FR2884075A1 - Convertisseur de tension continue a commutation douce - Google Patents

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Abstract

La présente invention concerne un convertisseur continu/continu de type demi-pont à commutation douce comprenant un transformateur (Trf). Le primaire du convertisseur est du type à montage en demi-pont et est relié à une source de tension d'entrée (Ve) par l'intermédiaire de deux interrupteurs (T1,T2) et le secondaire est de type mono-alternance et est relié à une charge par l'intermédiaire d'une inductance (Lf). Des moyens sont prévus pour commander en alternance les deux interrupteurs (T1,T2), à fréquence fixe, par modulation de largeur. Pour réduire le nombre de composants du convertisseur, un condensateur (Cr') de faible valeur est monté en série avec ledit enroulement primaire (Lp), lequel condensateur ramené au secondaire est prévu pour résonner avec ladite inductance (Lf). L'inductance est l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire. Les interrupteurs sont avantageusement commutés alors que le courant dans ladite inductance n'est pas nul.

Description

CONVERTISSEUR DE TENSION CONTINUE A COMMUTATION DOUCE
La présente invention concerne un convertisseur continu/continu haute fréquence de type demi-pont à commutation douce et quasi-résonnant en courant au secondaire. Ce type de convertisseur est exploitable pour tout type d'appareillage nécessitant d'être raccordé au secteur et fournissant une tension de sortie continue isolée. Les domaines d'application sont multiples et concernent l'ensemble des produits allant des matériels professionnels, industriels autant que grand public.
Art antérieur On connaît, par la demande de brevet n FR 2 738 417, un convertisseur DC/DC à régulation à découpage en structure demi-pont à commutation douce au primaire et redressement mono-alternance quasirésonant à commutation zéro de courant au secondaire. Un tel circuit est représenté à la figure 1.
En référence à la figure 1, le convertisseur comprend un transformateur d'isolement Tri avec un montage demi-pont coté primaire et un circuit quasi-résonant à redressement mono-alternance au secondaire.
Plus précisément, le circuit primaire comprend un circuit demi-pont à deux interrupteurs T1 et T2 montés en série entre les bornes d'un générateur de tension SV délivrant une tension Ve. Les interrupteurs T1 et T2 sont classiquement des transistors MOSFET. Le point milieu du circuit demi-pont est connecté à l'extrémité polarisée de l'enroulement primaire Lp du transformateur Trf. L'autre extrémité de l'enroulement primaire Lp est connectée, via un condensateur Cdp ayant une forte capacité, à la borne du générateur SV connectée à l'interrupteur IT2. Les interrupteurs T1 et T2 sont pilotés par les signaux de commande Drvl et Drv2 générés à partir d'un circuit de modulation de largeur d'impulsion en fonction de la tension de sortie du convertisseur et le transformateur Trf a un rapport de transformation m.
L'extrémité non polarisée de l'enroulement secondaire Ls du transformateur Trf est reliée par une inductance Lf, correspondant à l'inductance de fuite vue du secondaire du transformateur Tri, et une diode Dl à une première extrémité d'un condensateur de résonance Cr, l'autre extrémité de ce condensateur étant reliée à l'extrémité polarisée de l'enroulement secondaire Ls. Une inductance de lissage LI est connectée entre la jonction diode Dl - condensateur Cr et une extrémité d'un condensateur Cs placé entre les bornes de sortie du convertisseur. L'autre extrémité du condensateur Cs est connectée à l'extrémité polarisée de l'enroulement secondaire Ls. Un générateur de courant SC délivrant un courant Is est connecté entre les bornes de sortie du convertisseur pour matérialiser le courant circulant à travers la charge du convertisseur. L'inductance de lissage a pour fonction de lisser le courant fourni à la charge.
Le fonctionnement de ce convertisseur est bien connu de l'homme du métier. II est décrit en détail dans la demande de brevet n FR 2 738 417. Les signaux de commande Drvl et Drv2 des interrupteurs T1 et T2 sont fermés l'un après l'autre. Un temps mort est prévu entre les actionnements alternés de ces interrupteurs de manière à ce que lesdits transistors se retrouvent dans un état ouvert à deux reprises pendant le cycle de fonctionnement de ces deux signaux. La façon dont sont générés ces signaux de commande est expliquée de manière détaillée dans la demande de brevet n FR 2 738 417. La durée de chaque cycle (= période des signaux Drvl et Drv2) dépend du courant primaire Ip que l'on cherche à obtenir pour charger les capacités parasites des interrupteurs Ti et T2 et avoir ainsi une commutation douce des interrupteurs. Le rapport entre les temps de conduction des interrupteurs T1 et T2 définit la tension de sortie du convertisseur.
Avec ce montage, la commutation des interrupteurs est effectuée lorsque le courant dans le secondaire est nul pour réduire les pertes de commutation. Lorsque l'interrupteur T2 est fermé, l'inductance de fuite Lf résonne avec le condensateur Cr de faible valeur. La commutation douce au primaire est assurée par le courant magnétisant circulant dans l'enroulement Lp du transformateur Tri, engendré par l'application de la tension Ve aux bornes de l'enroulement primaire Lp et du condensateur Cdp et augmenté du courant moyen de sortie ramené au primaire selon le rapport de transformation.
Ce montage fonctionne très bien pour des puissances relativement basses ne nécessitant qu'un faible courant magnétisant. Sinon, l'augmentation de la puissance oblige à augmenter dans la même proportion la valeur du courant magnétisant pour assurer une commutation douce au primaire.
Un autre inconvénient est qu'il comporte un nombre élevé de composants.
La présente invention vise à proposer un convertisseur comprenant un nombre réduit de composants et apte à délivrer une puissance plus importante sans avoir à augmenter la valeur du courant magnétisant.
La présente invention concerne un convertisseur de tension continue à commutation douce, comprenant un transformateur ayant un enroulement primaire et un enroulement secondaire, le primaire du convertisseur étant du type à montage en demi -pont et susceptible d'être relié à une source de tension d'entrée par l'intermédiaire de deux interrupteurs et le secondaire du convertisseur étant de type quasi-résonnant mono-alternance et susceptible d'être relié à une charge, des moyens pour commander en alternance les deux interrupteurs, à fréquence fixe, par modulation de largeur d'impulsion en fonction de la tension de sortie du convertisseur. Selon l'invention, un condensateur de faible valeur est monté en série avec l'enroulement primaire, lequel condensateur ramené au secondaire est prévu pour résonner avec une inductance présente au secondaire et produire ladite quasi-résonance au secondaire.
L'inductance est l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire ou éventuellement l'inductance série formée de l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire et d'une inductance supplémentaire montée entre l'enroulement secondaire et la charge du convertisseur. On réduit ainsi le nombre de composants résonnants du convertisseur.
Selon un mode de fonctionnement particulier, les interrupteurs sont commutés alors que le courant dans ladite inductance est nul.
Selon un mode de fonctionnement préféré, les interrupteurs sont commutés alors que le courant dans ladite inductance n'est pas nul et en ce que ledit courant est tel que, ramené au primaire, il contribue à réaliser une commutation douce des interrupteurs.
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui va suivre, donnée à titre d'exemple non limitatif, et en référence aux dessins annexés parmi lesquels: - la figure 1 est un schéma électrique d'un convertisseur de l'art antérieur à commutation douce, - la figure 2 est un schéma électrique d'un convertisseur selon l'invention; et - les figures 3A à 3F sont des diagrammes temporels représentatifs du fonctionnement du convertisseur de la figure 2.
Le circuit proposé, illustré par la figure 2, diffère de celui de la figure 1 à la fois par la position des composants résonnants et par son mode de fonctionnement. Dans le circuit de la figure 1, l'inductance de fuite Lf du transformateur Tri vue du secondaire résonne avec le condensateur Cr de faible valeur. Selon l'invention, l'inductance de fuite Lf résonne avec un condensateur Cr' positionné à la place du condensateur Cdp. Plus précisément, l'inductance de fuite Lf du transformateur vue du secondaire résonne avec le condensateur Cr' ramené au secondaire. L'inductance Lf est éventuellement l'inductance série formée de l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire et d'une inductance supplémentaire montée entre l'enroulement secondaire et la charge du convertisseur. Les condensateurs Cr et Cdp sont supprimés et, comme il n'y a plus de condensateur de résonance au secondaire, l'inductance de lissage L1 n'a plus d'utilité.
Il est possible de faire fonctionner ce convertisseur de la même façon que celui de la figure 1, c'est-à-dire en commutant les interrupteurs Ti et T2 lorsque le courant au secondaire est nul. L'intérêt du montage est alors uniquement son nombre réduit de composants.
Cependant, selon un mode de fonctionnement préféré, les interrupteurs Ti et T2 ne sont plus commutés lors du zéro de courant au secondaire. Ils sont commutés alors que le courant dans l'inductance de fuite Lf n'est pas nul, ce courant ramené au primaire s'ajoutant alors au courant magnétisant généré par la tension Ve dans l'enroulement primaire pour charger l'ensemble des capacités parasites du montage, notamment la capacité drain/source (coss) des transistors Ti et T2 et les capacités parasites du transformateur. Dans ce mode, il est donc prévu d'interrompre la résonance en courant du circuit secondaire du convertisseur pour assurer une commutation douce des interrupteurs Ti et T2, quelle que soit la puissance à délivrer.
Ce mode de fonctionnement préféré est illustré par les figures 3A à 3F. Dans la suite de la description, Ip désigne le courant traversant l'enroulement primaire Lp, If désigne le courant traversant l'inductance de fuite Lf du transformateur, Vr' désigne la tension aux bornes du condensateur Cr', VAS désigne la tension aux bornes de l'enroulement secondaire Ls, Vs désigne la tension de sortie du convertisseur, M désigne le point milieu du demi-pont et VM désigne la tension au point M. Les figures 3A et 3B illustrent la forme des signaux de commande Drvl et Drv2 des interrupteurs T1 et T2.
La figure 3C représente la tension VM présente au point milieu M du demipont.
La figure 3D représente les variations de la tension Vr' aux bornes du condensateur de résonance Cr' et les variations de la tension VAS aux bornes de l'enroulement secondaire Ls.
La figure 3E représente le courant If traversant l'inductance de fuite Lf du transformateur.
Enfin, la figure 3F représente le courant Ip traversant l'enroulement primaire Lp.
Dans ces figures, T représente la période du cycle d'ouverture/fermeture des interrupteurs T1 et T2. Un temps mort tm pendant lequel les deux interrupteurs T1 et T2 sont ouverts est prévu entre chaque fermeture d'interrupteur. Un premier temps mort tml est prévu avant la fermeture de l'interrupteur Ti et un deuxième temps mort tm2 est prévu avant la fermeture de l'interrupteur T2. En référence aux figures 3A et 3B, l'interrupteur Ti est fermé pendant la période de temps [tml, al] et l'interrupteur T2 est fermé pendant la période de temps [aT+ tm2, T].
Au départ, les interrupteurs Ti et T2 sont ouverts et le courant dans l'inductance de fuite Lf est égal à IpO. Commence alors une phase de fonctionnement référencée P1. Pendant cette phase, le courant If chute. Ce courant, ramené au primaire, est dans un sens tel qu'il va contribuer alors, avec le courant magnétisant engendré par l'application de la tension Ve au primaire, à charger les capacités parasites des interrupteurs T1 et T2 notamment pour obtenir une commutation douce car le courant VM croît naturellement jusqu'à Ve. Le courant If ramené au primaire permet donc de faire croître le courant Ip comme montré sur la figure 3F. L'interrupteur T1 est fermé au bout du temps mort tm1. Il faut que l'interrupteur Ti soit fermé avant que le courant Ip n'atteigne une valeur nulle alors que le point M a atteint la tension Ve pour assurer une fermeture de l'interrupteur Ti à zéro de tension. La tension Ve est ainsi appliquée aux bornes de l'enroulement primaire Lp et du condensateur Cr'. Cette première phase de fonctionnement se termine au temps t1 lorsque le courant If devient nul. La diode D1 s'oppose alors au passage d'un courant If négatif à travers le circuit secondaire du convertisseur.
Une deuxième phase, référencée P2, commence ensuite. Pendant cette phase, le courant lp continue à croître jusqu'à une valeur Ip2 avec une pente plus faible car il n'y a plus de courant If ramené au primaire.
Cette phase se termine au temps aT.
Une troisième phase, référencée P3, commence alors. Les interrupteurs T1 et T2 étant tous deux ouverts pendant la période tm2, le courant lp composé du courant magnétisant augmenté du courant moyen de sortie ramené au primaire dans le rapport de transformation m, participe à faire descendre naturellement la tension VM jusqu'à 0 Volt. Au bout du temps mort tm2, l'interrupteur est fermé alors que la tension à ses bornes est nulle, ce qui assure une commutation à zéro de tension. L'inductance de fuite Lf entre en résonance avec le condensateur Cr' ramené au secondaire. Le courant lp au travers de l'enroulement primaire commence alors sa décroissance en suivant une sinusoïde en opposition de phase avec celle du courant If. Cette phase de résonance est interrompue au temps T alors que le courant dans l'inductance de fuite Lf est égal à IfO. Un nouveau cycle commence ensuite avec une nouvelle phase P1.
Les valeurs des composants de ce circuit sont calculées en respectant les règles suivantes: - la capacité du condensateur Cr' est calculée pour, ramenée au secondaire, résonner avec l'inductance de fuite Lf du transformateur Trf, vue du secondaire, à une fréquence environ de 2 fois inférieure à la fréquence de découpage; - l'inductance de l'enroulement primaire est calculée en fonction de la fréquence de découpage, de la tension Ve et du rapport cyclique permettant d'obtenir un courant lp crête suffisant pour obtenir une commutation douce des interrupteurs sans aucune chage en sortie (à vide) ; Le courant magnétisant au primaire dépend notamment des transistors MOSFET utilisés pour T1 et T2 et du transformateur.
Ce convertisseur présente notamment les avantages suivants: -suppression du condensateur Cr et de l'inductance de lissage L1; -suppression du condensateur Cdp de forte valeur et remplacement de celui-ci par un condensateur Cr' de plus faible valeur; - commutation douce des interrupteurs Ti et T2 même pour de fortes puissances; - pertes de commutation maîtrisées en raison de la présence de l'inductance de fuite Lf qui contrôle la pente du courant Ip au moment de la commutation de l'interrupteur T1; - l'apport du courant If ramené au primaire pour charger les capacités parasites des interrupteurs peut permettre de réduire l'intensité du courant magnétisant et d'augmenter alors les fréquences de commande des interrupteurs Ti et T2; et - le courant efficace et le courant crête au secondaire sont moins importants que lors d'une commutation à zéro de courant; les pertes par conduction au secondaire sont donc réduites.

Claims (5)

REVENDICATIONS
1. Convertisseur de tension continue à commutation douce, comprenant un transformateur (Trf) ayant un enroulement primaire (Lp) et un enroulement secondaire (Ls), le primaire du convertisseur étant du type à montage en demi-pont et susceptible d'être relié à une source de tension d'entrée (Ve) par l'intermédiaire de deux interrupteurs (T1,T2) et le secondaire du convertisseur étant de type quasi-résonnant mono-alternance et susceptible d'être relié à une charge, des moyens pour commander en alternance les deux interrupteurs (T1,T2), à fréquence fixe, par modulation de largeur d'impulsion en fonction de la tension de sortie du convertisseur, caractérisé en ce qu'un condensateur (Cr') de faible valeur est monté en série avec ledit enroulement primaire (Lp), lequel condensateur ramené au secondaire est prévu pour résonner avec une inductance (Lf) présente au secondaire et produire ladite quasi-résonance au secondaire.
2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite inductance (Lf) est l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire.
3. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite inductance (Lf) est l'inductance série formée de l'inductance de fuite du transformateur vue du secondaire et d'une inductance supplémentaire montée entre l'enroulement secondaire et ladite charge.
4. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les interrupteurs sont commutés alors que le courant dans ladite inductance est nul.
5. Convertisseur selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que les interrupteurs sont commutés alors que le courant dans ladite inductance n'est pas nul et en ce que ledit courant est tel que, ramené au primaire, il contribue à réaliser une commutation douce des interrupteurs.
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