CN105743229A - 一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法。该方法在不改变现有SP、PP补偿网络结构的情况下，通过可控漏感补偿的方式，实现对输出电流的全范围精确调节，具有输出电流范围宽，实用性强，简单易用等特点。

Description

一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法

技术领域

本发明涉及一种新的补偿网络参数确定方法，具体为一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法。

背景技术

无线电能传输技术是将电网的交流电经过整流、功率因素校正并逆变成高频的交流电，通过补偿网络及磁耦合系统，将能量从发射侧传输到接收侧，再经过整流环节及功率电压调节环节后输出给负载供电。无线电能传输系统基本结构框图如图1所示。作为系统的重要组成部分，补偿网络对于提高系统功率因数，改善输入输出特性和提高系统效率都具有重要影响。

现有主要的补偿网络拓扑有如下：

1、原边串联副边并联补偿拓扑(SP)

根据发射侧和接受侧的补偿电容位置，原边串联副边并联结构如图2所示，其中L_p为发射线圈自感，L_s为接受线圈自感，M为原副边之间的互感，C_p为原边补偿电容，C_s为副边补偿电容，为逆变侧等效电压源，ω为角频率，R_e为副边补偿网络之后的等效输入电阻。当C_p与谐振，C_s与L_s谐振，即ω²C_sL_s＝1，此时负载两端等效为电压源，系统具有恒压输出的特性，等效负载两端电压

2、原边并联副边并联补偿拓扑(PP)

对于输入端为电流源型逆变器时，常采用原边并联电容的补偿方法，原边并联副边并联补偿拓扑如图3所示，当C_p与谐振，C_s与L_s谐振，即ω²C_sL_s＝1，此时系统具有恒压输出特性，输出电压

3、原边串联副边串联补偿拓扑(SS)

原边串联副边串联补偿(SS)拓扑如图4所示，为逆变侧等效电压源。使C_p与L_p谐振，C_s与L_s谐振，即ω²C_pL_p＝1，ω²C_sL_s＝1，此时系统具有恒流输出特性。输出电流为

4、原边并联副边串联补偿拓扑(PS)

原边并联副边串联补偿拓扑等效模型如图5所示，其中为逆变侧等效电流源，其角频率为ω。当C_p与L_p谐振，C_s与L_s谐振时，即ω²C_pL_p＝1，ω²C_sL_s＝1，此时系统具有恒流输出特性，输出电流为

由以上公式可知，以上四种补偿网络所采用的补偿电容大小取值由原边自感、副边自感和原副边之间的互感确定，电阻R_e上接收到电压也唯一确定。对于给定的磁耦合结构，只能通过调节工作频率、输入电压或电流对输出进行调节，或者增加其他电压/电流调节模块对输出进行控制，大大降低了系统设计的灵活性和经济性。

发明内容

本发明的目的在于提供一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法，该方法在不改变现有SP、PP补偿网络结构的情况下，通过可控漏感补偿的方式，实现对输出电流的全范围精确调节，具有输出电流范围宽，实用性强，简单易用等特点。

为实现上述目的，本发明的技术方案是：一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法，该方法应用于SP型补偿，具体为SP型可控漏感补偿方法，实现如下，

将无线电能传输系统磁耦合系统互感模型等效为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型，

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{j\ωL}}_p& j\mathrm{\ω}M\\ j\mathrm{\ω}M& {\mathrm{j\ωL}}_s\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}j\mathrm{\ω}(L_{1k}+L_m)& {\mathrm{j\ωnL}}_m\\ {\mathrm{j\ωnL}}_m& j\mathrm{\ω}(L_{2k}+n^2{L}_m)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

其中，L_p为原边自感，L_s为副边自感，M为原副边之间的互感，ω为角频率，L_1k和L_2k分别为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型原边和副边的漏感，n为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的等效变比，L_m为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的激磁电感；

由上式可知，M＝nL_m，L_s＝L_2k+nM

由于L_p、L_s、M均可通过实际测量获得，由此可知，L_1k和L_2k可通过确定n的方式来确定；同时，将等效后的无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型置于无线电能传输系统中；

对于SP型补偿，因原边补偿电容C_p与L_1k串联谐振等效为短路，此时，逆变侧等效电压源被放大n倍施加于无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型副边的两端，利用电源等效变换原理对无线电能传输系统系统进行等效变换，因副边补偿电容C_s与L_2k并联谐振等效为开路，副边补偿网络之后的等效输入电阻R_e两端等效为恒流源，此时系统为恒流输出：

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{Re}}=\frac{n{\stackrel{\·}{U}}_{in}}{j\mathrm{\ω}(L_s-nM)}$

$C_p=\frac{n}{{\mathrm{\ω}}^2({\mathrm{nL}}_p-M)},C_s=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(L_s-nM)}$

根据输出电流大小，即可确定n的大小，并进而确定补偿方式，其中，n不等于因为当时，输出电流I_Re为无穷大，具体如下：

(1)若计算得C_p为负值，则能够用电感L_a取代电容C_p进行补偿，否则继续判断C_s的计算值，若计算得C_s为负值，则能够用电感L_b取代电容C_s进行补偿，否则进行下一步判断；其中，

$L_a=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p},L_b=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_s};$

(2)若nL_p＝M时C_p取0，即仅用一个电容C_s补偿即可得到需要的效果；否则，取电容C_p和C_s进行补偿；

上述补偿方式即SP型可控漏感补偿方法，通过该补偿方式，即可使得无线电能传输系统具有恒流输出特性，且输出电流大小可进行预先设计。

在本发明一实施例中，为消除激磁电感L_m给激励源所带来的无功能量，在所述SP型可控漏感补偿方法的基础上加入补偿电容C_m，使得整个无线电能传输系统相对于激励源呈现纯阻性，从而达到降低系统容量、减小损耗和提高效率的目的，其中：

且C_m并联于逆变侧等效电压源的两端；

该种补偿方法为PS\P补偿方法。

本发明还提供了另一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法，该方法应用于PP型补偿，具体为PP型可控漏感补偿，实现如下，

将无线电能传输系统磁耦合系统互感模型等效为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型，

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{j\ωL}}_p& j\mathrm{\ω}M\\ j\mathrm{\ω}M& {\mathrm{j\ωL}}_s\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}j\mathrm{\ω}(L_{1k}+L_m)& {\mathrm{j\ωnL}}_m\\ {\mathrm{j\ωnL}}_m& j\mathrm{\ω}(L_{2k}+n^2{L}_m)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

其中，L_p为原边自感，L_s为副边自感，M为原副边之间的互感，ω为角频率，L_1k和L_2k分别为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型原边和副边的漏感，n为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的等效变比，L_m为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的激磁电感

由上式可知，M＝nL_m，L_s＝L_2k+nM

由于L_p、L_s、M均可通过实际测量获得，由此可知，L_1k和L_2k可通过确定n的方式来确定；同时，将等效后的无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型置于无线电能传输系统中；

对于PP型补偿，输入端为逆变器输出等效电流源利用电源等效变换原理将电流源与原边补偿电容C_p并联电路等效为电压源与C_p串联的结构，利用漏感补偿的原理将C_p与L_1k串联谐振，则电压源被放大n倍施加于无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型副边的两端；由诺顿定理对无线电能传输系统系统进行等效变换，因副边补偿电容C_s与L_2k并联谐振时，副边补偿网络之后的等效输入电阻Re两端等效为恒流源，此时系统恒流输出：

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{Re}}=\frac{-n{\stackrel{\·}{I}}_{in}}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p(L_s-nM)}$

$C_p=\frac{n}{{\mathrm{\ω}}^2({\mathrm{nL}}_p-M)},C_s=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(L_s-nM)}$

根据输出电流大小，即可确定n的大小，并进而确定补偿方式，其中，n不等于因为当时，输出电流I_Re为无穷大，具体如下：

(1)若计算得C_p为负值，则能够用电感L_a取代电容C_p进行补偿，否则继续判断C_s的计算值，若计算得C_s为负值，则能够用电感L_b取代电容C_s进行补偿，否则进行下一步判断；其中，

$L_a=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p},L_b=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_s};$

(2)若nL_p＝M时C_s取0，C_p取即仅用一个电容C_p补偿即可得到需要的效果；否则，取电容C_p和C_s进行补偿；

上述补偿方式即PP型可控漏感补偿方法，通过该补偿方式，即可使得无线电能传输系统具有恒流输出特性，且输出电流大小可进行预先设计。

相较于现有技术，本发明具有以下有益效果：本发明方法提出的两种SP、PS\P型可变漏感补偿方式和PP型可变漏感补偿方式相较于传统补偿方式，不局限于仅使用电容补偿，也可利用电感进行替代来达到想要的输出效果，在特定的情况下还可以仅使用单电容补偿的方式达到恒流输出的目的；本发明提出的新型补偿方式具有输出范围宽，输出电流不随负载变化，在不改变原电路结构的基础上即可进行改进等优点，具有很强的实用性。

附图说明

图1为无线电能传输系统结构框图。

图2为现有SP型补偿拓扑结构。

图3为现有PP型补偿拓扑结构。

图4为现有SS型补偿拓扑结构。

图5为现有PS型补偿拓扑结构。

图6为无线电能传输耦合系统的互感模型。

图7为无线电能传输耦合系统的变压器漏感模型。

图8为无线电能传输系统简易等效图。

图9为本发明SP型可控漏感补偿方式等效模型(1)。

图10为本发明SP型可控漏感补偿方式等效模型(2)。

图11为本发明SP型可控漏感补偿方式等效模型(3)。

图12为本发明SP型可控漏感补偿方式等效模型(4)。

图13为本发明SP型可控漏感补偿方式等效模型(5)。

图14为本发明SP型可控漏感补偿方式等效模型(6)。

图15为本发明SP型可控漏感补偿方式等效模型(7)。

图16为本发明PS\P型可控漏感补偿方式等效模型。

图17为本发明PP型可控漏感补偿方式等效模型(1)。

图18为本发明PP型可控漏感补偿方式等效模型(2)。

图19为本发明PP型可控漏感补偿方式等效模型(3)。

图20为本发明PP型可控漏感补偿方式等效模型(4)。

图21为本发明PP型可控漏感补偿方式等效模型(5)。

图22为本发明PP型可控漏感补偿方式等效模型(6)。

图23为本发明PP型可控漏感补偿方式等效模型(7)。

图24为本发明PP型可控漏感补偿方式等效模型(8)。

图25为本发明实施例的仿真结果(1)。

图26为本发明实施例的仿真结果(2)。

图27为本发明实施例的仿真结果(3)。

图28为本发明实施例的仿真结果(4)。

图29为本发明的补偿拓扑流程图。

具体实施方式

下面结合附图，对本发明的技术方案进行具体说明。

如图29所示，本发明的一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法，该方法应用于SP型补偿，具体为SP型可控漏感补偿方法，实现如下，

将无线电能传输系统磁耦合系统互感模型等效为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型，

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{j\ωL}}_p& j\mathrm{\ω}M\\ j\mathrm{\ω}M& {\mathrm{j\ωL}}_s\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}j\mathrm{\ω}(L_{1k}+L_m)& {\mathrm{j\ωnL}}_m\\ {\mathrm{j\ωnL}}_m& j\mathrm{\ω}(L_{2k}+n^2{L}_m)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

其中，L_p为原边自感，L_s为副边自感，M为原副边之间的互感，ω为角频率，L_1k和L_2k分别为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型原边和副边的漏感，n为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的等效变比，L_m为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的激磁电感；

由上式可知，M＝nL_m，L_s＝L_2k+nM

由于L_p、L_s、M均可通过实际测量获得，由此可知，L_1k和L_2k可通过确定n的方式来确定；同时，将等效后的无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型置于无线电能传输系统中；

对于SP型补偿，因原边补偿电容C_p与L_1k串联谐振等效为短路，此时，逆变侧等效电压源被放大n倍施加于无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型副边的两端，利用电源等效变换原理对无线电能传输系统系统进行等效变换，因副边补偿电容C_s与L_2k并联谐振等效为开路，副边补偿网络之后的等效输入电阻R_e两端等效为恒流源，此时系统为恒流输出：

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{Re}}=\frac{n{\stackrel{\·}{U}}_{in}}{j\mathrm{\ω}(L_s-nM)}$

$C_p=\frac{n}{{\mathrm{\ω}}^2({\mathrm{nL}}_p-M)},C_s=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(L_s-nM)}$

根据输出电流大小，即可确定n的大小，并进而确定补偿方式，其中，n不等于因为当时，输出电流I_Re为无穷大，具体如下：

(1)若计算得C_p为负值，则能够用电感L_a取代电容C_p进行补偿，否则继续判断C_s的计算值，若计算得C_s为负值，则能够用电感L_b取代电容C_s进行补偿，否则进行下一步判断；其中，

$L_a=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p},L_b=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_s};$

(2)若nL_p＝M时C_p取0，即仅用一个电容C_s补偿即可得到需要的效果；否则，取电容C_p和C_s进行补偿；

上述补偿方式即SP型可控漏感补偿方法，通过该补偿方式，即可使得无线电能传输系统具有恒流输出特性，且输出电流大小可进行预先设计。

为消除激磁电感L_m给激励源所带来的无功能量，在所述SP型可控漏感补偿方法的基础上加入补偿电容C_m，使得整个无线电能传输系统相对于激励源呈现纯阻性，从而达到降低系统容量、减小损耗和提高效率的目的，其中：

且C_m并联于逆变侧等效电压源的两端；

该种补偿方法为PS\P补偿方法。

本发明还提供了另一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法，该方法应用于PP型补偿，具体为PP型可控漏感补偿，实现如下，

将无线电能传输系统磁耦合系统互感模型等效为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型，

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{j\ωL}}_p& j\mathrm{\ω}M\\ j\mathrm{\ω}M& {\mathrm{j\ωL}}_s\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}j\mathrm{\ω}(L_{1k}+L_m)& {\mathrm{j\ωnL}}_m\\ {\mathrm{j\ωnL}}_m& j\mathrm{\ω}(L_{2k}+n^2{L}_m)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

其中，L_p为原边自感，L_s为副边自感，M为原副边之间的互感，ω为角频率，L_1k和L_2k分别为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型原边和副边的漏感，n为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的等效变比，L_m为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的激磁电感

由上式可知，M＝nL_m，L_s＝L_2k+nM

由于L_p、L_s、M均可通过实际测量获得，由此可知，L_1k和L_2k可通过确定n的方式来确定；同时，将等效后的无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型置于无线电能传输系统中；

对于PP型补偿，输入端为逆变器输出等效电流源利用电源等效变换原理将电流源与原边补偿电容C_p并联电路等效为电压源与C_p串联的结构，利用漏感补偿的原理将C_p与L_1k串联谐振，则电压源被放大n倍施加于无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型副边的两端；由诺顿定理对无线电能传输系统系统进行等效变换，因副边补偿电容C_s与L_2k并联谐振时，副边补偿网络之后的等效输入电阻Re两端等效为恒流源，此时系统恒流输出：

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{Re}}=\frac{-n{\stackrel{\·}{I}}_{in}}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p(L_s-nM)}$

$C_p=\frac{n}{{\mathrm{\ω}}^2({\mathrm{nL}}_p-M)},C_s=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(L_s-nM)}$

根据输出电流大小，即可确定n的大小，并进而确定补偿方式，其中，n不等于因为当时，输出电流I_Re为无穷大，具体如下：

(1)若计算得C_p为负值，则能够用电感L_a取代电容C_p进行补偿，否则继续判断C_s的计算值，若计算得C_s为负值，则能够用电感L_b取代电容C_s进行补偿，否则进行下一步判断；其中，

$L_a=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p},L_b=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_s};$

(2)若nL_p＝M时C_s取0，C_p取即仅用一个电容C_p补偿即可得到需要的效果；否则，取电容C_p和C_s进行补偿；

上述补偿方式即PP型可控漏感补偿方法，通过该补偿方式，即可使得无线电能传输系统具有恒流输出特性，且输出电流大小可进行预先设计。

以下具体讲述本发明的具体方案实现。

本发明提出的新型的无线电能传输系统补偿网络的补偿方式是采用可控漏感补偿方式。为了理解和分析方便，可将常用的磁耦合系统互感模型(互感模型如图6所示)等效为变压器模型，(其变压器漏感模型如图7所示)。

其中原边自感L_p、副边自感L_s和互感M均可通过实际测量得到。且满足：

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{j\ωL}}_p& j\mathrm{\ω}M\\ j\mathrm{\ω}M& {\mathrm{j\ωL}}_s\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{U}}_1\\ {\stackrel{\·}{U}}_2\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}j\mathrm{\ω}(L_{1k}+L_m)& {\mathrm{j\ωnL}}_m\\ {\mathrm{j\ωnL}}_m& j\mathrm{\ω}(L_{2k}+n^2{L}_m)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{\stackrel{\·}{I}}_p\\ {\stackrel{\·}{I}}_s\end{array}\right)$

由上式可知M＝nL_m，L_s＝L_2k+nM，其中L_1k和L_2k分别为原边和副边的漏感。

将磁耦合系统的变压器模型置于无线电能传输系统中，如图8所示。其中：为逆变器输出等效电源，Re为副边补偿网络之后的等效输入电阻。

从磁耦合系统的变压器等效图中可以看出：L_1k，L_2k均为变比n的函数且变比n并不唯一确定。因而可以通过确定变比n的方式来确定L_1k，L_2k的大小。变比n不同，L_1k，L_2k的大小也不相同。

一、SP型可控漏感补偿

对于SP型补偿拓扑(如图9)，当C_p与L_1k串联谐振(串联谐振可等效为短路)，则电压源被放大n倍施加于端口2-2'两端(如图10、11)，由电源等效变换的原理可将电压源与L_2k变换为如图12所示的等效模型，当C_s与L_2k并联谐振时(并联谐振可等效为开路)，电阻Re两端等效为恒流源(如图13)，此时系统恒流输出：

即取：

此时，系统可以实现恒流输出效果，输出电流当nL_p＝M时C_p取0，即仅用一个电容C_s补偿即可得到需要的效果。

若计算得C_p为负值，则可用电感L_a取代电容C_p进行补偿(如图14)，若C_s为负值，则可用电感L_b取代电容C_s进行补偿(如图15)。其中，

用以上方法补偿得到输出侧两端等效为一个电流源，系统具有恒流输出特性，且输出电流大小可以根据所需输入电压进行预先设计，按公式(二)对C_p和C_s进行取值，或公式(三)对L_a或L_b进行取值，达到需要的输出电流。现有的SP补偿的方式，C_p，C_s取值根据磁耦合系统参数确定，新的补偿方式可以根据实际应用所需的输出电流进行设计，相比于现有的SP补偿电容具有更加灵活的选择范围。

为了消除激磁电感L_m给激励源所带来的无功能量，提出一种新型PS\P补偿(如图16)，在SP型可控漏感补偿方式的基础上加入补偿电容C_m，使得整个网络相对于激励源呈现纯阻性，从而达到降低系统容量、减小损耗和提高效率的目的。其中：

二、PP型可变漏感补偿

对于PP型补偿网络，输入端为逆变器输出等效电流源如图17所示。利用电源等效变换将电流源与电容C_p并联电路等效为电压源与电容C_p串联的结构(如图18)，利用漏感补偿的原理将C_p与L_1k串联谐振(串联谐振可等效为短路，如图19)，则电压源被放大n倍施加于端口2-2'两端(如图20)。由诺顿定理将电压源串联L_2k等效变换为如图21所示模型，当C_s与L_2k并联谐振时，电阻Re两端等效为恒流源(如图22)，此时系统恒流输出：

Cp和Cs取值与公式(二)相同，系统可以实现恒流输出效果，输出电流

当nL_p＝M时，C_s取0，C_p取则系统恒流输出

若计算得C_p为负值，则也可用电感L_a取代电容C_p进行补偿(如图23)，若C_s为负值，则可用电感L_b取代电容C_s进行补偿(如图24)。L_a和L_b的大小见公式(三)。

以上两种SP、PS\P型可变漏感补偿方式和PP型可变漏感补偿方式相较于传统补偿方式，不局限于仅使用电容补偿，也可利用电感进行替代来达到想要的输出效果，在特定的情况下还可以仅使用单电容补偿的方式达到恒流输出的目的。提出的新型补偿方式具有输出范围宽，输出电流不随负载变化，在不改变原电路结构的基础上即可进行改进等优点，具有很强的实用性。

以下为本发明的具体实施例。

实施例一：对于工作在100kHz频率下的无线电能传输系统，其磁耦合结构原边自感为150uH，副边自感为130uH，原副边之间的互感为30uH，前级逆变器输出为100V，采用SP新型补偿方式进行优化方法如下：

当输出需要1A时，由得到n为0.687267，利用如上公式(一)的参数设计出C_p为23.82nF，C_s为23.16nF，此时输出侧即可达到恒流输出1A的效果，仿真结果如图25所示；

当输出需要2A时，计算可得n为1.186375，利用公式(一)的参数设计出C_p为20.31nF，C_s为26.83nF，此时输出侧即可达到恒流输出2A的效果，仿真结果如图26所示；

特别的，当设计输出电流为0.2567A时，此时nL_p＝M，仅需要单电容C_s补偿即可，Cs为20.43nF，仿真结果如图27所示。

当设计输出电流为10A时，此时C_p为17.26nF，C_s＜0，采用电感L_b＝146.9uH替代C_s进行补偿，仿真结果如图28所示。

以上是本发明的较佳实施例，凡依本发明技术方案所作的改变，所产生的功能作用未超出本发明技术方案的范围时，均属于本发明的保护范围。

Claims (3)

1.一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法，其特征在于：该方法应用于SP型补偿，具体为SP型可控漏感补偿方法，实现如下，

将无线电能传输系统磁耦合系统互感模型等效为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型，

$\left(\begin{array}{c}\stackrel{\·}{U_1}\\ \stackrel{\·}{U_2}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{j\ωL}}_p& j\mathrm{\ω}M\\ j\mathrm{\ω}M& {\mathrm{j\ωL}}_s\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\stackrel{\·}{I_p}\\ \stackrel{\·}{I_s}\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}\stackrel{\·}{U_1}\\ \stackrel{\·}{U_2}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}j\mathrm{\ω}(L_{1k}+L_m)& {\mathrm{j\ωnL}}_m\\ {\mathrm{j\ωnL}}_m& j\mathrm{\ω}(L_{2k}+n^2{L}_m)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\stackrel{\·}{I_p}\\ \stackrel{\·}{I_s}\end{array}\right)$

其中，L_p为原边自感，L_s为副边自感，M为原副边之间的互感，ω为角频率，L_1k和L_2k分别为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型原边和副边的漏感，n为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的等效变比，L_m为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的激磁电感；

由上式可知，M＝nL_m，L_s＝L_2k+nM

由于L_p、L_s、M均可通过实际测量获得，由此可知，L_1k和L_2k可通过确定n的方式来确定；同时，将等效后的无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型置于无线电能传输系统中；

对于SP型补偿，因原边补偿电容C_p与L_1k串联谐振等效为短路，此时，逆变侧等效电压源被放大n倍施加于无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型副边的两端，利用电源等效变换原理对无线电能传输系统系统进行等效变换，因副边补偿电容C_s与L_2k并联谐振等效为开路，副边补偿网络之后的等效输入电阻R_e两端等效为恒流源，此时系统为恒流输出：

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{Re}}=\frac{n{\stackrel{\·}{U}}_{in}}{j\mathrm{\ω}(L_s-nM)}$

$C_p=\frac{n}{{\mathrm{\ω}}^2({\mathrm{nL}}_p-M)},C_s=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(L_s-nM)}$

根据输出电流大小，即可确定n的大小，并进而确定补偿方式，其中，n不等于因为当时，输出电流I_Re为无穷大，具体如下：

(1)若计算得C_p为负值，则能够用电感L_a取代电容C_p进行补偿，否则继续判断C_s的计算值，若计算得C_s为负值，则能够用电感L_b取代电容C_s进行补偿，否则进行下一步判断；其中，

$L_a=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p},L_b=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_s};$

(2)若nL_p＝M时C_p取0，即仅用一个电容C_s补偿即可得到需要的效果；否则，取电容C_p和C_s进行补偿；

上述补偿方式即SP型可控漏感补偿方法，通过该补偿方式，即可使得无线电能传输系统具有恒流输出特性，且输出电流大小可进行预先设计。

2.根据权利要求1所述的一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法，其特征在于：为消除激磁电感L_m给激励源所带来的无功能量，在所述SP型可控漏感补偿方法的基础上加入补偿电容C_m，使得整个无线电能传输系统相对于激励源呈现纯阻性，从而达到降低系统容量、减小损耗和提高效率的目的，其中：

且C_m并联于逆变侧等效电压源的两端；

该种补偿方法为PS\P补偿方法。

3.一种任意恒流输出的无线电能传输系统谐振补偿方法，其特征在于：该方法应用于PP型补偿，具体为PP型可控漏感补偿，实现如下，

将无线电能传输系统磁耦合系统互感模型等效为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型，

$\left(\begin{array}{c}\stackrel{\·}{U_1}\\ \stackrel{\·}{U_2}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{j\ωL}}_p& j\mathrm{\ω}M\\ j\mathrm{\ω}M& {\mathrm{j\ωL}}_s\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\stackrel{\·}{I_p}\\ \stackrel{\·}{I_s}\end{array}\right)$

$\left(\begin{array}{c}\stackrel{\·}{U_1}\\ \stackrel{\·}{U_2}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}j\mathrm{\ω}(L_{1k}+L_m)& {\mathrm{j\ωnL}}_m\\ {\mathrm{j\ωnL}}_m& j\mathrm{\ω}(L_{2k}+n^2{L}_m)\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}\stackrel{\·}{I_p}\\ \stackrel{\·}{I_s}\end{array}\right)$

其中，L_p为原边自感，L_s为副边自感，M为原副边之间的互感，ω为角频率，L_1k和L_2k分别为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型原边和副边的漏感，n为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的等效变比，L_m为无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型的激磁电感

由上式可知，M＝nL_m，L_s＝L_2k+nM

由于L_p、L_s、M均可通过实际测量获得，由此可知，L_1k和L_2k可通过确定n的方式来确定；同时，将等效后的无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型置于无线电能传输系统中；

对于PP型补偿，输入端为逆变器输出等效电流源利用电源等效变换原理将电流源与原边补偿电容C_p并联电路等效为电压源与C_p串联的结构，利用漏感补偿的原理将C_p与L_1k串联谐振，则电压源被放大n倍施加于无线电能传输系统磁耦合系统的变压器漏感模型副边的两端；由诺顿定理对无线电能传输系统系统进行等效变换，因副边补偿电容C_s与L_2k并联谐振时，副边补偿网络之后的等效输入电阻Re两端等效为恒流源，此时系统恒流输出：

${\stackrel{\·}{I}}_{\mathrm{Re}}=\frac{-n{\stackrel{\·}{I}}_{in}}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p(L_s-nM)}$

$C_p=\frac{n}{{\mathrm{\ω}}^2({\mathrm{nL}}_p-M)},C_s=\frac{1}{{\mathrm{\ω}}^2(L_s-nM)}$

根据输出电流大小，即可确定n的大小，并进而确定补偿方式，其中，n不等于因为当时，输出电流I_Re为无穷大，具体如下：

(1)若计算得C_p为负值，则能够用电感L_a取代电容C_p进行补偿，否则继续判断C_s的计算值，若计算得C_s为负值，则能够用电感L_b取代电容C_s进行补偿，否则进行下一步判断；其中，

$L_a=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_p},L_b=\frac{-1}{{\mathrm{\ω}}^2{C}_s};$

(2)若nL_p＝M时C_s取0，C_p取即仅用一个电容C_p补偿即可得到需要的效果；否则，取电容C_p和C_s进行补偿；

上述补偿方式即PP型可控漏感补偿方法，通过该补偿方式，即可使得无线电能传输系统具有恒流输出特性，且输出电流大小可进行预先设计。