의 PWM 상 출력신호들을 발생한다. 이들 PWM 신호들은 연계된 절환 트랜지스터들에 게이트 구동신호들을 발생하기 위하여 로우측 드라이버 회로들 각각에 의하여 사용된다. 전류검출회로(538)는 트랜지스터(518, 528, 및 536)들의 소스에서 전류를 감시하도록 각각 연결된다. 전류검출회로(538)는 각 상 사이에 정확한 전류 공유를 위하여 이 정보를 다상 PWM 콘트롤러(540)에 제공한다. PWM 콘트롤러는 OR 로직(542)으로 6개의 별개의 PWM 상 신호들을 발생한다. OR 로직(542)은 PHASE 1, PHASE 2, PHASE 3 신호들을 각각 발생하기 위하여 다상 PWM 콘트롤러(540)로부터의 두 PWM 신호들을 같이 OR 결합한다. PHASE 1, PHASE 2, PHASE 3 신호들은 세 상 드라이버 로직(544)의 입력에 제공된다. 세 상 드라이버 로직(544)의 출력들은 각각 트랜지스터(518, 528, 536, 520, 530, 및 537)들의 게이트에 각각 제공된다. OR로직(542)으로부터의 OR 결합된 상들은 세 개의 상 드라이버 로직(534)에 인가된다. 3상 드라이버 로직(534)의 HO 출력들은 각각 트랜지스터(520, 530, 및 537)들의 게이트들을 구동하도록 사용된다. 3상 드라이버 로직(534)의 LO 출력은 트랜지스터(518, 528, 및 536)들의 게이트들을 구동하도록 사용된다.
도 4 도시의 다이오드들 대신 트랜지스터(520, 530, 537)들을 사용하면 큰 다이오드 유도 손실을 제거하여 시스템 효율을 향상시킨다. 도 4와 관련하여 설명한 바와 같은 LO 측 드라이버(444) 대신에 3상 드라이버 로직(544)을 사용하면 하부 및 상부 드라이브 신호들을 제공하는 것에 의해 부스트 사용을 동기화할 수 있다. 이와 같이, 상술한 바와 같은 실시를 통해 기존의 다상 부스트 컨버터 구조들이 가지는 듀티 사이클의 한계들이 극복되면서 양호한 전류 공유를 유지하고 관련 회로들에서 인덕터 크기를 감소시킬 수 있다.
이 기술 분야의 보통의 기술자들은 다상 부스트 컨버터의 듀티 사이클 한계들을 극복하기 위한 본 발명의 시스템과 상들을 OR 결합하는 방법이 다상 부스트 컨버터에 대해 증가된 듀티 사이클을 제공함을 이해할 것이다. 여기 도면들과 상세한 설명은 제한의 의도라기보다 예시 목적으로 간주되어야 하며; 개시된 특정 형태들과 예들을 한정하려는 것이 아님을 이해하여야 한다.
역으로, 이하의 특허청구범위에 의하여 규정된 본 발명의 사상과 범위로부터 벗어나지 않는 추가적인 수정들(modifications), 변경들(changes), 재배치들(rearrangements), 교체들, 대체들(alternatives), 설계 선택들(design choices), 및 이 기술 분야의 당업자에게 명백한 실시예들이 포함된다. 이와 같이, 이하의 특허청구범위는 추가적인 수정들, 변경들, 재배치들, 교체들, 대체들, 설계 선택들, 및 실시예들을 모두 포함하도록 해석된다.
204, 205: 부스트 컨버터
210: N-채널 트랜지스터
212: 트랜지스터
218: 캐패시터
238: 전류검출회로
240: 전류센서
242: 다상 PWM 콘트롤러

Claims (20)

  1. 다상 부스트 컨버터로서:
    복수의 PWM 신호들을 발생하기 위한 다상 PWM 콘트롤러; 및
    입력전압에 반응하는 출력전압과 복수의 PWM 신호들을 발생하기 위하여 입력전압노드와 출력전압 노드 사이에 연결된 별도의 상과 각각 결합된 복수의 부스트 컨버터들을 포함하며,
    상기 복수의 부스트 컨버터들의 각각의 상 노드는 서로 OR 결합되는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 부스트 컨버터들 각각은:
    상기 입력전압노드와 상 노드 사이에 연결된 인덕터;
    상기 상 노드와 접지 사이에 연결된 하나 이상의 절환 트랜지스터;
    상기 상 노드와 상기 출력전압 노드 사이에 연결된 다이오드; 및
    PWM 신호들에 반응하여 하나 이상의 절환 트랜지스터들의 절환을 제어하기 위한 드라이버 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 절환 트랜지스터를 통하여 흐르는 전류를 감시하고 상기 다상 PWM 콘트롤러에 피드백 신호를 발생하기 위한 하나 이상의 전류센서를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 다상 PWM콘트롤러는 상기 하나 이상의 절환 트랜지스터를 통하여 흐르는 검출된 전류에 반응하는 복수의 PWM 신호들을 발생하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  5. 제 2 항에 있어서,
    상기 드라이버 회로는 또한 로우 측의 드라이버 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 복수의 PWM 신호들에 반응하여 상기 하나 이상의 절환 트랜지스터들을 구동하기 위한 복수의 역전 PWM 신호들을 발생하기 위한 PWM 인버터를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 부스트 컨버터들 각각은;
    상기 입력전압노드와 상 노드 사이에 연결된 인덕터;
    상기 상 노드와 접지 사이에 연결된 복수의 절환 트랜지스터;
    상기 상 노드와 상기 출력전압 노드 사이에 연결된 제2 절환 트랜지스터;
    PWM 신호들에 반응하여 상기 복수의 절환 트랜지스터의 제1의 절환을 제어하기 위한 제1의 동기화된 드라이버;
    PWM 신호들에 반응하여 상기 제2 절환 트랜지스터의 절환을 제어하기 위한 제2의 동기화된 드라이버; 및
    상기 복수의 절환 트랜지스터의 PWM 신호들의 제어 작동을 수신하고 상기 복수의 절환 트랜지스터의 각각의 동시적인 작동을 방지하기 위하여 제어신호를 발생하는 NOR 게이트를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 절환 트랜지스터를 통하여 흐르는 전류를 감시하고 상기 다상 PWM 콘트롤러에 피드백 신호를 발생하는 하나 이상의 전류센서를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 입력전압노드와 상 노드 사이에 연결된 인덕터;
    상기 상 노드와 접지 사이에 연결된 절환 트랜지스터;
    상기 상 노드와 상기 출력전압 노드 사이에 연결된 다이오드; 및
    PWM 신호들에 반응하여 상기 절환 트랜지스터들의 절환을 제어하기 위한 로우 측 드라이버를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 절환 트랜지스터를 통하여 흐르는 전류를 감시하고 상기 다상 PWM 콘트롤러에 피드백 신호를 발생하는 하나 이상의 전류센서; 및
    상기 다상 PWM 콘트롤러에 의해 발생된 복수의 PWM 신호들을 같이 OR 결합하며 상기 로우 측 드라이버에 제어신호를 발생하는 OR 로직을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 입력전압노드와 상 노드 사이에 연결된 인덕터;
    상기 상 노드와 접지 사이에 연결된 절환 트랜지스터; 및
    상기 상 노드와 상기 출력전압 노드 사이에 연결된 다이오드를 구비하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  12. 제 9 항에 있어서,
    복수의 제어 신호들에 반응하는 복수의 부스트 컨버터들의 각각의 PWM 신호들에 반응하는 절환 트랜지스터의 절환을 제어하기 위한 3상 드라이버;
    상기 절환 트랜지스터를 통하여 흐르는 전류를 감시하고 상기 다상 PWM 콘트롤러에 피드백 신호를 발생하는 하나 이상의 전류센서; 및
    상기 다상 PWM 콘트롤러에 의해 발생된 복수의 PWM 신호들을 같이 OR 결합하며 상기 로우 측 드라이버에 제어신호를 발생하는 OR 로직을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 입력전압노드와 상 노드 사이에 연결된 인덕터;
    상기 상 노드와 접지 사이에 연결된 절환 트랜지스터;
    상기 상 노드와 상기 출력전압 노드 사이에 연결된 제2의 절환 트랜지스터;
    복수의 제어 신호들에 반응하는 복수의 부스트 컨버터들의 각각의 PWM 신호들에 반응하는 절환 트랜지스터의 절환을 제어하기 위한 3상 드라이버;
    상기 절환 트랜지스터를 통하여 흐르는 전류를 감시하고 상기 다상 PWM 콘트롤러에 피드백 신호를 발생하는 하나 이상의 전류센서; 및
    상기 다상 PWM 콘트롤러에 의해 발생된 복수의 PWM 신호들을 같이 OR 결합하며 상기 로우 측 드라이버에 제어신호를 발생하는 OR 로직을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  14. 제 1 항에 있어서,
    상기 복수의 부스트 컨버터들의 각각의 상들의 OR 결합은 66% 보다 큰 레벨로 듀티 사이클을 증가시키는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터.
  15. 다상 부스트 컨버터의 작동방법으로서:
    다상 부스트 컨버터와 결합된 복수의 부스트 컨버터들의 상 노드를 서로 연결하는 단계;
    복수의 PWM 신호들을 발생하는 단계; 및
    입력전압에 반응하여 출력전압과 복수의 PWM 신호들을 발생하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터의 작동방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    복수의 PWM 신호들을 발생하는 단계는:
    상기 복수의 절환 트랜지스터들의 하나 이상의 절환 트랜지스터를 통해 흐르는 전류를 감시하는 단계; 및
    상기 감시된 전류에 반응하여 상기 하나 이상의 절환 트랜지스터의 절환을 제어하기 위하여 제어 신호를 발생하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터의 작동방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 제어신호를 발생하는 단계는:
    감시된 전류에 반응하여 복수의 PWM 신호들을 발생하는 단계; 및
    상기 제어신호들을 제공하기 위하여 상기 복수의 PWM 신호들을 역전시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터의 작동방법.
  18. 제 16 항에 있어서,
    상기 제어신호를 발생하는 단계는:
    감시된 전류에 반응하여 복수의 PWM 신호들을 발생하는 단계; 및
    상기 제어신호들을 발생하기 위하여 상기 복수의 PWM 신호들을 같이 OR 결합하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터의 작동방법.
  19. 제 15 항에 있어서,
    상기 출력전압을 발생하는 단계는, 다상 드라이버로 복수의 절환 트랜지스터들을 구동하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터의 작동방법.
  20. 제 15 항에 있어서,
    상기 출력전압을 발생하는 단계는, 동기화된 드라이버로 복수의 절환 트랜지스터들을 구동하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다상 부스트 컨버터의 작동방법.
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